JPH0870261A - 受信回路 - Google Patents
受信回路Info
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- JPH0870261A JPH0870261A JP20225394A JP20225394A JPH0870261A JP H0870261 A JPH0870261 A JP H0870261A JP 20225394 A JP20225394 A JP 20225394A JP 20225394 A JP20225394 A JP 20225394A JP H0870261 A JPH0870261 A JP H0870261A
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- signal
- intermediate frequency
- frequency
- filter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 中間周波フィルタと第１の移相手段をＩＣに
内蔵しても特性の悪化を可及的に防止することを可能に
する。 【構成】 受信信号とローカル信号からミキサ手段３に
よって生成された中間周波信号をろ過する、中心周波数
が可変の中間周波フィルタ６と、中心周波数が可変の第
１の移相手段９を有し、前記中間周波フィルタの出力信
号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、基準周波数信号２１
を入力してこの基準周波数信号の位相を移相する、中心
周波数が可変の第２の移相手段２２と、基準周波数信号
と、第２の移相手段の出力信号との位相差が所定値とな
るように、第２の移相手段、中間周波フィルタ、および
第１の移相手段の中心周波数を制御する第１の周波数制
御手段２３，２４，２５と、を備えていることを特徴と
する受信回路。
内蔵しても特性の悪化を可及的に防止することを可能に
する。 【構成】 受信信号とローカル信号からミキサ手段３に
よって生成された中間周波信号をろ過する、中心周波数
が可変の中間周波フィルタ６と、中心周波数が可変の第
１の移相手段９を有し、前記中間周波フィルタの出力信
号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、基準周波数信号２１
を入力してこの基準周波数信号の位相を移相する、中心
周波数が可変の第２の移相手段２２と、基準周波数信号
と、第２の移相手段の出力信号との位相差が所定値とな
るように、第２の移相手段、中間周波フィルタ、および
第１の移相手段の中心周波数を制御する第１の周波数制
御手段２３，２４，２５と、を備えていることを特徴と
する受信回路。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は受信回路に関するもので
あり、特にＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタを
ＩＣに内蔵したＦＭ受信器に使用されるものである。
あり、特にＩＦ（Intermediate Frequency）フィルタを
ＩＣに内蔵したＦＭ受信器に使用されるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の受信回路の構成を図７に示す。図
７において、アンテナ１を介して受信された受信信号は
ＲＦ（Radio Frequency ）アンプにおいて増幅され、ミ
キサ３においてローカル信号４と混合され、中間周波信
号５に変換される。ここで中間周波信号５は受信信号と
ローカル信号４との差の周波数を有する信号であって、
受信信号より低い周波数の信号である。ミキサ３の出力
である中間周波信号５はＩＦフィルタであるバンドパス
フィルタ６によりろ過され、受信チャネルの信号だけが
通過され、受信チャネル以外の信号は阻止される。そし
てバンドパスフィルタ６の出力信号はＩＦアンプ７で増
幅され、移相器９と乗算器８で構成されるクォドレーチ
ャ検波回路１０によってＦＭ検波される。なお、移相器
９はＩＦアンプ７の出力信号を、π／２だけ位相を移相
させ、乗算器８はＩＦアンプ７の出力と移相器９の出力
を乗算する。続いてローパスフィルタ１１によってろ過
された後、復調出力１２として出力される。
７において、アンテナ１を介して受信された受信信号は
ＲＦ（Radio Frequency ）アンプにおいて増幅され、ミ
キサ３においてローカル信号４と混合され、中間周波信
号５に変換される。ここで中間周波信号５は受信信号と
ローカル信号４との差の周波数を有する信号であって、
受信信号より低い周波数の信号である。ミキサ３の出力
である中間周波信号５はＩＦフィルタであるバンドパス
フィルタ６によりろ過され、受信チャネルの信号だけが
通過され、受信チャネル以外の信号は阻止される。そし
てバンドパスフィルタ６の出力信号はＩＦアンプ７で増
