JPH0830964B2

JPH0830964B2 - Adaptive controller

Info

Publication number: JPH0830964B2
Application number: JP7086189A
Authority: JP
Inventors: 修伊藤
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-03-23
Filing date: 1989-03-23
Publication date: 1996-03-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH02249003A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、未知特性や外乱の影響が顕著な対象を制御
する適応制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an adaptive control device that controls an object that is significantly affected by unknown characteristics or disturbance.

従来の技術近年、機器やシステムの仕様は一層の高精度化と知能
化が要求されており、対象の特性が予測できない変化を
する場合や、外乱の影響が顕著な場合に対しても、対象
の入出力信号よりこれらの未知要因を実時間で推定し、
さらに、その結果に基づいて制御系を実時間で調整する
事によって、機器やシステムが常に望ましい特性を発揮
できるようにする適応制御装置が注目されている。2. Description of the Related Art In recent years, the specifications of devices and systems are required to be more precise and intelligent, and even when the characteristics of the target change unpredictably or when the influence of disturbance is significant, the target These unknown factors are estimated in real time from the input and output signals of
Furthermore, an adaptive control device that allows a device or system to always exhibit desirable characteristics by adjusting a control system in real time based on the result is drawing attention.

以下図面を参照しながら従来の適応制御装置の一例に
ついて説明する。第２図は、適応制御装置の制御対象の
一例として取り上げるサーボモータの斜視図である。第
２図において、201はサーボモータ本体、202は負荷、20
3は粘性摩擦部材、204はバネ部材、205は外乱部材であ
る。サーボモータ本体201の入力トルクと回転角度をそ
れぞれＴ（ｔ）およびθ（ｔ）、負荷202の慣性モーメ
ントを１、粘性摩擦部材203の未知の摩擦係数をａ、バ
ネ部材204の未知のバネ定数をｂ、外乱部材205による未
知の外乱トルクをT_d（ｔ）とすると、サーボモータの運
動を支配する微分方程式は、次の様に書ける。An example of a conventional adaptive control device will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 is a perspective view of a servo motor taken as an example of a control target of the adaptive control device. In FIG. 2, 201 is a servo motor main body, 202 is a load, 20
3 is a viscous friction member, 204 is a spring member, and 205 is a disturbance member. The input torque and the rotation angle of the servo motor main body 201 are T (t) and θ (t), the moment of inertia of the load 202 is 1, the unknown friction coefficient of the viscous friction member 203 is a, and the spring constant of the spring member 204 is unknown. Where b is an unknown disturbance torque due to the disturbance member 205 and T _d (t), the differential equation governing the motion of the servomotor can be written as follows.

（d/dt）ｘ（ｔ）＝ｆ（x,t）＋ｈ（x,t）＋Ｂ（x,t）ｕ（ｔ）＋ｄ（ｔ） ……（１）即ち、ここで、ｘ＝［θ，］^Tは状態ベクトル、ｆ＝［,
0］^Tは既知特性ベクトル、ｈ＝［0,−ａ・−ｂ・θ］
^Tは未知パラメータa,bを持つ未知特性ベクトル、Ｂ＝
[0,1]^Tはその擬似逆行列B⁺＝［0,1］が存在する既知入
力配分行列、ｄ＝[0,T_d(t)]^Tは未知外乱ベクトルであ
る。(D / dt) x (t) = f (x, t) + h (x, t) + B (x, t) u (t) + d (t) (1) That is, Where x = [θ,] ^T is the state vector and f = [,
0] ^T is a known characteristic vector, h = [0, −a · −b · θ]
^T is an unknown characteristic vector with unknown parameters a and b, B =
[0,1] ^T is a known input distribution matrix in which the pseudo inverse matrix B ⁺ = [0,1] exists, and d = [0, T _d (t)] ^T is an unknown disturbance vector.

