JPH08510832A - 超音波を使用した対象物の非破壊検査方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、非破壊検査用の方法および装置に関する。超音波パルスは、検査されている対象物に供給される。対象物から放射された超音波は、超音波検査ヘッド（12）によって検出され、電気信号に変換されて増幅される。その後、信号はサンプルされて測定値を生成し、この測定値がデジタル化され、記憶される。信号のデジタル化されたサンプル値から補間によって関数が得られ、これによって超音波のピーク値および、またはピーク時の超音波の伝播の時間が決定される。

Description

【発明の詳細な説明】 超音波を使用した対象物の非破壊検査方法および装置 本発明は、超音波パルスが超音波検査ヘッドによって各対象物に導入され、超 音波が導入された超音波パルスのために対象物によって放射され、その後超音波 検査ヘッドによって採取されて、信号シーケンスの電気信号に変換される超音波 を使用した対象物の非破壊的検査方法および装置に関する。 医療技術において、超音波振動が検査される体内に導入され、その後超音波エ コーを発生し、このエコーが超音波変換器によって電気信号に変換される、診断 を目的とした超音波検査方法が知られている。超音波振動の放射線方向は、機械 的または電子的手段を使用して同じ角度的なステップで徐々に変化される。体内 の検査領域は２つの外側放射方向によって限定される。放射方向によって予め設 定された通路に沿って反射された超音波エコーは、モニタ上に表示された超音波 イメージの画像点と関連した種々の検査点における検査領域の反射特性を表す測 定値のシーケンスに変換される。超音波イメージの各画像点に対して、画像値は 検査された領域と超音イメージとの間の幾何学形状的な関連の結果として画像点 に隣接したこれらの測定点の測定された値の補間によって計算される（ドイツ国 特許第36 40 882号明細書）。 医療技術において、検査された領域を通過し、超音波変換器によって電気測定 信号に変換される超音波パルスの遅延決 定方法もまた知られている。超音波パルスの放射後、測定信号が予め設定された しきい値に到達するまでに経過した時間が測定される。測定信号は、予め設定さ れた率でサンプルされる。サンプル値が記憶される。サンプル値のシーケンスに よって形成された測定信号からのエクサープト（excerpt）は、基準値のシーケ ンスとして記憶された基準信号の同じ長さのエクサープトと比較される。基準信 号のエクサープトおよび必要ならば測定信号のものが、移動された部分が再び互 いに比較されたときに最もよく一致するまで一時に１ノードづつ移動される。遅 延は、このようにして確認された期間の補正によって決定される。エクサープト のサンプル値に可能ならば正確に比例する基準値のシーケンスは、基準信号の対 応的に長いエクサープトからの１つの要素で基準化された測定信号エクサープト の発散に対する尺度である（ドイツ国特許第32 42 284 A1号明細書）。 部分的なサンプリングを行うために超音波ビームを体内に導入する超音波変換 器を有する、医療用診断技術用の超音波映像装置もまた知られている。超音波変 換器は、画素または画像成分の区分（division）より短い間隔でサンプルされる エコー信号に超音波エコー波を変換する。各サンプリングラインに沿ってサンプ ルされた測定値は画素データとして記憶される。ビーム放射点から同様に間隔を 隔てられた２つの隣接したサンプリングラインのそれらの点に配置されたデータ は、補間データを得るために使用される（ドイツ国特許第36 32 813 A1号明細書 ）。 相関信号の最大振幅値およびその位置を決定する既知の方法において、相関装 置はデジタル化された画像信号およびデジタル化された基準イメージを供給され る。相関装置は相関信号を発生し、それは振幅および振幅位置を計算する最大値 検出器を備えたメモリに送られる。その後、計算された値は、より厳密に近似さ れた値の実際の最大値を決定するために補間される（ドイツ国特許第38 12 195 A1号明細書）。 最後に、高分解能のアナログ／デジタル変換器による測定信号処理において、 下限周波数でアナログ信号を濾波し、高い分解能でアナログ／デジタル変換を行 うことが知られている（雑誌：Technisches Messen tm,52nd year,issue 11，19 85年，404-410頁）。 