JPH0832498A - 送信ダイバーシチ方式 - Google Patents
送信ダイバーシチ方式Info
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- JPH0832498A JPH0832498A JP6167647A JP16764794A JPH0832498A JP H0832498 A JPH0832498 A JP H0832498A JP 6167647 A JP6167647 A JP 6167647A JP 16764794 A JP16764794 A JP 16764794A JP H0832498 A JPH0832498 A JP H0832498A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ＴＤＤ通信方式における送信ダイバーシチ方
式に関し、遅延分散の大きな伝送路においても送信ダイ
バーシチ効果を有する伝送方式の実現を目的とする。 【構成】 複数のアンテナ１−１，１−２と、それぞれ
のアンテナに接続された受信機４，５と、各受信機の出
力をそれぞれ復調する復調器６，７と、各復調器に接続
される適応波形等化器８，９と、適応波形等化器内で得
られる誤差信号の２乗平均値を一バースト間、あるい
は、特定の時間にわたり求める、メトリック演算回路
と、該各メトリック演算回路の出力であるメトリックの
大小を比較する比較器１０と、該比較器により検出され
た最小のメトリックを有するブランチを選択して、該ブ
ランチに接続されたアンテナから信号を送信する手段と
を備えることにより構成する。
式に関し、遅延分散の大きな伝送路においても送信ダイ
バーシチ効果を有する伝送方式の実現を目的とする。 【構成】 複数のアンテナ１−１，１−２と、それぞれ
のアンテナに接続された受信機４，５と、各受信機の出
力をそれぞれ復調する復調器６，７と、各復調器に接続
される適応波形等化器８，９と、適応波形等化器内で得
られる誤差信号の２乗平均値を一バースト間、あるい
は、特定の時間にわたり求める、メトリック演算回路
と、該各メトリック演算回路の出力であるメトリックの
大小を比較する比較器１０と、該比較器により検出され
た最小のメトリックを有するブランチを選択して、該ブ
ランチに接続されたアンテナから信号を送信する手段と
を備えることにより構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線通信で発生するフ
ェージングによる信号品質劣化を軽減するためのダイバ
ーシチ構成法に関し、特にＴＤＤ通信方式において有効
なダイバーシチ方式に係る。
ェージングによる信号品質劣化を軽減するためのダイバ
ーシチ構成法に関し、特にＴＤＤ通信方式において有効
なダイバーシチ方式に係る。
【０００２】
【従来の技術】図４はＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式の概念
を説明する図であって、数字符号５１は無線局Ａ、５２
はブランチ１のアンテナ、５３はブランチ２のアンテ
ナ、５４は無線局Ｂ，５５は無線局Ｂのアンテナ、５６
はバースト信号を表している。
を説明する図であって、数字符号５１は無線局Ａ、５２
はブランチ１のアンテナ、５３はブランチ２のアンテ
ナ、５４は無線局Ｂ，５５は無線局Ｂのアンテナ、５６
はバースト信号を表している。
【０００３】図５は、従来の、送信ダイバーシチ方式の
構成の例を示す図であって、図４における無線局Ａの構
成の例を示している。同図において、数字符号５２，５
３は図４と同様であり、５７，５８はサーキュレータ
（図においてはＣｉｒと標記）、５９，６０は受信機
（図においてはＲＸと標記）を表わしている。
構成の例を示す図であって、図４における無線局Ａの構
成の例を示している。同図において、数字符号５２，５
３は図４と同様であり、５７，５８はサーキュレータ
（図においてはＣｉｒと標記）、５９，６０は受信機
（図においてはＲＸと標記）を表わしている。
【０００４】また、６１は比較器（図においてはＣＯＭ
Ｐと標記）、６２，６３は復調器（図においてはＤＥＭ
と標記）、６４，６５は適応波形等化器（図においては
ＥＱＬと標記、６６，６７は切換スイッチ（図において
はＳＷと標記）、６８は出力端子、６９は送信機（図に
