JPH08321857A - ディジタルスロープ検出装置及び方法 - Google Patents
ディジタルスロープ検出装置及び方法Info
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 11
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- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
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- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
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- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ベースバンドにおけるスロープのディジタル
検出のための複数の方法及び装置を提供する 【解決手段】 スロープ検出装置及び方法は、ベースバ
ンドで作動して直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無
線システムにおけるパスバンド信号スペクトルのスロー
プを検出するものであり、ベースバンドで作動して受信
パスバンド信号の上及び下サイドバンドの信号出力パワ
ーを比較する。スロープ検出装置は、Ｉ及びＱチャンネ
ルの入力をろ過するトランスバーサルフィルタ２４，２
６とこれらのフィルタの出力を処理する乗算器１６と結
合器１８とを有し、パスバンド信号スペクトルのスロー
プを示す出力を供給する。この出力は、即時のスロープ
に変換された値であり、３つの状態であり、かつ、スロ
ープが正、０または負であるかを示すものである。
検出のための複数の方法及び装置を提供する 【解決手段】 スロープ検出装置及び方法は、ベースバ
ンドで作動して直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無
線システムにおけるパスバンド信号スペクトルのスロー
プを検出するものであり、ベースバンドで作動して受信
パスバンド信号の上及び下サイドバンドの信号出力パワ
ーを比較する。スロープ検出装置は、Ｉ及びＱチャンネ
ルの入力をろ過するトランスバーサルフィルタ２４，２
６とこれらのフィルタの出力を処理する乗算器１６と結
合器１８とを有し、パスバンド信号スペクトルのスロー
プを示す出力を供給する。この出力は、即時のスロープ
に変換された値であり、３つの状態であり、かつ、スロ
ープが正、０または負であるかを示すものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線装置及び特に
ベースバンドおける方法のディジタル実施において、受
信パスバンド信号のスペクトル値（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ
ｓｐｅｃｔｒｕｍ）のスロープ（傾き）を決定する装
置および方法に関する。
ベースバンドおける方法のディジタル実施において、受
信パスバンド信号のスペクトル値（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ
ｓｐｅｃｔｒｕｍ）のスロープ（傾き）を決定する装
置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無
線システムは、このシステムの特徴を改良するために周
波数分域イコライザー（ＦＤＥ）を一般的に備えてい
る。このＦＤＥ（また、スロープイコライザーとして知
られている）は、伝送チャンネルまたは無線システムに
よりもたらされるエラーのために、受信パスバンド信号
のスペクトル値のスロープを補正する。最後に、ＦＤＥ
は、補正すべきスロープがあるかいなかを検出するスロ
ープ検出装置を一般的に有している。このスロープ検出
装置は、受信信号の上サイドバンドと下サイドバンドの
信号出力パワーを比較してスペクトル値におけるいかな
るスロープかを検出する。従来の技術のスロープ検出装
置は、ＵＳＢ，ＬＳＢ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
及び比較器からなる。
線システムは、このシステムの特徴を改良するために周
波数分域イコライザー（ＦＤＥ）を一般的に備えてい
る。このＦＤＥ（また、スロープイコライザーとして知
られている）は、伝送チャンネルまたは無線システムに
よりもたらされるエラーのために、受信パスバンド信号
のスペクトル値のスロープを補正する。最後に、ＦＤＥ
は、補正すべきスロープがあるかいなかを検出するスロ
ープ検出装置を一般的に有している。このスロープ検出
装置は、受信信号の上サイドバンドと下サイドバンドの
信号出力パワーを比較してスペクトル値におけるいかな
るスロープかを検出する。従来の技術のスロープ検出装
置は、ＵＳＢ，ＬＳＢ、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
及び比較器からなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このように、スロープ
検出装置は、アナログ回路を使用するパスバンドまたは
ベースバンドで構成され、インダクタ、キャパシタおよ