さらに、多項式によって関数のディスクリートな値を補間することが知られて いる（A.Duschek氏による文献、第４版，1965年，297乃至301頁，Vol.１）。 自動検査装置における非破壊材料試験用の超音波器具に重要な特性は、超音波 パルスエコー方法を使用して発生された故障エコーから、または後壁エコーシー ケンスから受信されたクラック故障信号および壁の厚さ信号が採取されることが できる速度と正確さである。 したがって、超音波装置の特性は、できるだけ高いパルスシーケンス周波数で 得られた振幅および遅延分解能しだいである。振幅分解能によって、振幅極値（ 正の最大値または負の最小値）が確認される正確度、或は正または負の最大パル スピークが分かる。遅延は、超音波パルスが対象物に入って から対象物を出て受信されるまでの間の時間である。 アナログ超音波装置において、増幅後に、検査ヘッドまたは超音波センサから 受信された信号を評価するために種々の時間間隔（ウインドウ）が選択されるこ とができる。各ウインドウに対して、ウインドウ内の信号極値がアナログ形態で 記録されることを使用するピーク値メモリは、振幅決定のために必要である。そ の後、通常のシステムでは、このようにして得られた信号はコンピュータにおい てさらに処理するためにデジタル化される。 遅延を測定するには付加的なモジュールが必要である。ウインドウ内のしきい 値が越えられた場合には、信号ピークまたは波形の側面部分によりデジタルカウ ンタがスタートされ、第２のウインドウ内の結果により停止される。要求された 正確度さを達成するには、高周波のしたがって高価なデジタルカウンタが必要と される。分解能を改良するには、付加的なアナログ時間測定がのこぎり歯信号を 使用して積分されることが多い。停止事象で得られるのこぎり歯振幅値はまた較 正装置によってデジタル化されて、遅延に変換される。 デジタル超音波装置において、超音波検査ヘッドまたは超音波センサから受信 された完全な信号シーケンスは、増幅の直後にデジタル化される。その後、振幅 および遅延はデジタルデータから決定される。 高周波パルス状信号がデジタル測定値の採取によって決定されることができる 正確さは、使用されるアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）の性能データによって 制限される。最大パ ルスピークの振幅を決定したときに達成可能な正確度は、デジタル化鮮明度（ビ ット数）に加えて、ＡＤＣのサンプリング率（サンプリング周波数）によって主 に決定される。その正しい情報が遅延を決定するために必要なパルス最大値の時 間的な位置は、利用可能なサンプリング率だけによって決定される。 信号周波数に対するサンプリング周波数の比率が低いと、それだけ振幅および 遅延決定の分解能が不良になる。これは、短い広帯域のしたがって高周波パルス を決定するために非常に高いサンプリング率が必要であることを意味する。 必要な正確度を達成するために、同じ事象が数度連続的に発生し、その後異な る時間でデジタル化されなければならない方法（インターリーブされたまたはラ ンダムサンプリング）が通常技術面において実行される。しかしながら、１度だ けしか発生しない事象の場合に必要とされる正確度を達成するためには、使用さ れるべきＡＤＣ（高いデジタル化率および高いサンプリング率）および後続する メモリモジュール（高速および大きな深さ）に対して、非常に高額の費用が関わ るために経済的な理由で現在は実現できない要求が成される。 市販のアナログデジタル変換器および標準方式のメモリモジュールが使用され た場合、信号のサンプリング密度は最大信号振幅およびそのタイミングの正確な 決定には不十分である。 これに対して本発明は有効である。本発明の基礎をなす問題は、超音波を使用 して対象物を非破壊検査する方法および 装置を開発することであり、それによって超音波受信器によって発生された信号 に対して予め設定されたサンプリング率で振幅の最大値および、または振幅の最 大値の遅延が高い分解能で決定されることができる。 本発明による方法によりこの問題は解決される。本発明の方法においては、測 定値が時間・等距離サンプリングによって信号シーケンスの信号から得られ、そ の後デジタル化されて記憶され、また記憶されデジタル化されたディスクリート な測定値によって関数が形成され、以下の式： にしたがってグレード（garde）Ｎの多項式によって置換される。