おいてはＴＸと標記）、７０は変調器（図においてはＭ
ＯＤと標記）、７１は入力端子を表している。
Ｐと標記）、６２，６３は復調器（図においてはＤＥＭ
と標記）、６４，６５は適応波形等化器（図においては
ＥＱＬと標記、６６，６７は切換スイッチ（図において
はＳＷと標記）、６８は出力端子、６９は送信機（図に
おいてはＴＸと標記）、７０は変調器（図においてはＭ
ＯＤと標記）、７１は入力端子を表している。
【０００５】ＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式は、図４に示す
ように上り／下り回線のＴＤＭ信号を一定の時間間隔
（Ｔ）だけ離して配置することにより、同一の周波数で
双方向の通信を可能とする方式である。同一の周波数を
使っているため、Ｔがフェージング変動に比べ小さい範
囲で上がり／下り回線は同一の伝送路とみなすことがで
きる。
ように上り／下り回線のＴＤＭ信号を一定の時間間隔
（Ｔ）だけ離して配置することにより、同一の周波数で
双方向の通信を可能とする方式である。同一の周波数を
使っているため、Ｔがフェージング変動に比べ小さい範
囲で上がり／下り回線は同一の伝送路とみなすことがで
きる。
【０００６】これを利用して、Ａ局ではブランチ１及び
２で受信した上りバースト信号の受信レベルを測定し、
比較器６１で比較して受信レベルの高いブランチに接続
された復調器６２あるいは６３からの信号を切換スイッ
チ６６で選択する（受信選択ダイバーシチ）。
２で受信した上りバースト信号の受信レベルを測定し、
比較器６１で比較して受信レベルの高いブランチに接続
された復調器６２あるいは６３からの信号を切換スイッ
チ６６で選択する（受信選択ダイバーシチ）。
【０００７】一方、Ｂ局への下りバースト信号を送出す
る際には、切換スイッチ６７によって切り換えることに
より選択されたブランチを用いる（送信ダイバーシ
チ）。本方式により、Ｂ局では単一の受信機でダイバー
シチ受信と等価な特性を得ることができる。従って、こ
の方式は、移動通信のように携帯機を小型で軽量な構成
にしなければならない場合に好都合である。
る際には、切換スイッチ６７によって切り換えることに
より選択されたブランチを用いる（送信ダイバーシ
チ）。本方式により、Ｂ局では単一の受信機でダイバー
シチ受信と等価な特性を得ることができる。従って、こ
の方式は、移動通信のように携帯機を小型で軽量な構成
にしなければならない場合に好都合である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述したようなＴＤＭ
Ａ−ＴＤＤ通信方式において、ダイバーシチ効果が低減
する要因として、フェージング変動による時間相関の低
下と、マルチパスに伴う遅延分散によって生じる符号間
干渉がある。
Ａ−ＴＤＤ通信方式において、ダイバーシチ効果が低減
する要因として、フェージング変動による時間相関の低
下と、マルチパスに伴う遅延分散によって生じる符号間
干渉がある。
【０００９】これらの内、前者は、受信時と送信時で伝
送路特性が変化するために生じるもので、図４における
Ｔを小さく設計することにより救済できるが、後者は、
空間ダイバーシチが受信レベルを補償するものであるた
め、本質的に防ぐことができない。そのため、遅延分散
の大きな伝送路ではダイバーシチ効果が失われる。
送路特性が変化するために生じるもので、図４における
Ｔを小さく設計することにより救済できるが、後者は、
空間ダイバーシチが受信レベルを補償するものであるた
め、本質的に防ぐことができない。そのため、遅延分散
の大きな伝送路ではダイバーシチ効果が失われる。
【００１０】本発明は、上述のような従来の問題点を解
決するためになされたものであって、その目的は、遅延
分散の大きな伝送路においても送信ダイバーシチ効果を
有する伝送方式を提供することにある。
決するためになされたものであって、その目的は、遅延
分散の大きな伝送路においても送信ダイバーシチ効果を
有する伝送方式を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決さ
れる。すなわち、本発明は、同一周波数による双方向通
信方式（ＴＤＤ）における送信ダイバーシチ方式であっ
て、
課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決さ
