JPH088633A - Diversity reception antenna - Google Patents
Diversity reception antennaInfo
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- JPH088633A JPH088633A JP6134039A JP13403994A JPH088633A JP H088633 A JPH088633 A JP H088633A JP 6134039 A JP6134039 A JP 6134039A JP 13403994 A JP13403994 A JP 13403994A JP H088633 A JPH088633 A JP H088633A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、セルラーホン等の携帯
無線機に使用されるダイバシチ受信アンテナに関するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a diversity receiving antenna used in a portable wireless device such as a cellular phone.
【０００２】[0002]
【従来の技術】セルラーホン等の携帯無線機のフェージ
ング環境下における通話品質の向上の目的で、近年ダイ
バシチ受信方式が行われている。ダイバシチ方式には大
きく分けて２つの種類があることが知られている。１つ
は検波後選択ダイバシチで、もう１つはアンテナ切り替
えダイバシチである。本発明は、アンテナ切り替えダイ
バシチに使用するアンテナに関するものである。2. Description of the Related Art In recent years, a diversity reception system has been used for the purpose of improving the call quality in a fading environment of a portable radio such as a cellular phone. It is known that there are two types of diversity methods. One is selection diversity after detection, and the other is antenna switching diversity. The present invention relates to an antenna used for antenna switching diversity.
【０００３】アンテナ切り替えダイバシチは、ＴＤＭＡ
フレーム中の受信バーストの前にアンテナ選択のための
時間を設け、アンテナ１とアンテナ２の受信パワーレベ
ルの比較を行って図１０のようにスイッチ３によって切
り替える方式である。この方法は、検波後選択ダイバシ
チと比較して受信回路が１系統で済むという利点を持っ
ている。一方でバースト受信中はアンテナ切り替えがで
きないため、検波後選択ダイバシチよりも効果が劣ると
いう欠点もあるが、フェージング環境下の移動体の速度
がある程度以下（最大ドップラ周波数がある程度以下）
なら、充分同等な効果が得られることが分かっている。Antenna switching diversity is based on TDMA.
This is a method in which a time period for selecting an antenna is provided before a reception burst in a frame, the reception power levels of the antenna 1 and the antenna 2 are compared, and the switch 3 is used for switching as shown in FIG. This method has an advantage that only one receiving circuit is required as compared with the selection diversity after detection. On the other hand, it is not possible to switch antennas during burst reception, which is less effective than post-detection selection diversity, but the speed of the mobile in fading environments is below a certain level (maximum Doppler frequency is below a certain level).
Then, it is known that the same effect can be obtained.
【０００４】携帯無線機にダイバシチ用アンテナを２個
設置した様子を図１１に示す。（ａ）は２個の線状アン
テナが設置された状態を示している。また、（ｂ）は、
それぞれ１個づつ線状アンテナと内蔵型平面アンテナが
設置された状態を示している。FIG. 11 shows a state in which two diversity antennas are installed in a portable wireless device. (A) has shown the state in which two linear antennas were installed. Also, (b) is
It shows a state in which one linear antenna and one built-in planar antenna are installed.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】携帯無線機の形状は小
型化の方向へ推移しており、２個のアンテナを設置する
と、数百ＭＨｚ〜ＧＨｚ帯の場合、波長に比べて充分な
距離をアンテナ間に置くことができない。たとえば、８
００ＭＨｚ帯の場合、アンテナ間の距離は必然的にλ／
４よりかなり小さい値となる。ダイバシチ受信を行う際
にアンテナ間の距離を充分に取ることができないと、選
択されていないアンテナにおいて意図せぬ受信パワー消
費が生じた場合、選択されているアンテナの利得を劣化
させるという不具合が発生する。The shape of the portable wireless device is shifting toward miniaturization, and if two antennas are installed, a sufficient distance compared with the wavelength can be obtained in the case of several hundred MHz to GHz band. Cannot be placed between antennas. For example, 8
In case of 00MHz band, the distance between antennas is necessarily λ /
The value is considerably smaller than 4. If the distance between the antennas cannot be set sufficiently when performing diversity reception, if unintended reception power consumption occurs in the unselected antennas, the gain of the selected antennas will deteriorate. To do.