ここでｉ＝0.1 …Ｎに対してｔ_iはサンプリング時間であり、ａ_nは多項式の係数であり、受信さ れた超音波の振幅極値および、またはその振幅極値を有する前記超音波の遅延が 多項式を使用して決定される。その後、補間方法によって、デジタライザおよび メモリとして市販のモジュールを使用した場合でも、振幅および遅延を決定した 時に高い分解能を実現することができる。さらに、典型的なアナログ動作超音波 検査システムと比較してハードウェアの大きさが減少される。さらに、同じハー ドウェアで振幅および遅延測定を行なうことができる。振幅極値は、さらに処理 中に特に故障に特有の１以上の予め設定されたしきい値と比較される。 多項式による補間によって、比較的少ない計算作業で結果 が得られる。 超音波の遅延は以下の式： を使用した時間に基づくグレードＮの多項式の第１の導関数からの振幅極値によ り決定され、振幅極値はこの多項式に遅延値ｔ＝ｔ₀を挿入することによって決 定されることが好ましい。すなわち、 超音波検査ヘッドによって放射された信号は、60乃至120ＭＨｚのサンプリン グ率でサンプルされ、８乃至12ビットの分解能でデジタル化されることが好まし い。これらのサンプリング率は、市販のサンプルおよび保持回路により実現され ることができる。８乃至12ビットまでの分解能に対して、市販のアナログデジタ ル変換器が使用されることができる。 好ましい実施例において、サンプル値は故障の影響を減少するために濾波され る。 本発明によると、上記の方法を実行する装置において、超音波を受信する超音 波検査ヘッドは後部の増幅器に接続され、その増幅器に60乃至120ＭＨｚのサン プリング率で動作するサンプルおよび保持回路が接続され、それに８乃至12ビッ ト の分解能を有するアナログデジタル変換器が接続され、アナログデジタル変換器 、書込み／読取りメモリおよびデジタルプロセッサはバスによって接続されてい る。このアレイは、市販のサンプルおよび保持回路および市販のアナログデジタ ル変換器により動作する。したがって、振幅および遅延の高い分解能が経済的に 実現されることができる。 送信および受信用の超音波検査ヘッドをそれぞれ有する２以上の装置、増幅器 、それぞれに対して１つのサンプルおよび保持回路、それぞれに対して１つの書 込み／読取りメモリ、およびプロセッサは、１つの設計ユニットにおいて結合さ れていることが好ましい。超音波受信器によって発生された信号の評価に要する ハードウェアの費用は比較的安価であるため、多数のこのようなアレイが検査速 度を増加するために互いに並列に設けられることができる。 完全な信号曲線はデジタル形態で利用できるため、デジタルフィルタリングま たは相関等のデジタル信号処理の全ての利点が正確度を改良するために使用され ることができる。 さらに、本発明の詳細、利点および特徴は、請求の範囲とそれらが説明する特 徴および、またはそれらを組合わせたものだけでなく、以下の好ましい実施例の 説明から明らかである。 図１は、受信された超音波信号のデジタル処理による対象物の非破壊検査用の 装置をブロック図で示す。 図２は、対象物の非破壊検査用の通常のアナログ動作装置をブロック図で示す 。 図３は、サンプリング率およびアナログデジタル変換器のデジタル化の関数と して理論的に可能な振幅分解能のグラフである。 図４は、時間の関数として超音波受信器のクラック故障エコーとして受信され たデジタル化された振幅信号を示す。 図５は、時間の関数として壁の厚さエコーシーケンスとして受信されたデジタ ル化された振幅信号を示す。 図６は、時間の関数としてクラック故障エコーとして受信されたデジタル化さ れた振幅信号と、その振幅信号に対する補間曲線を示す。 図７は、時間の関数として壁の厚さエコーシーケンスとして受信されたデジタ ル化された振幅信号と、その振幅信号に対する補間曲線を示す。 図８は、サンプリング率およびアナログデジタル変換器の分解能の関数として 補間方法の振幅分解能を示す。 図９は、サンプリング率およびアナログデジタル変換器の分解能の関数として 補間方法の遅延分解能を示す。 超音波を使用した対象物の非破壊検査用の装置は、パルス状の超音波を送信す る超音波検査ヘッド10と、超音波を受信する超音波検査ヘッド12とを具備してい る。超音波用の送信器および受信器は、しばしば１つの検査ヘッドに組合せられ る。電気・音響超音波検査ヘッド10は、パルスまたはパルス群を発生する送信器 16に切替えスイッチ14を使用して接続されることができる。送信器16はまた切替 えスイッチ14を使用して超音波検査ヘッド12に接続されることができる。