JPH08330910A - Automatic frequency controller - Google Patents
Automatic frequency controllerInfo
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- JPH08330910A JPH08330910A JP8069902A JP6990296A JPH08330910A JP H08330910 A JPH08330910 A JP H08330910A JP 8069902 A JP8069902 A JP 8069902A JP 6990296 A JP6990296 A JP 6990296A JP H08330910 A JPH08330910 A JP H08330910A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、自動周波数制御装
置に関し、より特定的には、ディジタル伝送において、
受信機側で用いられる自動周波数制御回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an automatic frequency control device, and more specifically, in digital transmission,
The present invention relates to an automatic frequency control circuit used on the receiver side.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、注目を集めているＣＡＴＶや移動
体通信などにおいては、一般的に、受信機内において受
信信号の中心周波数を中間周波数に落とすための周波数
変換器が設けられているが、受信機の周波数安定度がよ
くないため、自動周波数制御が必要となる。特に、周波
数領域で多数の変調波を多重するマルチキャリア伝送に
おいては、高精度な自動周波数制御を必要とする。2. Description of the Related Art In recent years, CATV, mobile communication, and the like, which have been attracting attention, are generally provided with a frequency converter for dropping the center frequency of a received signal to an intermediate frequency in a receiver. Since the frequency stability of the receiver is not good, automatic frequency control is necessary. Particularly, in multicarrier transmission in which a large number of modulated waves are multiplexed in the frequency domain, highly accurate automatic frequency control is required.
【０００３】以下、図面を参照しながら、従来の自動周
波数制御装置について説明する。図５は、従来の自動周
波数制御装置の構成を示すブロック図である。図５にお
いて、従来の自動周波数制御装置は、周波数変換回路２
１と、中間周波増幅回路３２と、周波数復調回路３３
と、積分回路３４と、局部発振回路３５とを備えてい
る。A conventional automatic frequency control device will be described below with reference to the drawings. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a conventional automatic frequency control device. Referring to FIG. 5, the conventional automatic frequency control device includes a frequency conversion circuit 2
1, an intermediate frequency amplification circuit 32, and a frequency demodulation circuit 33
, An integrating circuit 34, and a local oscillating circuit 35.
【０００４】周波数変換回路２１は、受信信号の中心周
波数を中間周波数に変換する。周波数復調回路３３は、
中間周波数信号の周波数偏移を電圧偏移へ変換する。積
分回路３４は、周波数復調回路３３の出力電圧を積分す
ることにより、電圧偏移の中心電位を得る。局部発振回
路３５の局部発振周波数は、積分回路３４の出力に対応
しており、周波数変換回路２１へ供給される。The frequency conversion circuit 21 converts the center frequency of the received signal into an intermediate frequency. The frequency demodulation circuit 33
Convert the frequency excursion of the intermediate frequency signal to a voltage excursion. The integrating circuit 34 obtains the center potential of the voltage deviation by integrating the output voltage of the frequency demodulation circuit 33. The local oscillation frequency of the local oscillation circuit 35 corresponds to the output of the integration circuit 34 and is supplied to the frequency conversion circuit 21.
【０００５】以上のように構成された従来の自動周波数
制御装置について、以下にその動作をより詳細に説明す
る。今、局部発振回路３５の周波数変動によって、中間
周波数がΔｆ変動したとする。このΔｆ変動した中間周
波数の信号は、中間周波数増幅回路３２を経由して、周
波数復調回路３３へ供給される。周波数復調回路３３
は、周波数偏移を電圧偏移へ変換する。周波数復調回路
３３の出力は、積分回路３４へ供給され、積分される。
これによって、ベースバンド成分を抑圧した電圧誤差Δ
Ｖが得られる。ここで、ΔＶは、周波数誤差Δｆに対す
る電圧誤差である。この電圧誤差ΔＶを制御信号として
局部発振回路３５へ供給し、その発振周波数を制御する
ことにより、中間周波数が一定にされる。The operation of the conventional automatic frequency control device configured as described above will be described in more detail below. Now, it is assumed that the intermediate frequency fluctuates by Δf due to the frequency fluctuation of the local oscillation circuit 35. The signal of the intermediate frequency that fluctuates by Δf is supplied to the frequency demodulation circuit 33 via the intermediate frequency amplification circuit 32. Frequency demodulation circuit 33
Converts the frequency shift into a voltage shift. The output of the frequency demodulation circuit 33 is supplied to the integration circuit 34 and integrated.