【０００６】本発明の目的は、アンテナ切り替えダイバ
シチを行う際に、選択されていないアンテナが受信パワ
ー消費を行って、選択されているアンテナの使用周波数
での利得の劣化を防止することである。An object of the present invention is to prevent unselected antennas from consuming received power when performing antenna switching diversity, thereby preventing deterioration of gain at the operating frequency of the selected antenna.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに本発明は、図１に示すようにアンテナ（２）の使用
周波数におけるアンテナ（１）の給電点（５）からみた
インピーダンス（Ｚa ）が容量性の場合は、アンテナ
（２）選択時にアンテナ（１）の給電点（５）から回路
側を見たインピーダンス（Ｚ）を容量性とし、アンテナ
（２）の使用周波数におけるアンテナ（１）の給電点
（５）からみたインピーダンス（Ｚa ）が誘導性の場合
は、アンテナ（２）選択時にアンテナ（１）の給電点
（５）から回路側を見たインピーダンス（Ｚ）を誘導性
とするようなダイバシチ受信アンテナとする。In order to solve the above-mentioned problems, according to the present invention, as shown in FIG. 1, the impedance (Z) seen from the feeding point (5) of the antenna (1) at the working frequency of the antenna (2). When a ) is capacitive, the impedance (Z) seen from the feeding point (5) of the antenna (1) to the circuit side when the antenna (2) is selected is capacitive, and the antenna (2) at the frequency used is used. When the impedance (Z a ) seen from the feeding point (5) of 1) is inductive, the impedance (Z) looking at the circuit side is induced from the feeding point (5) of the antenna (1) when the antenna (2) is selected. The diversity reception antenna is used.
【０００８】[0008]
【作用】本発明のダイバシチ受信アンテナは、選択され
ていないアンテナ（１）の受信パワー消費が少なくする
ことができるため、選択されているアンテナ（２）の使
用周波数での利得の劣化を軽減することができる。Since the diversity receiving antenna of the present invention can reduce the reception power consumption of the antenna (1) which is not selected, the deterioration of the gain at the used frequency of the selected antenna (2) is reduced. be able to.
【０００９】[0009]
【実施例】以下図面を用いて本発明の実施例を詳細に説
明する。図１は本発明のダイバシチ受信アンテナの原理
図である。アンテナ２が選択されており、スイッチ（あ
るいはデュプレクサ）３により送信または受信回路に接
続されている。アンテナ１は回路には接続されず浮いた
状態となっているが、スイッチの損失、またスイッチに
至るまでの伝送線路４の損失等により、給電点５から回
路側を見た反射係数ΓC の絶対値は１．０とはならずに
若干小さい値となる。アンテナ２において送信または受
信が行われているが、そのとき使用されている周波数に
おけるアンテナ１のインピーダンスＺa が容量性の場
合、すなわちスミス図表の下半分の場合は、アンテナ１
の給電点５からみた回路側のインピーダンス（負荷イン
ピーダンス）Ｚも容量性にすることにより、アンテナ１
での受信パワーの消費を抑え、アンテナ２の利得の劣化
を防止することができる。また、アンテナ１のインピー
ダンスＺa が誘導性の場合、すなわちスミス図表の上半
分の場合は、アンテナ１の給電点５からみた回路側のイ
ンピーダンス（負荷インーダンス）Ｚも誘導性にするこ
とにより、アンテナ１での受信パワーの消費を抑え、ア
ンテナ２の利得の劣化を防止することができる。以下
に、この考え方を詳述する。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings. FIG. 1 is a principle diagram of a diversity receiving antenna of the present invention. Antenna 2 is selected and is connected by switch (or duplexer) 3 to a transmit or receive circuit. Antenna 1 is in a state in which the circuit floated without being connected but loss of the switch, and by the loss or the like of the transmission line 4 up to the switch, from the feeding point 5 of the reflection coefficient gamma C viewed circuit side The absolute value does not become 1.0 but becomes a slightly small value. When the antenna 2 is transmitting or receiving and the impedance Z a of the antenna 1 at the frequency used at that time is capacitive, that is, in the lower half of the Smith diagram, the antenna 1
The impedance (load impedance) Z on the circuit side as seen from the feeding point 5 of
It is possible to suppress the consumption of the reception power in and prevent the gain of the antenna 2 from deteriorating. When the impedance Z a of the antenna 1 is inductive, that is, in the upper half of the Smith chart, the impedance (load impedance) Z on the circuit side as seen from the feeding point 5 of the antenna 1 is also inductive so that the antenna It is possible to suppress the reception power consumption at 1 and prevent the gain of the antenna 2 from deteriorating. This concept will be described in detail below.