幅され、移相器９と乗算器８で構成されるクォドレーチ
ャ検波回路１０によってＦＭ検波される。なお、移相器
９はＩＦアンプ７の出力信号を、π／２だけ位相を移相
させ、乗算器８はＩＦアンプ７の出力と移相器９の出力
を乗算する。続いてローパスフィルタ１１によってろ過
された後、復調出力１２として出力される。
【０００３】またＩＦアンプ７には、ＩＦアンプ７の出
力レベルを検波するレベル検波回路１３が接続されてお
り、検波された信号はコンデンサ１４によって平滑化さ
れ、信号レベル検出出力１５となる。この信号レベル検
出出力１５は通常、図８に示すように、入力信号レベル
（アンテナ１を介して受信した受信信号の信号レベル）
に比例した電圧となっており、検出出力１５により受信
信号の信号レベルを正確に知ることができる。なお、Ｉ
Ｆアンプ７は通常、多段接続された差動増幅器から構成
されており、各段の差動増幅器の信号レベルを検波し、
加算することにより図８に示すような特性が得られる。
力レベルを検波するレベル検波回路１３が接続されてお
り、検波された信号はコンデンサ１４によって平滑化さ
れ、信号レベル検出出力１５となる。この信号レベル検
出出力１５は通常、図８に示すように、入力信号レベル
（アンテナ１を介して受信した受信信号の信号レベル）
に比例した電圧となっており、検出出力１５により受信
信号の信号レベルを正確に知ることができる。なお、Ｉ
Ｆアンプ７は通常、多段接続された差動増幅器から構成
されており、各段の差動増幅器の信号レベルを検波し、
加算することにより図８に示すような特性が得られる。
【０００４】なお、バンドパスフィルタ６にはセラミッ
クフィルタが、移相器９にはセラミックディスクリミネ
ータまたはコイルとコンデンサによる共振回路が用いら
れるが、各々ＩＣチップに外付けされている。そしてミ
キサ３、ＩＦアンプ７、乗算器８、ロ−パスフィルタ１
１、レベル検波回路１３は１個のＩＣに内蔵されてい
る。
クフィルタが、移相器９にはセラミックディスクリミネ
ータまたはコイルとコンデンサによる共振回路が用いら
れるが、各々ＩＣチップに外付けされている。そしてミ
キサ３、ＩＦアンプ７、乗算器８、ロ−パスフィルタ１
１、レベル検波回路１３は１個のＩＣに内蔵されてい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述のように従来の受
信回路においては、ＩＦフィルタであるバンドパスフィ
ルタ６と移相器９は外付け部品としていたが、これらを
ＩＣチップに内蔵させようとした場合はバンドパスフィ
ルタ６と移相器９はＩＣ内部のコンデンサと抵抗を使用
したアクティブフィルタで構成されることになる。とこ
ろがＩＣ内部のコンデンサと抵抗は外付け部品に比べて
一般に精度が悪い。例えば、外付け部品では±１％の精
度が容易に得られるが、ＩＣ内部のコンデンサや抵抗は
±１０％程度の精度しか得られない。このためＩＣにバ
ンドパスフィルタ６や移相器９を内蔵させると、ろ過周
波数等がずれて受信回路の性能が悪化するという問題が
生じる可能性があった。したがって、特に高精度が必要
とされるＩＦフィルタ６と移相器９をＩＣに内蔵するた
めには、フィルタの特性を何らかの方法で調整すること
が必要となる。例えば、レーザトリミングやマスクトリ
ミング等の技術を用いて抵抗やコンデンサの値を合わせ
込む方法や、外付けの可変抵抗などで調整する方法が考
えられる。しかし、いずれの方法もＩＣ１個１個の特性
を調整する必要があり、非常に煩雑であるとともに、調
整した時と使用時の温度が異なると特性がずれてしまう
という問題があった。
信回路においては、ＩＦフィルタであるバンドパスフィ
ルタ６と移相器９は外付け部品としていたが、これらを
ＩＣチップに内蔵させようとした場合はバンドパスフィ
ルタ６と移相器９はＩＣ内部のコンデンサと抵抗を使用
したアクティブフィルタで構成されることになる。とこ
ろがＩＣ内部のコンデンサと抵抗は外付け部品に比べて
一般に精度が悪い。例えば、外付け部品では±１％の精
度が容易に得られるが、ＩＣ内部のコンデンサや抵抗は
±１０％程度の精度しか得られない。このためＩＣにバ
ンドパスフィルタ６や移相器９を内蔵させると、ろ過周
波数等がずれて受信回路の性能が悪化するという問題が
生じる可能性があった。したがって、特に高精度が必要
とされるＩＦフィルタ６と移相器９をＩＣに内蔵するた
めには、フィルタの特性を何らかの方法で調整すること
が必要となる。例えば、レーザトリミングやマスクトリ
ミング等の技術を用いて抵抗やコンデンサの値を合わせ
込む方法や、外付けの可変抵抗などで調整する方法が考
えられる。しかし、いずれの方法もＩＣ１個１個の特性
を調整する必要があり、非常に煩雑であるとともに、調
整した時と使用時の温度が異なると特性がずれてしまう
という問題があった。
【０００６】またローカル信号や受信信号の周波数がず
れた場合には、中間周波信号の周波数がずれてしまうの
で、ローカル信号に高い周波数精度が要求される。高精