As a result, the voltage error Δ that suppresses the baseband component
V is obtained. Here, ΔV is a voltage error with respect to the frequency error Δf. By supplying this voltage error ΔV as a control signal to the local oscillation circuit 35 and controlling the oscillation frequency thereof, the intermediate frequency is made constant.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では、自動周波数制御装置の性能が、周波数
復調回路３３の特性に大きく影響される。そのため、周
波数復調回路３３の温度特性や経時特性により、周波数
安定性が悪くなる恐れがあり、頻繁に調整を必要とする
という問題点があった。However, in the above-mentioned configuration, the performance of the automatic frequency control device is greatly influenced by the characteristics of the frequency demodulation circuit 33. Therefore, there is a problem that frequency stability may be deteriorated due to temperature characteristics and aging characteristics of the frequency demodulation circuit 33, and frequent adjustment is required.
【０００７】それ故に、本発明の目的は、正確に周波数
誤差を求めることができ、高精度にかつ迅速に周波数を
制御できる自動周波数制御装置を提供することである。Therefore, an object of the present invention is to provide an automatic frequency control device which can accurately determine a frequency error and can control a frequency with high precision and speed.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段および効果】上記目的を達
成するために、本発明の自動周波数制御装置は、既知の
位相情報を有する所定長のパイロット信号が所定の時間
間隔毎に挿入された変調信号を入力し、当該変調信号の
中心周波数を変換する周波数変換部と、周波数変換回路
の出力中からパイロット信号を抽出するパイロット信号
抽出部と、パイロット信号抽出部によって抽出されたパ
イロット信号の位相を求める位相演算部と、基準となる
パイロット信号の位相を予め記憶するメモリ部と、位相
演算部の出力とメモリ部の出力との間の位相差を求める
位相差演算部と、位相差演算部の出力から周波数誤差を
求める周波数誤差演算部と、周波数誤差演算部の出力に
応じて、周波数変換部へ入力する周波数信号の発振周波
数を制御する可変周波数発振部とを備えている。In order to achieve the above object, the automatic frequency control device of the present invention is a modulation system in which a pilot signal of a predetermined length having known phase information is inserted at predetermined time intervals. A signal is input, a frequency conversion unit that converts the center frequency of the modulated signal, a pilot signal extraction unit that extracts a pilot signal from the output of the frequency conversion circuit, and a phase of the pilot signal extracted by the pilot signal extraction unit The phase calculation unit to be obtained, the memory unit that stores the phase of the reference pilot signal in advance, the phase difference calculation unit that obtains the phase difference between the output of the phase calculation unit and the output of the memory unit, and the phase difference calculation unit. A frequency error calculator that determines the frequency error from the output, and a variable that controls the oscillation frequency of the frequency signal that is input to the frequency converter according to the output of the frequency error calculator. And a wave number of oscillation unit.
【０００９】上記のように、本発明の自動周波数制御装
置では、受信信号中に一定周期毎に挿入されたパイロッ
ト信号の位相と、予めメモリに保持されている基準とな
るパイロット信号の位相とを比較してその位相差を求
め、当該位相差に基づいて周波数誤差を求めるようにし
ている。そのため、従来のように、受信データそのもの
から周波数誤差を求める従来の装置に比べて、周波数誤
差を正確に求めることができる。従って、受信信号の自
動周波数制御を高精度かつ迅速に行うことができる。As described above, in the automatic frequency control device of the present invention, the phase of the pilot signal inserted into the received signal at regular intervals and the phase of the reference pilot signal stored in the memory in advance are stored. The phase difference is obtained by comparison, and the frequency error is obtained based on the phase difference. Therefore, the frequency error can be obtained more accurately as compared with the conventional device that obtains the frequency error from the received data itself as in the related art. Therefore, the automatic frequency control of the received signal can be performed with high accuracy and speed.