次に、このようなサーボモータを制御するために構成
された従来の適応制御装置のブロック線図を第３図に示
す。第３図において、301は第２図のサーボモータ、302
は規範モデル回路、303はポテンショメータ、304はタコ
メータ、305は微分回路、306は未知部分演算回路、307
は時間遅延回路、308は未知部分打消回路、309は既知部
分打消回路、310は規範モデル特性挿入回路、311は誤差
特性調整回路、312は加算回路、313は変換回路、314は
出力回路である。また、規範モデル302は次式の特性を
持つとする。Next, FIG. 3 shows a block diagram of a conventional adaptive control device configured to control such a servomotor. In FIG. 3, 301 is the servo motor of FIG.
Is a reference model circuit, 303 is a potentiometer, 304 is a tachometer, 305 is a differentiating circuit, 306 is an unknown partial arithmetic circuit, 307
Is a time delay circuit, 308 is an unknown partial cancellation circuit, 309 is a known partial cancellation circuit, 310 is a reference model characteristic insertion circuit, 311 is an error characteristic adjustment circuit, 312 is an addition circuit, 313 is a conversion circuit, and 314 is an output circuit. . Further, it is assumed that the reference model 302 has the following characteristic.

（d/dt）x_m＝A_m・x_m＋B_m・ｒ ……（３）即ち、また、誤差ベクトルｅ＝［θ_e，_e］^Tは、規範モデ
ル302の状態ベクトルx_m＝［θ_m，_m］^Tとサーボモータ
301の状態ベクトルｘ＝［θ，］^Tの差によって次式の
ように定義される。(D / dt) x _m = A _m · x _m + B _m · r (3) That is, Further, the error vector e = [θ _e , _e ] ^T is the state vector x _m = [θ _m , _m ] ^{T of the reference} model 302 and the servo motor.
It is defined as the following equation by the difference of the state vector x = [θ,] ^T of 301.

ｅ＝x_m−ｘ ……（５）即ちさらに、目標とする誤差特性を（d/dt）ｅ（ｔ）＝（A_m＋Ｋ）ｅ（ｔ） ……（７）とし、その特性行列（A_m＋Ｋ）が規範モデルの特性行列
A_mと独立に選べるように、調整項として行列Ｋを設けて
おく。e = x _m −x (5) Further, the target error characteristic is (d / dt) e (t) = ( _Am + K) e (t) (7), and the characteristic matrix ( _Am + K) is the characteristic matrix of the reference model.
A matrix K is provided as an adjustment term so that it can be selected independently of A _m .

以上のように構成された従来の適応制御装置について
その動作を説明する。まずタコメータ304はサーボモー
タ301の回転角速度θを検出し、さらに、微分回路305に
よって回転角加速度θが得られる。この回転角加速度θ
の値と入力トルクＴ（ｔ）の値を用いて、未知部分演算
回路306は、ｗ（ｔ）＝（d/dt）ｘ−ｆ（x,t） −Ｂ（x,t）・ｕ（ｔ） ……（８）即ち、の式に基づいて、サーボモータ301の未知部分を表わす
次式のベクトル値 w_o（ｔ）＝ｈ（x,t）＋ｄ（ｔ） ……（10）即ち、の時刻ｔにおける値を演算する。ここで、ｗ（ｔ）＝w_o（ｔ） ……（12）が成り立つことは、（１）〜（２）式より容易に確かめ
られる。The operation of the conventional adaptive control apparatus configured as above will be described. First, the tachometer 304 detects the rotational angular velocity θ of the servo motor 301, and the differentiating circuit 305 further obtains the rotational angular acceleration θ. This rotational angular acceleration θ
Of the input torque T (t) and the value of the input torque T (t), w (t) = (d / dt) x−f (x, t) −B (x, t) · u ( t) (8) That is, Based on the equation of, the vector value w _o (t) = h (x, t) + d (t) of the following equation representing the unknown part of the servomotor 301 (10) The value at time t is calculated. Here, it is easily confirmed from equations (1) and (2) that w (t) = w _o (t) (12) holds.