度のローカル周波数を得るためには、温度補償された水
晶発振器の信号を基準信号として使用し、ＰＬＬ回路を
用いてローカル周波数を合わせたりするが、精度の良い
水晶発振器は高価であるという問題があった。
れた場合には、中間周波信号の周波数がずれてしまうの
で、ローカル信号に高い周波数精度が要求される。高精
度のローカル周波数を得るためには、温度補償された水
晶発振器の信号を基準信号として使用し、ＰＬＬ回路を
用いてローカル周波数を合わせたりするが、精度の良い
水晶発振器は高価であるという問題があった。
【０００７】本発明は上記事情を考慮してなされたもの
であって、その第１の目的はＩＦフィルタと、検波回路
の移相器をＩＣに内蔵しても特性の悪化を可及的に防止
することのできる受信回路を提供することであり、第２
の目的はローカル信号の周波数がずれても特性の悪化を
可及的に防止することのできる受信回路を提供すること
である。
であって、その第１の目的はＩＦフィルタと、検波回路
の移相器をＩＣに内蔵しても特性の悪化を可及的に防止
することのできる受信回路を提供することであり、第２
の目的はローカル信号の周波数がずれても特性の悪化を
可及的に防止することのできる受信回路を提供すること
である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】第１の発明による受信回
路は、受信信号とローカル信号からミキサ手段によって
生成された中間周波信号をろ過する、中心周波数が可変
の中間周波フィルタと、中心周波数が可変の第１の移相
手段を有し、前記中間周波フィルタの出力信号をＦＭ検
波するＦＭ検波手段と、基準周波数信号を入力してこの
基準周波数信号の位相を移相する、中心周波数が可変の
第２の移相手段と、基準周波数信号と、第２の移相手段
の出力信号との位相差が所定値となるように、第２の移
相手段、中間周波フィルタ、および第１の移相手段の中
心周波数を制御する第１の周波数制御手段と、を備えて
いることを特徴とする。
路は、受信信号とローカル信号からミキサ手段によって
生成された中間周波信号をろ過する、中心周波数が可変
の中間周波フィルタと、中心周波数が可変の第１の移相
手段を有し、前記中間周波フィルタの出力信号をＦＭ検
波するＦＭ検波手段と、基準周波数信号を入力してこの
基準周波数信号の位相を移相する、中心周波数が可変の
第２の移相手段と、基準周波数信号と、第２の移相手段
の出力信号との位相差が所定値となるように、第２の移
相手段、中間周波フィルタ、および第１の移相手段の中
心周波数を制御する第１の周波数制御手段と、を備えて
いることを特徴とする。
【０００９】また、第２の発明による受信回路は、受信
信号とローカル信号からミキサ手段によって生成された
中間周波信号をろ過する、中心周波数が可変の中間周波
フィルタと、中心周波数が可変の第１の移相手段を有
し、前記中間周波フィルタの出力信号をＦＭ検波するＦ
Ｍ検波手段と、中間周波フィルタの出力である中間周波
信号を入力してこの中間周波信号の位相を移相する、中
心周波数が可変の第３の移相手段と、中間周波信号と第
３の移相手段の出力信号との位相差が所定値となるよう
に、第３の移相手段、中間周波フィルタ、および第１の
移相手段の中心周波数を制御する第２の周波数制御手段
と、を備えていることを特徴とする。
信号とローカル信号からミキサ手段によって生成された
中間周波信号をろ過する、中心周波数が可変の中間周波
フィルタと、中心周波数が可変の第１の移相手段を有
し、前記中間周波フィルタの出力信号をＦＭ検波するＦ
Ｍ検波手段と、中間周波フィルタの出力である中間周波
信号を入力してこの中間周波信号の位相を移相する、中
心周波数が可変の第３の移相手段と、中間周波信号と第
３の移相手段の出力信号との位相差が所定値となるよう
に、第３の移相手段、中間周波フィルタ、および第１の
移相手段の中心周波数を制御する第２の周波数制御手段
と、を備えていることを特徴とする。
【００１０】
【作用】上述のように構成された第１の発明の受信回路
によれば、基準周波数信号と第２の移相手段の出力信号
との位相差が所定値となるように第１の周波数制御手段
によって第２の移相手段、中間周波フィルタ、および第
１の移相手段の中心周波数が制御される。
によれば、基準周波数信号と第２の移相手段の出力信号
との位相差が所定値となるように第１の周波数制御手段
によって第２の移相手段、中間周波フィルタ、および第
１の移相手段の中心周波数が制御される。
【００１１】一方、第１の移相手段および中間周波フィ
ルタが第２移相手段とともに同一チップ上で作られてい
れば第１の移相手段および中間周波フィルタは第２の移
相手段とは中心周波数の相対比精度がとれている。
ルタが第２移相手段とともに同一チップ上で作られてい
れば第１の移相手段および中間周波フィルタは第２の移
相手段とは中心周波数の相対比精度がとれている。
【００１２】これにより第２の移相手段の中心周波数は
基準周波数信号の周波数に合わせられるとともに第１の