びアンプのような多数のアナログ構成要素を要求し、か
つ、中心周波数、バンド幅及びレベルの調節装置を要求
する。これらのすべては、製造費を増大させる。
検出装置は、アナログ回路を使用するパスバンドまたは
ベースバンドで構成され、インダクタ、キャパシタおよ
びアンプのような多数のアナログ構成要素を要求し、か
つ、中心周波数、バンド幅及びレベルの調節装置を要求
する。これらのすべては、製造費を増大させる。
【０００４】本発明の一つの目的は、知られている問題
を取り除くためのベースバンドにおけるスロープのディ
ジタル検出のための複数の方法及び装置を提供すること
にある。本発明の他の目的は、ベースバンドで作動して
直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無線システムにお
いて受信パスバンド信号の上サイドバンドと下サイドバ
ンドの信号出力パワーを比較し、かつ、ｐ（ｎ）をベー
スバンドを中心としたロウパスフィルタのインパルス応
答とし、Ｂをバスバンドスペクトルにおける上及び下サ
イドバンドの中心のキャリア角周波数からの角周波数残
留偏差とする場合にｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂｎ）及びｐ
（ｎ）ｓｉｎ（Ｂｎ）上における復調されたＩチャンネ
ル及びＱチャンネルのベースバンド信号の畳み込みをす
る一対の入力位相及び直交フィルタとともにベースバン
ドで作動するディジタルスロープ検出装置及び方法を提
供することにある。
を取り除くためのベースバンドにおけるスロープのディ
ジタル検出のための複数の方法及び装置を提供すること
にある。本発明の他の目的は、ベースバンドで作動して
直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無線システムにお
いて受信パスバンド信号の上サイドバンドと下サイドバ
ンドの信号出力パワーを比較し、かつ、ｐ（ｎ）をベー
スバンドを中心としたロウパスフィルタのインパルス応
答とし、Ｂをバスバンドスペクトルにおける上及び下サ
イドバンドの中心のキャリア角周波数からの角周波数残
留偏差とする場合にｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂｎ）及びｐ
（ｎ）ｓｉｎ（Ｂｎ）上における復調されたＩチャンネ
ル及びＱチャンネルのベースバンド信号の畳み込みをす
る一対の入力位相及び直交フィルタとともにベースバン
ドで作動するディジタルスロープ検出装置及び方法を提
供することにある。
【０００５】本発明のさらに他の目的は、簡単な論理ブ
ロックと用いて即時のスロープを出力表示し、また、直
列の比較器及び結合器におけるＩ及びＱチャンネルの入
力の極性だけを考慮して即時のスロープを示す出力を供
給するディジタルスロープ検出装置及び方法を提供する
ことにある。
ロックと用いて即時のスロープを出力表示し、また、直
列の比較器及び結合器におけるＩ及びＱチャンネルの入
力の極性だけを考慮して即時のスロープを示す出力を供
給するディジタルスロープ検出装置及び方法を提供する
ことにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、ベースバンド
で作動して直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無線シ
ステムにおいて受信パスバンド信号の上サイドバンドと
下サイドバンドの信号出力パワーを比較し、好ましくは
ｐ（ｎ）をベースバンドを中心としたロウパスフィルタ
のインパルス応答とし、Ｂをパスバンドスペクトルにお
ける上及び下サイドバンドの中心のキャリア角周波数か
らの角周波数残留偏差とする場合にｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂ
ｎ）及びｐ（ｎ）ｓｉｎ（Ｂｎ）上における復調された
Ｉチャンネル及びＱチャンネルのベースバンド信号の畳
み込みをする一対の入力位相及び直交フィルタを備える
ディジタルスロープ検出装置を有する。
で作動して直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無線シ
ステムにおいて受信パスバンド信号の上サイドバンドと
下サイドバンドの信号出力パワーを比較し、好ましくは
ｐ（ｎ）をベースバンドを中心としたロウパスフィルタ
のインパルス応答とし、Ｂをパスバンドスペクトルにお
ける上及び下サイドバンドの中心のキャリア角周波数か
らの角周波数残留偏差とする場合にｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂ
ｎ）及びｐ（ｎ）ｓｉｎ（Ｂｎ）上における復調された
Ｉチャンネル及びＱチャンネルのベースバンド信号の畳
み込みをする一対の入力位相及び直交フィルタを備える
ディジタルスロープ検出装置を有する。
【０００７】また、本発明は、直交振幅変調（ＱＡＭ）
のディジタル無線システムのためのスロープの検出方法
であって、Ｉ及びＱチャンネルのベースバンド入力を受
けるステップ（ａ）と、前記Ｉチャンネル入力をろ過し
て第１及び第２の直交Ｉチャンネル出力を供給し、か
つ、前記Ｑチャンネル入力をろ過して第１及び第２の直
交Ｑチャンネル入力出力を供給するステップ（ｂ）と、
前記Ｑチャンネルの出力の一つにこれに直交する前記Ｉ
チャンネルの出力を掛け、前記Ｑチャンネルの出力の他
の一つにこれに直交する前記Ｉチャンネルの出力を掛け
