JPH08510866A - 通信システム用の光源 - Google Patents

通信システム用の光源

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JPH08510866A JP6501843A JP50184394A JPH08510866A JP H08510866 A JPH08510866 A JP H08510866A JP 6501843 A JP6501843 A JP 6501843A JP 50184394 A JP50184394 A JP 50184394A JP H08510866 A JPH08510866 A JP H08510866A
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Abstract

(57)【要約】 通信システム用の光源は側波帯を含むように出力が変調されている光信号源(1)を具備する。側波帯はビート周波数を生成するように相互作用し、分散光ファイバのような変更手段(3)は側波帯の特性を変史するように変更され、従って、ビート周波数は光検出器を具備する受信機(4)で検出されることができる。このように高周波数信号は生成され、光検出されることができ、受信機(4)の出力はマイクロ波アンテナ(5)を駆動するのに適切であり、従って光学的に供給されたマイクロ波通信リンク(6)を与える。ビデオ信号発生器(11)を使用して、ビデオ信号は受信されたビート周波数に重畳されることができ、それ故、マイクロ波リンク(6)により広送される。

Description

【発明の詳細な説明】 通信システム用の光源 技術分野 本発明は通信システムの光源に関し、高周波数信号を光検出器に供給する特定 の応用を発見する。 光通信で信号源として半導体レーザ構造を使用することが知られている。この ような構造は電気キャリアが駆動電流を供給することにより注入される半導体材 料の能動層を具備する。能動層には光制限手段とフィードバックが設けられてい る。注入されたキャリアは能動層中でレーザ作用により発振し増倍する光子を生 成し、その結果、しばしばレーザ構造の端面から光出力を生成する。 分布したフィードバックレーザでは駆動電流の変化によりレーザの光出力で変 調を重畳することが可能であることが知られている。装置の物理的限定のために 、これは約20GHzまでの速度で行われるのみである。駆動電流電力が増加す ると、光側波帯が見られ、光変調周波数により分離されることが知られている。 光源の光周波数偏差が増加すると、より多くの側波帯が生成され、変調光源の総 合的なスペクトル拡散を反射する。 光検出器上では、受信された電気信号が生成され、これは全ての対の光側波帯 との間で発生されるビート信号の(フェイザー)合計により与えられる。それ故 、受信電気信号は変調周波数の多重高調波における成分を含む。しかしながら周 波数変調(FM)または位相変調(PM)光信号はD.C.(ゼロ周波数)成分 のみを含む電気信号を生じ、変調周波数およびよりその高い高調波で電気信号成 分にゼロを与えるため側波帯間のビート信号の合計は丁度消去する。高周波数の ビート信号が存在するがこれ自身を通常の光検出器ベースの受信機では現れない 。文献(“35GHz Microwave Signal Generation with an Infection-locked Las er Diode”、Electronics Letters、1985年8月29日、21巻、No.18)にはスレー ブレーザを変調されたマスターレーザ出力の側波帯に注入ロックすることにより 35GHz信号を発生するシステムが記載されている。マスターレーザの側波帯 間の選択されたビート周波数に等しい周波数差により分離される自由走行モード を有するスレーブレーザを使用して、出力は同一のビート周波数により分離され た2つの比較的高い振幅信号を具備するスレーブレーザから生成される。受信機 ではビート周波数が生じる。しかしながら、2つのレーザ装置が必要とされ、動 作可能な装置を達成することは困難であり、閉じた波長制御を行うことが必要で ある。スレーブレーザで必要なモードを達成することも困難であり、モードの間 隔は装置の長さにより限定される。 本発明の目的は、光検出器により検出されることができる高い変調速度の信号 を生成するのに使用されることができる通信システム用の実用的な光源を提供す ることである。 本発明の実施例は、例えば60GHz以上までのマイクロ波周波数で光検出可 能な信号を生成することに使用されるこ とができる。 さらに、ビデオ、信号のような情報を伝送するようにこれらの検出可能な信号 が変調されることができ、例えば光検出器を使用してこのような信号を受信する 受信機からの出力はホーンのようなマイクロ波アンテナに直接供給されることが でき、光学的に駆動されたマイクロ波リンクを提供することが発見されている。 本発明の実施例は、ある環境で特に便利な小さい容積のパッケージのみを形成 するように製造されることができる利点を有する。 本発明によると、通信システムで使用されるための光信号源が提供され、その 光信号源は、光出力と、この光出力の変調を生成するための変調手段と、光側波 帯を光出力で生じさせる装置と、前記光出力を受信する受信機で前記側波帯間の 少なくとも1つのビート周波数の光検出を可能にするように光出力の特性を変更 させる変更手段とを具備する。 特に、前記特性は光出力の位相または振幅特性である。即ち、光源のFMまた はAM側波帯の位相(または振幅)を変更する変更手段が光側波帯間のビートを 効率的に“消去しない”ことが認められ、従って、本来の変調周波数の高調波成 分を有する受信された電気信号を発生する。 