JPH09214238A - Active phased array antenna - Google Patents
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Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、アクティブフェーズド
アレイ空中線に関し、特に、ミリ波帯で適用すると好適
なアクティブフェーズドアレイ空中線に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an active phased array antenna, and more particularly to an active phased array antenna suitable for application in the millimeter wave band.
【0002】[0002]
【従来の技術】複数の放射素子が直線または平面配列さ
れるアクティブフェーズドアレイ空中線では、ビーム走
査範囲を広くするために、可視領域にグレーティングロ
ーブが出現しないように、放射素子の設置間隔を狭くす
る必要がある。すなわち、ビーム走査範囲を±θ°、使
用周波数の波長をλとすれば、所要の素子間隔dは、次
式で表される。2. Description of the Related Art In an active phased array antenna in which a plurality of radiating elements are arranged in a straight line or in a plane, the spacing between the radiating elements is narrowed in order to widen the beam scanning range so that no grating lobe appears in the visible region. There is a need. That is, if the beam scanning range is ± θ ° and the wavelength of the used frequency is λ, the required element spacing d is expressed by the following equation.
【0003】 [0003]
【0004】ここで、kは、フェーズドアレイ規模によ
って定まる定数である。Here, k is a constant determined by the scale of the phased array.
【0005】従来、広いビーム走査範囲を有するアクテ
ィブフェーズドアレイ空中線の放射素子として、「Ph
ased Array Antenna with a
Multi Layer Substrate」(I
EEE、Proc.H、Vol.141、No.4、A
ug.1994)に開示されているように、素子間の相
互結合が小さく、かつビーム走査時の利得低下の小さい
MicrostripPatch Antenna(以
下、MSPAとする)が広く用いられていた。MSPA
を放射素子として用いたとき、アクティブフェーズドア
レイ空中線の構造として、図8に示すように、MSPA
201アレイと送受信モジュール202を分離して構成
する方法や、MSPAの裏面に移相器、増幅器等のマル
チチップモジュールIC(MMIC)を実装する方法が
考えられていた。Conventionally, as a radiating element of an active phased array antenna having a wide beam scanning range, "Ph
assed Array Antena with a
"Multi Layer Substrate" (I
EEE, Proc. H, Vol. 141, No. 4, A
ug. As disclosed in 1994), a MicrostripPatch Antenna (hereinafter referred to as MSPA), which has a small mutual coupling between elements and a small gain reduction during beam scanning, has been widely used. MSPA
When used as a radiating element, the structure of the active phased array antenna is shown in FIG.
A method of separately configuring the 201 array and the transmission / reception module 202 and a method of mounting a multi-chip module IC (MMIC) such as a phase shifter and an amplifier on the back surface of the MSPA have been considered.
【0006】上記方法は、マイクロ波帯で使用されるア
クティブフェーズドアレイ空中線では実用化されている
ものの、図8に示すMSPA201と送受信モジュール
202を分離した構成をミリ波帯等の高い周波数帯で使
用されるアクティブフェーズドアレイ空中線に適用する
ことは、機械加工精度の限界、保守整備性を考慮すると
実現が非常に困難である。Although the above method has been put to practical use in an active phased array antenna used in the microwave band, the configuration in which the MSPA 201 and the transmission / reception module 202 shown in FIG. 8 are separated is used in a high frequency band such as a millimeter wave band. It is very difficult to apply it to the active phased array antenna which is considered in consideration of the limit of machining accuracy and maintainability.
【0007】すなわち、送受信モジュール202は、そ
れが故障した場合に交換・修理するために、MSPA2
01アレイから取り外す必要がある。ここで、送受信モ
ジュール202とMSPA201アレイとを接続するた
めの同軸コネクタ203のコネクタ間隔は、±45〜±
60°のビーム走査範囲のアクティブフェーズドアレイ
空中線の場合、λ/2(λ:波長)となる。例えば、そ
のコネクタ間隔は、35GHzのミリ波帯のアクティブ
フェーズドアレイ空中線の場合では、約4.3mm、9
GHzのマイクロ波帯では、16mmとなる。したがっ
て、ミリ波帯のアクティブフェーズドアレイ空中線で
は、超小型の同軸コネクタ203を用いる必要がある。
しかしながら、この超小型同軸コネクタ203は、中心
導体が非常に細く、人手で勘合させることは非常に困難
である。That is, the transmission / reception module 202 uses the MSPA2 to replace / repair when it fails.
01 array needs to be removed. Here, the connector interval of the coaxial connector 203 for connecting the transmitting / receiving module 202 and the MSPA201 array is ± 45 to ±.
In the case of an active phased array antenna with a beam scanning range of 60 °, it becomes λ / 2 (λ: wavelength). For example, the connector spacing is about 4.3 mm in the case of an active phased array antenna in the millimeter wave band of 35 GHz, 9 mm.
In the microwave band of GHz, it is 16 mm. Therefore, in the millimeter-wave band active phased array antenna, it is necessary to use the microminiature coaxial connector 203.