るステップ（ｃ）と、前記ステップ（ｃ）における乗算
の積の差であって補正すべきか否かを示す前記差を決定
するステップ（ｄ）とからなるスロープの検出方法を有
する。
のディジタル無線システムのためのスロープの検出方法
であって、Ｉ及びＱチャンネルのベースバンド入力を受
けるステップ（ａ）と、前記Ｉチャンネル入力をろ過し
て第１及び第２の直交Ｉチャンネル出力を供給し、か
つ、前記Ｑチャンネル入力をろ過して第１及び第２の直
交Ｑチャンネル入力出力を供給するステップ（ｂ）と、
前記Ｑチャンネルの出力の一つにこれに直交する前記Ｉ
チャンネルの出力を掛け、前記Ｑチャンネルの出力の他
の一つにこれに直交する前記Ｉチャンネルの出力を掛け
るステップ（ｃ）と、前記ステップ（ｃ）における乗算
の積の差であって補正すべきか否かを示す前記差を決定
するステップ（ｄ）とからなるスロープの検出方法を有
する。
【０００８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１を参照して、ＱＡＭの無線シ
ステムにおける受信パスバンド信号，ｘ(t)，は、次の
数１のように表すことができる。
を参照して説明する。図１を参照して、ＱＡＭの無線シ
ステムにおける受信パスバンド信号，ｘ(t)，は、次の
数１のように表すことができる。
【０００９】
【数１】
【００１０】ここで、ｉ(t) は復調されたＩチャンネル
ベースバンド信号であり、ｑ(t) は復調されたＱチャン
ネルベースバンド信号であり、かつ、Ｗはキャルア角周
波数である。その周波数分域，Ｘ（ｗ），は次の数２で
表される。
ベースバンド信号であり、ｑ(t) は復調されたＱチャン
ネルベースバンド信号であり、かつ、Ｗはキャルア角周
波数である。その周波数分域，Ｘ（ｗ），は次の数２で
表される。
【００１１】
【数２】
【００１２】ここで、Ｉ（ｗ）及びＱ（ｗ）はそれぞれ
ｉ(t) およびｑ(t) のフーリエ変換である。中心周波数
がＷ＋Ｂである上サイドバンド（ＵＳＢ）のバンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）は、次の数３で表される転送関数，
Ｕ（ｗ），を有している。
ｉ(t) およびｑ(t) のフーリエ変換である。中心周波数
がＷ＋Ｂである上サイドバンド（ＵＳＢ）のバンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）は、次の数３で表される転送関数，
Ｕ（ｗ），を有している。
【００１３】
【数３】
【００１４】ここで、Ｐ（ｗ）はロウパスフィルタの転
送関数である。もし、私たちが前記ＵＳＢ ＢＰＦを前
記受信パスバンド信号，ｘ(t) ，に適用すれば、前記Ｕ
ＳＢＢＰＦの出力スペクトル，Ｘ（ｗ）Ｕ（ｗ），は、
次の数４で表される。
送関数である。もし、私たちが前記ＵＳＢ ＢＰＦを前
記受信パスバンド信号，ｘ(t) ，に適用すれば、前記Ｕ
ＳＢＢＰＦの出力スペクトル，Ｘ（ｗ）Ｕ（ｗ），は、
次の数４で表される。
【００１５】
【数４】
【００１６】前記ＵＳＢ ＢＰＦの出力信号が復調され
たとしたら、前記ＵＳＢ ＢＰＦのＩチャンネルのベー
スバンド出力スペクトル，ＵＩ（ｗ），は、次の数５で
表される。
たとしたら、前記ＵＳＢ ＢＰＦのＩチャンネルのベー
スバンド出力スペクトル，ＵＩ（ｗ），は、次の数５で
表される。
【００１７】
【数５】
【００１８】そして、前記（ＵＳＢ）（ＢＰＦ）のＱチ
ャンネルのベースバンド出力スペクトル，ＵＱ（ｗ），
は、次の数６で表される。
ャンネルのベースバンド出力スペクトル，ＵＱ（ｗ），
は、次の数６で表される。
【００１９】
【数６】
【００２０】Ｐ（ｗ＋Ｂ）＋Ｐ（ｗ−Ｂ）がｐ(t)cos
（Ｂt ）のフーリエ変換であり、ｊＰ（ｗ＋Ｂ）−ｊＰ
（ｗ−Ｂ）がｐ(t)sin（Ｂt）のフーリエ変換であるこ
とを利用すると、ここでｐ(t) は前記ロウパスフィルタ
のインパルス出力Ｐ（ｗ）であるから、前記ＵＳＢ Ｂ
ＰＦの出力，ｕｉ(t) ，uq(t) ，は、それぞれ次の数７
および数８で表される。
（Ｂt ）のフーリエ変換であり、ｊＰ（ｗ＋Ｂ）−ｊＰ
（ｗ−Ｂ）がｐ(t)sin（Ｂt）のフーリエ変換であるこ
とを利用すると、ここでｐ(t) は前記ロウパスフィルタ
のインパルス出力Ｐ（ｗ）であるから、前記ＵＳＢ Ｂ
ＰＦの出力，ｕｉ(t) ，uq(t) ，は、それぞれ次の数７
および数８で表される。
【００２１】
【数７】
【００２２】
【数８】
【００２３】ここで、ｃ(t) 及びｓ(t) は、次の数９及
び１０で示され、かつ、* は畳み込み演算子である。
び１０で示され、かつ、* は畳み込み演算子である。
【００２４】
【数９】
【００２５】
【数１０】
【００２６】ここで、次の数１１のように定義される。
【００２７】
【数１１】
【００２８】同様に、中心周波数がＷ−Ｂである下サイ
ドバンド（ＬＳＢ）のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）の
ベースバンド出力，li(t)， lq(t)，は、次の数１２及
び数１３で表される。
ドバンド（ＬＳＢ）のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）の
ベースバンド出力，li(t)， lq(t)，は、次の数１２及
び数１３で表される。
【００２９】
【数１２】
【００３０】
【数１３】
【００３１】説明として、バンドパスフィルタのベース
バンド実現は、前記ＱＡＭ信号の複素表示となる。前記