前述したように、このような高調波はビデオ信号のような情報信号を伝送する ように変調されることができ、検出器からまたは少なくとも検出器を具備する受 信機からの出力が直接マイクロ波アンテナに供給するために使用されることがで き、それ故光ファイバが与えられ、マイクロ波リンクを伝送する情報信号が発生 されることも発見されている。 1以上の側波帯の位相特性を変更する便利な手段は分散的な光ファイバから構 成される。異なった側波帯は位相シフトされ、従ってこれらの間のビート周波数 と、変調周波数の“高調波”は光検出器により抽出されることができる。例えば 、レーザ源が4GHzのFMの信号と12.5kmの通常のステップ屈折率ファ イバで駆動されるならば、検出器で受信された位相シフトされた光側波帯は4G Hzの間隔を有する周波数コムを構成する光電流を生成するようにビートする。 検出器では10×4GHzにより間隔を隔てられている光側波帯間のビートの結 果として周波数コムは例えば40GHz等の4GHzよりも非常に大きい高調波 を生成する。 可能な応用では、検出器の出力はマイクロ波アンテナに供給され、自由空間で 無線周波数(RF)信号として伝播する。ビート周波数(例えば40GHz)の 信号は通常のように受信マイクロ波アンテナで検出され、局部発振器と混合され て中間周波数に下方変換され、増幅され、中間周波数(IF)受信機に供給され る。 明白に、分散的位相シフトが光検出器で高調波検出を行うために使用される本 発明の実施例では全ての側波帯はRF信号に貢献している。これは前述の文献( 1985年のGoldberg)とは対照的である。 本発明の例示として示された実施例を添付図面を参照して説明する。 図1は本発明の実施例によりビデオ信号を伝送し、光信号源を具備する光学的 に供給されたマイクロ波リンクの第1の装置の概略図を示している。 図2は分散的光ファイバ上の伝送による光位相シフト後、図1の光源の出力を 検出する光検出器の出力における変調深度のグラフを示している。 図3は変数xに対するベッセル関数Jpの定義をグラフ形式で示している。 図4は図1で示されている光信号源のレーザ構造に変調された駆動電流を与え るステップをより詳細に示している。 図5は本発明の実施例によりビデオ信号を伝送し、光信号源を具備する光学的 に供給されたマイクロ波リンクの第2の装置の概略図を示している。 図6のa)は変調信号のビート周波数または高調波10から15の範囲における変 調深度とFM変調係数との論理的関連のグラフを示している。 図6のb)は駆動電流上の変調深度と図6の高調波のレーザ構造との測定され た相互関係のグラフを示している。 光ファイバとミリメートル波無線との両者は例えば広帯域サービスと関連する 大きな帯域幅の要求を支持することができる。光ファイバを直接、家庭または事 業所まで広げることは高い容量を提供することができるが、動作上の理由に対し て常に適切な解決策ではない。無線とファイバとの両者を含むハイブリッド回路 網は初期の広帯域局部アクセスシステムで重要な役割を行う。 酸素の吸収ピークがセル通信環境で周波数の再使用を助けるので60GHzの ミリメートル波領域での無線伝送は特に興味のある問題である。さらに、高利得 アンテナはこの周波数で物理的に小さく、消費者用として容積あたり廉価に製造 される。しかしながら無線アウトステーションの価格、重量、周波数安定性、電 力消費のような実践問題はハードウェアがミリメートル波周波数で広帯域のサー ビスを提供するように配備される前にアドレスされる必要がある。 ここで説明している本発明の2つの装置では直接変調が光FM信号を発生する ために単一モード半導体レーザに供給される。光ファイバ中の分散は、光検出器 からの出力が変調周波数の高次の高調波で重要な電力レベルを提供するような方 法でFM側波帯間の位相関係を混乱させる。4GHzの変調周波数では第15高 調波を越えて、即ち60GHを越える周波数でかなりの電力が得られる。必要な らば光検出後に電気フィルタ処理により不所望の高調波は容易に除去される。 光FM側波帯は同一の光モードから得られるので、光位相雑音は光検出器にお いて消去されることを留意すべきである。それ故、位相雑音は主として変調信号 源の位相雑音によって決定される。効率的な高調波発生と、高いスペクトル純度 と、コンパクトな寸法と任意の(少なくとも60GHzまでの)周波数を選択す る能力との組合わせはこれを光ファイバ上のミリメートル波無線信号の伝送に対 して最も魅力的な技術にする。 図1を参照すると、本発明の光供給マイクロ波リンクの第 1の装置はレーザ源1を具備し、これは周波数変調電流源2により駆動電流が与 えられ、レーザ出力は分散ファイバリンク3を経て光検出器4に供給される。ビ デオ信号はビデオパターン発生器11により電流源2のFM出力に重畳される。検 出器4の電気出力はマイクロ波送信機5に供給され、これは、マイクロ波受信機 7に対する自由空間信号リンク6を生成しその電気出力は下方変換され、増幅さ れ、既知の技術によりビデオ受信機8に供給される。 レーザ源1は単一モードDFBレーザを具備し、格子フィードバックを有する バルク装置である。光検出器4は1991年5月1日出願で1990年5月1日優先権主 張の国際特許出願第GB91/00702WO号明細書に説明されている高利得で高速度の検 出器を具備する。ファイバリンク3は12.5kmの通常のステップ屈折率の単 一モードファイバを具備する。 レーザ源1が4GHzの信号により駆動されるならば、分散ファイバリンク3 から光検出器4で受信された信号は光側波帯を含み、4GHzの間隔を有する周 波数コムを含む。検出器4からの光電流出力を生成するため位相シフトされる。 検出器では周波数コムは10×4GHzの分離で信号から40GHzにおけるビ ート周波数を含む。この40GHzのビット周波数はフィルタ処理されることが でき、マイクロ波送信機5に直接供給される。