増幅器 18は超音波検査ヘッド12に接続され、その超音波検査ヘッド12にはサンプルおよ び保持回路20が接続されている。サンプルおよび保持回路20、アナログ／デジタ ル変換器24、書込み／読取りメモリ26およびプロセッサ28は、データバス22を使 用して接続されている。 図２は、対象物の非破壊検査用のアナログ動作装置を示す。図２による装置は 、図１に示された装置と同様に受信器16、切替えスイッチ14、電気・音響変換器 の形態の２つの超音波検査ヘッド10，12および増幅器18を有する。ウインドウ制 御および評価装置30を使用して、種々の時間間隔（ウインドウ）が、増幅後に超 音波検査ヘッド12から受信された信号を評価するために選択可能である。各ウイ ンドウに対して、振幅決定のためにピーク値メモリが必要である。図２は３つの ピーク値メモリ32，34および36を示す。各ピーク値メモリに関して、ウインドウ 内における信号最大値がアナログ形態で採取される。その後、このようにして得 られた信号は、コンピュータにおいてデジタル化され、さらに処理されることが できる。遅延測定のために、モジュール38がさらに必要とされる。デジタルコン ピュータは、ウインドウ内でしきい値を越えたときに、信号ピークまたは信号波 形の側面でスタートされ、第２のウインドウ内の事象により停止される。要求さ れる正確度を実現するためには、高周波の、したがって高価なカウンタが必要で ある。分解能を改良するために、のこぎり歯信号を使用して付加的なアナログ時 間測定値が積分されることが多い。停止事象で得られたのこぎり歯信号の振幅値 はまた デジタル化され、較正装置によって遅延に変換される。 図１に示された超音波検査装置により、超音波検査ヘッド12から受信された信 号シーケンスは、増幅後にサンプルされ、デジタル化されて、記憶される。振幅 最大値、および振幅最大値が受信されるまでの超音波パルスの遅延は、記憶され たデータから決定される。図３は、振幅エラーがＭＨｚによるサンプリング率お よびビットによるデジタル化分解能の関数として％で示された３次元ダイアグラ ムを示す。 図３は、最大パルスピークの振幅を決定したときに達成可能な正確度が、デジ タル化分解能のほかにサンプルおよび保持回路またはアナログ／デジタル変換器 のサンプリング周波数によって主に決定されることを示す。その正しい情報が遅 延を決定するために必要なパルス最大値の時間的な位置の正確度は、サンプリン グ率だけによって決定される。サンプリング周波数と信号周波数との比率が低く なると、それだけ振幅および遅延の分解能は不良になる。 図１に示されたアレイにおいて、例えば市販のサンプルおよび保持回路20、市 販のアナログ／デジタル変換器24および市販のＲＡＭ型の書込み／読取りメモリ 26等の市販の素子が使用される。アナログ／デジタル変換器24は、８乃至12ビッ トの分解能を有する。サンプルおよび保持回路並びにアナログデジタル変換器の サンプリング率（サンプリング周波数）は60乃至160ＭＨｚの範囲にある。 図４は、時間ｔの関数として図４では直線で接続されたそのサンプル値でクラ ック故障によって生成された典型的なエ コー信号40を示す。図５は、時間ｔの関数として直線によって接続された典型的 な壁エコーシーケンス42のサンプル値を示す。図４および５に示された等間隔の サンプリング時間は、市販のサンプリング率を使用して達成される。図４および ５によるサンプリング密度は、最大信号振幅およびその発生時間の正確な決定に は不十分であることが明らかである。 サンプリング率の発生およびデジタル化のために市販のモジュールを使用して 、最大信号振幅およびその信号振幅のタイミングの両者に関する高い分解能を達 成するために、デジタルサンプル値によって記憶され、提供される関数は補間さ れる。 補間は、例えば超音波検査ヘッド12等の超音波検査ヘッドの接続部分での時間 関数ｆ（ｔ）を有する電気測定信号が次の特性を有するという知識に基づいてい る： ｔ＜Ｔ_sおよびｔ＞Ｔ_eに対して、 ｜ｆ（t） ｜＜ε_t （1） ここでε_tは必要とされる小さいバリアであり、Ｔ_sおよびＴ_eは超音波信号シー ケンスのスタートおよび終了時間である。 周波数範囲に変換すると、 ω＜ω_s、およびω＞ω_eに対して、 ｜Ｆ（ω） ｜＜ε_ω （2） ここでε_ωは必要とされる小さいバリアであり、ω_sおよびω_ωは下限および上 限周波数である。 ここでＦ（ω）は、次の式に基づいたフーリエ変換である： これらは時間制限され、帯域制限された信号である。 