JPH09167978A - 波形通過フィルタを用いた同期化方式 - Google Patents
波形通過フィルタを用いた同期化方式Info
- Publication number
- JPH09167978A JPH09167978A JP7347380A JP34738095A JPH09167978A JP H09167978 A JPH09167978 A JP H09167978A JP 7347380 A JP7347380 A JP 7347380A JP 34738095 A JP34738095 A JP 34738095A JP H09167978 A JPH09167978 A JP H09167978A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pass filter
- noise
- waveform
- discrete
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
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- Dc Digital Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 大規模な装置を用いることなしに、ノイズに
埋もれた信号を検出することが出来る波形通過フィルタ
を提供する。 【解決手段】 受信したノイズを含む信号をサンプリン
グするサンプリング手段と、このサンプリングした信号
の信号成分のサンプル値を同じに保持し、ノイズ成分
を、そのスペクトルが拡散するように置換（ｐｅｒｍｕ
ｔａｔｉｏｎ）処理を施す置換手段と、前記処理により
得られたノイズを含むサンプリング信号を低域濾波する
低域フィルタ手段とで構成される。
埋もれた信号を検出することが出来る波形通過フィルタ
を提供する。 【解決手段】 受信したノイズを含む信号をサンプリン
グするサンプリング手段と、このサンプリングした信号
の信号成分のサンプル値を同じに保持し、ノイズ成分
を、そのスペクトルが拡散するように置換（ｐｅｒｍｕ
ｔａｔｉｏｎ）処理を施す置換手段と、前記処理により
得られたノイズを含むサンプリング信号を低域濾波する
低域フィルタ手段とで構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、波形透過フィルタ
を用いた同期化方式に関するものである。
を用いた同期化方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、白色ガウス形ノイズに埋もれた信
号を検出する最良の方法として相関復号化法が知られて
いる。
号を検出する最良の方法として相関復号化法が知られて
いる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな相関復号化法は、帯域制限信号が複雑な波形を持つ
ことから大規模な装置を必要とするという問題点があ
る。本発明は、上記従来技術の問題点に鑑みなされたも
ので、帯域制限スペクトル信号または同期化信号を検出
する波形通過フィルタを提供することを目的とする。更
に、この波形通過フィルタを用いた実数値シーケンスお
よび虚数値シーケンスに供する整合フィルタを提供する
ことを目的とする。
うな相関復号化法は、帯域制限信号が複雑な波形を持つ
ことから大規模な装置を必要とするという問題点があ
る。本発明は、上記従来技術の問題点に鑑みなされたも
ので、帯域制限スペクトル信号または同期化信号を検出
する波形通過フィルタを提供することを目的とする。更
に、この波形通過フィルタを用いた実数値シーケンスお
よび虚数値シーケンスに供する整合フィルタを提供する
ことを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明による波形通過フィルタは、受信したノイズ
を含む信号をサンプリングするサンプリング手段と、こ
のサンプリングした信号の信号成分のサンプル値を同じ
状態に保持し、ノイズ成分に対して、そのスペクトルが
拡散するように置換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）処理を
施す置換手段と、前記処理により得られたノイズを含む
サンプリング信号を低域濾波する低域フィルタ手段とで
構成される。