受信機7では40GHz信号は混 合され、通常の技術を使用して中間周波数に下方変換されることができる。下方 変換された成分は増幅器15を通過し、分割されてビデオ受信機8に供給され、ス プリッタ9からの他 方の信号出力部分は監視するためにスペクトル分析器10に供給するのに使用され る。 前述のシステムでは4GHz変調信号の第10高調波が効率的に選択される。制限および動作特性 前述のシステムには多くの制限と特性が存在し、これらを以下説明する。周波数偏差 図1を参照すると、ビデオ受信機8は約13MHzの偏差のFM入力を必要と する。レーザ源1に対する4GHzの周波数変調駆動電流を生成するために電流 源2としてシンセサイザーを使用し、ビデオパターン発生器11は4GHzの“搬 送波”を変調するために使用される。ビデオ受信機入力で13MHzの偏差を達 成するため、電流源2の出力における周波数偏差は第10高調波の使用に関して 約1.3MHzである。1vの公称上の出力を有するビデオパターン発生器11は 75/50オーム整合パッド14を経て電流源2即ちシンセサイザーのFM入力を 駆動するのに使用される。4GHz FMから40GHz AMへの変換効率 図2を参照すると、第10高調波の選択では、周波数だけでなく信号タイプで 光検出器4で変換が存在する。即ち、レーザ源1により送信される4GHzの光 FM信号は光検出器4の出力で40GHzの電気信号になる。 図2では、光検出器4の出力における変調深度“M”は高調波Iacの振幅と直 流電流の光電流Idcとの比として定めら れることができる。これはdc光電流Idcにより与えられるベースレベル12に関 して変調Iacのピーク高さとして図2で示されている。 変調深度はしかしながら以下のように別々に分析されることにより到達される ことができる。 p番目の高調波の変調深度Mpは次式により与えられる。 Mp=2Jp(2βsin(pθ)) (1) ここでJpはp番目のベッセル関数であり、βはレーザのFM指数=F(偏差) /F(変調)であり、θはファイバの分散を特徴付ける角度である。 分散角度θは次式のように与えられる。 ここで、Fmod=レーザ変調周波数 =この例では4GHz D=ps/km/nmにおけるファイバ分散 Z=ファイバの長さ λ=光の自由空間波長 C=光速度 式1によると、p番目の高調波の最大変調深度はp番目のベッセル関数の最大 値の2倍に等しい。 図3を参照すると、変数Xのベッセル関数Jpの値は示されているように定め られることができる。この名称を使用して、p番目の高調波の最大変調深度は次 式により与えられる。 Mp(max)=2Jp(j´p,1) そして、 2βsin(pθ)=j´p,1のとき生じる。 p(j´p,1)およびJp(j´p,1)の値は以下のような表のとおりで ある。 理論的に、第10高調波を使用して達成されることのできる最大変調深度は6 0%である。しかしながら、実際には例えば13%程度の非常に低い変調深度が 達成される。 βはほぼn/2に等しいβで“n番目”の高調波の発生に対する近似的なしき い値を与えることに留意する。ファイバの長さと分散 ファイバリンク3により発生される分散θは式2で前述されている。以下の実 験値を挿入すると、分散ファイバリンク3の12.5kmの長さは側波帯間の顕 著な位相シフトを与えるのに適切であることが発見される。 Fmod=4GHz D=17ps/km/nm (分散) z=12.5km (ファイバの長さ) λ=1550nm (光信号波長) これは329nSのDzλの値を与える。λ/cは5.17×10-6nsであ る。それ故、式2の代入によりθ=2π×2.72×10-2/2である。 pθ=10θ=2π×0.272=0.27π 第10高調波ではpθ=0.5πであることが望ましい。しかしながら前述よ りpθ=0.27πを得る。 従って、sin(pθ)=sin(0.27π) =0.75になる。 pθ=0.5πの値はこの値が40GHz成分を最大にするためにレーザに供 給されなければならない変調電力を最小にする意味で最適である。本発明の実施 例では12.5km のzはファイバの最適の長さの約半分を示しているがこれは変調指数βにおける 増加により補償されることができる。レーザのFM偏差 式1に戻ると、p=10では、 2βsin(pθ)=j´P,1 =11.77であるとき、Mpは最大値 である。 これは約7.8の推定値βを与える。 13.8dBmでのレーザ駆動電力では、24mWは31mAのピーク電流振 幅にゼロを与える。 レーザのFM偏差はFdev=β×4GHz=31.4GHzにより与えられ 、従ってレーザFM効率は次式により与えられる。 ΔF/Δi=1GHz/mARF伝播 マイクロ波送信機5と受信機7との間の0.5mの分離を使用して、自由空間 信号リンク6を横切る測定された損失は19.0dBである。理論的に60dB のリンク6を横切る通路損失で、マイクロ波送信と受信機5、7でのアンテナ利 得がそれぞれ21.5dBであり、実質的な損失が17.0dBであることを期 待する。(しかしながら、0.5mがこれらの状況で近視野または遠視野のいず れか一方に明白に関連する距離ではなく、実質的な損失に対する17.0Bbの 推定値が近似値として扱われることができるのみである)。下方変換 ダウンコンバータ13における損失である、マイクロ波受信機7からの40GH z信号からダウンコンバート13により出力された中間周波数信号までの測定され た電力損失はダウンコンバータ13の局部発振器部分における9.6dBm 39 GHz入力を使用して11.7dBと測定された。ビデオFM変換 図4を参照すると、1Vにおけるビデオ出力V1に対して0.424の75/ 50オーム整合パッドにより電圧減少V2/V1が存在する。