入力位相及び直交信号をそれぞれ複素信号の実部及び虚
部とする。その時、前記ベースバンド信号は、i(t)＋jq
(t) で表すことができる。そして、複素ＱＡＭ復調信号
は
バンド実現は、前記ＱＡＭ信号の複素表示となる。前記
入力位相及び直交信号をそれぞれ複素信号の実部及び虚
部とする。その時、前記ベースバンド信号は、i(t)＋jq
(t) で表すことができる。そして、複素ＱＡＭ復調信号
は
【００３２】
【数１４】
【００３３】で表すことができる。復調は
【００３４】
【数１５】
【００３５】に前記複素ＱＡＭ復調信号を掛けることに
よって実行される。もし、ｐ(t) が前記ロウパスフィル
タのインパルス応答であれば、その時前記ＵＳＢ ＢＰ
Ｆは、インパルス応答
よって実行される。もし、ｐ(t) が前記ロウパスフィル
タのインパルス応答であれば、その時前記ＵＳＢ ＢＰ
Ｆは、インパルス応答
【００３６】
【数１６】
【００３７】を有する。同様に、前記ＬＳＢ ＢＰＦ
は、インパルス応答
は、インパルス応答
【００３８】
【数１７】
【００３９】を有する。したがって、ベースバンド等価
器のＵＳＢ ＢＰＦは、次の数１８で示されるインパル
ス応答ｐ(t)ejBt を有する。
器のＵＳＢ ＢＰＦは、次の数１８で示されるインパル
ス応答ｐ(t)ejBt を有する。
【００４０】
【数１８】
【００４１】そして、ベースバンド等価器のＬＳＢ Ｂ
ＰＦは、次の数１９で示されるインパルス応答ｐ(t)e
-jBtを有する。
ＰＦは、次の数１９で示されるインパルス応答ｐ(t)e
-jBtを有する。
【００４２】
【数１９】
【００４３】前記ベースバンド等価器のＵＳＢ ＢＰＦ
の出力は、次の数２０で表される。
の出力は、次の数２０で表される。
【００４４】
【数２０】
【００４５】そして、前記ベースバンド等価器のＬＳＢ
ＢＰＦの出力は、次の数２１で表される。
ＢＰＦの出力は、次の数２１で表される。
【００４６】
【数２１】
【００４７】前記数２０及び２１は、数７，８及び数１
２，１３と同じ結果を示している。スロープ検出装置
は、前記ＵＳＢ及びＬＳＢ ＢＰＦｓの信号出力パワー
を比較することができる。そこで、ＳＤout を次の数２
２で表す。
２，１３と同じ結果を示している。スロープ検出装置
は、前記ＵＳＢ及びＬＳＢ ＢＰＦｓの信号出力パワー
を比較することができる。そこで、ＳＤout を次の数２
２で表す。
【００４８】
【数２２】
【００４９】前記数２０のスロープ検出装置は、アナロ
グの入力位相及び直交フィルタを要求し、ここでこれら
のインパルス応答はそれぞれｃ(t) 及びｓ(t) である。
入力位相及び直交フィルタをアナログで構成すること
は、本発明により取り除かれるくじくべき仕事である。
ディジタル信号のために、図２を参照すると、数９及び
１０のｃ(t) 及びｓ(t) のサンプルとして取られた様
式，ｃ（ｎ），ｓ（ｎ），は、次の数２３及び２４で表
される。
グの入力位相及び直交フィルタを要求し、ここでこれら
のインパルス応答はそれぞれｃ(t) 及びｓ(t) である。
入力位相及び直交フィルタをアナログで構成すること
は、本発明により取り除かれるくじくべき仕事である。
ディジタル信号のために、図２を参照すると、数９及び
１０のｃ(t) 及びｓ(t) のサンプルとして取られた様
式，ｃ（ｎ），ｓ（ｎ），は、次の数２３及び２４で表
される。
【００５０】
【数２３】
【００５１】
【数２４】
【００５２】数２２のディジタル様式のＳＤ出力は、次
の数２５で表される。
の数２５で表される。
【００５３】
【数２５】
【００５４】ここで、* は次の数２６で定義される畳み
込み演算子である。
込み演算子である。
【００５５】
【数２６】
【００５６】図２の実施例は、Ｉ及びＱチャンネルのた
めの入力１０及び１２と、ｃ（ｎ）及びｓ（ｎ）におけ
る入力の畳み込みをする入力位相及び直交フィルタ１３
及び１４を有している。前記フィルタ１３及び１４の出
力は、乗算器１６と数２５により表された出力を供給す
る結合器１８に与えられる。前記角周波数残留偏差，
Ｂ，は、次のように決定される。十分に補正すべきであ
る前記ＵＳＢ及びＬＳＢの出力のために、前記Ｂを前記
ＵＳＢまたはＬＳＢのバンド幅（すなわち、シンボルレ
ートの１／４）の半分にする。サンプリングレートがシ
ンボルレートと同じである、すなわち、Ｂが２π／４で
あるとすると、次の数２７及び２８が成り立つ。
めの入力１０及び１２と、ｃ（ｎ）及びｓ（ｎ）におけ
る入力の畳み込みをする入力位相及び直交フィルタ１３
及び１４を有している。前記フィルタ１３及び１４の出
力は、乗算器１６と数２５により表された出力を供給す
る結合器１８に与えられる。前記角周波数残留偏差，
Ｂ，は、次のように決定される。十分に補正すべきであ
る前記ＵＳＢ及びＬＳＢの出力のために、前記Ｂを前記
ＵＳＢまたはＬＳＢのバンド幅（すなわち、シンボルレ
ートの１／４）の半分にする。サンプリングレートがシ
ンボルレートと同じである、すなわち、Ｂが２π／４で
あるとすると、次の数２７及び２８が成り立つ。
【００５７】
【数２７】
【００５８】
【数２８】
【００５９】前記ロウパスフィルタ，ｐ（ｎ）、は、次
のように決定される。約Ｂのバンド幅（すなわち、サン
プリングレートの１／４）を有するロウパスフィルタの
最も簡単の型は、次の数２９で示すインパルス応答，ｐ
（ｎ），を有する。
のように決定される。約Ｂのバンド幅（すなわち、サン
プリングレートの１／４）を有するロウパスフィルタの