に、本発明による波形通過フィルタは、受信したノイズ
を含む信号をサンプリングするサンプリング手段と、こ
のサンプリングした信号の信号成分のサンプル値を同じ
状態に保持し、ノイズ成分に対して、そのスペクトルが
拡散するように置換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）処理を
施す置換手段と、前記処理により得られたノイズを含む
サンプリング信号を低域濾波する低域フィルタ手段とで
構成される。
【０００５】
【作用】上記のように構成された本発明においては、送
信機からの送信信号ａi の帯域幅をＷとし、ｎi を帯域
幅Ｗ ，平均パワーＮ の付加ノイズとすると、受信機は
ａi + ｎi を受信する。この信号は非常に小さなサンプ
リング間隔でサンプリングされる。その結果、ａi はデ
イスクリート信号 ａi ＾に変換される（記号「＾」の
意味については形態例の説明中を参照）。受信機は次
に、ａi ＾におけるサンプル値が交換前と同じに保持さ
れるようにサンプル値を置換する。この置換により、帯
域幅Ｗおよび平均パワー N のデイスクリートノイズｎ
i ＾が帯域幅Ｗ’, 平均パワーＮの新しいデイスクリー
トノイズ ｎi ' ＾に変換される。この新しいデイスク
リートノイズｎi ’＾は、元のデイスクリートノイズｎ
i ＾には不連続な隣接点は存在しないが、多くの不連続
隣接点を有している。従って、Ｗ’>>Ｗ である。一
方、デイスクリート信号ａi ＾は元のままである。次
に、受信機は ａi ＾＋ｎi ＾を低域フィルタに入力
し、これによりａi ＾はこのフィルタを通過することが
出来る。Ｗ’>>Ｗ なので、新しいデイスクリートノイ
ズ ｎi ’＾はエネルギーを喪失する。ＳＮＲ（信号対
雑音比）はこの過程により大きくなる。この過程を多数
回反復すると、ＳＮＲは更に改善される。
信機からの送信信号ａi の帯域幅をＷとし、ｎi を帯域
幅Ｗ ，平均パワーＮ の付加ノイズとすると、受信機は
ａi + ｎi を受信する。この信号は非常に小さなサンプ
リング間隔でサンプリングされる。その結果、ａi はデ
イスクリート信号 ａi ＾に変換される（記号「＾」の
意味については形態例の説明中を参照）。受信機は次
に、ａi ＾におけるサンプル値が交換前と同じに保持さ
れるようにサンプル値を置換する。この置換により、帯
域幅Ｗおよび平均パワー N のデイスクリートノイズｎ
i ＾が帯域幅Ｗ’, 平均パワーＮの新しいデイスクリー
トノイズ ｎi ' ＾に変換される。この新しいデイスク
リートノイズｎi ’＾は、元のデイスクリートノイズｎ
i ＾には不連続な隣接点は存在しないが、多くの不連続
隣接点を有している。従って、Ｗ’>>Ｗ である。一
方、デイスクリート信号ａi ＾は元のままである。次
に、受信機は ａi ＾＋ｎi ＾を低域フィルタに入力
し、これによりａi ＾はこのフィルタを通過することが
出来る。Ｗ’>>Ｗ なので、新しいデイスクリートノイ
ズ ｎi ’＾はエネルギーを喪失する。ＳＮＲ（信号対
雑音比）はこの過程により大きくなる。この過程を多数
回反復すると、ＳＮＲは更に改善される。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明による波形通過フィ
ルタおよびそれを用いた制御方式の一形態例について説
明する。なお、記号「＾」の意味は、次の通りである。
ルタおよびそれを用いた制御方式の一形態例について説
明する。なお、記号「＾」の意味は、次の通りである。
【０００７】
【数１】 ＜波形通過フィルタ＞波形通過フィルタは、サンプリン
グされたノイズを含む信号の置換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉ
ｏｎ）によるノイズスペクトルの拡散に基づくもので、
通過信号波形は同じままであり、ノイズ波形は拡散（ｓ
ｃａｔｔｅｒｅｄ）スペクトルに変化する。送信機から
の送信信号ａi の帯域幅をＷとする。ｎi を帯域幅Ｗ，
平均パワーＮの付加ノイズとすると、受信機はａi ＋ｎ
i を受信する。先ず、受信機は非常に小さなサンプリン
グ間隔でａi + ｎi をサンプルする。ａi ＾をａi から
得られたデイスクリート信号とする。次に、受信機は、
ａi ＾におけるサンプル値が置換前と同じに保持される
ようにサンプル値を置換する。この置換により、帯域幅
Ｗおよび平均パワーＮのデイスクリートノイズｎi ＾が