この様にして未知部分演算回路306によって得られた
未知部分演算値ｗ（ｔ）は、時間遅延回路307によって
遅延時間Ｌだけ遅らされることによって、未知部分推定
値ｚ（ｔ）ｚ（ｔ）＝ｗ（ｔ−Ｌ） ……（13）となる。ここで、未知部分w_o（ｔ）が変化する速度に比
較して、遅延時間Ｌを十分に小さく選べば w_o（ｔ）≒w_o（ｔ−Ｌ） ……（14）が成り立つ。（12）〜（14）式をまとめるとｚ（ｔ）≒w_o（ｔ） ……（15）となり、この式から、十分小さな遅延時間Ｌに対して、
推定値ｚ（ｔ）は高い精度を持つことが分かる。換言す
ると、の式に基づき、時刻ｔ−Ｌにおける回転角加速度（ｔ
−Ｌ）の値と入力トルクＴ（ｔ−Ｌ）の値を用いて、時
刻ｔにおける未知摩擦係数ａと未知バネ定数ｂと未知外
乱トルクT_d（ｔ）から成るサーボモータ301の未知部分
を表わすw_o（ｔ）を推定することができる。The unknown part calculation value w (t) thus obtained by the unknown part calculation circuit 306 is delayed by the delay time L by the time delay circuit 307, so that the unknown part estimation value z (t) z (t ) = W (t−L) (13) Here, if the delay time L is selected to be sufficiently small compared to the speed at which the unknown portion w _o (t) changes, then w _o (t) ≈w _o (t−L) (14) holds. When formulas (12) to (14) are summarized, z (t) ≈ w _o (t) (15), and from this formula, for a sufficiently small delay time L,
It can be seen that the estimated value z (t) has high accuracy. In other words, Based on the equation of, the rotational angular acceleration (t
−L) value and input torque T (t−L) value, an unknown portion of the servo motor 301 composed of the unknown friction coefficient a, the unknown spring constant b, and the unknown disturbance torque T _d (t) at time t is calculated. We can estimate w _o (t) to represent.

さて、この様にして得られた未知部分推定値ｚ（ｔ）
は未知部分打消回路308によって符号が反転され、加算
回路312へ出力される。また、サーボモータ301の望まし
くない既知部分ｆ（x,t）＝［,0］^Tもその符号が既知
部分打消回路309によって反転され、加算回路312へ出力
される。規範モデル特性挿入回路310は、ポテンショメ
ータ303によって得られた回転角度θおよびタコメータ3
04によって得られた回転角速度を用いて、A_m・ｘ
（ｔ）＋B_m・ｒ（ｔ）で表わされる規範モデルの特性信
号をやはり加算回路312へ出力する。さらに誤差特性調
整回路311は、規範モデル302の回転角度θ_mと回転角速
度_m及びサーボモータ301の実際の回転角度θと回転角
速度から回転角度誤差θ_eと回転角速度誤差θ_eを求
め、誤差フィードバックゲイン行列を乗じることによって、誤差特性調整信号−Ｋ・ｅをつ
くり、これを加算回路312へ出力する。以上の四種類の
信号を加算回路313は加算し、さらに、その二次元のベ
クトル値は変換回路313の疑似逆行列B⁺＝［0.1］によっ
て一次元のスカラ値である入力トルクＴ（ｔ）の値へと
変換され、その値が出力回路314によってサーボモータ3
01へ最終的に与えられる。Now, the unknown part estimation value z (t) thus obtained
The sign is inverted by the unknown part canceling circuit 308 and is output to the adding circuit 312. Further, the undesired known portion f (x, t) = [, 0] ^{T of} the servo motor 301 is also inverted in its sign by the known portion canceling circuit 309 and output to the adding circuit 312. The reference model characteristic insertion circuit 310 includes a rotation angle θ and a tachometer 3 obtained by the potentiometer 303.
Using the rotational angular velocity obtained by 04, A _m · x
The characteristic signal of the reference model represented by (t) + B _m · r (t) is also output to the adding circuit 312. Further, the error characteristic adjustment circuit 311 obtains the rotation angle error θ _e and the rotation angular velocity error θ _e from the rotation angle θ _m and the rotation angular velocity _{m of the reference} model 302 and the actual rotation angle θ and the rotation angular velocity of the servo motor 301, and the error feedback Gain matrix The error characteristic adjustment signal −K · e is generated by multiplying by, and this is output to the adder circuit 312. The above four types of signals are added by the adder circuit 313, and the two-dimensional vector value thereof is a one-dimensional scalar value of the input torque T (t) by the pseudo-inverse matrix B ⁺ = [0.1] of the conversion circuit 313. Is converted to the value of the servo motor 3 by the output circuit 314.
Finally given to 01.