れる。すなわち、本発明は、同一周波数による双方向通
信方式（ＴＤＤ）における送信ダイバーシチ方式であっ
て、
【００１２】複数のアンテナと、それぞれのアンテナに
接続された受信機と、各受信機の出力をそれぞれ復調す
る復調器と、各復調器に接続される適応波形等化器と、
適応波形等化器内で得られる誤差信号の２乗平均値を一
バースト間、あるいは、特定の時間帯について求めるメ
トリック演算回路と、
接続された受信機と、各受信機の出力をそれぞれ復調す
る復調器と、各復調器に接続される適応波形等化器と、
適応波形等化器内で得られる誤差信号の２乗平均値を一
バースト間、あるいは、特定の時間帯について求めるメ
トリック演算回路と、
【００１３】該各メトリック演算回路の出力であるメト
リックの大小を比較する比較器と、該比較器により検出
された最小のメトリックを有するブランチを選択して、
該ブランチに接続されたアンテナから信号を送信する手
段を備えた送信ダイバーシチ方式である。以下、本発明
の作用等に関し実施例に基づいて説明する。
リックの大小を比較する比較器と、該比較器により検出
された最小のメトリックを有するブランチを選択して、
該ブランチに接続されたアンテナから信号を送信する手
段を備えた送信ダイバーシチ方式である。以下、本発明
の作用等に関し実施例に基づいて説明する。
【００１４】
【実施例】本発明は、前提条件として、ダイバーシチ受
信局において適応波形等化器が装備されているものとす
る。適応等化器（ＥＱＬ）は、伝送路のインパルスレス
ポンスを補正するため、所望信号と等化後の信号から誤
差信号（ｅ）を得、ｅの２乗平均値が最小となるように
トランスバーサルフィルタ（ＴＦ）のタップ係数を制御
している。
信局において適応波形等化器が装備されているものとす
る。適応等化器（ＥＱＬ）は、伝送路のインパルスレス
ポンスを補正するため、所望信号と等化後の信号から誤
差信号（ｅ）を得、ｅの２乗平均値が最小となるように
トランスバーサルフィルタ（ＴＦ）のタップ係数を制御
している。
【００１５】ｉ番目のブランチ（Ｂｒ−ｉ）に接続され
た等化器の時刻ｔ＝ｋにおいて得られる誤差信号をｅi
（ｋ）とすると、“数１”をＢｒ−ｉのメトリックと定
義し、最小のメトリックｍｉｎ（εi ），（ｉ＝１，
２，…，Ｎ）を与えるｉ番目のブランチを下り伝送路用
のアンテナとして選択する。
た等化器の時刻ｔ＝ｋにおいて得られる誤差信号をｅi
（ｋ）とすると、“数１”をＢｒ−ｉのメトリックと定
義し、最小のメトリックｍｉｎ（εi ），（ｉ＝１，
２，…，Ｎ）を与えるｉ番目のブランチを下り伝送路用
のアンテナとして選択する。
【００１６】
【数１】 アンテナブランチの選択はバースト毎に行なう。ｋの範
囲は、フェージングの変動が緩やかな場合には雑音の影
響を低減するためバースト全体を使用し、変動が比較的
速い場合にはバーストの後半部を使う。
囲は、フェージングの変動が緩やかな場合には雑音の影
響を低減するためバースト全体を使用し、変動が比較的
速い場合にはバーストの後半部を使う。
【００１７】図１は本発明の一実施例を示す図であっ
て、数字符号１−１はブランチ１のアンテナ（図におい
てはＢｒ−１と標記）、１−２はブランチ２のアンテナ
（図においてはＢｒ−２と標記）、２，３はサーキュレ
ータ（図においてはＣｉｒと標記）、４，５は受信機
（図においてはＲＸと標記）、６，７は復調器（図にお
いてはＤＥＭと標記）を表わしている。
て、数字符号１−１はブランチ１のアンテナ（図におい
てはＢｒ−１と標記）、１−２はブランチ２のアンテナ
（図においてはＢｒ−２と標記）、２，３はサーキュレ
ータ（図においてはＣｉｒと標記）、４，５は受信機
（図においてはＲＸと標記）、６，７は復調器（図にお
いてはＤＥＭと標記）を表わしている。
【００１８】また、８，９は適応波形等化器（図におい
てはＥＱＬと標記）、１０は比較器（図においてはＣＯ
ＭＰと標記）、１１，１２は切換スイッチ、（図におい
てはＳＷと標記）、１３は変調器（図においてはＭＯＤ
と標記）、１４は送信機（図においてはＴＸと標記）、
１５は出力端子、１６は入力端子を表している。
てはＥＱＬと標記）、１０は比較器（図においてはＣＯ
ＭＰと標記）、１１，１２は切換スイッチ、（図におい
てはＳＷと標記）、１３は変調器（図においてはＭＯＤ
と標記）、１４は送信機（図においてはＴＸと標記）、