移相手段および中間周波フィルタの中心周波数は中間周
波数に合うように制御される。したがって中間周波フィ
ルタと第１の移相手段をＩＣに内蔵しても特性が悪化す
ることを可及的に防止することができる。
基準周波数信号の周波数に合わせられるとともに第１の
移相手段および中間周波フィルタの中心周波数は中間周
波数に合うように制御される。したがって中間周波フィ
ルタと第１の移相手段をＩＣに内蔵しても特性が悪化す
ることを可及的に防止することができる。
【００１３】また、上述のように構成された第２の発明
の受信回路によれば、中間周波信号と第３の移相手段の
出力信号との位相差が所定値となるように第２の周波数
制御手段によって、第３の移相手段、中間周波フィル
タ、および第１の移相手段の中心周波数が制御される。
これにより、上記中心周波数は中間周波数に合うように
制御され、ローカル信号の周波数精度が悪くて中間周波
数がずれても特性が悪化するのを可及的に防止すること
ができる。
の受信回路によれば、中間周波信号と第３の移相手段の
出力信号との位相差が所定値となるように第２の周波数
制御手段によって、第３の移相手段、中間周波フィル
タ、および第１の移相手段の中心周波数が制御される。
これにより、上記中心周波数は中間周波数に合うように
制御され、ローカル信号の周波数精度が悪くて中間周波
数がずれても特性が悪化するのを可及的に防止すること
ができる。
【００１４】
【実施例】本発明による受信回路の一実施例の構成を図
１に示す。この実施例の受信回路は図７に示す従来の受
信回路において、基準移相器２２と、位相比較器２３
と、フィルタ制御回路２４と、コンデンサ２５と、加算
器３０と、基準電圧源３１と、コンパレータ３２と、位
相比較器３５と、フィルタ制御回路３６と、コンデンサ
３７とを新たに設けたものである。
１に示す。この実施例の受信回路は図７に示す従来の受
信回路において、基準移相器２２と、位相比較器２３
と、フィルタ制御回路２４と、コンデンサ２５と、加算
器３０と、基準電圧源３１と、コンパレータ３２と、位
相比較器３５と、フィルタ制御回路３６と、コンデンサ
３７とを新たに設けたものである。
【００１５】基準移相器２２は入力信号（基準周波数信
号）に含まれている高周波成分を除去するために通常、
２次ローパスフィルタから構成され、図２に示すように
入力信号（基準周波数信号２１）の周波数に応じて出力
信号の位相４２が０〜−π（ｒａｄ）まで変化し、上記
２次ローパスフィルタの中心周波数において出力信号の
位相は−π／２となる。なお、この基準移相器２２は中
心周波数を制御電流により可変可能なようにｇm アンプ
（相互コンダクタンスアンプ）を用いて構成するのが一
般的である。ｇm アンプを用いて２次ローパスフィルタ
を構成した例を図５（ａ）に示す。図５（ａ）におい
て、２次ローパスフィルタは２つのｇm アンプ６１，６
２から構成される。ｇm アンプ６１の＋入力ピンに入力
信号８１が入力され、−入力ピンは２次ローパスフィル
タの出力信号８２が入力されている。そしてｇm アンプ
６１の出力はコンデンサＣ１によって平滑化されてｇm
アンプ６２の＋入力ピンに送出される。またｇm アンプ
６２の−入力ピンにはｇm アンプ６１と同様に２次ロー
パスフィルタの出力信号８２が入力されている。そし
て、ｇm アンプ６２の出力はコンデンサＣ２によって平
滑化されて、２次ローバスフィルタの出力８２となる。
この２次ローパスフィルタの中心周波数ｆ0 はｇm アン
プ６１，６２の相互コンダクタンスをｇm1，ｇm2とする
と、 ｆ0 ＝（ｇm1ｇm2）1/2 ／（２π（Ｃ１Ｃ２）1/2 ） となり、ｇm アンプ６１，６２の相互コンダクタンスを
可変とすることにより中心周波数を可変とすることがで
きる。なお、ｇm アンプを用いて２次のバンドパスフィ
ルタを構成した例を図５（ｂ）に示す。このバンドパス
フィルタは図８（ａ）に示すローパスフィルタにおい
て、ｇm アンプ６１の＋入力端子を接地し、コンデンサ
Ｃ１の接地されていた一方の端子から入力信号８１を入
力するものであり、中心周波数ｆ0 、上述のローパスフ
ィルタと同じ式によって与えられる。
号）に含まれている高周波成分を除去するために通常、
２次ローパスフィルタから構成され、図２に示すように
入力信号（基準周波数信号２１）の周波数に応じて出力
信号の位相４２が０〜−π（ｒａｄ）まで変化し、上記
２次ローパスフィルタの中心周波数において出力信号の
位相は−π／２となる。なお、この基準移相器２２は中
心周波数を制御電流により可変可能なようにｇm アンプ
（相互コンダクタンスアンプ）を用いて構成するのが一
般的である。ｇm アンプを用いて２次ローパスフィルタ
を構成した例を図５（ａ）に示す。図５（ａ）におい
て、２次ローパスフィルタは２つのｇm アンプ６１，６
２から構成される。ｇm アンプ６１の＋入力ピンに入力
信号８１が入力され、−入力ピンは２次ローパスフィル
タの出力信号８２が入力されている。そしてｇm アンプ
６１の出力はコンデンサＣ１によって平滑化されてｇm