以上の動作をまとめると、次の式のようになる。 The above operation is summarized as the following equation.

ｕ（ｔ）＝B⁺（x,t）｛−ｚ（ｔ） −ｆ（x,t）＋A_m・ｘ（ｔ）＋B_m・ｒ（ｔ） −Ｋ・ｅ（ｔ）｝ ……（18）即ち、あるいは整理して、Ｔ（ｔ）＝−｛（ｔ−Ｌ）−Ｔ（ｔ−Ｌ）｝ −a_m・−b_m・θ＋c_m・ｒ −k_a・_e−k_b・θ_e ……（20）となり、（18）〜（20）式が最終的な制御則となる。 ^{u (t) = B + (} x, t) {- z (t) -f (x, t) + A m · x (t) + B m · r (t) -K · e (t)} ...... ( 18) That is, Or organize, T (t) = - { (t-L) -T (t-L)} -a m · -b m · θ + c m · r -k a · e -k b · θ e ...... (20) and equations (18) to (20) are the final control law.

この時、制御則を表わす（18）式を制御対象の特性を
表わす（１）式に代入し、さらに未知部分推定値に関す
る近似式である（15）式を完全な等式として用いて式を
整理すると、誤差ベクトルｅの特性が次式のように得ら
れる。At this time, the equation (18) representing the control law is substituted into the equation (1) representing the characteristic of the controlled object, and the equation (15), which is an approximate equation regarding the unknown portion estimated value, is used as a complete equation to obtain the equation. In summary, the characteristic of the error vector e is obtained by the following equation.

（d/dt）ｅ＝（A_m＋Ｋ）ｅ＋｛Ｉ−Ｂ・B⁺｝｛−ｆ−ｈ−ｄ＋A_m・ｘ＋B_m・ｒ−Ｋ・ｅ｝ ……（21）ここで、上式が（７）式によって定義された目標誤差
特性と一致するためには、（21）式中の右辺第二項は零
である必要がある。即ち、｛Ｉ−Ｂ・B⁺｝｛−ｆ−ｈ−ｄ＋A_m・ｘ＋B_m ・ｒ−Ｋ・ｅ｝＝０ ……（22）ここで、上式によって適応制御装置が適用できる対象
の範囲がある程度制限されるのは、状態ベクトルｘ
（ｔ）の要素数が制御ベクトルｕ（ｔ）の要素数より一
般に多いため、変換回路313によって制御ベクトルｕ
（ｔ）を演算する際に、入力配分行列Ｂの逆行列を疑似
逆行列B⁺で近似しなければならないことによる。従っ
て、もし両者の要素数が等しいならば、疑似逆行列B⁺は
逆行列B^-1と等しくなるので、（22）式の制限条件は実
質的には意味を持たないはずである。実際、この場合に
は、Ｉ−Ｂ・B⁺＝Ｉ−Ｂ・B^-1＝０が成立ち、（22）式
は必ず満足されることが容易に確認できる。言い換える
と、（22）式は制御対象の状態ベクトルｘ（ｔ）の要素
数と制御ベクトルｕ（ｔ）の要素数が「実質的に」等し
いことを要求しているものであると解釈することができ
る。この従来例においては、状態ベクトルの要素はサー
ボモータ301の回転角度θと回転角速度θであるが、回
転角度が決まるとそれを微分することによって回転角速
度は一意的に決ってしまうので、状態ベクトルの「実質
的な」要素数は１である。また、制御ベクトルの要素は
入力トルクＴ（ｔ）だけであるので、その要素数は無論
１である。従って本従来例においては、状態ベクトルの
要素数と制御ベクトルの要素数は「実質的に」等しい
が、このことは、（２），（４），（17）式を（22）式
に代入すれば確かめることができる。なお、従来例にお
ける誤差特性は（４），（17）式を（７）式に代入し、
整理することによって次式のように書ける。_e ＋（a_m＋ka）_e＋（b_m＋k_b）θ_e＝０ ……（23）以上より、従来の適応制御装置の主たる動作は以下の
ように要約される。(D / dt) e = ( _Am + K) e + {IB−B ⁺ } {− f−h−d + _Am · x + _Bm · r−K · e} (21) where the above equation The second term on the right-hand side in the equation (21) must be zero in order for the equation (7) to agree with the target error characteristic defined by the equation (7). That is, {IB−B ⁺ } {− f−h−d + A _m · x + B _m · r−K · e} = 0 (22) Here, the range of the target to which the adaptive control device can be applied by the above formula Is limited to some extent by the state vector x
Since the number of elements of (t) is generally larger than the number of elements of the control vector u (t), the conversion circuit 313 causes the control vector u
This is because the inverse matrix of the input distribution matrix B must be approximated by the pseudo inverse matrix B ⁺ when calculating (t). Therefore, if both elements have the same number of elements, then the pseudo-inverse matrix B ⁺ is equal to the inverse matrix B ⁻¹ , so the constraint condition of Eq. (22) should have virtually no meaning. In fact, in this case, I−B · B ⁺ = I−B · B ⁻¹ = 0 holds, and it can be easily confirmed that the expression (22) is always satisfied. In other words, interpret (22) as requiring that the number of elements of the controlled state vector x (t) and the number of elements of the control vector u (t) are "substantially" equal. You can In this conventional example, the elements of the state vector are the rotation angle θ and the rotation angular velocity θ of the servo motor 301, but when the rotation angle is determined, the rotation angular velocity is uniquely determined by differentiating it, so the state vector The number of “substantial” elements of is 1. Moreover, since the element of the control vector is only the input torque T (t), the number of elements is of course one. Therefore, in this conventional example, the number of elements of the state vector and the number of elements of the control vector are “substantially” equal, which means that equations (2), (4) and (17) are substituted into equation (22). You can check if you do. The error characteristics in the conventional example are obtained by substituting the equations (4) and (17) into the equation (7),
By rearranging, we can write as the following formula. from _{_{e + (a m + ka)}} e + (b m + k b) θ e = 0 ...... (23) above, the main operation of the conventional adaptive controller is summarized as follows.