最も簡単の型は、次の数２９で示すインパルス応答，ｐ
（ｎ），を有する。
【００６０】
【数２９】
【００６１】したがって、数２４、２８及び２９から、
次の数３０及び３１が成り立つ。
次の数３０及び３１が成り立つ。
【００６２】
【数３０】
【００６３】
【数３１】
【００６４】いま、図３を参照して、前記Ｉ及びＱチャ
ンネルのディジタル入力２０及び２２は、トランバーサ
ルフィルタ２４及び２６に与えられる。このトランバー
サルフィルタ２４及び２６の各々は、図２のフィルタ１
３及び１４からの出力に対応する出力を与える複数の遅
延装置２８を有している。図３の実施例の出力ＳＤ０ｏ
ｕｔは、図２におけるＳＤｏｕｔに似ている。
ンネルのディジタル入力２０及び２２は、トランバーサ
ルフィルタ２４及び２６に与えられる。このトランバー
サルフィルタ２４及び２６の各々は、図２のフィルタ１
３及び１４からの出力に対応する出力を与える複数の遅
延装置２８を有している。図３の実施例の出力ＳＤ０ｏ
ｕｔは、図２におけるＳＤｏｕｔに似ている。
【００６５】本発明のスロープ検出装置は、入力位相及
び直交フィルタの出力の極性だけを取ることにより簡単
化することができる。例えば、出力ＳＤ１ｏｕｔは、次
の数３２で表される。
び直交フィルタの出力の極性だけを取ることにより簡単
化することができる。例えば、出力ＳＤ１ｏｕｔは、次
の数３２で表される。
【００６６】
【数３２】
【００６７】この実施例は、簡単な論理ブロックを要求
している。もし、ベースバンド信号の極性だけを用いる
ならば、さらに簡単化が可能である。出力ＳＤ２ｏｕｔ
は、次の数３３で表される。
している。もし、ベースバンド信号の極性だけを用いる
ならば、さらに簡単化が可能である。出力ＳＤ２ｏｕｔ
は、次の数３３で表される。
【００６８】
【数３３】
【００６９】この実施例は、非常に簡単な論理ブロック
を要求しているが、ＳＤ１より悪いスロープ検出動作を
有している。前記ＳＤｏｕｔの信号は、図４に示すよう
にスロープに対応している。前記ＳＤ１スロープ検出装
置は前記ＳＤ２より高い検出利得を有してくるが、前記
ＳＤ１の実施例の複雑さは前記ＳＤ２の実施例の複雑さ
より大きい。選択的に、前記出力は、前記スロープが
正、０または負であるかを簡単に示すことができる。
を要求しているが、ＳＤ１より悪いスロープ検出動作を
有している。前記ＳＤｏｕｔの信号は、図４に示すよう
にスロープに対応している。前記ＳＤ１スロープ検出装
置は前記ＳＤ２より高い検出利得を有してくるが、前記
ＳＤ１の実施例の複雑さは前記ＳＤ２の実施例の複雑さ
より大きい。選択的に、前記出力は、前記スロープが
正、０または負であるかを簡単に示すことができる。
【００７０】ＳＤ１の実施例のブロック図は図６に示さ
れている。入力ｉ（ｎ）及びｑ（ｎ）は、２つの遅延装
置２９を介して、及び、入力の大きさおよびサイン値の
両方を考慮する大小比較器３０に直接に与えられる。こ
の大小比較器３０においては、Ａ＞Ｂの時にＺが＋１と
され、Ａ＜Ｂの時にＺが−１とされ、かつ、これら以外
の時にＺが０とされる。
れている。入力ｉ（ｎ）及びｑ（ｎ）は、２つの遅延装
置２９を介して、及び、入力の大きさおよびサイン値の
両方を考慮する大小比較器３０に直接に与えられる。こ
の大小比較器３０においては、Ａ＞Ｂの時にＺが＋１と
され、Ａ＜Ｂの時にＺが−１とされ、かつ、これら以外
の時にＺが０とされる。
【００７１】大小比較器３０の出力は、遅延装置を介し
て、及びサイン乗算器３２に直接に与えられる。サイン
乗算器３２においては、Ａ＞０かつＢ＞０の時にＺが＋
１とされ、Ａ＞０かつＢ＜０の時にＺが−１とされ、Ａ
＜０かつＢ＞０の時にＺが−１とされ、Ａ＜０かつＢ＜
０の時にＺが＋１とされ、かつ、これら以外の時にＺが
０とされる。
て、及びサイン乗算器３２に直接に与えられる。サイン
乗算器３２においては、Ａ＞０かつＢ＞０の時にＺが＋
１とされ、Ａ＞０かつＢ＜０の時にＺが−１とされ、Ａ
＜０かつＢ＞０の時にＺが−１とされ、Ａ＜０かつＢ＜
０の時にＺが＋１とされ、かつ、これら以外の時にＺが
０とされる。
【００７２】サイン乗算器３２の出力は、サイン比較器
３４に与えられる。サイン比較器３４においては、入力
のサイン値の情報だけが考慮される。サイン比較器３４
においては、Ａ＞Ｂの時にＺが＋１とされ、Ａ＜Ｂの時
にＺが−１とされ、かつ、これら以外の時にＺが０とさ
れる。ＳＤ２の実施例のブロック図は、図６に示されて
おり、サイン比較器３４が大小比較器３０の代わりであ
ることを除けば、ＳＤ１のブロック図と似ている。入力
ｓｇｎ［ｉ（ｎ）］及びｓｇｎ［ｑ（ｎ）］（すなわ
ち、入力の制限された様式）は、直接に、及び２つの遅
延装置２９を介して上述したように作動するサイン比較
器３４に与えられる。この装置の残りのものは、ＳＤ１
に関連して述べられている通りである。
３４に与えられる。サイン比較器３４においては、入力
のサイン値の情報だけが考慮される。サイン比較器３４
においては、Ａ＞Ｂの時にＺが＋１とされ、Ａ＜Ｂの時
にＺが−１とされ、かつ、これら以外の時にＺが０とさ
れる。ＳＤ２の実施例のブロック図は、図６に示されて
おり、サイン比較器３４が大小比較器３０の代わりであ
ることを除けば、ＳＤ１のブロック図と似ている。入力
ｓｇｎ［ｉ（ｎ）］及びｓｇｎ［ｑ（ｎ）］（すなわ
ち、入力の制限された様式）は、直接に、及び２つの遅
延装置２９を介して上述したように作動するサイン比較
器３４に与えられる。この装置の残りのものは、ＳＤ１
に関連して述べられている通りである。