シンセサイザー2を 使用して4.65MHz/RMS(2乗平均平方根)ボルトを与えるように設定 し、V2における1ボルト当りのFM偏差“δf”は次式により与えられる。 δf/V2 =(1/√2)x4.65 δf/V1 =(1/√2)x4.65x0.424 =1.52MHz/V. FM伝達係数は4GHzと40GHz成分に対して直接測定される。 これは15.2MHz/Vの計算された値と比較された13.3MHz/Vの 40GHzにおける測定されたFM伝達係数を与える。他の要素 ビデオ受信機8のしきい値感度を観察すると、計算されたしきい値感度は−8 6dBmであることが発見された。実験 的しきい値は−85dBmであることが発見された。光リンクにより顕著な雑音 は導入されないが、ライン増幅器15は小さい影響をもつものと考えられている。 ライン増幅器15とスプリッタ9での利得を考慮すると、結合された利得は4d Bであると発見された。必要電力量 マイクロ波送信機5での必要電力量の要因は以下の通りである。 基準(0dBm光パワー) =−14.1 光入力パワー(−1dBmの2倍) =−2.0 応答能力 =+5.2 理想的は変調深度 =−10.5 FM/AM非効率 =−7.0 検出器のロールオフ =−12.5 50オームの整合 =0.0 電力 =−40.9dBm システムの残りを含む必要電力量は以下のようになる。 =−40.9dBm 通路損失(0.5m) =−60.0dB 送信機のホーン利得 =+21.5 受信機のホーン利得 =+21.5 受信された電力 =−57.9dBm 過剰な通路損失 =1.9dBm 実質的に受信された電力 =−59.8dBm 変換損失 =−11.7dB ライン増幅器/スプリッタ =+4.0dB ビデオ受信電力 =−67.5dm しきい値電力 =−85.0dBm マージン =17.5dB マイクロ波ホーンはマイクロ波送信機5とマイクロ波受信機7で説明されるが 、ホーンはこのような送信機または受信機で使用される1つの可能なタイプのア ンテナのみであることを留意すべきである。 前述のシステムでの可能な改良はマイクロ波送信範囲を増加することである。 送信するために無線周波数送信機が約+6dBmの余分の約46dBの電力を送 信することが必要とされる。送信機の電力を増加するため以下を調節しなければ ならない。 検出器のロールオフ 光入力電力 インピーダンス整合 実際に、例えば−10dBmの送信電力を達成することが可能である。 図5は本発明の実施例の第2の実験的レイアウトを示している。 3端子DFBレーザ1は光学的FM信号を生成するためにマイクロ波発振器2 により駆動される。マイクロ波発振器2は入力ビデオ信号11により周波数変調さ れる。結果的な変調された光波は標準的な単一モードファイバ3の12.5km に沿って送信され、無線送信機アンテナ5を駆動する高速度光検出器4によって 検出される。無線受信機では入来信号は衛星TV受信機8の帯域内で中間周波数 (IF)に下方変換され、ビデオモニターまたはスペクトル分析装置10上に表示 される。 3端子DFBレーザ1は350μmの長さの装置であり、共に接触される外部 接触部を具備する。外部接触部は90mAでバイアスされ、中央接触部は30m Aでバイアスされる。これらの状況下では(光分離後の)出力パワーは1556 nmの波長で1.6mWであり、(中央接触部を駆動する)FM効率は4GHz のマイクロ波発振周波数で1.0GHzである。発振器のパワーは+14dBm のレベルに設定され、これは(無線受信機装置が容易に入手可能な最高の周波数 である)40GHzで第10高調波の大きさを最大にすることが発見されている 。 ピッグテール型の高速度光検出器4はモノリシックに集積された光学的前置増 幅器と端縁部が結合されたPINフォトダイオードであり、40GHzで0.6 1A/Wの応答性を有する。バイアスティーと導波管から同軸への変換は無線送 信機を形成するためフォトダイオードを直接標準的な利得(21.5dB)のホ ーンアンテナに接続するために使用される。12.5kmの光ファイバの後の光 パワーレベルが1.0dBmであり、これはフォトダイオード出力で(40GH zにおいて)−40.8dBmの電力を発生する。フォトダイオードにおける4 0GHzの光変調深度はこれらの値から 12%と計算される。(ビデオ入力信号は除去されている)40GHz搬送波の 3dBラインの幅は10Hzよりも少ない。 1mの自由空間を越える伝送後、受信機ホーン7の出力の電力は−64.8d Bmであった。39GHzにおける局部発振器は1GHzのIFに下方変換する ために使用される。変換損失は11.7dBであり、ライン増幅器とスプリッタ 9の後のIF電力は−72.5dBmであった。 レーザ1への4GHzの駆動周波数はマイクロ波源2のFM入力に接続される ビデオ入力信号に応答して偏移される。偏移は光FM側波帯の周波数間隔と光検 出器4のフォトダイオードの出力の電気コムで反射される。コムの各周波数は高 調波数に比例して偏移し、それ故、40GHzでの第10高調波はマイクロ波源 2の4GHz出力の偏移の10倍偏移する。ビデオ衛星受信機ユニットにより必 要とされるピークFM偏移は約14MHzであり、従ってマイクロ波源2のFM 係数は1Vpkのビデオ入力信号レベルに対して1.4MHz/Vに設定される 。 ビデオ受信機のしきい値電力レベルは−85.0dBmであり、12.25d Bのマージンを与える。30MHzの帯域幅と、8dBの信号対雑音比と、5d Bの受信機雑音指数に基づいて計算されたFMしきい値パワーレベルは−86d Bmである。実験的および計算されたしきい値電力レベルとの間の近接した一致 は光リンクにより支配された雑音がこの実験装置で無視されることができること を示している。 実際、もっと長い無線送信距離が必要とされるかも知れない。