However, this microminiature coaxial connector 203 has a very thin center conductor, and it is very difficult to manually fit it.
【0008】また、MSPAの裏面にMMICを実装す
る構造について、例えば、35GHz帯で使用可能なア
クティブフェーズドアレイ空中線を考えると、図9
(a)に示すように、MMICの実装可能な領域204
の面積は約20mm2で、MMICの実装面積が4〜8
mm2/chip必要であることから、実装個数に限界
がある。しかしながら、送受信モジュールで使用される
チップは、一般的に、図9(b)に示すように、アンプ
6台、スイッチ3台、移相器および減衰器各1台を必要
とし、アンプおよびスイッチの実装面積は4mm2程度
であり、移相器および減衰器の実装面積は6mm2程度
であることから、MMICの占有面積は、48mm2と
なる。さらに、MMIC間の接続、外部リードとの接続
を考えると、実際の面積はそれ以上となってしまい、結
果として、MSPAの裏面にMMICを実装すること
は、極めて実現困難であった。さらに、このMSPAの
裏面にMMICを実装する構造では、放熱の問題も解決
する必要がある。このように、上記構造の、ミリ波帯の
アクティブフェーズドアレイ空中線への適用は極めて困
難であった。Regarding the structure in which the MMIC is mounted on the back surface of the MSPA, considering, for example, an active phased array antenna usable in the 35 GHz band, FIG.
As shown in (a), MMIC mountable area 204
Area is about 20mm 2 and MMIC mounting area is 4 ~ 8
Since mm 2 / chip is required, there is a limit to the number of packages that can be mounted. However, the chip used in the transmission / reception module generally requires 6 amplifiers, 3 switches, 1 phase shifter and 1 attenuator, as shown in FIG. The mounting area is about 4 mm 2 , and the mounting area of the phase shifter and the attenuator is about 6 mm 2. Therefore, the occupied area of the MMIC is 48 mm 2 . Further, considering the connection between the MMICs and the connection with the external lead, the actual area becomes larger, and as a result, it is extremely difficult to mount the MMIC on the back surface of the MSPA. Further, in the structure in which the MMIC is mounted on the back surface of the MSPA, it is necessary to solve the problem of heat dissipation. Thus, it was extremely difficult to apply the above structure to an active phased array antenna in the millimeter wave band.
【0009】したがって、ミリ波帯のアクティブフェー
ズドアレイ空中線では、図10に示すように、放射素子
205として、スロットラインアンテナやダイポールア
ンテナを選定し、これらの放射素子205の給電線20
7の延長上に送受信モジュール206を実装する構成が
適用されていた。Therefore, in the millimeter-wave band active phased array antenna, a slot line antenna or a dipole antenna is selected as the radiating element 205 as shown in FIG.
A configuration in which the transmission / reception module 206 is mounted on the extension of No. 7 has been applied.
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、アクテ
ィブフェーズドアレイ空中線の放射素子としてスロット
ラインアンテナを用い、図10に示すような構成を採用
した場合、ビーム幅を広くすると、アレイエレメントパ
ターン(放射素子をアレイ配列とした時の素子単体パタ
ーン)のリップルや歪みが増大することになる。したが
って、スロットラインアンテナは、広角走査アクティブ
フェーズドアレイ空中線の放射素子として適当ではなか
った。However, when the slot line antenna is used as the radiating element of the active phased array antenna and the configuration shown in FIG. 10 is adopted, if the beam width is widened, the array element pattern (radiating element The ripples and distortions of the single element pattern (when arrayed) are increased. Therefore, slot line antennas have not been suitable as radiating elements for wide-angle scanning active phased array antennas.
【0011】また、アクティブフェーズドアレイ空中線
の放射素子としてダイポールアンテナを用い、図10に
示すような構成を採用した場合、素子間の相互結合が大
きくなる。さらに、素子間隔を密に配列した場合、アレ
イエレメントパターンの歪みが大きく、ビーム走査時の
利得変化が大きくなってしまっていた。図11は、ビー
ム走査範囲±45°および±60°を達成するために必
要な素子間隔でダイポールアンテナを配列したときのア
レイエレメントパターンを示す図であり、実線は、±4
5°、点線は、±60°のビーム走査範囲に対応してい
る。図11を参照すると、ビームを±60°に走査した
場合、垂直面(−60°)で4.6dB、水平面(+6
0°)で11.7dBの利得低下が生じている。このよ
うなアクティブフェーズドアレイ空中線をレーダ装置に
適用した場合、システム利得の変化で、各々の利得低下
は、9.2dBおよび23.4dBとなり、システム設
計に重大な悪影響を与えていた。Further, when a dipole antenna is used as a radiating element of the active phased array antenna and the configuration as shown in FIG. 10 is adopted, mutual coupling between the elements becomes large. Further, when the elements are arranged closely, the distortion of the array element pattern is large and the gain change at the time of beam scanning becomes large. FIG. 11 is a diagram showing an array element pattern when dipole antennas are arranged at element intervals required to achieve the beam scanning ranges ± 45 ° and ± 60 °, and the solid line indicates ± 4.