【００１０】ところで、伝送路上で生じるノイズを考慮
すると、位相差演算部で求められる位相差が絶え間なく
かつランダムに変化することになる。もし、このノイズ
成分が大きい場合は、周波数の制御がノイズ成分の変化
に追いつかず、周波数制御ループの動作が不安定になる
恐れがある。そこで、位相差演算部の出力を直線近似す
ることより、伝送路上で伝送信号に乗るノイズ成分を無
視して周波数制御を行うようにしても良い。これによっ
て、周波数制御ループの安定化を図ることができる。な
お、伝送路上で生じたノイズは、周波数変換部をスルー
することになるが、このスルーしたノイズ成分は、別
途、簡単なノイズ除去回路（例えば、ハイカットフィル
タ）によって除去することが可能である。By the way, considering the noise generated on the transmission path, the phase difference calculated by the phase difference calculating section changes continuously and randomly. If this noise component is large, the frequency control may not catch up with the change in the noise component, and the operation of the frequency control loop may become unstable. Therefore, the frequency control may be performed by linearly approximating the output of the phase difference calculation unit so as to ignore the noise component on the transmission signal on the transmission path. As a result, the frequency control loop can be stabilized. Although the noise generated on the transmission line passes through the frequency conversion unit, the passed noise component can be separately removed by a simple noise removal circuit (for example, a high cut filter).
【００１１】ＣＡＴＶや移動体通信のように、伝送路に
非線形特性がある場合、その振幅変動によって位相も変
動する。線形の伝送路では、振幅の変化に対して位相は
一定であるが、非線形の伝送路では振幅の変化に対して
位相の変化は一様とならない。このため、伝送路で非線
形の影響を受けた受信信号は、その振幅変動により、位
相も変化するため、受信信号の位相情報は歪みを受けて
しまう。逆に、常に一定の振幅を持つ信号であれば、伝
送路で非線形の影響を受けた場合においても位相は一定
となる。そこで、パイロット信号として、振幅一定の信
号を用いることにより、位相の変化を一定に保つように
しても良い。これによって、受信信号が伝送路で非線形
の影響を受けて振幅が歪んだ場合でも、位相情報の抽出
を容易に行うことができる。When the transmission line has a non-linear characteristic such as CATV or mobile communication, the phase also changes due to the amplitude change. In the linear transmission line, the phase is constant with respect to the change in amplitude, but in the non-linear transmission line, the change in phase is not uniform with respect to the change in amplitude. For this reason, the phase of the received signal that is nonlinearly affected by the transmission line changes due to the amplitude variation, and the phase information of the received signal is distorted. On the contrary, if the signal always has a constant amplitude, the phase is constant even when the transmission line is affected by a nonlinear effect. Therefore, a change in phase may be kept constant by using a signal of constant amplitude as the pilot signal. This makes it possible to easily extract the phase information even when the received signal is affected by the nonlinearity in the transmission line and the amplitude is distorted.
【００１２】また、パイロット信号として、所定の時間
間隔内で時間の変化に応じて周波数が１次関数的に変化
する信号を用い、位相演算部は、抽出されたパイロット
信号の逆正接を演算することにより位相を求めるように
しても良い。Further, as the pilot signal, a signal whose frequency changes linearly in accordance with the change of time within a predetermined time interval is used, and the phase calculator calculates the arctangent of the extracted pilot signal. The phase may be obtained by doing so.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態に係る自
動周波数制御装置について、図面を参照しながら説明す
る。まず、図１を参照して、本実施形態の自動周波数制
御装置が受信する信号、すなわち送信側から送信されて
くる信号について説明する。図１に示すように、送信側
は、送信データと共に、パイロット信号ＰＳを送信す
る。このパイロット信号ＰＳは、一定の時間間隔毎に挿
入される。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT An automatic frequency control device according to an embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, a signal received by the automatic frequency control device according to the present embodiment, that is, a signal transmitted from the transmitting side will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1, the transmission side transmits a pilot signal PS together with transmission data. This pilot signal PS is inserted at regular time intervals.
【００１４】図２は、図１に示すパイロット信号ＰＳと
して、所定の時間間隔内で時間の変化に応じて周波数が
１次関数的に変化する信号（いわゆる、周波数掃引信
号）を用いた場合の、時間対周波数の関係を示す図であ
る。FIG. 2 shows a case where the pilot signal PS shown in FIG. 1 is a signal (so-called frequency sweep signal) whose frequency changes linearly in response to a change in time within a predetermined time interval. FIG. 4 is a diagram showing a relationship between time and frequency.