前述の装置では 多数の改良が行われる。光検出器4のフォトダイオードにおける変調深度を増加 する変更されたソースを含んでいることも可能である。純粋な周波数変調を有す るソースで得られる最大の変調深度は第10高調波で60%であり、12%の実 験値との相違はレーザ1の出力の顕著な強度変調の存在により生じるものである 。 別の可能性は光検出器4の応答度の改良である。異なったパッケージ(ファイ バピッグテールのない)中のこのタイプの光検出器の先の例は40GHzで30 A/Wを越える応答度値を示している。集積された光増幅器の飽和とフォトダイ オード電流処理能力は有効な出力電力に制限を課すが、10mAよりも大きい最 大光電流は不合理ではない。これが100%の変調深度と組合わせられるならば +4dBm以上のミリメートル波電力レベルが利用可能であり、これは前述の実 験装置では45dbの増加よりも大きい。フォトダイオードの出力における狭帯 域設計とインピーダンス整合はさらに改良を生じる。 光検出器出力における電気増幅は無線範囲の増加に明白な方法であるが、アウ トステーションに置かれた無線送信機が比較的簡単に構成されることが実際には 好ましい。この範囲の改良は部品数の減少とdc電力の必要性の減少または消滅 から生じる。 地点を結ぶ応用では、標準利得ホーンよりも指向性アンテナを使用することに よって受信されたミリメートル波電力を 顕著に増加することができ、再び無線範囲の増加につながる。指向性アンテナの 使用により得られる20〜30dBを伴う無線送信機での45dBの電力増加は 総合して65〜75dBの受信電力の増加になり、それ故、1kmを越える送信 距離が可能になる。 前述の実験装置は40GHzで第10高調波を使用する。原理的に、変調周波 数の増加または第15高調波の使用により60GHzに移動することが可能であ る。また前述のシステムは単一のビデオチャンネルを含んでいる。本発明の実施 例は多重チャンネル送信にも適切である。 要約すると、前述の装置は光送信機1におけるミリメートル波源または無線送 信機5における上方変換のいずれも必要としないミリメートル波無線ファイバシ ステムを実現する簡単な技術を示している。技術は広帯域ビデオFMのようなF M信号または遠隔注入ロッキング用の連続波(CW)信号の送信に適している。 このように送信されたCWミリメートル波信号のスペクトル純度はマイクロ波発 振器のスペクトル純度により主として決定される。実際の応用では無線伝播範囲 の増加が必要とされるが、この範囲の改良は1kmを現実のターゲットとする。 前述のことに関連する主題を説明する文献には以下のものがある。 I C Smith,B J Ellis、“A wide band mm-wave Fibre-fed Radio Distrbution Point Demonstrator”、ICCC92、会議録、100〜104頁、1992年6月 G Sherlock,H J Wickes,C A Hunter,N G Walker、“Hign Speed,High Eff iciency,Tunable DFB Lasers for Hign Density WDM Applications”、ECOC92 、paper Tu P1,1、1992年9月 D.Wake、“A 1550nm millimetre-wave Photodetector with a bandwidth-Effi ciency Product of 2.4THz”、J Lightwave Technol.、10巻、908〜912頁、1992 年7月 FMビデオ情報の送信用の技術の使用について説明したが、送信されたビート 信号に情報を付加する他の方法が可能であることに留意すべきである。例えば、 光側波帯を有する変調レーザの出力は通信される情報を重畳するため光強度変調 器を通って送信されることができる。受信機では電気信号は光側波帯間のビート 周波数を含んでおり、それぞれ付加された情報を有する。このような装置は例え ば多重ビデオチャンネルを送信するため使用されることができる。 前述の装置は光FMを生成するのに半導体レーザの特性に依存するが、位相変 調のような他の形態の変調が代りに使用されることに留意することが重要である 。 さらに、分散ファイバ3が説明されているが、格子対のような側波帯の相対特 性を変更する他の手段が使用されることができる。 前述の実施例はレーザ源1を具備するが、これは基本的ではなく、光源が遠隔 であっても、複数のタイプの任意のものであっても本発明の技術的範囲であり、 本発明では変調の側波帯は少なくとも1つのビート周波数を生成されることがで きれば十分である。 本発明の異なった実施例では4GHz信号の第15高調波が例えば検出され、 60GHzのビート周波数を与える。本発明のさらに別の局面の説明と共にこの ことが当てはまる装置を以下に説明する。 前述したように、周波数または位相変調光信号は単一モード光ファイバの分散 を通じで変調された強度になる。この効果を説明した理論的結果を以下に示し、 3端子DFBレーザに供給される4GHz信号の60GHz高調波における12 %の強度変調の観察により支持される。 色分散は単一モード光ファイバに沿って伝播するとき位相または周波数変調光 信号を強度変調にする{1}ことが知られている。この効果はデジタル送信シス テムでの電力ペナルティと相互変調積とアナログシステム{2,3}での雑音を 起こすことが知られている。同一の機構はまたAMシステム{4}の信号フェー ディングを生じさせる。 この以下の実施例を参照して、さらにマイクロ波で周波数または位相変調され た信号源から高い周波数のmm波信号を発生する利点を有するように分散がどの ように使用されることができるかを説明する。周波数変調用に設計され、12. 