１５は出力端子、１６は入力端子を表している。
【００１９】本実施例は、アンテナブランチの数が２の
場合を示している。数字符号１−１，１−２で示すアン
テナＢｒ−１，Ｂｒ−２で受信した各信号はサーキュレ
ータ（Ｃｉｒ）２，３によって受信機（ＲＸ）４，５に
入力され、一定のレベルに増幅された後復調器（ＤＥ
Ｍ）６，７および適応波形等化器（ＥＱＬ）８，９に入
力される。
場合を示している。数字符号１−１，１−２で示すアン
テナＢｒ−１，Ｂｒ−２で受信した各信号はサーキュレ
ータ（Ｃｉｒ）２，３によって受信機（ＲＸ）４，５に
入力され、一定のレベルに増幅された後復調器（ＤＥ
Ｍ）６，７および適応波形等化器（ＥＱＬ）８，９に入
力される。
【００２０】各適応波形等化器８，９では、メトリック
（＜｜ｅ｜2 ＞）が計算され、両者の大きさの大小が、
比較器（ＣＯＭＰ）１０によって判定される。その結果
に基づきε 1 ＜ε2 の場合、Ｂｒ−１の系の適応波形等
化器８の出力を復調出力（ＤＥＭｏｕｔ）として選択す
る。
（＜｜ｅ｜2 ＞）が計算され、両者の大きさの大小が、
比較器（ＣＯＭＰ）１０によって判定される。その結果
に基づきε 1 ＜ε2 の場合、Ｂｒ−１の系の適応波形等
化器８の出力を復調出力（ＤＥＭｏｕｔ）として選択す
る。
【００２１】そして、下り伝送路に送出する信号（端子
１６から入力され変調器１３を経て送信機１４から切換
スイッチ１２に入力された信号）を、サーキュレータ２
を介してアンテナ１−１に出力する。メトリックの大き
さが逆の場合は反対のブランチを選択する。なお、従来
は、先に、図５に基づいて説明したように、受信機で測
定したレベル情報を比較して、受信レベルの大きなブラ
ンチを選択していた。
１６から入力され変調器１３を経て送信機１４から切換
スイッチ１２に入力された信号）を、サーキュレータ２
を介してアンテナ１−１に出力する。メトリックの大き
さが逆の場合は反対のブランチを選択する。なお、従来
は、先に、図５に基づいて説明したように、受信機で測
定したレベル情報を比較して、受信レベルの大きなブラ
ンチを選択していた。
【００２２】図２は、適応波形等化器の構成の例を示す
図であって、１７は入力端子（復調器出力が入力され
る）、１８はトランスバーサルフィルタ（図においては
ＴＦと標記）、１９は識別器（図においてはＤＥＣと標
記）、２０は伝送路推定器（図においてはＣＨ−ＥＳＴ
と標記）、２１は加算器、２２は出力端子、２３は誤差
２乗和演算器、２４は誤差信号の絶対値の２乗を計算す
る演算部、２５は総和を計算する演算部、２６は出力端
子をあらわしている。
図であって、１７は入力端子（復調器出力が入力され
る）、１８はトランスバーサルフィルタ（図においては
ＴＦと標記）、１９は識別器（図においてはＤＥＣと標
記）、２０は伝送路推定器（図においてはＣＨ−ＥＳＴ
と標記）、２１は加算器、２２は出力端子、２３は誤差
２乗和演算器、２４は誤差信号の絶対値の２乗を計算す
る演算部、２５は総和を計算する演算部、２６は出力端
子をあらわしている。
【００２３】同図において、入力端子１７から入力され
た復調信号は符号間干渉を補償するためのトランスバー
サルフィルタ（ＴＦ）１８に入力されると共に、該トラ
ンスバーサルフィルタ１８の複素タップ係数を修正する
ための制御信号を生成する伝送路推定器（ＣＨ−ＥＳ
Ｔ）２０へ入力される。
た復調信号は符号間干渉を補償するためのトランスバー
サルフィルタ（ＴＦ）１８に入力されると共に、該トラ
ンスバーサルフィルタ１８の複素タップ係数を修正する
ための制御信号を生成する伝送路推定器（ＣＨ−ＥＳ
Ｔ）２０へ入力される。
【００２４】該伝送路推定器２０は種々のアルゴリズム
によって構成することができる。例えば、誤差信号
（ｅ）と復調信号との相互相関によって得られる値を出
力するように構成すれば良い。
によって構成することができる。例えば、誤差信号
（ｅ）と復調信号との相互相関によって得られる値を出
力するように構成すれば良い。
【００２５】また、信号ｅはトレーニング信号あるいは
識別器（ＤＥＣ）１９の出力信号とトランスバーサルフ
ィルタ１８の出力信号との差として与えられる。そし
て、誤差２乗和演算器２３によりここで得られたｅの絶
対値を２乗して積算することによりブランチメトリック
が得られる。そしてこれは端子２６から出力される。
識別器（ＤＥＣ）１９の出力信号とトランスバーサルフ