【００７３】直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無線
システムにおけるパスバンド信号スペクトルのスロープ
を検出するスロープ検出装置及び方法は、ベースバンド
で作動して受信パスバンド信号の上及び下サイドバンド
の信号出力パワーを比較する。スロープ検出装置は、Ｉ
及びＱチャンネルの入力をろ過する複数のトンスバーサ
ルフィルタと、これらのフィルタの出力を処理する乗算
器および結合器とを有し、前記パスバンド信号スペクト
ルのスロープを示す出力を供給する。この出力は、即時
のスロープに変換されている値であり、また、３つの状
態であり、かつ、スロープが正、０または負であるかを
示す。
システムにおけるパスバンド信号スペクトルのスロープ
を検出するスロープ検出装置及び方法は、ベースバンド
で作動して受信パスバンド信号の上及び下サイドバンド
の信号出力パワーを比較する。スロープ検出装置は、Ｉ
及びＱチャンネルの入力をろ過する複数のトンスバーサ
ルフィルタと、これらのフィルタの出力を処理する乗算
器および結合器とを有し、前記パスバンド信号スペクト
ルのスロープを示す出力を供給する。この出力は、即時
のスロープに変換されている値であり、また、３つの状
態であり、かつ、スロープが正、０または負であるかを
示す。
【００７４】
【発明の効果】本発明は、ベースバンドにおけるスロー
プをディジタル検出することができる。 また、本発明
は、簡単な論理ブロックと用いて即時のスロープを出力
表示し、また、直列の比較器及び結合器におけるＩ及び
Ｑチャンネルの入力の極性だけを考慮して即時のスロー
プを示す出力を供給することができる。
プをディジタル検出することができる。 また、本発明
は、簡単な論理ブロックと用いて即時のスロープを出力
表示し、また、直列の比較器及び結合器におけるＩ及び
Ｑチャンネルの入力の極性だけを考慮して即時のスロー
プを示す出力を供給することができる。
【図１】ベースバンドのフィルタリングを説明する図で
ある。
ある。
【図２】本発明の実施例のブロック図である。
【図３】ディジタルの実施例のブロック図である。
【図４】２つの実施例のためのスロープ検出出力に対す
るスロープ（ｄＢ）を説明する図である。
るスロープ（ｄＢ）を説明する図である。
【図５】ＳＤ１を供給するフィルタ出力の制限された様
式の実施例を説明するためのブロック図である。
式の実施例を説明するためのブロック図である。
【図６】ＳＤ２を供給する入力の制限された様式の実施
例を説明するためのブロック図である。
例を説明するためのブロック図である。
【符号の説明】 １０、１２ 入力 １３ 入力位相フィルタ １４ 直交フィルタ １６ 乗算器 １８ 結合器 ２０ Ｉチャンネルのディジタル入力 ２２ Ｑチャンネルのディジタル入力 ２４，２６ トランスバーサルフィルタ ２８ 遅延装置
Claims (14)
- 【請求項１】 ベースバンドで作動して直交振幅変調
（ＱＡＭ）のディジタル無線システムにおいて、受信パ
スバンド信号の上サイドバンドと下サイドバンドの信号
出力パワーを比較し、好ましくはｐ（ｎ）をベースバン
ドを中心としたロウパスフィルタのインパルス応答と
し、Ｂをパスバンドスペクトルにおける上及び下サイド
バンドの中心のキャリア角周波数からの角周波数残留偏
差とする場合にｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂｎ）及びｐ（ｎ）ｓ
ｉｎ（Ｂｎ）上における復調されたＩチャンネル及びＱ
チャンネルのベースバンド信号の畳み込み（ｃｏｎｖｏ
ｌｕｔｉｏｎｓ）をする一対の入力位相及び直交フィル
タを有するディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載のディジタルスロープ検
出装置において、ｐ（ｎ）ｓｉｎ（Ｂｎ）上における前
記Ｉチャンネルの畳み込みによってｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂ
ｎ）上の前記Ｑチャンネルの畳み込みを増大させる第１
の乗算器と、ｐ（ｎ）ｓｉｎ（Ｂｎ）上における前記Ｑ
チャンネルの畳み込みによってｐ（ｎ）ｃｏｓ（Ｂｎ）
上の前記Ｉチャンネルの畳み込みを増大させる第２の乗
算器と、前記第１及び第２の乗算器の出力の差であって
即時のスロープを示す前記差を決定する結合器とを有す
るディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載のディジ
タルスロープ検出装置において、Ｉチャンネル入力をろ
過して第１及び第２の直交出力を供給する第１のトラン
スバーサルフイルタと、Ｑチャンネル入力をろ過して第
１及び第２の直交出力を供給する第２のトランスバーサ
ルフイルタとを有するディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項４】 請求項３に記載のディジタルスロープ検
出装置において、前記Ｑチャンネルの出力の一つにこれ
に直交する前記Ｉチャンネルの出力を掛ける第１の乗算
器と、前記Ｑチャンネルの出力の他の一つにこれに直交
する前記Ｉチャンネルの出力を掛ける第２の乗算器とを
有するディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載のディジタルスロープ検
出装置において、前記第１及び第２の乗算器の出力の差
であって即時のスロープと示す前記差を決定する結合器