The 5 ° and dotted lines correspond to the beam scanning range of ± 60 °. Referring to FIG. 11, when the beam is scanned at ± 60 °, the vertical plane (−60 °) is 4.6 dB, and the horizontal plane (+6).
At 0 °), a gain decrease of 11.7 dB occurs. When such an active phased array antenna is applied to a radar device, changes in the system gain cause respective gain reductions of 9.2 dB and 23.4 dB, which has a serious adverse effect on the system design.
【0012】[0012]
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明のアクティブフェーズドアレイ空中線は、
複数の放射素子とその各放射素子に対応して設けられる
複数の送受信モジュールとを同一平面上に実装するとと
もに、その複数の放射素子を実装平面内で円周上に配列
するものである。In order to solve the above problems, the active phased array antenna of the present invention comprises:
A plurality of radiating elements and a plurality of transmitting / receiving modules provided corresponding to the respective radiating elements are mounted on the same plane, and the plurality of radiating elements are arranged on the circumference in the mounting plane.
【0013】特に、サイドローブを抑圧するためには、
最大S/N法によって得られる位相ウェイトおよび振幅
ウェイトにより送受信モジュールを動作させるものであ
る。In particular, in order to suppress the side lobe,
The transmission / reception module is operated by the phase weight and the amplitude weight obtained by the maximum S / N method.
【0014】また、二次元ビーム走査を行うために、本
発明のアクティブフェーズドアレイ空中線は、複数の放
射素子とその各放射素子に対応して設けられる複数の送
受信モジュールとが同一平面上に実装されるとともに、
前記複数の放射素子が前記平面内で円周上に配列される
一次元ビーム走査アクティブフェーズドアレイ空中線を
複数備えるアクティブフェーズドアレイ空中線であっ
て、前記一次元ビーム走査アクティブフェーズドアレイ
空中線を等間隔に並列に配置するとともに、前記各一次
元ビーム走査アクティブフェーズドアレイ空中線の開口
中心を、その一次元ビーム走査アクティブフェーズドア
レイ空中線の各放射素子の実装面に対して垂直な平面内
で円周上に配列するものである。In order to perform two-dimensional beam scanning, the active phased array antenna of the present invention has a plurality of radiating elements and a plurality of transmitting / receiving modules provided corresponding to the respective radiating elements mounted on the same plane. Along with
An active phased array antenna comprising a plurality of one-dimensional beam scanning active phased array antennas arranged on the circumference in the plane, wherein the one-dimensional beam scanning active phased array antennas are arranged in parallel at equal intervals. And the aperture centers of the respective one-dimensional beam scanning active phased array antennas are arranged on the circumference in a plane perpendicular to the mounting surface of each radiating element of the one-dimensional beam scanning active phased array antenna. It is a thing.
【0015】[0015]
【実施例】次に、本発明のアクティブフェーズドアレイ
空中線の一実施例について図面を参照して詳細に説明す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the active phased array antenna of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
【0016】本発明の第1の実施例は、送受信モジュー
ルと放射素子を同一平面上に実装し、かつ放射素子群を
その実装平面内で円周上に配列するように配置するもの
である。このように構成することにより、放射素子の結
合度が小さくなり、結果として、ビーム走査時の利得低
下を抑えることができる。In the first embodiment of the present invention, the transceiver module and the radiating element are mounted on the same plane, and the radiating element group is arranged so as to be circumferentially arranged in the mounting plane. With this configuration, the coupling degree of the radiating element is reduced, and as a result, it is possible to suppress the gain reduction during beam scanning.
【0017】図1は、本実施例の構成を示す斜視図であ
り、円周上に配列した複数の放射素子101と、各放射
素子101のそれぞれと給電線102を介して接続され
る送受信モジュール103とが同一平面上に実装されて
いる。また、電力分配器104は、各送受信モジュール
103に高周波電力を分配・供給するものである。な
お、各送受信モジュール103を制御するための制御信
号は信号入力端子105から入力される。FIG. 1 is a perspective view showing the structure of the present embodiment. A plurality of radiating elements 101 arranged on the circumference and a transmitting / receiving module connected to each of the radiating elements 101 via a feeder line 102. 103 and 103 are mounted on the same plane. The power distributor 104 distributes and supplies high-frequency power to each transmitting / receiving module 103. A control signal for controlling each transmission / reception module 103 is input from the signal input terminal 105.
【0018】図2は、本実施例の構成を示すブロック図
であり、この図2を参照して、本実施例の動作を説明す
る。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. The operation of this embodiment will be described with reference to FIG.