【００１５】図２に示すように、パイロット信号は、時
間が−Ｔｓ／２からＴｓ／２へ変化するのに伴って、周
波数が−Ｆｓ／２からＦｓ／２へと１次関数的に変化す
る。この時間ｔ対周波数ｆ（ｔ）の関係は、数式（１）
によって表される。 ｆ（ｔ）＝（Ｆｓ／Ｔｓ）・ｔ …（１）As shown in FIG. 2, the frequency of the pilot signal changes linearly from -Fs / 2 to Fs / 2 as the time changes from -Ts / 2 to Ts / 2. To do. The relationship between the time t and the frequency f (t) is represented by the mathematical formula (1).
Represented by f (t) = (Fs / Ts) · t (1)
【００１６】位相の時間変化ｄθ／ｄｔは、数式（２）
によって表される。 ｄθ／ｄｔ＝２πｆ（ｔ） …（２）The time change of the phase dθ / dt is expressed by the equation (2).
Represented by dθ / dt = 2πf (t) (2)
【００１７】従って、パイロット信号の位相θ（ｔ）を
時間の関数として表すと、数式（３）となる。 θ（ｔ）＝∫２πｆ（ｔ）ｄｔ ＝∫２π（Ｆｓ／Ｔｓ）ｔｄｔ ＝π（Ｆｓ／Ｔｓ）ｔ2 …（３）Therefore, when the phase θ (t) of the pilot signal is expressed as a function of time, the following equation (3) is obtained. θ (t) = ∫2πf (t) dt = ∫2π (Fs / Ts) tdt = π (Fs / Ts) t 2 (3)
【００１８】従って、パイロット信号の振幅を一定値Ａ
とすると、パイロット信号ｘ（ｔ）は、直交座標系にお
いて数式（４）によって表される。 ｘ（ｔ）＝Ａ・ｅｘｐ｛ｊθ（ｔ）｝ ＝Ａ・ｅｘｐ｛ｊπ（Ｆｓ／Ｔｓ）ｔ2 ｝ …（４）Therefore, the amplitude of the pilot signal is set to a constant value A
Then, the pilot signal x (t) is expressed by Equation (4) in the Cartesian coordinate system. x (t) = A · exp {jθ (t)} = A · exp {jπ (Fs / Ts) t 2 } (4)
【００１９】以上のことから、所定の時間間隔内で時間
の変化に応じて周波数が１次関数的に変化する信号は、
数式（４）により時間ｔを所定の時間間隔内で変化させ
ることで容易に生成できる。From the above, a signal whose frequency changes linearly according to the change of time within a predetermined time interval is:
It can be easily generated by changing the time t within a predetermined time interval according to the equation (4).
【００２０】図３は、本発明の一実施形態に係る自動周
波数制御装置の構成を示すブロック図である。図３にお
いて、本実施形態の自動周波数制御装置は、周波数変換
回路２１と、逆正接演算回路２２と、メモリ２３と、位
相差演算回路２４と、直線近似回路２５と、周波数誤差
演算回路２６と、可変周波数発振回路２７と、パイロッ
ト信号抽出回路２８と、出力端子２９とを備えている。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of an automatic frequency control device according to an embodiment of the present invention. In FIG. 3, the automatic frequency control device according to the present embodiment includes a frequency conversion circuit 21, an arctangent calculation circuit 22, a memory 23, a phase difference calculation circuit 24, a linear approximation circuit 25, and a frequency error calculation circuit 26. A variable frequency oscillation circuit 27, a pilot signal extraction circuit 28, and an output terminal 29 are provided.