アンプ６２の＋入力ピンに送出される。またｇm アンプ
６２の−入力ピンにはｇm アンプ６１と同様に２次ロー
パスフィルタの出力信号８２が入力されている。そし
て、ｇm アンプ６２の出力はコンデンサＣ２によって平
滑化されて、２次ローバスフィルタの出力８２となる。
この２次ローパスフィルタの中心周波数ｆ0 はｇm アン
プ６１，６２の相互コンダクタンスをｇm1，ｇm2とする
と、 ｆ0 ＝（ｇm1ｇm2）1/2 ／（２π（Ｃ１Ｃ２）1/2 ） となり、ｇm アンプ６１，６２の相互コンダクタンスを
可変とすることにより中心周波数を可変とすることがで
きる。なお、ｇm アンプを用いて２次のバンドパスフィ
ルタを構成した例を図５（ｂ）に示す。このバンドパス
フィルタは図８（ａ）に示すローパスフィルタにおい
て、ｇm アンプ６１の＋入力端子を接地し、コンデンサ
Ｃ１の接地されていた一方の端子から入力信号８１を入
力するものであり、中心周波数ｆ0 、上述のローパスフ
ィルタと同じ式によって与えられる。
【００１６】再び図１に戻って本実施例の構成と動作を
説明する。基準周波数信号２１が移相器２２に送出さ
れ、この移相器２２の出力と基準周波数信号２１の各々
の位相が位相比較器２３において比較される。そして位
相差に応じた電流信号が位相比較器２３から出力され
る。この位相比較器２３の出力はコンデンサ２５によっ
て平滑化されてフィルタ制御回路２４に送られる。する
とフィルタ制御回路２４から上記位相差がπ／２となる
ような制御信号（制御電流）が基準移相器２２に送出さ
れ、基準移相器２２の中心周波数が制御される。これに
より基準移相器２２の中心周波数は基準周波数信号２１
の周波数に等しくなる。
説明する。基準周波数信号２１が移相器２２に送出さ
れ、この移相器２２の出力と基準周波数信号２１の各々
の位相が位相比較器２３において比較される。そして位
相差に応じた電流信号が位相比較器２３から出力され
る。この位相比較器２３の出力はコンデンサ２５によっ
て平滑化されてフィルタ制御回路２４に送られる。する
とフィルタ制御回路２４から上記位相差がπ／２となる
ような制御信号（制御電流）が基準移相器２２に送出さ
れ、基準移相器２２の中心周波数が制御される。これに
より基準移相器２２の中心周波数は基準周波数信号２１
の周波数に等しくなる。
【００１７】またこのときフィルタ制御回路２４は加算
器３０を介してバンドパスフィルタ６と移相器９にも制
御信号を送り、中心周波数ｆ0 を制御する。この実施例
ではバンドパスフィルタ６と移相器９は従来の場合と異
なり、ＩＣチップ上に内蔵されており、中心周波数を可
変とすることのできるアクティブフィルタである。そし
て、これらのバンドパスフィルタ６および移相器９は、
基準移相器２２とともに同一ＩＣ上のコンデンサと抵抗
とを用いて作られるため、基準移相器２２とは中心周波
数の相対比精度がとれている。このため基準移相器２２
の中心周波数を基準周波数信号２１の周波数（基準周波
数）に合わせるようにすることにより、バンドパスフィ
ルタ６と移相器９の中心周波数を中間周波数（ミキサ３
の出力信号５の周波数）に合うように設定することがで
きる。一般にＩＣ内蔵のコンデンサと抵抗の値の絶対精
度は±１０％程度であるが、相対精度は±１％程度なの
で、バンドパスフィルタ６と位相器９の中心周波数は基
準周波数を基準に精度良く中間周波数に合わせることが
できる。
器３０を介してバンドパスフィルタ６と移相器９にも制
御信号を送り、中心周波数ｆ0 を制御する。この実施例
ではバンドパスフィルタ６と移相器９は従来の場合と異
なり、ＩＣチップ上に内蔵されており、中心周波数を可
変とすることのできるアクティブフィルタである。そし
て、これらのバンドパスフィルタ６および移相器９は、
基準移相器２２とともに同一ＩＣ上のコンデンサと抵抗
とを用いて作られるため、基準移相器２２とは中心周波
数の相対比精度がとれている。このため基準移相器２２
の中心周波数を基準周波数信号２１の周波数（基準周波
数）に合わせるようにすることにより、バンドパスフィ
ルタ６と移相器９の中心周波数を中間周波数（ミキサ３
の出力信号５の周波数）に合うように設定することがで
きる。一般にＩＣ内蔵のコンデンサと抵抗の値の絶対精
度は±１０％程度であるが、相対精度は±１％程度なの
で、バンドパスフィルタ６と位相器９の中心周波数は基
準周波数を基準に精度良く中間周波数に合わせることが
できる。
【００１８】また、検波回路の移相器９の入力信号であ
るＩＦアンプ７の出力信号と移相器９の出力信号が位相
比較器３５において位相比較され、位相差に応じた信号
が出力される。この位相差に応じた信号はコンデンサ３
７によって平滑化されてフィルタ制御回路３６に送られ
る。すると、上記位相差がπ／２となるような制御信号
がフィルタ制御回路３６から加算器３０を介してバンド
パスフィルタ６および移相器９に送出され、バンドパス
フィルタ６および移相器９の中心周波数が中間周波数と