帯域幅Ｗ’，平均パワーＮの新しいデイスクリートノイ
ズｎi ’＾に変換される。この新しいデイスクリートノ
イズｎi ’＾には、元のデイスクリートノイズｎi ＾に
は不連続な隣接点は存在しないが、多くの不連続隣接点
が存在する。従って、Ｗ’＞＞Ｗである。一方、デイス
クリート信号ａi ＾は元のままである。次に、受信機は
ａi＾＋ｎi ＾を低域フイルタに入力し、これによりａi
＾は丁度このフィルタを通過する。Ｗ’＞＞Ｗなの
で、新しいデイスクリートノイズｎi ’＾はエネルギー
を失う。ＳＮＲ（信号対ノイズ比）はこの過程により大
きくなる。この過程を多数回反復すると（サンプル値を
置換し、低域フィルタにより濾波する）、ＳＮＲは大き
く改善される。 ＜広がりスペクトルまたは同期化信号の検出＞同期化
は、シフトレジスタ、置換器（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏ
ｎ）、および低域フィルタからなる波形通過フィルタを
用いることにより実現される。 ＜波形通過フィルタを用いた実数値シーケンスに対する
整合フィルタ＞波形通過フィルタを用いた相関器として
実数値シーケンスに対する整合フィルタを設計すること
が出来る。例えば、帯域制限されたｍシーケンスを同期
化信号に対して用いた場合、受信機は、受信された帯域
制限ｍシーケンスの一時間シフト量だけを通過させる一
つの波形通過フィルタを有する。受信された信号のサン
プル値はシフトレジスタに入力される。次に、各シフト
された波形が波形通過フィルタに入力される。この場
合、シフトされた波形は異なる波形と見做される。帯域
制限ｍシーケンスは二進波形は有さない。実際のシステ
ムにおいては、帯域幅が制限されているため、正確な二
進波形を用いることは出来ない。提案した波形通過フィ
ルタは簡単な装置を持ち、従って帯域制限ｍシーケンス
を非二進波形と見做すことが出来る。コンピユータシミ
ュレーシヨンによると、得られた出力信号は殆ど正確に
相関関数と同じである。通常は、相関器は多くの乗算器
を必要とし、従って帯域制限ｍシーケンスは二進シーケ
ンスではないが、二進相関器が正確な相関器の代わりに
しばしば用いられる。本発明の方法は、ＤＦＴチップを
用いることにより任意の実数値シーケンスに対して正確
な相関器を提供する。 ＜波形通過フィルタを用いた複素数値シーケンスに対す
る整合フィルタ＞上記において、波形通過フィルタおよ
びシフトレジスタを用いることにより実数値シーケンス
に対する整合フィルタを設計する方法について言及し
た。ここでは、波形通過フィルタおよびシフトレジスタ
を用いることにより複素数値シーケンスに対する整合フ
ィルタを設計する方法について説明する。ｚ1 およびｚ
2 を有限長の複素シーケンスとし、ｘ1 ，ｙ1 ，ｘ2 ，
ｙ2 を実数値シーケンスとしよう。ただし、ｚ1 ＝ｘ1
＋ｊｙ1 ，ｚ2 ＝ｘ2 ＋ｊｙ2 である。このとき、ｚ1
とｚ2 の間の相互相関関数は、 ｚ1 ＊ｚ2 ＝（ｘ1 ＊ｘ2 −ｙ1 ＊ｙ2 ）＋ｊ（ｘ1 ＊
ｙ2 ＋ｙ1 ＊ｘ2 ） として得られる。ここで、波形通過フィルタとシフトレ
ジスタを用いることにより複素数値波形に対する整合フ
ィルタを用いることが出来る。多相シーケンスを用いる
多くの有用な理論が知られている。例えば、無限数個の
多相直交シーケンスを形成する方法が知られている。周
期多重項を除く全ての項に対して自己相関関数がゼロの
とき、周期シーケンスは直交シーケンスと呼ばれる。直
交シーケンスを巡回させることにより得られる巡回マト
リクスはユニタリマトリクスである。この巡回ユニタリ
マトリクスのそれぞれの列に対して情報を与え、波形通
過フィルタによりこの列を検出することが出来る。
グされたノイズを含む信号の置換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉ
ｏｎ）によるノイズスペクトルの拡散に基づくもので、
通過信号波形は同じままであり、ノイズ波形は拡散（ｓ
ｃａｔｔｅｒｅｄ）スペクトルに変化する。送信機から
の送信信号ａi の帯域幅をＷとする。ｎi を帯域幅Ｗ，
平均パワーＮの付加ノイズとすると、受信機はａi ＋ｎ
i を受信する。先ず、受信機は非常に小さなサンプリン
グ間隔でａi + ｎi をサンプルする。ａi ＾をａi から
得られたデイスクリート信号とする。次に、受信機は、
ａi ＾におけるサンプル値が置換前と同じに保持される
ようにサンプル値を置換する。この置換により、帯域幅