未知部分演算回路306および時間遅延回路307によ
り、サーボモータ301の未知部分が（16）式によって推
定され、未知部分推定値ｚ（ｔ）を得る。The unknown portion calculation circuit 306 and the time delay circuit 307 estimate the unknown portion of the servo motor 301 by the equation (16), and obtain the unknown portion estimated value z (t).

未知部分打消回路308により、未知部分打消信号
（−ｚ）を発生する。The unknown portion canceling circuit 308 generates an unknown portion canceling signal (-z).

既知部分打消回路309により、既知部分打消信号
（−ｆ）を発生する。The known partial cancellation circuit 309 generates a known partial cancellation signal (-f).

規範モデル特性挿入回路310により、規範モデル特
性信号（A_m・ｘ＋B_m・ｒ）を発生する。The reference model characteristic insertion circuit 310 generates a reference model characteristic signal (A _m · x + B _m · r).

誤差特性調整回路311により、誤差特性調整信号
（−Ｋ・ｅ）を発生する。The error characteristic adjustment circuit 311 generates an error characteristic adjustment signal (-K · e).

加算回路312により、上記四信号を加算する。 The adder circuit 312 adds the above four signals.

変換回路313により、疑似逆行列（B⁺）を用いて、
二次元のベクトル値である加算信号を一次元のスカラ値
である入力トルクへと変換し、最終的に（20）式の制御
則を得る。By the conversion circuit 313, using the pseudo inverse matrix (B ⁺ ),
The addition signal, which is a two-dimensional vector value, is converted into an input torque, which is a one-dimensional scalar value, and finally the control law of equation (20) is obtained.