【0019】まず、レーダ信号の送信時について説明す
ると、励振器106によって発生するレーダ信号は、電
力分配器104によって、一様に分配される。分配され
たレーダ信号は、各送受信モジュール103に入力さ
れ、所定の振幅・位相ウェイトが与えられる。各送受信
モジュール103で、レーダ信号に与えられる振幅・位
相ウェイトは、ビーム指向方向ごとに予めビーム走査制
御器107に格納されている。そして、ビーム走査制御
器107からのビーム走査制御信号に基づいて、各送受
信モジュール103は、レーダ信号に所望の振幅・位相
ウェイトを与える。所定の振幅・位相ウェイトが与えら
れたレーダ信号は、増幅された後、円周上に配された放
射素子101から空間に放射される。First, when the radar signal is transmitted, the radar signal generated by the exciter 106 is uniformly distributed by the power distributor 104. The distributed radar signal is input to each transmitting / receiving module 103 and given a predetermined amplitude / phase weight. The amplitude / phase weight given to the radar signal in each transmission / reception module 103 is stored in the beam scanning controller 107 in advance for each beam pointing direction. Then, based on the beam scanning control signal from the beam scanning controller 107, each transmission / reception module 103 gives a desired amplitude / phase weight to the radar signal. The radar signal given the predetermined amplitude and phase weight is amplified and then radiated into space from the radiating element 101 arranged on the circumference.
【0020】次に、受信時について説明すると、各放射
素子101で受信された信号は、対応する送受信モジュ
ール103に導かれ、増幅された後、ビーム形成のた
め、所定の位相・振幅ウェイトが与えられる。この受信
信号に与えられる位相・振幅のウェイトも、送信時と同
様にビーム走査制御器107からのビーム走査制御信号
に基づくものである。各送受信モジュール103の出力
信号は、送信用の電力分配器とは別に用意された電力分
配器104Bによって合成され、受信機109に送出さ
れる。Next, the reception will be described. The signal received by each radiating element 101 is guided to the corresponding transmitting / receiving module 103, amplified, and then given a predetermined phase / amplitude weight for beam forming. To be The phase / amplitude weight given to this received signal is also based on the beam scanning control signal from the beam scanning controller 107 as in the case of transmission. The output signals of the transmission / reception modules 103 are combined by a power distributor 104B prepared separately from the power distributor for transmission, and sent to the receiver 109.
【0021】次に、本実施例における送受信モジュール
について図2および図3を参照して説明する。Next, the transmission / reception module in this embodiment will be described with reference to FIGS.
【0022】図3は、送受信モジュール103の構成を
示すブロック図であり、図中、スイッチの位置は、送信
時の状態を示す。電力分配器104Aからのレーダ信号
は、入力端子115から入力され、移相器110によっ
て位相ウェイトが与えられる。位相ウェイトが与えられ
たレーダ信号は、電力増幅器111によって増幅された
後、可変減衰器112に供給され、振幅ウェイトが与え
られる。振幅・位相ウェイトが与えられたレーダ信号
は、入出力端子113を介して放射素子101に送出さ
れる。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the transmission / reception module 103. In the figure, the position of the switch shows the state at the time of transmission. The radar signal from the power distributor 104A is input from the input terminal 115 and given a phase weight by the phase shifter 110. The radar signal given the phase weight is amplified by the power amplifier 111 and then supplied to the variable attenuator 112 to be given the amplitude weight. The radar signal provided with the amplitude / phase weight is sent to the radiating element 101 via the input / output terminal 113.
【0023】一方、受信時には、図中の各スイッチが反
対側に接触することになり、放射素子101からの受信
信号は、入出力端子113に与えられる。受信信号は、
低雑音増幅器114によって増幅され、可変減衰器11
5によって、振幅ウェイトが与えられる。受信信号は、
さらに、移相器110によって、位相ウェイトが与えら
れる。振幅・位相ウェイトが与えられた受信信号は、出
力端子116から電力分配器104Bに送出される。On the other hand, at the time of reception, each switch in the figure comes into contact with the opposite side, and the reception signal from the radiating element 101 is given to the input / output terminal 113. The received signal is
The variable attenuator 11 is amplified by the low noise amplifier 114.
Amplitude weights are given by 5. The received signal is
Further, the phase shifter 110 provides a phase weight. The received signal provided with the amplitude / phase weight is sent from the output terminal 116 to the power distributor 104B.
【0024】ここで、制御回路117は、ビーム走査制
御器107からのビーム走査制御信号を、可変減衰器1
12および115、移相器110のインタフェースに合
わせてデコードし、その制御信号に基づいて、その可変
減衰器112および115、移相器110を駆動制御す
るものである。Here, the control circuit 117 sends the beam scanning control signal from the beam scanning controller 107 to the variable attenuator 1.
12 and 115, the phase shifter 110 is decoded according to the interface, and the variable attenuators 112 and 115 and the phase shifter 110 are drive-controlled based on the control signal.