超音波検査ヘッドは一般に、出力電圧が振幅変調された正弦波振動としてほぼ 説明されることができ、したがって式（１）乃至（３）に示された特性を有する 振動可能な共振構造である。 時間関数ｆ（ｔ）は図１に示された装置の場合、時間等距離ディスクリートサ ンプル値の形態で存在する。すなわち、次の式が適応する： ｉ＝０，１，…Ｍに対して、 ｆ（ｉΔｔ） （4） サンプリング間隔は十分に小さいため、次の式が適応する： 式（５）に示された条件が満たされた場合、サンプリング時間ｎΔｔと（ｎ＋ １）Δｔとの間の関数値は、補間によって確認されることができる。補間のパラ メータを決定した後、振幅極値および極値の発生までの遅延が解析的に表わされ る。グレードｎの多項式は、補間関数として選択される。 別の関数による方法が可能であるが、これらは一般に反復的に、したがって計 算反復形態でしか解かれることができな い関数方程式の非線形システムになる。多項式： を使用すると、平均故障の２乗の和が得られる。 発散の２乗の和が最小という要求から、結果的に次の式が得られる： 約分すると、 式（８）における方程式システムの解は、次式によって与えられる。 ａ_k＝ｂ_kn ^-1ｃ_n；ｎ＝０，１，２…Ｎ （10） ｂ_kn ^-1はマトリクス要素ｂ_knの逆マトリクスの要素として理解されるべきもので ある。 Ｎ＝Ｍが選択された場合、結果的に完全な補間、すなわちＦ_Q＝０が得られる 。Ｍ＞Ｎから補償曲線が得られ、Ｍ＜Ｎでは補間は冗長である。 振幅最大値は以下のように決定される： 最初に、振幅極値の時間は以下の式から計算される： Ｎ＝２に対して、係数ａ₁およびａ₂により次の結果が得られる： ｔ₀＝−ａ₁／２ａ₂ （12） Ｎ＝３に対して、それは係数ａ₁，ａ₂およびａ₃により次の通りである： Ｎ＝４に対して、カルダン解方程式により３つの解が得られる。Ｎ＞４が選択さ れた場合、解は一般に反復的に（例えばビヨルク・アンダーソンの方法で）のみ 決定されることができる。 振幅最大値は、上記の式（６）で示された多項式に適切な時間値を含むことに よって決定される。しきい値決定は、アナログ形態で行われる。 振幅および遅延の決定における付加的な問題は、測定された関数値ｆ_M（ｔ_i） が統計的な不確定性にさらされたときに生じる： ｆ_M(t_i)=f(t_i)＋r(t_i) （14） ｒ（ti）には、全てのエラーソースが要約されている： −打切り（discretization）雑音（ＡＤ変換器） −“超音波グラス（grass）”（構造雑音） −電子雑音（信号処理電子装置） −干渉雑音（周囲の電子装置の混信） これらのエラー効果を減少するために、関数ｆ_M（ti）はフィルタ処理される 。その周波数範囲において、式（１５）が得られる： Ｆ_fil（ω）＝Ｆ_M（ω） （15） 時間範囲では、コンボリューション積分を使用した出力信号の決定により： フィルタリングは短時間だけ必要とされるならば、コンボリューション積分は 、非常に制限された積分および計算間隔に近似的に減少されることができる。こ れは、式（１５），（１６）の計算より計算上簡単で迅速である。 フィルタ関数に対して、以下の伝達関数を有する理想的なローパスフィルタが 最も簡単なケースで考えられる： ｜ω｜≦ω_TPに対して、Ｈ（ω）＝１ それ以外は、 Ｈ（ω）＝０ （17） 著しく良好な可能性は整合フィルタ（または相関フィルタ）によって表わされる ： ｈ（ｔ−π）＝ｆ_sample（τ−ｔ−ｔ₀） （18） ｆ_sampleとして、例えば測定値級数の第１のＡサンプルが使用される。信号最大 値の時間はｔ₀として示されているため、コンボリューションの結果は時間遅延 により現れることはない。 図６において、典型的なクラック故障エコーに対してデジタル化された測定値 は、図において×印43としてマークされ、直線44で互いに接続されている。これ は、横軸方向に示された時間ｔの関数としてクラック故障エコー信号の推移を示 す。さらに、図６には補間曲線46，47および48が時間ｔの関数として示されてい る。補間曲線46乃至48は、上記の多項式にしたがって決定された。 さらに、図６は補間曲線46乃至48の振幅極値49を示す。高い分解能は、図６が 示すように補間曲線から決定された振幅極値を使用して達成されることができる 。 図７は、図において×印50によってマークされて直線51で接続された典型的な 壁の厚さエコーシーケンスに対するデジタル化された測定値を示す。 