（例えば1988年５月発行の第32回システムと制御研究
発表講演会講演論文集55〜56ページの伊藤、ヨセフ＝ト
ーミによる論文“Time Delay Control（TDC）の提
案”、1988年６月発行のAmerican Control Conferenc
e講演論文集904〜911ページのヨセフ＝トーミ、伊藤に
よる論文“A Time Delay Cont−roller for Systems wi
th Unknown Dynamics" 発明が解決しようとする課題しかしながら上記のような構成では、以下のような三
つの課題を有していた。(For example, "Proposal of Time Delay Control (TDC)" by Ito and Joseph-Tomi on pages 55 to 56 of the 32nd System and Control Research Presentation Lecture published in May 1988, published in June 1988. American Control Conferenc
e-Papers 904-911, Joseph-Tomi, Ito's paper “A Time Delay Cont-roller for Systems wi
th Unknown Dynamics "Problems to be Solved by the Invention However, the above configuration has the following three problems.

即ち、目標ベクトルの設定が規範モデルによって制限され
ているため、目標ベクトルを時間軌跡によって自由に与
えられないこと。That is, since the setting of the target vector is limited by the reference model, the target vector cannot be freely given by the time locus.

未知部分推定手段における信号処理が満たすべき必
要十分条件が明らかにされていないので、未知部分推定
手段手段の選択が時間遅延に限られており、適応制御装
置の実現が容易でないこと。Since the necessary and sufficient conditions to be satisfied by the signal processing in the unknown portion estimation means have not been clarified, the selection of the unknown portion estimation means means is limited to the time delay, and it is not easy to realize the adaptive control device.

状態ベクトルの微分値（d/dt）ｘ（ｔ）、既知特性
ベクトルｆ（x,t）や既知入力配分行列Ｂ（x,t）の変化
が速い場合に、未知部分の推定精度が劣化すること。When the differential value (d / dt) x (t) of the state vector, the known characteristic vector f (x, t), or the known input distribution matrix B (x, t) changes rapidly, the estimation accuracy of the unknown part deteriorates. thing.

本発明は上記それぞれの課題に鑑み、以下の様な適応
制御装置を提供するものである。即ち、目標ベクトルを、規範モデルによって制限される事
なく、状態ベクトルの時間軌跡によって自由に与え得る
適応制御装置。In view of the above problems, the present invention provides the following adaptive control device. That is, the adaptive control device that can freely give the target vector by the time trajectory of the state vector without being limited by the reference model.

時間遅延以外の信号処理手段をも利用可能とする事
によって、実現が容易な適応制御装置。An adaptive control device that is easy to implement by making it possible to use signal processing means other than time delay.

状態ベクトルの微分値（d/dt）ｘ（ｔ）、既知特性
ベクトルｆ（x,t）や既知入力配分行列Ｂ（x,t）の変化
が速い場合にも、未知部分の推定精度が高い適応制御装
置。The estimation accuracy of the unknown part is high even when the differential value (d / dt) x (t) of the state vector, the known characteristic vector f (x, t) and the known input distribution matrix B (x, t) change rapidly. Adaptive controller.