【0025】本実施例のごとく、複数の放射素子を円周
配列で等間隔に配置した場合のアレイエレメントパター
ンは、実験によれば、cosθで近似することができ、
そのビーム走査時における利得低下を抑えることができ
る。これは、素子単体の放射パターンをcosθで近似
することができるために、複数の放射素子を円周配列し
た時には、素子間の相互結合が小さくなっているためで
ある。According to the experiment, the array element pattern in the case where a plurality of radiating elements are arranged at equal intervals in the circumferential arrangement as in this embodiment can be approximated by cos θ,
It is possible to suppress the gain reduction during the beam scanning. This is because the radiation pattern of a single element can be approximated by cos θ, so that when a plurality of radiating elements are circumferentially arranged, mutual coupling between the elements is small.
【0026】ここで、図4は、本実施例のアクティブフ
ェーズドアレイ空中線の放射パターンを以下の条件のも
とで計算した結果である。Here, FIG. 4 shows the result of calculation of the radiation pattern of the active phased array antenna of this embodiment under the following conditions.
【0027】 素子数 : 16 素子間隔 : 0.5λ 周波数 : 35GHz(ミリ波帯) 配列円周半径 : 50mm ビーム走査方向 : 60° 設定ウェイト : テーラ分布(サイドローブレベル
−30dB、n=4) 素子パターン : cosθ 次に、本発明の第2の実施例のアクティブフェーズドア
レイ空中線について図2、図4および図5を参照して説
明する。Number of elements: 16 Element spacing: 0.5λ Frequency: 35 GHz (millimeter wave band) Arrangement circumference radius: 50 mm Beam scanning direction: 60 ° Setting weight: Taylor distribution (side lobe level -30 dB, n = 4) elements Pattern: cos θ Next, the active phased array antenna of the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 2, 4 and 5.
【0028】図4を参照すると、本発明の第1の実施例
では、放射素子を円周上に配列したコンフォーマルアレ
イであるため、サイドローブレベル−30dBのテーラ
ウェイトをかけているにもかかわらず、−18dBのサ
イドローブが発生している。そこで、本発明の第2の実
施例では、円周配列アレイで発生する不要ローブ(図4
における70°〜80°に発生している比較的レベルの
大きいサイドローブ)を抑圧するために、前述の第1の
実施例に最大S/N法を適用するものである。Referring to FIG. 4, since the first embodiment of the present invention is a conformal array in which the radiating elements are arranged on the circumference, it is possible to apply a tailor weight of -30 dB to the side lobe level. No, a side lobe of -18 dB is generated. Therefore, in the second embodiment of the present invention, unnecessary lobes (see FIG.
The maximum S / N method is applied to the above-described first embodiment in order to suppress the side lobes having a relatively large level occurring at 70 ° to 80 ° in (1).
【0029】最大S/N法は、「曲線アレイにおけるア
ダプティブナル形成」(1994年電子情報通信学会春
季大会 pp2〜157)に示されているが、その具体
的な手法について図5に示すフローチャートを参照して
説明する。The maximum S / N method is shown in "Adaptive formation in a curved array" (1994 Spring Meeting of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, pp2 to 157). The specific method is shown in the flow chart of FIG. It will be described with reference to FIG.
【0030】まず、アンテナの形状および放射素子の配
列を定める(S101)。さらに、ビーム捜索方向での
メインビームの照射方向を定める(S102)。定めら
れたメインビームの照射方向において、指向性利得を最
大とする基準ウェイトを算定する(S103)。算定さ
れた基準ウェイトによって形成されるサイドロープ特性
に対し、さらに低いサイドロープ化を図りたい方向に不
要信号を想定し、電力分布を設定する(S104)。想
定した不要信号に対する各放射素子相互間での自己相関
値及び相互相関値を算定する(S105)。算定された
各相関値を要素とする共分散マトリクスを算定する(S
106)。算定された共分散マトリクスの逆マトリクス
を算定し、算定された逆マトリクスを用いて前述のS1
03で算定された基準ウェイトに対し補正を行い、アダ
プティブウェイトを算定する(S107)。ここで、S
106で算定された共分散マトリクスは、各放射素子で
受信した不要信号の捜索空間における電力分布を表すも
のであり、したがって、S107で、その共分散マトリ
クスの逆マトリクスを算定し、基準ウェイトに乗算して
これを補正することは、この不要信号を打ち消すように
基準ウェイトで定めたビーム指向性を適合させることを
意味する。First, the shape of the antenna and the arrangement of the radiating elements are determined (S101). Further, the irradiation direction of the main beam in the beam search direction is determined (S102). A reference weight that maximizes the directional gain is calculated in the determined main beam irradiation direction (S103). With respect to the side rope characteristic formed by the calculated reference weight, an unnecessary signal is assumed in the direction in which a lower side rope is desired, and power distribution is set (S104). An autocorrelation value and a crosscorrelation value between each radiating element with respect to the assumed unnecessary signal are calculated (S105). Calculate a covariance matrix with each calculated correlation value as an element (S
106). The inverse matrix of the calculated covariance matrix is calculated, and S1 described above is calculated using the calculated inverse matrix.