これは、横軸方向に示された時間ｔの関数として壁の厚さエコーシーケンスの 推移を示す。 図７はまた時間ｔの関数として補間曲線52，53，54を示す。補間曲線52乃至54 は、図７に示されたデジタル化された測定値を使用して上記の補間公式に基づい て決定された。補間曲線52乃至54に基づいて得られた振幅極値56もまた図７に示 されている。この図は、補間曲線により振幅極値がデジタルサンプル値だけによ るより高い分解能で決定されることができ ることを示す。 信号振幅に対する補間によって理論的に可能な分解能は、ＭＨｚのサンプリン グ率（サンプリング周波数）およびビットで表したアナログデジタル変換器24の 分解能の関数として図８において％で３次元グラフにより示されている。 図９は、サンプリング率（サンプリング周波数）およびビットで表したアナロ グデジタル変換器24の分解能の関数としてμｍのスチール中の超音波信号の遅延 に対する補間による理論的に可能な分解能を示す。 図１に示されたいくつかの装置は、対象物がいくつかのトラックで非破壊的に 検査するために使用される１つの設計ユニットにおいて最もよく結合されている 。これは、検査速度の増加を可能にする。

【手続補正書】特許法第１８４条の８ 【提出日】１９９５年４月１２日 【補正内容】 定方法もまた知られている。超音波パルスの放射後、測定信号が予め設定された しきい値に到達するまでに経過した時間が測定される。測定信号は増幅されて、 予め設定されたサンプリング率で動作するアナログデジタル変換器に供給される 。アナログデジタル変換器のサンプル値が記憶される。サンプル値のシーケンス によって形成された測定信号からのエクサープト（excerpt）は、基準値のシー ケンスとして記憶された基準信号の同じ長さのエクサープトと比較される。基準 信号のエクサープトおよび必要ならば測定信号のものが、移動された部分が再び 互いに比較されたときに最もよく一致するまで一時に１ノードづつ移動される。 遅延は制御機能を有することができるデジタルプロセッサによりこのようにして 確認された期間の補正によって決定される。エクサープトのサンプル値に可能な らば正確に比例する基準値のシーケンスは、基準信号の対応的に長いエクサープ トからの１つの要素で基準化された測定信号エクサープトの発散に対する尺度で ある（ドイツ国特許第32 42 284 A1号明細書）。 部分的なサンプリングを行うために超音波ビームを体内に導入する超音波変換 器を有する、医療用診断技術用の超音波映像装置もまた知られている。超音波変 換器は、画素または画像成分の区分より短い間隔でサンプルされるエコー信号に 超音波エコー波を変換する。各サンプリングラインに沿ってサンプルされた測定 値は画素データとして記憶される。ビーム放射点から同様に間隔を隔てられた２ つの隣接したサンプリングラインのそれらの点に配置されたデータは、補間デー タを得るために使用される（ドイツ国特許第36 32 813 A1号明細書）。 装置を開発することであり、それによって超音波受信器によって発生された信号 に対して予め設定されたサンプリング率で振幅の最大値および、または振幅の最 大値の遅延が高い分解能で決定されることができる。 本発明による方法によりこの問題は解決される。本発明の方法においては、測 定値が時間・等距離サンプリングによって信号シーケンスの信号から得られ、そ の後デジタル化されて記憶され、また記憶されデジタル化されたディスクリート な測定値によって関数が形成され、以下の式： にしたがってグレード（garde）ｎの多項式によって置換される。ここでｉ＝0.1 …Ｎに対してｔ_iはサンプリング時間であり、ａ_nは多項式の係数であり、受信さ れた超音波の振幅極値および、またはその振幅極値を有する前記超音波の遅延が 多項式を使用して決定される。その後、補間方法によって、デジタライザおよび メモリとして市販のモジュールを使用した場合でも、振幅および遅延を決定した 時に高い分解能を実現することができる。さらに、典型的なアナログ動作超音波 検査システムと比較してハードウェアの大きさが減少される。さらに、同じハー ドウェアで振幅および遅延測定を行なうことができる。振幅極値は、さらに処理 中に特に故障に特有の１以上の予め設定されたしきい値と比較される。 多項式による補間によって、比較的少ない計算作業で結果 が得られる。 超音波の遅延は以下の式： を使用した時間に基づくグレードＮの多項式の第１の導関数からの振幅極値によ り決定され、振幅極値はこの多項式に遅延値ｔ＝ｔ₀を挿入することによって決 定されることが好ましい。