【００２１】周波数変換回路２１は、受信信号と可変周
波数発振回路２７の出力とを乗算することにより、受信
信号の中心周波数を中間周波数に変換する。パイロット
信号抽出回路２８は、周波数変換回路２１の出力と、予
め内部に記憶しているパイロット信号の基本パターンと
の相関を取ることにより、周波数変換回路２１の出力か
ら、パイロット信号のみを抽出する。逆正接演算回路２
２は、パイロット信号抽出回路２８によって抽出された
パイロット信号の逆正接（ａｒｃ ｔａｎｇｅｎｔ）を
演算することにより、パイロット信号の位相を求める。
メモリ２３は、予め基準となるパイロット信号の位相を
保持している。位相差演算回路２４は、逆正接演算回路
２２の出力である受信信号中のパイロット信号の位相
と、メモリ２３に予め保持されている基準となるパイロ
ット信号の位相との位相誤差を演算する。直線近似回路
２５は、位相差演算回路２４の出力を直線近似する。周
波数誤差演算回路２６は、直線近似回路２５の出力か
ら、周波数誤差を演算する。周波数誤差演算回路２６の
出力は、周波数制御信号として可変周波数発振回路２７
に与えられる。可変周波数発振回路２７は、周波数誤差
演算回路２６の出力に応じて、その発振周波数が変化す
る。周波数誤差演算回路２６の出力は、周波数変換回路
２１へ供給される。周波数変換回路２１の出力は、出力
端子２９を介して、図示しない復調回路に与えられる。The frequency conversion circuit 21 converts the center frequency of the received signal into an intermediate frequency by multiplying the received signal by the output of the variable frequency oscillation circuit 27. The pilot signal extraction circuit 28 extracts only the pilot signal from the output of the frequency conversion circuit 21 by correlating the output of the frequency conversion circuit 21 and the basic pattern of the pilot signal stored in advance inside. Arc tangent calculation circuit 2
2 calculates the phase of the pilot signal by calculating the arctangent of the pilot signal extracted by the pilot signal extraction circuit 28.
The memory 23 holds the reference pilot signal phase in advance. The phase difference calculation circuit 24 calculates the phase error between the phase of the pilot signal in the received signal output from the arctangent calculation circuit 22 and the phase of the reference pilot signal stored in the memory 23 in advance. The linear approximation circuit 25 linearly approximates the output of the phase difference calculation circuit 24. The frequency error calculation circuit 26 calculates a frequency error from the output of the linear approximation circuit 25. The output of the frequency error calculation circuit 26 is used as a frequency control signal by the variable frequency oscillation circuit 27.
Given to. The oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit 27 changes according to the output of the frequency error calculation circuit 26. The output of the frequency error calculation circuit 26 is supplied to the frequency conversion circuit 21. The output of the frequency conversion circuit 21 is given to a demodulation circuit (not shown) via the output terminal 29.
【００２２】以上のように構成された本実施形態の自動
周波数制御装置について、以下にその動作をより詳細に
説明する。まず、受信信号の中心周波数と、可変周波数
発振回路２７の発振周波数との間に周波数誤差Δｆがあ
り、受信信号の伝送路の影響を無視すると、周波数変換
回路２１の出力中のパイロット信号Ｘｉｆ（ｔ）は、数
式（５）で表される。 Ｘｉｆ（ｔ）＝ｘ（ｔ）・ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ） …（５）The operation of the automatic frequency control device of the present embodiment configured as described above will be described in more detail below. First, there is a frequency error Δf between the center frequency of the received signal and the oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit 27, and ignoring the influence of the transmission path of the received signal, the pilot signal Xif ( t) is represented by Formula (5). Xif (t) = x (t) · exp (j2πΔft) (5)
【００２３】周波数変換回路の２１の出力中のパイロッ
ト信号の位相θｉｆ（ｔ）は、逆正接演算回路２２によ
りパイロット信号Ｘｉｆ（ｔ）の逆正接を演算すること
で求めることができ、数式（６）より表される。 θｉｆ（ｔ）＝π（Ｆｓ／Ｔｓ）ｔ2 ＋２πΔｆｔ …（６）The phase θif (t) of the pilot signal in the output of the frequency conversion circuit 21 can be obtained by calculating the arctangent of the pilot signal Xif (t) by the arctangent operation circuit 22, and the equation (6) ). θif (t) = π (Fs / Ts) t 2 + 2πΔft (6)
【００２４】メモリ２３に予め保持されているパイロッ
ト信号の位相をθ（ｔ）で表すと、位相差演算回路２４
の出力Δθ（ｔ）は、数式（６）とθ（ｔ）との差とな