5kmの分散中一モードファイバの出力における強度変化の60GHzの第15 高調波成分を観察するように設計されたスプリット接触DFBレーザに4GHz の駆動電流を供給することによって原理が説明される。 理論 周波数または位相変調の特別な場合を考慮する前に、最初に分散ファイバ上を 伝播される周期的に変調された信号モードの光信号の強度変化の高調波内容の式 が得られる。送信機の電界は以下の式で書かれることができる。 ここでV0は単一モード信号源の光角周波数であり、ωは変調角周波数であり、 f(θ)は次式により与えられる高調波成分Fnを有する周期関数である。 ファイバ伝達特性は以下の式で書かれることができる。 ここでzはファイバの長さである。伝播定数k(n)の拡張では、第1の2つの 項は固定した位相シフトと伝播遅延を表している。第3の項(k0=k1=0とす る)のみを用い、次式のように書かれる。 Hn=H(v0+nω)=exp(−jn2φ) (4) ここでφ=1/2ω22zは動作波長と変調周波数でのファイバ分散をパラメータ 化する。周波数vでの光のファイバグループ遅延tgは次式により与えら、φが グループ速度分散パラメータに関連されることを可能にし式[2]のようにD =(dtg/dλ)/z(通常ps/(km nm)で引用される)。 ファイバを通っての伝播後に受信される瞬時光強度は次式により与えられる。 ここで、1pは強度変化の高調波成分であり、(7)に(4)を挿入することに より値を求めることができる。平方を2倍合計として展開し、項を集めると次式 が与えられる。 ここで(8b)を得るため、式(2)は反転として使用される。(8b)でのf とfXとの間の相対的位相シフト2pφはpωの光周波数差に対応するグループ 遅延の差であり、強度変動のp番目の成分は遅延された積fXfのp番目の成分 に等しい。この結果は変調が周期的であり、分散が「線形」((3)においてki =0,i>2)であることのみを仮定する。 周波数または位相変調の場合に戻り、次式を使用する。 f(θ)=exp(jβcos(θ)) (9) ここでβは位相偏移であるかまたは周波数変調指数である。(9)を(8b)に 挿入すると次式が与えられる。 ここで、Jp(x)はp番目の第1種ベッセル関数である。式(10)はまたフ ーリエ成分の項で直接FM信号を展開し、グラフの付加式[5]を式(8a)に 適用することによって得られることができる。最後にi(t)が実数ならばI-p =Ip Xであり、従って(7)は次式のようになる。 ここで、ξpはp番目の高調波の位相を与える。(11)に関しては、強度変調 深度を定め、p番目の高調波のMpは次式になる。 式(12)は以下の結論を与える。第1に、p番目の高調波で得られることが できる最大の変調深度は対応するベッセル関数の最大値の2倍に等しい。これら の値はpの増加と共に非常にゆっくりと低下し式(12)は第10高調波で60 %の変調深度が予測される。第2に、最大の強度変調深度を 達成するのに必要なFM係数は、ファイバの長さがpφ=(n+1/2)π,n= 0,1…であるように選択されるならば最小にされる。そうでなければFM変調 係数が最適ではないファイバの長さを補償するように調節されることができる。 実験 非常に高い周波数の強度変調の可能性は300μmの長さで1556nmで放 射されFM変調用に設計された3部分からなるBH−DFBレーザと12.5k mの通常のステップ屈折率の単一モードファイバとを使用して実験的に調査され た。検出器はD.C.で2A/W、60GHzで0.28A/Wの応答度(光電 流/ファイバパワー)を有するモノリシックの前置増幅された端縁部で結合され たPINフォトダイオードである。レーザの中心部分は4GHzで変調され、光 検出器の出力は40−60GHzスペクトル分析装置で直接監視され、第10か ら第15高調波の大きさを測定可能にし、対応する強度変調深度をフォトダイオ ード応答特性の知識から計算可能にする。 式(12)により予測される理論的変調深度は図5aにFM変調係数の関数と して示される。D=17pS/(km nm)のファイバ分散が仮定され、φ= 0.027πの値を与え、これは第10高調波を生成する最適値の約半分である 。変調深度の測定値はレーザに供給された駆動電流の関数として示されている図 5bで示されており、これらは理論曲線の形態で描かれている。48GHz成分 の強化された応答特性は光検出器とRFスベクトル分析装置との間の結合回路に お ける共振によるものであるものと考えられている。測定された変調深度が理論的 値よりも小さいという事実はレーザの非理想的FM変調に帰する。レーザ出力自 体は第10−15高調波で顕著なFM−IM変換を発生するのに必要な駆動電流 で変調された顕著な強度であり、この効果は前述の分析の延長と分離した方法に よりモデル化される。両方法は実験のグラフで観察したように増加したFM指数 により明白なロールオフと高調波の最大強度の変調深度の減少を予測させる。 図5a、5bの水平の目盛りを比較することによって、DFBのFM応答は約 1.1GHz/mAであることが示され、この値は光スペクトル分析装置の変調 された光源のスペクトル分散の直接測定により確認される。 結論 分散ファイバ中を伝播するとき周波数変調または位相変調された光信号は強度 変調される。大きな変調深度は変調周波数の高次高調波で得られることができ、 例えば第10高調波の60%の変調深度を生成することが可能である。この効果 はベースバンド変調器が有効ではない(40−100GHz)周波数でmm波信 号を発生する方法を提供する。この方法は光波長の慎重な整列を必要としないの で、例えば変調レーザの個々の側波帯をフィルタ処理し増幅するよりも構成が簡 単である。さらに、光パワーは不所望の側波帯を排除することにより浪費されな い意味で効率的である。FM係数はファイバの長さを変化して適合するように調 節されることができ、生成された周波数も簡単に同調されることができる。光フ ァ イバにおける高周波数無線信号の伝送に技術的応用を発見することができる。