【００１０】例えば、アンテナ１が図２のようなＬＣＲ
直列共振回路によってインピーダンス特性が表現される
とする。Ｒが全て放射に寄与すると仮定し、外部電磁界
がアンテナを励振する起電力を信号源６（Ｖ）で表す
と、アンテナ１使用時の受信特性は、このＬＣＲ直列共
振回路に、図３のように５０Ωの内部インピーダンスが
接続された場合の５０Ω抵抗７での消費パワー量Ｐ
0(ｆ) で評価される（式（１））。For example, the antenna 1 is an LCR as shown in FIG.
It is assumed that the series resonance circuit represents the impedance characteristic. Assuming that all R contributes to the radiation, and the electromotive force that excites the antenna by the external electromagnetic field is represented by the signal source 6 (V), the reception characteristic when the antenna 1 is used shows that the LCR series resonant circuit has Power consumption P in 50Ω resistor 7 when internal impedance of 50Ω is connected
It is evaluated by 0 (f) (equation (1)).
【００１１】[0011]
【数１】 [Equation 1]
【００１２】ここで、ｆは周波数を表す。また、アンテ
ナ１が選択されていない場合の受信特性は、ＬＣＲ直列
共振回路に、図４のようにある内部インピーダンスＺ
（反射係数の絶対値が１よりも若干小さい）を有する信
号源が接続された場合のＲでの消費パワー量Ｐ( ｆ) で
評価される（式（２））。Here, f represents the frequency. In addition, the reception characteristic when the antenna 1 is not selected is the internal impedance Z which is present in the LCR series resonance circuit as shown in FIG.
It is evaluated by the power consumption P (f) at R when a signal source having (the absolute value of the reflection coefficient is slightly smaller than 1) is connected (equation (2)).
【００１３】[0013]
【数２】 [Equation 2]
【００１４】ここで、Re()、Im()は、複素数の実部と虚
部を表す。このＰ( ｆ) が、選択されているアンテナ２
で使用されている周波数において、あまり大きな値とな
ると、アンテナ２の特性を劣化させることとなる。ここ
で、Ｐ( ｆ) を相対量として、式（３）のように相対パ
ワーＰr (f) を定義する。Here, Re () and Im () represent the real and imaginary parts of a complex number. This P (f) is the selected antenna 2
If the value used in the frequency is too large, the characteristics of the antenna 2 are deteriorated. Here, the relative power P r (f) is defined as in Expression (3), where P (f) is a relative amount.
【００１５】[0015]
【数３】 (Equation 3)
【００１６】Ｐr (f) は、回路側の負荷インピーダンス
を５０Ωとしたときの中心周波数での消費パワー量Ｐ
0(ｆ0)を基準としたときのＰ( ｆ) の相対量である。中
心周波数ｆ0 とは、式（１）の分母の絶対値中の虚数項
を０とするようなｆである。P r (f) is the power consumption P at the center frequency when the load impedance on the circuit side is 50Ω.
It is the relative amount of P (f) with reference to 0 (f 0 ). The center frequency f 0 is f such that the imaginary term in the absolute value of the denominator of the equation (1) is 0.
【００１７】Ｐr (f) を計算すると、式（４）のように
なる。When P r (f) is calculated, it becomes as shown in equation (4).
【００１８】[0018]
【数４】 [Equation 4]
【００１９】これらをRe( Ｚ) とIm( Ｚ) に関して整理
すると、式（５）のようになる。When these are rearranged with respect to Re (Z) and Im (Z), the formula (5) is obtained.
【００２０】[0020]
【数５】 (Equation 5)
【００２１】よって、ＬＣＲ直列共振器でインピーダン
ス特性が表されるアンテナの、周波数ｆで相対パワーＰ
r (f) となる負荷インピーダンスＺの範囲は、横軸Re(
Ｚ）、縦軸Ｉｍ（ Ｚ) の複素平面上で、Therefore, the relative power P at the frequency f of the antenna whose impedance characteristic is represented by the LCR series resonator
The range of the load impedance Z that is r (f) is the horizontal axis Re (
Z), on the complex plane of the vertical axis Im (Z),
【００２２】[0022]
【数６】 (Equation 6)
【００２３】[0023]
【数７】 (Equation 7)
【００２４】の円上となる。なお、半径は正数または０
であるので、Ｐr (f) は次の式を満たす値しか取りえな
い。It is on the circle of. The radius is a positive number or 0
Therefore, P r (f) can take only a value satisfying the following equation.