り、数式（７）で示される。 Δθ（ｔ）＝θｉｆ（ｔ）−θ（ｔ） ＝２πΔｆｔ …（７）When the phase of the pilot signal previously held in the memory 23 is represented by θ (t), the phase difference calculation circuit 24
The output Δθ (t) of is the difference between Equation (6) and θ (t), and is represented by Equation (7). Δθ (t) = θif (t) −θ (t) = 2πΔft (7)
【００２５】数式（７）より、位相差演算回路２４の出
力Δθ（ｔ）は、時間ｔの１次関数となる。しかし、Δ
θ（ｔ）が時間ｔの１次関数となるのは、受信信号の伝
送路の影響を無視した場合であって、伝送路の影響を考
慮した場合は、１次関数とはならない。そこで、位相差
演算回路２４の出力Δθ（ｔ）を１次関数とみなして、
直線近似回路２５において直線近似する。この直線近似
回路２５の出力である１次関数の傾きは、数式（８）で
表される。 ｄθ（ｔ）／ｄｔ＝２πΔｆ …（８）From the equation (7), the output Δθ (t) of the phase difference calculation circuit 24 becomes a linear function of time t. However, Δ
θ (t) becomes a linear function of time t when the influence of the transmission line of the received signal is ignored, and when the influence of the transmission line is taken into consideration, it does not become a linear function. Therefore, regarding the output Δθ (t) of the phase difference calculation circuit 24 as a linear function,
Linear approximation is performed in the linear approximation circuit 25. The slope of the linear function, which is the output of the linear approximation circuit 25, is expressed by Equation (8). dθ (t) / dt = 2πΔf (8)
【００２６】従って、周波数誤差演算回路２６におい
て、直線近似回路２５の出力ｄθ（ｔ）／ｄｔから、可
変周波数発振回路２７の発振周波数との周波数誤差Δｆ
を、数式（９）に基づいて求めることができる。 Δｆ＝（１／２π）・｛ｄθ（ｔ）／ｄｔ｝ …（９）Therefore, in the frequency error calculation circuit 26, the frequency error Δf from the output dθ (t) / dt of the linear approximation circuit 25 and the oscillation frequency of the variable frequency oscillation circuit 27.
Can be calculated based on the equation (9). Δf = (1 / 2π) · {dθ (t) / dt} (9)
【００２７】以上のようにして求めた周波数誤差Δｆ
を、可変周波数発振回路２７へ入力し、予め設定されて
いる発振周波数から周波数をΔｆ変化させ、可変周波数
発振回路２７の出力を周波数変換回路２１へ供給するこ
とにより、周波数を高精度にかつ迅速に安定させること
ができ、優れた自動周波数制御装置を実現できる。Frequency error Δf obtained as described above
Is input to the variable frequency oscillation circuit 27, the frequency is changed by Δf from the preset oscillation frequency, and the output of the variable frequency oscillation circuit 27 is supplied to the frequency conversion circuit 21. Therefore, it is possible to realize stable and stable automatic frequency control device.
【００２８】ところで、位相差演算回路２４の出力Δθ
（ｔ）を直線近似することなく周波数制御を行った場
合、伝送路上で伝送信号に乗るノイズ成分によって周波
数誤差が絶え間なくかつランダムに変化することにな
る。このため、周波数の制御がノイズ成分の変化に追い
つかず、周波数制御ループの動作が不安定になる。そこ
で、上記実施形態では、位相差演算回路２４の出力Δθ
（ｔ）を直線近似回路２５で直線近似することより、伝
送路上で伝送信号に乗るノイズ成分を無視して周波数制
御を行うこととし、それによって周波数制御ループの安
定化を図っている。従って、上記実施形態では、伝送路
上で生じたノイズ成分は、周波数変換回路２１をスルー
することになる。スルーしたノイズ成分は、別途、図示
しないノイズ除去回路（例えば、ハイカットフィルタ）
によって除去される。By the way, the output Δθ of the phase difference calculation circuit 24
If frequency control is performed without linearly approximating (t), the frequency error will change continuously and randomly due to noise components on the transmission signal on the transmission path. Therefore, the frequency control does not catch up with the change in the noise component, and the operation of the frequency control loop becomes unstable. Therefore, in the above embodiment, the output Δθ of the phase difference calculation circuit 24
By linearly approximating (t) by the linear approximation circuit 25, the noise component on the transmission signal on the transmission path is ignored to perform frequency control, thereby stabilizing the frequency control loop. Therefore, in the above-described embodiment, the noise component generated on the transmission line passes through the frequency conversion circuit 21. The noise component that has passed through is separately included in a noise removal circuit (not shown) (for example, a high-cut filter).