【手続補正書】特許法第184条の8 【提出日】1994年4月15日 【補正内容】 とができる。 さらに、ビデオ、信号のような情報を伝送するようにこれらの検出可能な信号 が変調されることができ、例えば光検出器を使用してこのような信号を受信する 受信機からの出力はホーンのようなマイクロ波アンテナに直接供給されることが でき、光学的に駆動されたマイクロ波リンクを提供することが発見されている。 本発明の実施例は、ある環境で特に便利な小さい容積のパッケージのみを形成 するように製造されることができる利点を有する。 本発明によると、光出力を有する光信号源と、光側波帯を光出力に生成させる ように構成され、光出力において変調を生成する変調手段と、前記光出力を受信 する受信機において前記側波帯間の少なくとも1つのビート周波数の光検出を可 能にするように光出力の特性を変更する変更手段とを具備している光通信システ ムが提供されている。 特に、前記特性は光出力の位相または振幅特性である。即ち、光源のFMまた はAM側波帯の位相(または振幅)を変更する変更手段が光側波帯間のビートを 効率的に“消去しない”ことが認められ、従って、本来の変調周波数の高調波成 分を有する受信された電気信号を発生する。 前述したように、このような高調波はビデオ信号のような情報信号を伝送する ように変調されることができ、検出器からまたは少なくとも検出器を具備する受 信機からの出力が直接マイクロ波アンテナに供給するために使用されることがで =(dtg/dλ)/z(通常ps/(km nm)で引用される)。 ファイバを通っての伝播後に受信される瞬時光強度は次式により与えられる。 ここで、Ipは強度変化の高調波成分であり、(7)に(4)を挿入することに より値を求めることができる。平方を2倍合計として展開し、項を集めると次式 が与えられる。 ここで(8b)を得るため、式(2)は反転として使用される。(8b)でのf とfXとの間の相対的位相シフト2pφはpωの光周波数差に対応するグループ 遅延の差であり、強度変動のp番目の成分は遅延された積fXfのp番目の成分 に等しい。この結果は変調が周期的であり、分散が「線形」((3)においてki =0,i>2)であることのみを仮定する。 周波数または位相変調の場合に戻り、次式を使用する。 f(θ)=exp(jβcos(θ)) (9) ここでβは位相偏移であるかまたは周波数変調指数である。(9)を(8b)に 挿入すると次式が与えられる。 ここで、Jp(x)はp番目の第1種べッセル関数である。式(10)はまたフ ーリエ成分の項で直接FM信号を展開し、グラフの付加式[5]を式(8a)に 適用することによって得られることができる。最後にi(t)が実数ならばI-p =IP Xであり、従って(7)は次式のようになる。 ここで、ξPはp番目の高調波の位相を与える。(11)に関しては、強度変調 深度を定め、p番目の高調波のMPは次式になる。 式(12)は以下の結論を与える。第1に、p番目の高調波で得られることが できる最大の変調深度は対応するベッセル関数の最大値の2倍に等しい。これら の値はpの増加と共に非常にゆっくりと低下し式(12)は第10高調波で60 %の変調深度か予測される。第2に、最大の強度変調深度を 請求の範囲 (1)光出力を有する光信号源と、 光側波帯を光出力に生成させるように構成され、光出力において変調を生成す る変調手段と、 前記光出力を受信する受信機において前記側波帯間の少なくとも1つのビート 周波数の光検出を可能にするように光出力の特性を変更する変更手段とを具備し ている光通信システム。 (2)前記変調手段が前記光出力で位相変調を生成する請求項1記載のシステム 。 (3)前記変調手段が前記出力で周波数変調を生成する請求項1記載のシステム 。 (4)前記変更手段が位相変更手段を具備する請求項1乃至3のいずれか1項記 載のシステム。 (5)前記位相変更手段が分散素子を具備する請求項4記載のシステム。 (6)使用上において受信機による光検出後、前記少なくとも1つのビート周波 数を受信するマイクロ波アンテナをさらに具備する請求項1乃至5のいずれか1 項記載のシステム。 (7)光出力と、前記光出力において変調を生成するための変調手段と、光側波 帯を光出力で生じさせる装置と、前記光出力を受信する受信機において前記側波 帯間の少なくとも1つのビート周波数の光検出を可能にするように光出力の特性 を変更するため光ファイバまたは格子対のいずれかを具備する変更手段とを有す る通信システムで使用される光信号源。 (8)信号源が半導体レーザ構造を具備する請求項7記載の信号源。 (9)前記レーザ構造が直接周波数変調に適切なレーザを具備する請求項8記載 の信号源。 (10)前記レーザ構造が連続波レーザを具備し、前記変調手段が位相変調器を 具備する請求項8記載の信号源。 (11)(i)光出力を発生するのに十分な駆動電流で半導体光源を駆動し、 (ii)前記光出力を変調し、 (iii)前記変調に関して光出力中に側波帯を生成し、 (iv)前記側波帯間の少なくとも1つのビート周波数を生成するため前記側波 帯の相対特性を変更するステップを有する光通信信号中に光検出可能な無線周波 数信号を発生する方法。 (12)ステップ(iv)が前記側波帯の相対位相特性を変更するステップを有す る請求項11記載の方法。 (13)前記ステップ(i)から(iv)を具備し、 (v)受信機で少なくとも1つのビート周波数を光検出し、 (vi)受信機の電気出力をマイクロ波アンテナに与えるステップをさらに具備 する自由空間マイクロ波通信信号を生成する方法。 