とを有するディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項６】 直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル無
線システムにおいて、Ｉ及びＱチャンネルのベースバン
ド入力と、Ｉチャンネル入力をろ過して第１及び第２の
直交出力を供給する第１のトランスバーサルフイルタ
と、Ｑチャンネル入力をろ過して第１及び第２の直交出
力を供給する第２のトランスバーサルフイルタと、前記
Ｑチャンネルの出力の一つにこれに直交する前記Ｉチャ
ンネルの出力を掛ける第１の乗算器と、前記Ｑチャンネ
ルの出力の他の一つにこれに直交する前記Ｉチャンネル
の出力を掛ける第２の乗算器と、前記第１及び第２の乗
算器の出力の差であってスロープが補正すべきであるか
否かを示す前記差を決定する結合器とを有するディジタ
ルスロープ検出装置。 - 【請求項７】 請求項６に記載のディジタルスロープ検
出装置において、前記第１及び第２のタオランスバーサ
ルは、好ましくは前記ＱＡＭのディジタル無線システム
の周波数分域イコライザーにおける複数の遅延装置を有
するディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項８】 ベースバンドで作動して受信パスバンド
信号の上サイドバンドと下サイドバンドの信号出力パワ
ーを比較するものであり、Ｉ及びＱチャンネルのディジ
タルベースバンド入力と、これらの入力を遅延させる遅
延装置と、前記入力の大きさ及びサイン値（ｓｉｇｎ
ｓ）と前記遅延装置の出力とを論理的に比較する大小比
較器と、この大小比較器からの出力を論理的に増大させ
る一対のサイン乗算器と、これらのサイン乗算器からの
出力のサイン値を論理的に比較してこれにより即時のス
ロープを示す出力を供給するディジタルスロープ検出装
置。 - 【請求項９】 請求項８に記載のディジタルスロープ検
出装置において、前記入力はＡであり、前記遅延装置か
らの出力はＢであり、前記大小比較器からの出力はＺで
ある場合において、前記大小比較器における論理的比較
値Ｚは、Ａ＞Ｂの時にＺが＋１とされ、Ａ＜Ｂの時にＺ
が−１とされ、かつ、これら以外の時にＺが０とされる
ディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項１０】 請求項８に記載のディジタルスロープ
検出装置において、大小比較器の出力は前記Ｉチャンネ
ルの入力に対するものがＡであり、前記Ｑチャンネルの
入力に対するものがＢであり、かつ、サイン乗算器から
の出力はＺである場合において、前記サイン乗算器にお
ける論理的結合値Ｚは、Ａ＞０かつＢ＞０の時にＺが＋
１とされ、Ａ＞０かつＢ＜０の時にＺが−１とされ、Ａ
＜０かつＢ＞０の時にＺが−１とされ、Ａ＜０かつＢ＜
０の時にＺが＋１とされ、かつ、これら以外の時にＺが
０とされるディジタルスロープ検出装置。 - 【請求項１１】 請求項８に記載のディジタルスロープ
検出装置において、前記サイン乗算器からの出力はＡ及
びＢであり、サイン比較器からの出力はＺである場合に
おいて、前記サイン比較器における論理的比較値Ｚは、
Ａ＞Ｂの時にＺが＋１とされ、Ａ＜Ｂの時にＺが−１と
され、かつ、これら以外の時にＺが０とされるディジタ
ルスロープ検出装置。 - 【請求項１２】 直交振幅変調（ＱＡＭ）のディジタル
無線システムのためのスロープの検出方法であって、Ｉ
及びＱチャンネルのベースバンド入力を受けるステップ
（ａ）と、前記Ｉチャンネル入力をろ過して第１及び第
２の直交Ｉチャンネル出力を供給し、かつ、前記Ｑチャ
ンネル入力をろ過して第１及び第２の直交Ｑチャンネル
出力を供給するステップ（ｂ）と、前記Ｑチャンネルの
出力の一つにこれに直交する前記Ｉチャンネルの出力を
掛け、前記Ｑチャンネルの出力の他の一つにこれに直交
する前記Ｉチャンネルの出力を掛けるステップ（ｃ）
と、前記ステップ（ｃ）における乗算の積の差であって
補正すべきか否かを示す前記差を決定するステップ
（ｄ）とからなるスロープの検出方法 - 【請求項１３】 ベースバンドにおいてディジタル的に
スロープを検出する方法であって、Ｉ及びＱチャンネル
のベースバンド入力を受けるステップ（ａ）と、遅延装
置においてＩ及びＱチャンネルの入力を遅延するステッ
プ（ｂ）と、Ｉ及びＱチャンネルの入力のサイン値と前
記遅延装置からの出力とを論理的に比較するステップ
（ｃ）と、前記サイン値比較の結果を論理的に乗算する
ステップ（ｄ）と、前記乗算された結果の値のサイン値
を比較してこれにより即時のスロープを示す出力を供給
するステップ（ｅ）とを有するスロープを検出する方
法。 - 【請求項１４】 請求項１３に記載のスロープを検出す
る方法において、Ｉ及びＱチャンネルの入力のサイン値
を論理的に比較する前記ステップは、さらにＩ及びＱチ
ャンネルの入力の大きさを論理的に比較するステップを
有するスロープを検出する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/426250 | 1995-04-21 | ||
| US08/426,250 US5781589A (en) | 1995-04-21 | 1995-04-21 | Digital slope detector and method |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08321857A true JPH08321857A (ja) | 1996-12-03 |