すなわち、 超音波検査ヘッドによって放射された信号は、60乃至120ＭＨｚのサンプリン グ率でサンプルされ、８乃至12ビットの分解能でデジタル化されることが好まし い。これらのサンプリング率は、市販のサンプルおよび保持回路により実現され ることができる。８乃至12ビットまでの分解能に対して、市販のアナログデジタ ル変換器が使用されることができる。 好ましい実施例において、サンプル値は故障の影響を減少するために濾波され る。 本発明によると、一方において超音波パルスが超音波検査ヘッドによって各対 象物に導入され、他方において対象物によって放射された超音波が超音波検査ヘ ッドによって採取されて、信号シーケンスの電気信号に変換され、増幅器、アナ ログ／デジタル変換器、書込み／読取りメモリ、デジタルプロセッサおよびバス を有している超音波を使用した対象物の非破壊検査装置は、サンプルおよび保持 回路がアナログ／デジタル変換器の前方に接続され、60乃至160ＭＨｚの範囲の サンプリング率で動作して、12ビットの分解能でアナログ／デジタル変換器によ ってデジタル化された測定値を電気信号から生成し、その後前記書込み／読取り メモリに記憶し、ディスクリートな記憶されデジタル化された測定値が以下の式 にしたがってグレードｎの多項式によって置換される関数を形成し、 ここでｉ＝0.1…Ｎに対して、ｔ_iはサンプリング時間であり、ａ_nは前記多項式 の係数であり、受信された超音波の振幅極値および、またはその振幅極値を有す る前記超音波の遅延が前記多項式を使用して決定される非破壊検査装置である。 このアレイは、市販のサンプルおよび保持回路並びに市販のアナログ／デジタル 変換器により動作する。したがって、振幅および遅延の高い分解能が経済的に実 現されることかできる。 送信および受信用の超音波検査ヘッドをそれぞれ有する２以上の装置、増幅器 、それぞれに対して１つのサンプルおよび保持回路、それぞれに対して１つの書 込み／読取りメモリ、およびプロセッサは、１つの設計ユニットにおいて結合さ れ ていることが好ましい。超音波受信器によって発生された信号の評価に要するハ ードウェアの費用は比較的安価であるため、多数のこのようなアレイが検査速度 を増加するために互いに並列に設けられることができる。 完全な信号曲線はデジタル形態で利用できるため、デジタルフイルタリングま たは相関等のデジタル信号処理の全ての利点が正確度を改良するために使用され ることができる。 さらに、本発明の詳細、利点および特徴は、請求の範囲とそれらが説明する特 徴および、またはそれらを組合わせたものだけでなく、以下の好ましい実施例の 説明から明らかである。 図１は、受信された超音波信号のデジタル処理による対象物の非破壊検査用の 装置をブロック図で示す。 図２は、対象物の非破壊検査用の通常のアナログ動作装置をブロック図で示す 。 請求の範囲 １．超音波パルスが超音波検査ヘッドによって各対象物に導入され、超音波が導 入された超音波パルスのために対象物によって放射され、その後超音波検査ヘッ ドによって採取されて、信号シーケンスの電気信号に変換される超音波を使用し た対象物の非破壊的検査方法において、 測定値は等時間間隔のサンプリングによって前記信号シーケンスの前記信号か ら得られ、その後デジタル化されて記憶され、記憶され、デジタル化されたディ スクリートな測定値によって関数が形成され、以下の式にしたがってグレードｎ の多項式によって置換され、 ここでｉ＝0.1…Ｎに対して、ｔ_iはサンプリング時間であり、ａ_nは多項式の係 数であり、受信された超音波の振幅極値および、またはその振幅極値を有する前 記超音波の遅延が前記多項式を使用して決定される検査方法。 ２．前記超音波の前記遅延は、以下の式： を使用した時間に基づく前記グレードＮの多項式の第１の導関数からの振幅極値 により決定され、前記振幅極値は、前記多項式： に遅延値を代入することによって決定される請求項１記載の方法。 ３．前記超音波検査ヘッドによって放射された信号は、60乃至120ＭＨｚの間の サンプリング率でサンプルされ、８乃至12ビットの分解能でデジタル化されるこ とが好ましい請求項１または２記載の方法。 ４．前記サンプリング率はフィルタされる請求項１乃至３のいずれか１項記載の 方法。 ５．前記フィルタリングはローパス特性を有する請求項４記載の方法。 ６．前記フィルタリングは整合されたフィルタ特性を有する請求項４記載の方法 。 ７．