【００２５】[0025]
【数８】 [Equation 8]
【００２６】（８）式の下では、中心のＸ座標が次の条
件式を満たす。Under the expression (8), the X coordinate of the center satisfies the following conditional expression.
【００２７】[0027]
【数９】 [Equation 9]
【００２８】しかも（７）式より、半径はＸ座標よりも
小さいので、円の軌跡はRe( Ｚ) ＞０の範囲にしか存在
しない。Ｐr (f) を大きい側から変化させたときのＺの
軌跡は、（８）式で等号が成立するときに、Further, from the equation (7), since the radius is smaller than the X coordinate, the locus of the circle exists only within the range of Re (Z)> 0. The locus of Z when P r (f) is changed from the larger side is as follows when the equal sign holds in equation (8).
【００２９】[0029]
【数１０】 [Equation 10]
【００３０】で表される点となり、Ｐr (f) が減少する
にしたがって中心座標が右の方へ移動する。円の半径は
０から始まり徐々に増加していく。（１０）式で示され
る点は周波数ｆでのアンテナのインピーダンス８の共役
複素数９を示す。このＰr (f)を変化させたときのＺの
様子を図５に示す。円のＹ座標の絶対値の大きさがある
程度以上となるような周波数であれば、アンテナのイン
ピーダンスがIm（Ｚ）＞０つまり誘導性の時は負荷イン
ピーダンスも誘導性にしておけば、図５に示した等Ｐr
(f) 円１０の傾斜が急な領域にくることはないので、Ｐ
r を小さい値に抑えることが可能となる。反対に、アン
テナのインピーダンスが容量性の時は負荷インピーダン
スも容量性にしておけば、Ｐr を小さい値に抑えること
ができる。Ｐr の値は、２つのダイバシチアンテナ、ア
ンテナ１・アンテナ２の利得差、アンテナ間距離、放射
パターンの相違、などによって決まる。数百ＭＨｚから
数ＧＨｚで使用されるセルラ等の小型の携帯無線機の場
合、０ｄＢより若干低い値（マイナス数ｄＢ）程度と思
われるが、アンテナ１の利得がアンテナ２の利得をかな
り上回る場合、あるいはアンテナ間距離が極端に小さい
場合などは更に低い場合にする必要がある。The center coordinates move to the right as P r (f) decreases. The radius of the circle starts from 0 and gradually increases. The point represented by the equation (10) indicates the conjugate complex number 9 of the impedance 8 of the antenna at the frequency f. FIG. 5 shows how Z changes when P r (f) is changed. If the frequency is such that the absolute value of the Y coordinate of the circle is above a certain level, if the impedance of the antenna is Im (Z)> 0, that is, if the impedance is inductive, then the load impedance should also be inductive. And so on P r
(f) Since the circle 10 does not reach a steep area, P
It is possible to keep r small. On the contrary, when the impedance of the antenna is capacitive, if the load impedance is also capacitive, then P r can be suppressed to a small value. The value of P r is determined by the two diversity antennas, the gain difference between the antenna 1 and the antenna 2, the distance between the antennas, the radiation pattern difference, and the like. In the case of a small portable radio such as a cellular phone used at several hundred MHz to several GHz, the value is slightly lower than 0 dB (minus several dB), but when the gain of the antenna 1 is much higher than that of the antenna 2. , Or when the distance between the antennas is extremely small, it is necessary to make it even lower.
【００３１】図６に実際に１．５ＧＨｚにて使用するλ
／４ヘリカルアンテナ１３を長さ１２ｃｍ・幅５ｃｍ・
厚み２ｃｍ程度の金属筐体１５に取り付けた場合の斜視
図を、また図７にその等価回路を示す。また、そのとき
のスミス図表を図８に示す。素子値等は以下の通りであ
る。In FIG. 6, λ actually used at 1.5 GHz
/ 4 helical antenna 13 length 12 cm, width 5 cm
FIG. 7 shows a perspective view when it is attached to a metal casing 15 having a thickness of about 2 cm, and FIG. 7 shows an equivalent circuit thereof. The Smith chart at that time is shown in FIG. The element values and the like are as follows.