【手続補正書】特許法第184条の8 【提出日】1994年5月5日 【補正内容】 達成するのに必要なFM係数は、ファイバの長さがpφ=(n+1/2)π,n= 0,1…であるように選択されるならば最小にされる。そうでなければFM変調 係数が最適ではないファイバの長さを補償するように調節されることができる。 実験 非常に高い周波数の強度変調の可能性は300μmの長さで1556nmで放 射されFM変調用に設計された3部分からなるBH−DFBレーザと12.5k mの通常のステップ屈折率の単一モードファイバとを使用して実験的に調査され た。検出器はD.C.で2A/W、60GHzで0.28A/Wの応答度(光電 流/ファイバパワー)を有するモノリシックの前置増幅された端縁部で結合され たPINフォトダイオードである。レーザの中心部分は4GHzで変調され、光 検出器の出力は40−60GHzスペクトル分析装置で直接監視され、第10か ら第15高調波の大きさを測定可能にし、対応する強度変調深度をフォトダイオ ード応答特性の知識から計算可能にする。 式(12)により予測される理論的変調深度は図6aにFM変調係数の関数と して示される。D=17pS/(km nm)のファイバ分散が仮定され、φ= 0.027πの値を与え、これは第10高調波を生成する最適値の約半分である 。変調深度の測定値はレーザに供給された駆動電流の関数として示されている図 6bで示されており、これらは理論曲線の形態で描かれている。48GHz成分 の強化された応答特性は光検出器とRFスペクトル分析装置との間の結合回路に お ける共振によるものであるものと考えられている。測定された変調深度が理論的 値よりも小さいという事実はレーザの非理想的FM変調に帰する。レーザ出力自 体は第10−15高調波で顕著なFM−IM変換を発生するのに必要な駆動電流 で変調された顕著な強度であり、この効果は前述の分析の延長と分離した方法に よりモデル化される。両方法は実験のグラフで観察したように増加したFM指数 により明白なロールオフと高調波の最大強度の変調深度の減少を予測させる。 図6a、6bの水平の目盛りを比較することによって、DFBのFM応答は約 1.1GHz/mAであることが示され、この値は光スペクトル分析装置の変調 された光源のスペクトル分散の直接測定により確認される。 結論 分散ファイバ中を伝播するとき周波数変調または位相変調された光信号は強度 変調される。大きな変調深度は変調周波数の高次高調波で得られることができ、 例えば第10高調波の60%の変調深度を生成することが可能である。この効果 はベースバンド変調器が有効ではない(40−100GHz)周波数でmm波信 号を発生する方法を提供する。この方法は光波長の慎重な整列を必要としないの で、例えば変調レーザの個々の側波帯をフィルタ処理し増幅するよりも構成が簡 単である。さらに、光パワーは不所望の側波帯を排除することにより浪費されな い意味で効率的である。FM係数はファイバの長さを変化して適合するように調 節されることができ、生成された周波数も簡単に同調されることができる。光フ ァ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 9218742.6 (32)優先日 1992年9月4日 (33)優先権主張国 イギリス(GB) (81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE, DK,ES,FR,GB,GR,IE,IT,LU,M C,NL,PT,SE),AU,CA,GB,JP,K R,US

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 (1)光出力と、前記光出力の変調を生成するための変調手段と、光側波帯が光 出力で生じさせるようにする装置と、前記光出力を受信する受信機で前記側波帯 間の少なくとも1つのビート周波数の光検出を可能にするように光出力の特性を 変更する変更手段とを具備する通信システムで使用される光信号源。 (2)前記変調手段が前記光出力で位相変調を生成する請求項1記載の信号源。 (3)前記変調手段が前記出力で周波数変調を生成する請求項1記載の信号源。 (4)前記変更手段が位相変更手段を具備する請求項1乃至3のいずれか1項記 載の信号源。 (5)前記位相変更手段が分散素子を具備する請求項4記載の信号源。 (6)前記分散素子が光ファイバを具備する請求項5記載の信号源。 (7)前記分散素子が格子対を具備する請求項5記載の信号源。 (8)実質的に添付図面を参照して説明された光信号源。 (9)(i)光出力を発生するのに十分な駆動電流で半導体光源を駆動し、 (ii)前記光出力を変調し、 (iii)前記変調に関して光出力で側波帯を生成し、 (iv)前記側波帯間のビート周波数を生成するため前記 側波帯の相対特性を変更するステップを有する光通信信号中に光検出可能な無線 周波数信号を発生する方法。 (10)ステップ(iv)が前記側波帯の相対位相特性を変更するステップを有 する請求項9記載の方法。 (11)半導体レーザ構造と、その構造から光出力を生成するように駆動電流を 供給する手段と、前記出力に変調を生成するための変調手段と、少なくとも1つ のビート周波数を生成する光側波帯を光出力で生じさせる装置と、前記光出力を 受信する受信機で少なくとも1つのビート周波数の光検出を可能にするように光 出力の特性を変更する変更手段とを具備する通信システムで使用される光信号源 。 (12)前記レーザ構造が直接周波数変調に適切なレーザを具備する請求項11 記載の信号源。 (13)前記レーザ構造が連続波レーザを具備し、前記変調手段が位相変調器を 具備する請求項11記載の信号源。
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