一方において超音波パルスが超音波検査ヘッドによって各対象物に導入され 、他方において対象物によって放射された超音波が超音波検査ヘッドによって採 取されて、信号シーケンスの電気信号に変換され、増幅器、アナログ／デジタル 変換器、書込み／読取りメモリ、デジタルプロセッサおよびバスを有している超 音波を使用した対象物の非破壊検査装置において、 サンプルおよび保持回路が前記アナログ／デジタル変換器の前方に接続され、 60乃至120ＭＨｚの範囲のサンプリング率で動作して、12ビットの分解能で前記 アナログ／デジタル 変換器によってデジタル化された測定値を電気信号から生成し、その後前記書込 み／読取りメモリに記憶し、ディスクリートな記憶されデジタル化された測定値 が以下の式にしたがってグレードｎの多項式によって置換される関数を形成し、 ここでｉ＝0.1…Ｎに対して、ｔ_iはサンプリング時間であり、ａ_nは前記多項式 の係数であり、受信された超音波の振幅極値および、またはその振幅極値を有す る前記超音波の遅延が前記多項式を使用して決定される非破壊検査装置。 ８．超音波の送信および受信用の超音波検査ヘッドをそれぞれ有する２以上の装 置と、サンプルおよび保持回路と、読取り／書込みメモリと、およびプロセッサ は１つの設計ユニットにおいて結合されている請求項７記載の装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ， ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＨＵ，ＪＰ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＵ，ＭＧ ，ＭＮ，ＭＷ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ， ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＫ，ＵＡ，ＵＳ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．超音波パルスが超音波検査ヘッドによって各対象物に導入され、超音波が導 入された超音波パルスのために対象物によって放射され、その後超音波検査ヘッ ドによって採取されて、信号シーケンスの電気信号に変換される超音波を使用し た対象物の非破壊的検査方法において、 測定値は等時間間隔のサンプリングによって前記信号シーケンスの前記信号か ら得られ、その後デジタル化されて記憶され、記憶され、デジタル化されたディ スクリートな測定値によって関数が形成され、以下の式にしたがってグレードＮ の多項式によって置換され、 ここでｉ＝0.1…Ｎに対して、ｔ_iはサンプリング時間であり、ａ_nは多項式の係 数であり、受信された超音波の振幅極値および、またはその振幅極値を有する前 記超音波の遅延が前記多項式を使用して決定される検査方法。 ２．前記超音波の前記遅延は、以下の式： を使用した時間に基づく前記グレードＮの多項式の第１の導関数からの振幅極値 により決定され、前記振幅極値は、前記多項式： に遅延値を代入することによって決定される請求項１記載の方法。 ３．前記超音波検査ヘッドによって放射された信号は、60乃至120ＭＨｚの間の サンプリング率でサンプルされ、８乃至12ビットの分解能でデジタル化されるこ とが好ましい請求項１または２記載の方法。 ４．前記サンプリング率はフィルタされる請求項１乃至３のいずれか１項記載の 方法。 ５．前記フィルタリングはローパス特性を有する請求項４記載の方法。 ６．前記フィルタリングは整合されたフィルタ特性を有する請求項４記載の方法 。 ７．超音波パルスが超音波検査ヘッドによって各対象物に導入され、対象物によ って放射された超音波が超音波検査ヘッドによって採取されて、電気信号に変換 される超音波を使用した対象物の非破壊検査装置において、 増幅器が前記超音波信号を受信する超音波検査ヘッドに接続され、その増幅器 にサンプルおよび保持回路が接続され、60乃至160ＭＨｚの範囲のサンプリング 率で動作して、12ビットの分解能を有するアナログデジタル変換器に接続され、 前記アナログデジタル変換器、書込み／読取りメモリおよびデジタルプロセッサ はデータバスを使用して接続されている 非破壊検査装置。 ８．超音波の送信および受信用の超音波検査ヘッドをそれぞれ有する２以上の装 置と、サンプルおよび保持回路と、読取り／書込みメモリと、およびプロセッサ は１つの設計ユニットにおいて結合されている請求項７記載の装置。