【００３２】 アンテナの中心周波数 １５００ ＭＨｚ アンテナのＱ １０．０ Ｌ ４２．４ ｎＨ Ｃ ０．２６５ｐＦ Ｒ ４０．０ Ω ここで、このアンテナが選択されない状態で、給電点か
ら回路側を見た負荷インピーダンスを変化させたときの
１４００ＭＨｚにおけるＰr (f) の値を複素インピーダ
ンス平面上に示すと図９のようになる。１４００ＭＨｚ
でのλ／４ヘリカルアンテナ１３のインピーダンスは容
量性なので、負荷インピーダンスも容量性にすれば図９
の等Ｐr 円１０の等高線の密な部分にくることがなく、
Ｐr の値を低く抑えることができる。そのときに図６に
示すように、もう一方の、例えば逆Ｆアンテナ１４が１
４００ＭＨｚにて受信を行っているとすると、λ／４ヘ
リカルアンテナにて消費されるエネルギーを小さく抑え
られているので、逆Ｆアンテナの利得を劣化させること
無く良好な受信状態が実現される。Antenna center frequency 1500 MHz Antenna Q 10.0 L 42.4 nH C 0.265 pF R 40.0 Ω Here, when this antenna is not selected, the load impedance seen from the feeding point to the circuit side FIG. 9 shows the value of P r (f) at 1400 MHz when V is changed on the complex impedance plane. 1400MHz
Since the impedance of the λ / 4 helical antenna 13 is capacitive in FIG.
The contour P r of circle 10 does not come to the dense part of the contour line,
The value of P r can be kept low. At that time, as shown in FIG. 6, the other, for example, the inverted F antenna 14 is
If the reception is performed at 400 MHz, the energy consumed by the λ / 4 helical antenna is suppressed to a low level, so that a good reception state is realized without degrading the gain of the inverted F antenna.
【００３３】なお本発明は、２本のアンテナを使用した
ダイバシチ受信のみについて説明したが、３本以上のア
ンテナを使用した場合にも適応できる。また、直列共振
アンテナのみならず、逆Ｆアンテナ、ＳＭＳＡ（Ｓｈｏ
ｒｔｅｄ Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ Ａｎｔｅｎｎａ）等
の並列共振アンテナに関しても、まったく同様の考え方
があてはまることから、これらのアンテナに関しても適
応可能である。Although the present invention has been described only with respect to diversity reception using two antennas, it can be applied to the case where three or more antennas are used. In addition to the series resonant antenna, an inverted F antenna, an SMSA (Sho)
The same idea can be applied to parallel resonant antennas such as rted Microstrip Antenna), and therefore, these antennas can also be applied.
【００３４】[0034]
【発明の効果】以上述べてきたように、本発明のダイバ
シチ受信アンテナは、アンテナ（２）の使用周波数にお
けるアンテナ（１）の給電点からみたインピーダンスが
容量性の場合は、アンテナ（２）選択時にアンテナ
（１）の給電点から回路側を見たインピーダンスを容量
性とし、アンテナ（２）の使用周波数におけるアンテナ
（１）の給電点からみたインピーダンスが誘導性の場合
は、アンテナ（２）選択時にアンテナ（１）の給電点か
ら回路側を見たインピーダンスを誘導性としているた
め、選択されていないアンテナ（１）の受信パワー消費
が少なくすることができる。このことにより、選択され
ているアンテナ（２）の使用周波数での利得の劣化を軽
減することができる。As described above, the diversity receiving antenna of the present invention selects the antenna (2) when the impedance seen from the feeding point of the antenna (1) at the operating frequency of the antenna (2) is capacitive. Sometimes the impedance seen from the feeding point of the antenna (1) to the circuit side is capacitive, and if the impedance seen from the feeding point of the antenna (1) at the operating frequency of the antenna (2) is inductive, then the antenna (2) is selected. Since the impedance seen from the feeding point of the antenna (1) to the circuit side is inductive at times, the reception power consumption of the unselected antenna (1) can be reduced. As a result, the deterioration of the gain of the selected antenna (2) at the used frequency can be reduced.