ィルタ１８の出力信号との差として与えられる。そし
て、誤差２乗和演算器２３によりここで得られたｅの絶
対値を２乗して積算することによりブランチメトリック
が得られる。そしてこれは端子２６から出力される。
【００２６】図３は、レイリーフェージング環境下にお
ける３８４ｋｂ／ｓＱＰＳＫ信号のビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）特性を示す図である。フェージング条件は、遅延時
間差τ＝２５０ｎｓｅｃの２波の独立レイリー、ドップ
ラー周波数ｆD ＝５Ｈｚとしている。
ける３８４ｋｂ／ｓＱＰＳＫ信号のビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）特性を示す図である。フェージング条件は、遅延時
間差τ＝２５０ｎｓｅｃの２波の独立レイリー、ドップ
ラー周波数ｆD ＝５Ｈｚとしている。
【００２７】同図において英字符号Ａで示す特性はＱＰ
ＳＫ遅延検波のＢＥＲ特性を比較する基準として示した
もので、準静的レイリーフェージング（τ＝０，ｆD ＝
０）時の理論特性である。
ＳＫ遅延検波のＢＥＲ特性を比較する基準として示した
もので、準静的レイリーフェージング（τ＝０，ｆD ＝
０）時の理論特性である。
【００２８】英字符号Ｂ，Ｃ，Ｄで示す特性は上記フェ
ージング条件でのＢＥＲ特性で、Ｂはベーシックな送受
信機構成の場合、Ｃは受信電力に基づく従来の送信ダイ
バーシチ構成の場合、Ｄは等化器から得られる誤差の２
乗平均値に基づく送信ダイバーシチ構成の場合を示して
いる。
ージング条件でのＢＥＲ特性で、Ｂはベーシックな送受
信機構成の場合、Ｃは受信電力に基づく従来の送信ダイ
バーシチ構成の場合、Ｄは等化器から得られる誤差の２
乗平均値に基づく送信ダイバーシチ構成の場合を示して
いる。
【００２９】この図から、本発明による送信ダイバーシ
チ方式は従来の方式に比べビット誤り率を約１／１０に
低減していることが分かる。なお、τが大きい程時間ダ
イバーシチが効果的に作用するため、本発明によるビッ
ト誤り率改善効果も大となる。
チ方式は従来の方式に比べビット誤り率を約１／１０に
低減していることが分かる。なお、τが大きい程時間ダ
イバーシチが効果的に作用するため、本発明によるビッ
ト誤り率改善効果も大となる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式を採る通信システムにおい
て、マルチパスに伴う遅延分散が大きな伝送路において
も送信ダイバーシチによる効果を損なうことが少ないか
ら、遅延分散の分散の無視できないフェージング伝送路
においても、ビット誤り率特性を向上させることができ
る利点がある。
ＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式を採る通信システムにおい
て、マルチパスに伴う遅延分散が大きな伝送路において
も送信ダイバーシチによる効果を損なうことが少ないか
ら、遅延分散の分散の無視できないフェージング伝送路
においても、ビット誤り率特性を向上させることができ
る利点がある。
【図１】本発明の一実施例を示す図である。
【図２】適応波形等化器の構成の例を示す図である。
【図３】レイリーフェージング環境下におけるビット誤
り率特性の例を示す図である。
り率特性の例を示す図である。
【図４】ＴＤＭＡ−ＴＤＤ通信方式の概念を説明する図
ある。
ある。
【図５】従来の送信ダイバーシチ方式の構成の例を示す
図である。
図である。
１−１，１−２ アンテナ ２，３ サーキュレータ ４，５ 受信機 ６，７ 復調器 ８，９ 適応波形等化器 １０ 比較器 １１，１２ 切換スイッチ １３ 変調器 １４ 送信機 １５，１６，２２，２６ 出力端子 １７ 入力端子 １８ トランスバーサルフィルタ １９ 識別器 ２０ 伝送路推定器 ２１ 加算器 ２３ 誤差２乗和演算器 ２４，２５ 演算部
Claims (1)
- 【請求項１】 同一周波数による双方向通信方式（ＴＤ
Ｄ）における送信ダイバーシチ方式であって、 複数のアンテナと、それぞれのアンテナに接続された受
信機と、 各受信機の出力をそれぞれ復調する復調器と、 各復調器に接続される適応波形等化器と、 適応波形等化器内で得られる誤差信号の２乗平均値を一
バースト間、あるいは、特定の時間帯について求めるメ