なるように制御される。これによりローカル信号４等の
周波数がずれることによって中間周波数がずれた場合で
も受信回路の特性が悪化するのを可及的に防止すること
ができる。
るＩＦアンプ７の出力信号と移相器９の出力信号が位相
比較器３５において位相比較され、位相差に応じた信号
が出力される。この位相差に応じた信号はコンデンサ３
７によって平滑化されてフィルタ制御回路３６に送られ
る。すると、上記位相差がπ／２となるような制御信号
がフィルタ制御回路３６から加算器３０を介してバンド
パスフィルタ６および移相器９に送出され、バンドパス
フィルタ６および移相器９の中心周波数が中間周波数と
なるように制御される。これによりローカル信号４等の
周波数がずれることによって中間周波数がずれた場合で
も受信回路の特性が悪化するのを可及的に防止すること
ができる。
【００１９】なお、この実施例では中間周波数にバンド
パスフィルタ６および移相器９の中心周波数に合わせる
ようにしているため、受信信号が無い場合や受信信号レ
ベルが低い場合には制御不能となる。これを防止するた
めに、信号レベル検出出力１５をコンパレータ３２にお
いて基準電圧３１と比較し、受信信号が無い場合や受信
信号レベルが低い場合はコンパレータ３２の出力信号に
よってフィルタ制御回路３６の動作を停止させるように
している。
パスフィルタ６および移相器９の中心周波数に合わせる
ようにしているため、受信信号が無い場合や受信信号レ
ベルが低い場合には制御不能となる。これを防止するた
めに、信号レベル検出出力１５をコンパレータ３２にお
いて基準電圧３１と比較し、受信信号が無い場合や受信
信号レベルが低い場合はコンパレータ３２の出力信号に
よってフィルタ制御回路３６の動作を停止させるように
している。
【００２０】本実施例の復調出力の特性を図３に示し、
従来の受信回路の復調出力の特性を図４に示す。図３お
よび図４において符号５１は出力ＤＣ電圧の特性を、符
号５２は出力ＡＣ電圧の特性を、符号５３はひずみの特
性を示している。図４から分かるように従来の受信回路
においては、ひずみの特性が良好なのは中心周波数だけ
であり、入力周波数（中間周波数）がずれるとひずみは
悪くなってしまう。
従来の受信回路の復調出力の特性を図４に示す。図３お
よび図４において符号５１は出力ＤＣ電圧の特性を、符
号５２は出力ＡＣ電圧の特性を、符号５３はひずみの特
性を示している。図４から分かるように従来の受信回路
においては、ひずみの特性が良好なのは中心周波数だけ
であり、入力周波数（中間周波数）がずれるとひずみは
悪くなってしまう。
【００２１】これに対して図３から分かるように本実施
例の受信回路においては、移相器９とバンドパスフィル
タ６の中心周波数は一定の周波数範囲で中間周波数に一
致するように負帰還がかかっているため、入力周波数
（中間周波数）が多少ずれてもひずみは悪くならず、良
好な特性が得られる。なお、フィルタの中心周波数を中
間周波数に引き込む範囲を広くしすぎると、受信チャネ
ル以外に引き込まれる危険があるので、通常、引き込み
範囲を制限する必要がある。図３において出力ＤＣ電圧
５１が平担になっている周波数領域が引き込まれる範囲
となる。この引き込み範囲を制限するのは制御電流を制
限することによって容易に実施できる。図３に示すよう
な特性は、従来、復調出力のＤＣ電圧などで、ローカル
周波数を制御するＡＦＣ（Automatic Frequency Contro
l ）でも実現されていたが、本実施例はＡＦＣと比較し
て中間周波数という比較的低い周波数で実現できる点
と、外付け部品が少ない（コンデンサ３７だけ）という
点でＩＣに内蔵するのに適している。
例の受信回路においては、移相器９とバンドパスフィル
タ６の中心周波数は一定の周波数範囲で中間周波数に一
致するように負帰還がかかっているため、入力周波数
（中間周波数）が多少ずれてもひずみは悪くならず、良
好な特性が得られる。なお、フィルタの中心周波数を中
間周波数に引き込む範囲を広くしすぎると、受信チャネ
ル以外に引き込まれる危険があるので、通常、引き込み
範囲を制限する必要がある。図３において出力ＤＣ電圧
５１が平担になっている周波数領域が引き込まれる範囲
となる。この引き込み範囲を制限するのは制御電流を制
限することによって容易に実施できる。図３に示すよう
な特性は、従来、復調出力のＤＣ電圧などで、ローカル
周波数を制御するＡＦＣ（Automatic Frequency Contro
l ）でも実現されていたが、本実施例はＡＦＣと比較し
て中間周波数という比較的低い周波数で実現できる点
と、外付け部品が少ない（コンデンサ３７だけ）という
点でＩＣに内蔵するのに適している。
【００２２】なお、上記実施例においては、フィルタ等
の中心周波数を中間周波数に合わせる際に、検波回路の
移相器９を用いて行なったが、新たにπ／２移相器を設
け、この移相器を用いてフィルタ等の中心周波数を制御
しても良いことは明らかである。
の中心周波数を中間周波数に合わせる際に、検波回路の