Removed by.
【００２９】ＣＡＴＶや移動体通信のように、その伝送
路に非線形特性がある場合、その振幅変動によって位相
も変動する。この振幅と位相の関係を図４に示す。線形
の伝送路では、振幅の変化に対して位相は一定である
が、非線形の伝送路では振幅の変化に対して位相の変化
は一様とならない。このため、伝送路で非線形の影響を
受けた受信信号は、その振幅変動により、位相も変化す
るため、受信信号の位相情報は歪みを受けてしまう。逆
に、常に一定の振幅を持つ信号であれば、伝送路で非線
形の影響を受けた場合においても位相は一定となる（例
えば、図４の点（Ａ，ＰA ））。それ故、パイロット信
号として、振幅一定の信号を用いることにより、位相の
変化を一定に保つことができ、受信信号が伝送路上で非
線形の影響を受けて振幅が歪んだ場合でも位相情報の抽
出を容易に行うことができる。このような効果は、パイ
ロット信号の振幅が一定であれば奏される。従って、パ
イロット信号として、振幅が一定で、既知の位相情報を
有する信号（例えば、周波数が一定の信号）を用いるよ
うにしても同様の効果が奏される。When the transmission line has non-linear characteristics such as CATV and mobile communication, the phase also changes due to the amplitude change. The relationship between this amplitude and phase is shown in FIG. In the linear transmission line, the phase is constant with respect to the change in amplitude, but in the non-linear transmission line, the change in phase is not uniform with respect to the change in amplitude. For this reason, the phase of the received signal that is nonlinearly affected by the transmission line changes due to the amplitude variation, and the phase information of the received signal is distorted. On the contrary, if the signal always has a constant amplitude, the phase becomes constant even when the transmission line is affected by nonlinearity (for example, point (A, P A ) in FIG. 4). Therefore, by using a signal with a constant amplitude as the pilot signal, it is possible to keep the change in phase constant, and it is possible to extract phase information even when the received signal is distorted in amplitude due to nonlinear effects on the transmission path. It can be done easily. Such an effect is exhibited when the amplitude of the pilot signal is constant. Therefore, the same effect can be obtained even if a signal having a constant amplitude and known phase information (for example, a signal having a constant frequency) is used as the pilot signal.
【００３０】なお、上述の逆正接演算回路２２、位相差
演算回路２４、直線近似回路２５、周波数誤差演算回路
２６は、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によ
り容易に実現することができ、従来の自動周波数制御回
路における周波数復調回路３３（図５参照）に比べて、
安定した動作が可能となる。The arctangent calculation circuit 22, the phase difference calculation circuit 24, the linear approximation circuit 25, and the frequency error calculation circuit 26 described above can be easily realized by a digital signal processor (DSP), and the conventional automatic frequency can be used. Compared to the frequency demodulation circuit 33 (see FIG. 5) in the control circuit,
Stable operation is possible.
【図１】送信側から受信側に対して送られてくるデータ
の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of data transmitted from a transmission side to a reception side.
【図２】本発明の一実施形態で使用されるパイロット信
号の時間対周波数の関係を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a time-frequency relationship of a pilot signal used in an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の一実施形態に係る自動周波数制御装置
の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an automatic frequency control device according to an embodiment of the present invention.
【図４】非線形伝送路において、振幅が位相に対して与
える影響を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing the influence of the amplitude on the phase in a non-linear transmission line.
【図５】従来の自動周波数制御装置の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional automatic frequency control device.