The reference weight calculated in 03 is corrected to calculate the adaptive weight (S107). Where S
The covariance matrix calculated in 106 represents the power distribution in the search space of the unwanted signal received by each radiating element. Therefore, in S107, the inverse matrix of the covariance matrix is calculated and multiplied by the reference weight. Then, correcting this means that the beam directivity determined by the reference weight is adapted to cancel the unnecessary signal.
【0031】図2に示すビーム走査制御装置107にお
いて、この最大S/N法を適用して得られる位相・振幅
ウェイトを、各送信モジュール103に入力されるレー
ダ信号に与えることにより、ビーム指向性利得を最大に
しつつ、サイドローブレベルを抑圧することができる。
ここで、図6は、図4に示すような放射パターンを示す
前述の第1の実施例に対して最大S/N法を適用した本
実施例において、前述と同様の条件のもとに計算された
放射パターンを示すものである。図6を参照すれば、図
4に示す放射パターンと比べて、サイドローブレベルは
7dB改善され、−23dBとなっていることがわか
る。また、本実施例では、ビーム走査時の利得変動は、
2.6dBであり、照射素子を直線配列した場合と比べ
て、1.7dB改善されている。In the beam scanning controller 107 shown in FIG. 2, the phase / amplitude weight obtained by applying the maximum S / N method is applied to the radar signal input to each transmitting module 103 to obtain the beam directivity. The side lobe level can be suppressed while maximizing the gain.
Here, FIG. 6 shows calculation under the same conditions as described above in the present embodiment in which the maximum S / N method is applied to the above-mentioned first embodiment showing the radiation pattern as shown in FIG. 3 shows the emitted radiation pattern. Referring to FIG. 6, it can be seen that the sidelobe level is improved by 7 dB to −23 dB as compared with the radiation pattern shown in FIG. Further, in the present embodiment, the gain variation during beam scanning is
It is 2.6 dB, which is improved by 1.7 dB as compared with the case where the irradiation elements are linearly arranged.
【0032】次に、本発明の第3の実施例について図7
を参照して説明する。Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG.
【0033】本発明の第3の実施例は、前述の第1の実
施例のアクティブフェーズドアレイ空中線が一次元ビー
ム走査を行うものであるのに対して、二次元ビーム走査
を行うものである。The third embodiment of the present invention performs two-dimensional beam scanning, whereas the active phased array antenna of the first embodiment described above performs one-dimensional beam scanning.
【0034】図7は、本実施例の構成を示す斜視図であ
り、本実施例の二次元アクティブフェーズドアレイ空中
線は、二次元ビーム走査を行うために、図1に示す一次
元ビーム走査アクティブフェーズドアレイ空中線118
を複数用意し、それらを平行かつ等間隔に配列してい
る。ここで、図7におけるXY平面内においても放射素
子101の配列をコンフォーマルアレイとするために、
一次元アクティブフェーズドアレイ空中線118の開口
中心120が、その一次元アクティブフェーズドアレイ
空中線118の各放射素子101の実装面(図7におけ
るXZ平面)に対して垂直な平面(XY平面)内に描か
れる円周119上に配置されるように、その一次元アク
ティブフェーズドアレイ空中線を前後にずらして配列す
る。ここで、円周119を含む平面内の放射パターン
も、前述の図4に示す特性と同様のものとなる。なお、
本実施例においても、前述の最大S/N法を適用してサ
イドローブを抑圧することができる。FIG. 7 is a perspective view showing the structure of the present embodiment. The two-dimensional active phased array antenna of this embodiment has the one-dimensional beam scanning active phased shown in FIG. 1 for performing two-dimensional beam scanning. Array antenna 118
Are prepared and arranged in parallel and at equal intervals. Here, in order to make the array of the radiating elements 101 into a conformal array also in the XY plane in FIG. 7,
The aperture center 120 of the one-dimensional active phased array antenna 118 is drawn in a plane (XY plane) perpendicular to the mounting surface (XZ plane in FIG. 7) of each radiating element 101 of the one-dimensional active phased array antenna 118. The one-dimensional active phased array antennas are arranged so as to be shifted back and forth so as to be arranged on the circumference 119. Here, the radiation pattern in the plane including the circumference 119 is also similar to the characteristic shown in FIG. In addition,
Also in the present embodiment, the side lobe can be suppressed by applying the maximum S / N method described above.
【0035】[0035]
【発明の効果】以上説明したとおり、本発明のアクティ
ブフェーズドアレイ空中線は、放射素子群とそれに対応
して設けられる送受信モジュールとを同一平面上に実装
するとともに、各放射素子を円周上に配列しているため
に、ビーム走査時の利得変動を抑えることができ、広い
ビーム走査範囲を実現することができる。As described above, in the active phased array antenna of the present invention, the radiating element group and the transmitting / receiving module provided corresponding thereto are mounted on the same plane, and each radiating element is arranged on the circumference. Therefore, it is possible to suppress the gain fluctuation at the time of beam scanning and to realize a wide beam scanning range.
【0036】さらに、精密な接続構造を必要としないた
め、ミリ波帯に適用した場合に、保守整備等を容易に行
うことができる。Furthermore, since no precise connection structure is required, maintenance and the like can be easily performed when applied to the millimeter wave band.