Ｗおよび平均パワーＮのデイスクリートノイズｎi ＾が
帯域幅Ｗ’，平均パワーＮの新しいデイスクリートノイ
ズｎi ’＾に変換される。この新しいデイスクリートノ
イズｎi ’＾には、元のデイスクリートノイズｎi ＾に
は不連続な隣接点は存在しないが、多くの不連続隣接点
が存在する。従って、Ｗ’＞＞Ｗである。一方、デイス
クリート信号ａi ＾は元のままである。次に、受信機は
ａi＾＋ｎi ＾を低域フイルタに入力し、これによりａi
＾は丁度このフィルタを通過する。Ｗ’＞＞Ｗなの
で、新しいデイスクリートノイズｎi ’＾はエネルギー
を失う。ＳＮＲ（信号対ノイズ比）はこの過程により大
きくなる。この過程を多数回反復すると（サンプル値を
置換し、低域フィルタにより濾波する）、ＳＮＲは大き
く改善される。 ＜広がりスペクトルまたは同期化信号の検出＞同期化
は、シフトレジスタ、置換器（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏ
ｎ）、および低域フィルタからなる波形通過フィルタを
用いることにより実現される。 ＜波形通過フィルタを用いた実数値シーケンスに対する
整合フィルタ＞波形通過フィルタを用いた相関器として
実数値シーケンスに対する整合フィルタを設計すること
が出来る。例えば、帯域制限されたｍシーケンスを同期
化信号に対して用いた場合、受信機は、受信された帯域
制限ｍシーケンスの一時間シフト量だけを通過させる一
つの波形通過フィルタを有する。受信された信号のサン
プル値はシフトレジスタに入力される。次に、各シフト
された波形が波形通過フィルタに入力される。この場
合、シフトされた波形は異なる波形と見做される。帯域
制限ｍシーケンスは二進波形は有さない。実際のシステ
ムにおいては、帯域幅が制限されているため、正確な二
進波形を用いることは出来ない。提案した波形通過フィ
ルタは簡単な装置を持ち、従って帯域制限ｍシーケンス
を非二進波形と見做すことが出来る。コンピユータシミ
ュレーシヨンによると、得られた出力信号は殆ど正確に
相関関数と同じである。通常は、相関器は多くの乗算器
を必要とし、従って帯域制限ｍシーケンスは二進シーケ
ンスではないが、二進相関器が正確な相関器の代わりに
しばしば用いられる。本発明の方法は、ＤＦＴチップを
用いることにより任意の実数値シーケンスに対して正確
な相関器を提供する。 ＜波形通過フィルタを用いた複素数値シーケンスに対す
る整合フィルタ＞上記において、波形通過フィルタおよ
びシフトレジスタを用いることにより実数値シーケンス
に対する整合フィルタを設計する方法について言及し
た。ここでは、波形通過フィルタおよびシフトレジスタ
を用いることにより複素数値シーケンスに対する整合フ
ィルタを設計する方法について説明する。ｚ1 およびｚ
2 を有限長の複素シーケンスとし、ｘ1 ，ｙ1 ，ｘ2 ，
ｙ2 を実数値シーケンスとしよう。ただし、ｚ1 ＝ｘ1
＋ｊｙ1 ，ｚ2 ＝ｘ2 ＋ｊｙ2 である。このとき、ｚ1
とｚ2 の間の相互相関関数は、 ｚ1 ＊ｚ2 ＝（ｘ1 ＊ｘ2 −ｙ1 ＊ｙ2 ）＋ｊ（ｘ1 ＊
ｙ2 ＋ｙ1 ＊ｘ2 ） として得られる。ここで、波形通過フィルタとシフトレ
ジスタを用いることにより複素数値波形に対する整合フ
ィルタを用いることが出来る。多相シーケンスを用いる
多くの有用な理論が知られている。例えば、無限数個の
多相直交シーケンスを形成する方法が知られている。周
期多重項を除く全ての項に対して自己相関関数がゼロの
とき、周期シーケンスは直交シーケンスと呼ばれる。直
交シーケンスを巡回させることにより得られる巡回マト
リクスはユニタリマトリクスである。この巡回ユニタリ
マトリクスのそれぞれの列に対して情報を与え、波形通
過フィルタによりこの列を検出することが出来る。
【０００８】他の例として、ほぼ同期化されたセル状Ｃ
ＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ ａｃｃｅｓｓ−符号分割多重アクセス）システムに
対して同一チャネル干渉なしに多相信号を設計すること
が出来る。この方式では、送信機と受信機の間の同期化
が維持され、一方干渉機と受信機との間では近似的な同
期のみが維持される。各々の受信機は、シーケンスおよ
びフィルタの特性のために他の送信機により干渉される
ことはない。本発明による波形通過フィルタは更に帯域
制限多相シーケンスとしても用いることが出来る。
ＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ ａｃｃｅｓｓ−符号分割多重アクセス）システムに
対して同一チャネル干渉なしに多相信号を設計すること
が出来る。この方式では、送信機と受信機の間の同期化
が維持され、一方干渉機と受信機との間では近似的な同
期のみが維持される。各々の受信機は、シーケンスおよ
びフィルタの特性のために他の送信機により干渉される
ことはない。本発明による波形通過フィルタは更に帯域
制限多相シーケンスとしても用いることが出来る。
【０００９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
受信した信号をサンプリングし、サンプリングした信号
のノイズ成分に対して、そのスペクトラムが拡散するよ
うに置換処理を施し、スペクトルの拡散したノイズ成分
を含むサンプリング信号を低域濾波することにより、大
規模な装置を要することなしに、受信した信号のＳＮＲ
を改良することが出来る効果がある。
受信した信号をサンプリングし、サンプリングした信号
のノイズ成分に対して、そのスペクトラムが拡散するよ
うに置換処理を施し、スペクトルの拡散したノイズ成分
を含むサンプリング信号を低域濾波することにより、大
規模な装置を要することなしに、受信した信号のＳＮＲ
を改良することが出来る効果がある。
【図１】本発明による波形通過フィルタの構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１ サンプリング手段 ２ 置換（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）手段 ３ 低域濾波手段
フロントページの続き (72)発明者 末広 直樹 茨城県つくば市竹園３−６−305−103 (72)発明者 畔柳 功芳 東京都東大和市桜ケ丘３−44−14 (72)発明者 伊本 俊明 東京都八王子市みつい台２丁目20番８号 (72)発明者 内藤 敏勝 神奈川県高座郡寒川町小谷二丁目１番１号 東洋通信機株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 受信したノイズを含む信号をサンプリン
グするサンプリング手段と、このサンプリングした信号
の信号成分のサンプル値を同じに保持し、ノイズ成分
を、そのスペクトルが拡散するように転置（ｐｅｒｍｕ
ｔａｔｉｏｎ）処理を施す置換手段と、前記処理により
得られたノイズを含むサンプリング信号を低域濾波する
低域フィルタ手段とで構成されることを特徴とする波形
通過フィルタ。 - 【請求項２】 シフトレジスタと、転置器と、低域フィ
ルタとで構成されることを特徴とする請求項１記載の波
形通過フィルタ。 - 【請求項３】 前記波形通過フィルタを用いた複素数値
シーケンスに対する整合フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7347380A JPH09167978A (ja) | 1995-12-14 | 1995-12-14 | 波形通過フィルタを用いた同期化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7347380A JPH09167978A (ja) | 1995-12-14 | 1995-12-14 | 波形通過フィルタを用いた同期化方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09167978A true JPH09167978A (ja) | 1997-06-24 |
Family
ID=18389840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7347380A Withdrawn JPH09167978A (ja) | 1995-12-14 | 1995-12-14 | 波形通過フィルタを用いた同期化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09167978A (ja) |
-
1995
- 1995-12-14 JP JP7347380A patent/JPH09167978A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030304 |