【図１】本発明のダイバシチ受信アンテナの原理図。FIG. 1 is a principle diagram of a diversity receiving antenna of the present invention.
【図２】アンテナ１のＬＣＲ直列等価回路図。FIG. 2 is an LCR series equivalent circuit diagram of the antenna 1.
【図３】アンテナ１使用時の受信状態を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram showing a reception state when the antenna 1 is used.
【図４】アンテナ１未使用時の状態を示す回路図。FIG. 4 is a circuit diagram showing a state when the antenna 1 is not used.
【図５】Ｚ（負荷インピーダンス）平面上にＰr 一定の
軌跡を示した図。FIG. 5 is a diagram showing a locus with a constant P r on a Z (load impedance) plane.
【図６】筐体に２本のアンテナを取り付けた場合の斜視
図。FIG. 6 is a perspective view when two antennas are attached to the housing.
【図７】ヘリカルアンテナの等価回路図。FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of a helical antenna.
【図８】ヘリカルアンテナの反射特性を示すスミス図
表。FIG. 8 is a Smith chart showing the reflection characteristics of the helical antenna.
【図９】Ｚ（負荷インピーダンス）平面上にＰr 一定の
軌跡を示した図。FIG. 9 is a diagram showing a locus with a constant P r on the Z (load impedance) plane.
【図１０】従来のダイバシチアンテナの構成図。FIG. 10 is a configuration diagram of a conventional diversity antenna.
【図１１】（ａ）（ｂ）は携帯機にてダイバシチアンテ
ナを構成した斜視図。11 (a) and 11 (b) are perspective views in which a diversity antenna is configured with a portable device.
１、２ アンテナ ３ スイッチ（あるいはデュプレクサ） ４ 伝送線路 ５ 給電点 ６ 信号源 ７ ５０Ω抵抗 ８ アンテナのインピーダンス ９ アンテナのインピーダンスの共役複素数 １０ 等Ｐr 円 １１ 誘導性インピーダンスの領域 １２ 容量性インピーダンスの領域 １３ λ／４ヘリカルアンテナ １４ 逆Ｆアンテナ １５ 金属筐体 1, 2 antenna 3 switch (or duplexer) 4 transmission line 5 feeding point 6 signal source 7 50Ω resistance 8 antenna impedance 9 conjugate impedance complex of antenna 10 Pr circle 11 inductive impedance region 12 capacitive impedance region 13 λ / 4 helical antenna 14 inverted F antenna 15 metal housing
Claims (1)
受信アンテナ（１），（２）のうち一方のアンテナ
（２）の使用時に、他方のアンテナ（１）の給電点
（５）から見たインピーダンス（Ｚa ）が容量性の場合
は前記給電点（５）から回路側を見たインピーダンス
（Ｚ）も容量性にし、前記インピーダンス（Ｚa ）が誘
導性の場合は前記インピーダンス（Ｚ）も誘導性にして
いることを特徴とするダイバシチ受信アンテナ。1. When using one antenna (2) of the diversity receiving antennas (1), (2) of a portable wireless device such as a cellular phone, when viewed from the feeding point (5) of the other antenna (1). When the impedance (Z a ) is capacitive, the impedance (Z) viewed from the feeding point (5) to the circuit side is also capacitive, and when the impedance (Z a ) is inductive, the impedance (Z) is also A diversity receiving antenna characterized by being inductive.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13403994A JP3730669B2 (en) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | Diversity receiving antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13403994A JP3730669B2 (en) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | Diversity receiving antenna |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088633A true JPH088633A (en) | 1996-01-12 |
| JP3730669B2 JP3730669B2 (en) | 2006-01-05 |
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ID=15118947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13403994A Expired - Fee Related JP3730669B2 (en) | 1994-06-16 | 1994-06-16 | Diversity receiving antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3730669B2 (en) |
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| WO2012042748A1 (en) | 2010-09-30 | 2012-04-05 | パナソニック株式会社 | Wireless communication device |
| CN109361059A (en) * | 2018-10-30 | 2019-02-19 | 常熟市泓博通讯技术股份有限公司 | Double mode aerial array and electronic device with double mode aerial array |
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1994
- 1994-06-16 JP JP13403994A patent/JP3730669B2/en not_active Expired - Fee Related
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