【0037】さらに、最大S/N法を適用することによ
り、放射素子を円周配列した場合に発生する不要ローブ
(比較的レベルの大きいサイドローブ)を抑圧すること
ができる。Further, by applying the maximum S / N method, it is possible to suppress unnecessary lobes (side lobes having a relatively large level) that occur when the radiating elements are circumferentially arranged.
【0038】さらに、本発明では、一次元アクティブフ
ェーズドアレイ空中線を複数並行に配置し、各一次元ア
クティブフェーズドアレイ空中線の開口中心が、その一
次元アクティブフェーズドアレイ空中線の各放射素子の
実装面に対して垂直な平面内に描かれる円周上に配置さ
れ るように、その一次元アクティブフェーズドアレ
イ空中線を前後にずらして配列することにより、二次元
ビーム走査への拡張を容易に実現することができる。Further, in the present invention, a plurality of one-dimensional active phased array antennas are arranged in parallel, and the aperture center of each one-dimensional active phased array antenna is with respect to the mounting surface of each radiating element of the one-dimensional active phased array antenna. The two-dimensional beam scanning can be easily expanded by arranging the one-dimensional active phased array antennas so that they are arranged on the circumference drawn in a vertical plane. .
【図1】本発明の第1の実施例の構成を示す斜視図であ
る。FIG. 1 is a perspective view showing a configuration of a first exemplary embodiment of the present invention.
【図2】本発明の第1の実施例の構成を示すブロック図
である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a first exemplary embodiment of the present invention.
【図3】図2における送受信モジュールの構成を示すブ
ロック図である。3 is a block diagram showing a configuration of a transmission / reception module in FIG.
【図4】本発明の第1の実施例に対して所定の条件で計
算された放射パターンの一例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an example of a radiation pattern calculated under a predetermined condition for the first embodiment of the present invention.
【図5】本発明の第2の実施例に適用される最大S/N
法の処理手順を示すフローチャートである。FIG. 5 is a maximum S / N applied to the second embodiment of the present invention.
It is a flow chart which shows the processing procedure of a method.
【図6】本発明の第2の実施例に対して所定の条件で計
算された放射パターンの一例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing an example of a radiation pattern calculated under a predetermined condition for the second embodiment of the present invention.
【図7】本発明の第3の実施例の構成を示す斜視図であ
る。FIG. 7 is a perspective view showing a configuration of a third exemplary embodiment of the present invention.
【図8】従来のアクティブフェーズドアレイ空中線の主
要部の構成を示す斜視図である。FIG. 8 is a perspective view showing a configuration of a main part of a conventional active phased array antenna.
【図9】従来のアクティブフェーズドアレイ空中線の構
成を説明する図であり、(a)は、MMICを実装可能
なMSPAの裏面の面積を示す図であり、(b)は、一
般的なMMICの構成を示す図である。9A and 9B are diagrams illustrating a configuration of a conventional active phased array antenna, FIG. 9A is a diagram showing an area of a back surface of an MSPA on which an MMIC can be mounted, and FIG. 9B is a diagram showing a general MMIC; It is a figure which shows a structure.
【図10】従来のミリ波帯のアクティブフェーズドアレ
イ空中線の主要部の構成を示す斜視図である。FIG. 10 is a perspective view showing a configuration of a main part of a conventional millimeter-wave band active phased array antenna.
【図11】図10に示す従来のアクティブフェーズドア
レイ空中線におけるアレイエレメントパターンの一例を
示す図である。11 is a diagram showing an example of an array element pattern in the conventional active phased array antenna shown in FIG.
101 放射素子 102 給電線 103 送受信モジュール 104 電力分配器 105 信号入力端子 106 励振器 107 ビーム走査制御器 108 受信機 109 入力端子 110 移相器 111 電力増幅器 112、115 可変減衰器 113 入出力端子 114 低雑音増幅器 116 出力端子 117 制御回路 118 一次元アクティブフェーズドアレイ空中線 119 円周 120 開口中心 101 Radiating Element 102 Feed Line 103 Transmitting / Receiving Module 104 Power Distributor 105 Signal Input Terminal 106 Exciter 107 Beam Scanning Controller 108 Receiver 109 Input Terminal 110 Phase Shifter 111 Power Amplifier 112, 115 Variable Attenuator 113 Input / Output Terminal 114 Low Noise amplifier 116 Output terminal 117 Control circuit 118 One-dimensional active phased array Antenna 119 Circumference 120 Center of aperture
Claims (5)
して設けられる複数の送受信モジュールとを同一平面上
に実装するとともに、 前記複数の放射素子を前記平面内で円周上に配列するこ
とを特徴とするアクティブフェーズドアレイ空中線。1. A plurality of radiating elements and a plurality of transmitting / receiving modules provided corresponding to the respective radiating elements are mounted on the same plane, and the plurality of radiating elements are arranged circumferentially in the plane. An active phased array antenna characterized by that.