Family
ID=23689988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8100454A Pending JPH08321857A (ja) | 1995-04-21 | 1996-04-22 | ディジタルスロープ検出装置及び方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5781589A (ja) |
| JP (1) | JPH08321857A (ja) |
| IT (1) | IT1285201B1 (ja) |
| NO (2) | NO319479B1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19741181A1 (de) * | 1997-09-18 | 1999-03-25 | Siemens Ag | Filteranordnung und Slope-Detector für quadraturamplitudenmodulierte Signale |
| US20030007583A1 (en) * | 2001-04-30 | 2003-01-09 | Hilton Howard E. | Correction of multiple transmission impairments |
| US7333051B2 (en) * | 2004-11-19 | 2008-02-19 | Lockheed Martin Corporation | Methods and devices for determining the linearity of signals |
| US9203682B2 (en) * | 2010-09-07 | 2015-12-01 | Alcatel Lucent | Frequency-dependent I/Q-signal imbalance correction coherent optical transceivers |
| US11750427B1 (en) * | 2022-05-04 | 2023-09-05 | L3Harris Technologies, Inc. | Low-noise highly-linear wideband vector modulators |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4199728A (en) * | 1978-08-21 | 1980-04-22 | Innovative Medical Systems, Corp. | Slope detector |
| GB8607705D0 (en) * | 1986-03-27 | 1986-04-30 | British Gas Corp | Signal processing |
| US4647864A (en) * | 1986-04-21 | 1987-03-03 | General Electric Company | Variable-delay, sine-cosine non-coherent demodulator |
-
1995
- 1995-04-21 US US08/426,250 patent/US5781589A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-04-17 NO NO20043955A patent/NO319479B1/no not_active IP Right Cessation
- 1996-04-17 NO NO19961508A patent/NO317799B1/no not_active IP Right Cessation
- 1996-04-19 IT IT96MI000769A patent/IT1285201B1/it active IP Right Grant
- 1996-04-22 JP JP8100454A patent/JPH08321857A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO961508D0 (no) | 1996-04-17 |
| ITMI960769A1 (it) | 1997-10-19 |
| NO961508L (no) | 1996-10-22 |
| ITMI960769A0 (ja) | 1996-04-19 |
| NO20043955L (no) | 1996-10-22 |
| IT1285201B1 (it) | 1998-06-03 |
| NO319479B1 (no) | 2005-08-15 |
| NO317799B1 (no) | 2004-12-13 |
| US5781589A (en) | 1998-07-14 |
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|
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|
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|
| A02 | Decision of refusal |
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