移相器９を用いて行なったが、新たにπ／２移相器を設
け、この移相器を用いてフィルタ等の中心周波数を制御
しても良いことは明らかである。
【００２３】また、上記実施例においては、ＩＦフィル
タとしてはバンドパスフィルタ６だけであったが、複数
のバンドパスフィルタを使用することも可能である。図
６にバンドパスフィルタを２個使用した受信回路の部分
図を示す。図６において、ミキサ３の出力は、バンドパ
スフィルタ６ａ、ＩＦアンプ７ａ、バンドパスフィルタ
６ｂ、ＩＦアンプ７ｂの順に送出されている。このよう
にバンドパスフィルタとＩＦアンプを２つに分けること
により受信回路の受信感度や妨害特性を向上させること
ができる。
タとしてはバンドパスフィルタ６だけであったが、複数
のバンドパスフィルタを使用することも可能である。図
６にバンドパスフィルタを２個使用した受信回路の部分
図を示す。図６において、ミキサ３の出力は、バンドパ
スフィルタ６ａ、ＩＦアンプ７ａ、バンドパスフィルタ
６ｂ、ＩＦアンプ７ｂの順に送出されている。このよう
にバンドパスフィルタとＩＦアンプを２つに分けること
により受信回路の受信感度や妨害特性を向上させること
ができる。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、ＩＦフィルタや検波回
路の移相器をＩＣに内蔵しても、ＩＦフィルタや移相器
の中心周波数を中間周波数に合わせることが可能とな
り、特性の悪化を可及的に防止することができる。
路の移相器をＩＣに内蔵しても、ＩＦフィルタや移相器
の中心周波数を中間周波数に合わせることが可能とな
り、特性の悪化を可及的に防止することができる。
【００２５】また、ローカル信号の周波数が変動するこ
とによって中間周波数がずれてもＩＦフィルタの中心周
波数が中間周波数に一致するように制御可能なため、特
性の悪化を可及的に防止することができる。
とによって中間周波数がずれてもＩＦフィルタの中心周
波数が中間周波数に一致するように制御可能なため、特
性の悪化を可及的に防止することができる。
【図１】本発明による受信回路の一実施例の構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図２】π／２移相器の特性を示すグラフ。
【図３】図１に示す実施例の復調出力特性を示すグラ
フ。
フ。
【図４】従来の受信回路の復調出力特性を示すグラフ。
【図５】ｇm アンプを用いてフィルタを構成した場合の
回路図。
回路図。
【図６】本発明の受信回路の他の実施例を示すブロック
図。
図。
【図７】従来の受信回路の構成を示すブロック図。
【図８】信号レベル検出出力の入力信号レベルに対する
特性を示すグラフ。
特性を示すグラフ。
１ アンテナ ２ ＲＦアンプ ３ ミキサ ４ ローカル信号 ５ 中間周波数信号 ６ バンドパスフィルタ ７ ＩＦアンプ ８ 乗算器 ９ 移相器 １１ ローパスフィルタ １２ 復調出力 １３ レベル検波回路 １４ コンデンサ １５ 信号レベル検出出力 ２１ 基準周波数信号 ２２ 基準移相器 ２３ 位相比較器 ２４ フィルタ制御回路 ２５ コンデンサ ３０ 加算器 ３１ 基準電圧源 ３２ コンパレータ ３５ 位相比較器 ３６ フィルタ制御回路 ３７ コンデンサ
Claims (9)
- 【請求項１】受信信号とローカル信号からミキサ手段に
よって生成された中間周波信号をろ過する、中心周波数
が可変の中間周波フィルタと、 中心周波数が可変の第１の移相手段を有し、前記中間周
波フィルタの出力信号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、 基準周波数信号を入力してこの基準周波数信号の位相を
移相する、中心周波数が可変の第２の移相手段と、 前記基準周波数信号と、前記第２の移相手段の出力信号
との位相差が所定値となるように、前記第２の移相手
段、中間周波フィルタ、および第１の移相手段の中心周
波数を制御する第１の周波数制御手段と、 を備えていることを特徴とする受信回路。 - 【請求項２】前記第１の周波数制御手段は、 前記基準周波数信号の位相と前記第２の移相手段の出力
信号の位相を比較し、位相差に応じた信号を出力する第
１の位相比較手段と、 この第１の位相比較手段の出力を平滑化する第１の平滑
化手段と、 この第１の平滑化手段の出力に基づいて前記第２の移相
手段、中間周波フィルタ、および第１の移相手段に制御
電流を送出する第１の電圧／電流変換手段と、 を備えていることを特徴とする請求項１記載の受信回
路。 - 【請求項３】前記第１および第２の移相器と中間周波フ
ィルタはｇm アンプを用いて構成されることを特徴とす
る請求項１または２記載の受信回路。 - 【請求項４】受信信号とローカル信号からミキサ手段に
よって生成された中間周波信号をろ過する、中心周波数
が可変の中間周波フィルタと、 中心周波数が可変の第１の移相手段を有し、前記中間周
波フィルタの出力信号をＦＭ検波するＦＭ検波手段と、 前記中間周波フィルタの出力である中間周波信号を入力