と同数の送受信モジュールと、 前記送受信モジュールに信号を分配するとともに、その
送受信モジュールからの信号を合成する電力分配器と、 前記送受信モジュールに制御信号を与えるビーム走査制
御器とを備えるアクティブフェーズドアレイ空中線にお
いて、 前記放射素子を、前記送受信モジュールと同一平面上で
円周を描くように配列実装することを特徴とするアクテ
ィブフェーズドアレイ空中線。2. A plurality of radiating elements, transmission / reception modules of the same number as the plurality of radiating elements, which are respectively connected to the radiating elements, distribute signals to the transmission / reception modules, and combine signals from the transmission / reception modules. In an active phased array antenna including a power distributor for controlling the transmission / reception module and a beam scanning controller for providing a control signal to the transmission / reception module, the radiating elements are arranged and mounted so as to draw a circle on the same plane as the transmission / reception module. Active phased array antenna characterized by.
によって得られる位相ウェイトおよび振幅ウェイトを前
記制御信号として出力し、 前記送受信モジュールは、接続される前記放射素子から
の受信信号および前記電力分配器からのレーダ信号に対
して、前記ビーム走査制御器から得られる前記位相ウェ
イトおよび振幅ウェイトを与えることを特徴とする前記
請求項2に記載のアクティブフェーズドアレイ空中線。3. The beam scanning controller outputs a phase weight and an amplitude weight obtained by a maximum S / N method as the control signal, and the transceiver module receives the reception signal from the radiating element to be connected and the The active phased array antenna according to claim 2, wherein the phase weight and the amplitude weight obtained from the beam scanning controller are given to the radar signal from the power distributor.
走査制御器は、 アンテナの形状および放射素子の配列を定める手段と、 ビーム捜索方向でのメインビームの照射方向を定める手
段と、 定められた前記メインビームの照射方向において、指向
性利得を最大とする基準ウェイトを算定する手段と、 算定された前記基準ウェイトによって形成されるサイド
ロープ特性に対し、さらに低いサイドロープ化を図りた
い方向に不要信号を想定し、電力分布を設定する手段
と、 想定した前記不要信号に対する各放射素子相互間での自
己相関値及び相互相関値を算定する手段と、 算定された前記自己相関値および相互相関値を要素とす
る共分散マトリクスを算定する手段と、 算定された前記共分散マトリクスの逆マトリクスを算定
し、算定された逆マトリクスを用いて、前記基準ウェイ
トに対し補正を行い、前記位相ウェイトおよび振幅ウェ
イトを算定する手段とを備えることを特徴とする前記請
求項3に記載のアクティブフェーズドアレイ空中線。4. The beam scanning controller for executing the maximum S / N method comprises: means for determining the shape of an antenna and an array of radiating elements; and means for determining an irradiation direction of a main beam in a beam search direction. A means for calculating a reference weight that maximizes the directivity gain in the irradiation direction of the main beam, and a direction in which a side rope having a lower side rope characteristic with respect to the side rope characteristic formed by the calculated reference weight is desired. Means for setting the power distribution by assuming an unnecessary signal, and a means for calculating the autocorrelation value and the crosscorrelation value between the radiating elements for the assumed unnecessary signal, the calculated autocorrelation value and the mutual correlation value. A means for calculating a covariance matrix having a correlation value as an element, and an inverse matrix of the calculated covariance matrix, and the calculated inverse Using Torikusu, corrects to the reference weight, the active phased array antenna according to claim 3, characterized in that it comprises a means for calculating the phase weight and amplitude weights.
して設けられる複数の送受信モジュールとが同一平面上
に実装されるとともに、前記複数の放射素子が前記平面
内で円周上に配列される一次元ビーム走査アクティブフ
ェーズドアレイ空中線を複数備えるアクティブフェーズ
ドアレイ空中線であって、 前記一次元ビーム走査アクティブフェーズドアレイ空中
線を等間隔に並列に配置するとともに、前記各一次元ビ
ーム走査アクティブフェーズドアレイ空中線の開口中心
を、その一次元ビーム走査アクティブフェーズドアレイ
空中線の各放射素子の実装面に対して垂直な平面内で円
周上に配列することを特徴とするアクティブフェーズド
アレイ空中線。5. A plurality of radiating elements and a plurality of transmitting / receiving modules provided corresponding to the respective radiating elements are mounted on the same plane, and the plurality of radiating elements are arranged on the circumference in the plane. An active phased array antenna including a plurality of one-dimensional beam scanning active phased array antennas, wherein the one-dimensional beam scanning active phased array antennas are arranged in parallel at equal intervals, and each of the one-dimensional beam scanning active phased array antennas An active phased array antenna, characterized in that the center of apertures of the one-dimensional beam scanning active phased array antenna are arranged on the circumference in a plane perpendicular to the mounting surface of each radiating element.
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- 1996-02-06 JP JP08019888A patent/JP3081987B2/en not_active Expired - Lifetime
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