ＰＳ…パイロット信号 ２１…周波数変換回路 ２２…逆正接演算回路 ２３…メモリ ２４…位相差演算回路 ２５…直線近似回路 ２６…周波数誤差演算回路 ２７…可変周波数発振回路 ２８…パイロット信号抽出回路 PS ... Pilot signal 21 ... Frequency conversion circuit 22 ... Arctangent calculation circuit 23 ... Memory 24 ... Phase difference calculation circuit 25 ... Linear approximation circuit 26 ... Frequency error calculation circuit 27 ... Variable frequency oscillation circuit 28 ... Pilot signal extraction circuit
フロントページの続き (72)発明者 宇野 矢壽弘 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内Continuation of the front page (72) Inventor Uno Yashiro Hiroshi 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Claims (4)
ット信号が所定の時間間隔毎に挿入された変調信号を入
力し、当該変調信号の中心周波数を変換する周波数変換
手段と、 前記周波数変換手段の出力中からパイロット信号を抽出
するパイロット信号抽出手段と、 前記パイロット信号抽出手段によって抽出されたパイロ
ット信号の位相を求める位相演算手段と、 基準となるパイロット信号の位相を予め記憶するメモリ
手段と、 前記位相演算手段の出力と前記メモリ手段の出力との間
の位相差を求める位相差演算手段と、 前記位相差演算手段の出力から周波数誤差を求める周波
数誤差演算手段と、 前記周波数誤差演算手段の出力に応じて、前記周波数変
換手段へ入力する周波数信号の発振周波数を制御する可
変周波数発振手段とを備える、自動周波数制御装置。1. A frequency conversion means for inputting a modulation signal in which a pilot signal of a predetermined length having known phase information is inserted at predetermined time intervals, and converting the center frequency of the modulation signal, and the frequency conversion means. Pilot signal extracting means for extracting a pilot signal from the output of, a phase calculating means for obtaining the phase of the pilot signal extracted by the pilot signal extracting means, a memory means for storing in advance the phase of the reference pilot signal, A phase difference calculating means for obtaining a phase difference between the output of the phase calculating means and an output of the memory means; a frequency error calculating means for obtaining a frequency error from the output of the phase difference calculating means; Variable frequency oscillating means for controlling the oscillating frequency of the frequency signal input to the frequency converting means according to the output, Automatic frequency control device.
る直線近似手段をさらに備え、 前記周波数誤差演算手段は、前記直線近似手段の出力か
ら周波数誤差を求めることを特徴とする、請求項１に記
載の自動周波数制御装置。2. A linear approximation means for linearly approximating the output of the phase difference computing means, wherein the frequency error computing means obtains a frequency error from the output of the linear approximation means. The automatic frequency control device described in.
情報を有し、かつ振幅一定の信号を用いることを特徴と
した、請求項１に記載の自動周波数制御装置。3. The automatic frequency control device according to claim 1, wherein a signal having known phase information and a constant amplitude is used as the pilot signal.
間隔内で時間の変化に応じて周波数が１次関数的に変化
する信号を用い、 前記位相演算手段は、前記パイロット信号抽出手段によ
って抽出されたパイロット信号の逆正接を演算すること
により位相を求めることを特徴とする、請求項１に記載
の自動周波数制御装置。4. As the pilot signal, a signal whose frequency changes linearly in accordance with a change in time within a predetermined time interval is used, and the phase calculating means is extracted by the pilot signal extracting means. The automatic frequency control device according to claim 1, wherein the phase is obtained by calculating the arctangent of the pilot signal.
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| JP06990296A JP3818602B2 (en) | 1995-03-28 | 1996-03-26 | Automatic frequency controller |
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| JP7-69827 | 1995-03-28 | ||
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ID=26411009
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999016223A1 (en) * | 1997-09-19 | 1999-04-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator/demodulator and modulation/demodulation method |
| JP2009182837A (en) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Mitsubishi Electric Corp | Demodulator |
| JP2009534955A (en) * | 2006-05-03 | 2009-09-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Phase correction in test receiver |
| WO2014132599A1 (en) * | 2013-02-27 | 2014-09-04 | パナソニック株式会社 | Reception apparatus, phase error estimation method, and phase error correction method |
-
1996
- 1996-03-26 JP JP06990296A patent/JP3818602B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US9712316B2 (en) | 2013-02-27 | 2017-07-18 | Panasonic Corporation | Reception apparatus, phase error estimation method, and phase error correction method |
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| Publication number | Publication date |
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