トリック演算回路と、 該各メトリック演算回路の出力であるメトリックの大小
を比較する比較器と、 該比較器により検出された最小のメトリックを有するブ
ランチを選択して、該ブランチに接続されたアンテナか
ら信号を送信する手段とを備えたことを特徴とする送信
ダイバーシチ方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6167647A JPH0832498A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | 送信ダイバーシチ方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6167647A JPH0832498A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | 送信ダイバーシチ方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0832498A true JPH0832498A (ja) | 1996-02-02 |
Family
ID=15853650
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6167647A Pending JPH0832498A (ja) | 1994-07-20 | 1994-07-20 | 送信ダイバーシチ方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0832498A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6226508B1 (en) | 1997-07-04 | 2001-05-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission diversity apparatus |
| WO2003065611A1 (fr) * | 2002-01-29 | 2003-08-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de transmission et de reception, systeme de radiocommunication et procede de transmission et de reception |
| WO2009025029A1 (ja) | 2007-08-21 | 2009-02-26 | Fujitsu Limited | 移動局および送信ダイバーシチ制御方法 |
-
1994
- 1994-07-20 JP JP6167647A patent/JPH0832498A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6226508B1 (en) | 1997-07-04 | 2001-05-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission diversity apparatus |
| WO2003065611A1 (fr) * | 2002-01-29 | 2003-08-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de transmission et de reception, systeme de radiocommunication et procede de transmission et de reception |
| WO2009025029A1 (ja) | 2007-08-21 | 2009-02-26 | Fujitsu Limited | 移動局および送信ダイバーシチ制御方法 |
| US8270546B2 (en) | 2007-08-21 | 2012-09-18 | Fujitsu Limited | Reception station, communication system and transmission diversity control method |
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