してこの中間周波信号の位相を移相する、中心周波数が
可変の第３の移相手段と、 前記中間周波信号と前記第３の移相手段の出力信号との
位相差が所定値となるように、前記第３の移相手段、中
間周波フィルタ、および第１の移相手段の中心周波数を
制御する第２の周波数制御手段と、 を備えていることを特徴とする受信回路。 - 【請求項５】前記第２の周波数制御手段は、 前記中間周波の位相と前記第３の移相手段の出力信号の
位相を比較し、位相差に応じた信号を出力する第２の位
相比較手段と、 この第２の位相比較手段の出力を平滑化する第２の平滑
化手段と、 この第２の平滑化手段の出力に基づいて前記第３の移相
手段、中間周波フィルタ、および第１の移相手段に制御
電流を送出する第２の電圧／電流変換手段と、 を備えていることを特徴とする請求項４記載の受信回
路。 - 【請求項６】前記第１の移相器と前記第３の移相器は同
一の移相器であることを特徴とする請求項４または５記
載の受信回路。 - 【請求項７】前記中間周波信号のレベルが小さい場合
に、前記第２の周波数制御手段の制御動作を停止させる
停止手段を備えていることを特徴とする請求項４乃至６
のいずれかに記載の受信回路。 - 【請求項８】前記第１および第３の移相器と中間周波フ
ィルタはｇm アンプを用いて構成されることを特徴とす
る請求項７記載の受信回路。 - 【請求項９】前記中間周波フィルタは多段接続される複
数のバンドパスフィルタを有していることを特徴とする
請求項１乃至８のいずれかに記載の受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20225394A JP3263251B2 (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | 受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20225394A JP3263251B2 (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | 受信回路 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001340951A Division JP3515092B2 (ja) | 2001-11-06 | 2001-11-06 | Ｆｍ受信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0870261A true JPH0870261A (ja) | 1996-03-12 |
| JP3263251B2 JP3263251B2 (ja) | 2002-03-04 |
Family
ID=16454491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20225394A Expired - Fee Related JP3263251B2 (ja) | 1994-08-26 | 1994-08-26 | 受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3263251B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7076219B2 (en) | 2003-03-24 | 2006-07-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Receiver for weak radio wave |
| JP2008167000A (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-17 | Nec Electronics Corp | 受信装置 |
-
1994
- 1994-08-26 JP JP20225394A patent/JP3263251B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7076219B2 (en) | 2003-03-24 | 2006-07-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Receiver for weak radio wave |
| JP2008167000A (ja) * | 2006-12-27 | 2008-07-17 | Nec Electronics Corp | 受信装置 |
| JP4731462B2 (ja) * | 2006-12-27 | 2011-07-27 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3263251B2 (ja) | 2002-03-04 |
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