課題を解決するための手段上記課題を解決するために本発明の適応制御装置は以
下のようなそれぞれの構成を備えたものである。即ち、制御対象の未知部分の値であるw_o（ｔ）＝ｈ（x,
t）＋ｄ（ｔ）を、前記制御対象の既知部分の値を用い
て、ｗ（ｔ）＝（d/dt）ｘ（ｔ）−ｆ（x,t）−Ｂ（x,
t）ｕ（ｔ）によって未知部分演算値として求める未知
部分演算手段と、前記未知部分演算手段によって得られ
る前記未知部分演算値ｗ（ｔ）と部分的には等しいが恒
等的には等しくない値ｚ（ｔ）を未知部分推定値として
出力する未知部分推定手段と、前記未知部分推定手段に
よって得られた前記未知部分推定値ｚ（ｔ）を用いて前
記制御対象の未知部分打消信号−ｚ（ｔ）を出力する未
知部分打消信号出力手段と、前記既知特性ベクトルｆ
（x,t）から前記制御対象の既知部分打消信号−ｆ（x,
t）をを出力する既知部分打消信号出力手段と、前記目
標ベクトルの微分ベクトル信号（d/dt）x_d（ｔ）を出力
する目標微分信号出力手段と、目標誤差特性信号−A_e・
ｅ（ｔ）を出力する目標誤差特性信号出力手段と、前記
未知部分打消信号出力手段と前記既知部分打消信号出力
手段と前記目標微分信号出力手段と前記目標誤差特性信
号出力手段から出力されるそれぞれの信号を加算して加
算信号−ｚ（ｔ）−ｆ（x,t））＋（d/dt）x_d（ｔ）−A
_e・ｅ（ｔ）を出力する信号加算手段と、前記既知入力
配分行列Ｂ（x,t）の疑似逆行列B⁺（x,t）を用いて、前
記信号加算手段によって得られたｎ次元の前記加算信号
をｐ次元の前記入力ベクトルｕ（ｔ）にｕ（ｔ）＝B
⁺（x,t）｛−ｚ（ｔ）−ｆ（x,t）＋（d/dt）x_d（ｔ）
−A_e・ｅ（ｔ）｝によって変換する信号変換手段とを具
備するように構成目標ベクトルの微分ベクトル信号（d/
dt）x_d（ｔ）を出力する目標微分信号出力手段と、目標
誤差特性信号−A_e・ｅ（ｔ）を出力する目標誤差特性信
号出力手段とを具備する構成。Means for Solving the Problems In order to solve the above problems, an adaptive control device of the present invention has the following respective configurations. That is, w _o (t) = h (x, which is the value of the unknown part of the controlled object
t) + d (t) is calculated as w (t) = (d / dt) x (t) -f (x, t) -B (x,
t) unknown part calculation means obtained as an unknown part calculation value by u (t) and the unknown part calculation value w (t) obtained by the unknown part calculation means are partially equal but not equal to each other An unknown portion estimation signal that outputs the value z (t) as an unknown portion estimation value and the unknown portion estimation value z (t) obtained by the unknown portion estimation means are used to cancel the unknown portion cancellation signal -z of the control target. Unknown part cancellation signal output means for outputting (t), and the known characteristic vector f
From (x, t), the known partial cancellation signal −f (x,
known partial cancellation signal output means for outputting t), target differential signal output means for outputting the differential vector signal (d / dt) x _d (t) of the target vector, and target error characteristic signal -A _e ·
Target error characteristic signal output means for outputting e (t), unknown partial cancellation signal output means, known partial cancellation signal output means, target differential signal output means, and target error characteristic signal output means, respectively. Signal of addition and addition signal -z (t) -f (x, t)) + (d / dt) _xd (t) -A
An n-dimensional signal obtained by the signal adding means by using a signal adding means for outputting _e · e (t) and a pseudo inverse matrix B ⁺ (x, t) of the known input distribution matrix B (x, t) To the p-dimensional input vector u (t) of u (t) = B
⁺ (X, t) {-z (t) -f (x, t) + (d / dt) x _d (t)
-A _e · e (t)}, and a differential vector signal of the constituent target vector (d /
dt) x _d (t), a target differential signal output means, and a target error characteristic signal -A _e · e (t) output target error characteristic signal output means.

前記制御対象の未知部分の値である w_o（ｔ）＝ｈ（x,t）＋ｄ（ｔ）を、前記制御対象の既
知部分の値を用いて、ｗ（ｔ）＝（d/dt）ｘ（ｔ）−ｆ
（x,t）−Ｂ（x,t）ｕ（ｔ）によって未知部分演算値と
して求める未知部分演算手段と、前記未知部分演算手段
によって得られる前記未知部分演算値ｗ（ｔ）と部分的
には等しいが恒等的には等しくない値ｚ（ｔ）を未知部
分推定値として出力する未知部分推定手段と、前記未知
部分推定手段によって得られた前記未知部分推定値ｚ
（ｔ）を用いて前記制御対象の未知部分打消信号−ｚ
（ｔ）を出力する未知部分打消信号出力手段と、前記既
知特性ベクトルｆ（x,t）から前記制御対象の既知部分
打消信号−ｆ（x,t）を出力する既知部分打消信号出力
手段と、前記規範モデルの特性信号A_m・ｘ（ｔ）＋B_m・
ｒ（ｔ）を出力する規範モデル特性信号出力手段と、誤
差特性調整信号−Ｋ・ｅ（ｔ）を出力する誤差特性調整
信号出力手段と、前記未知部分打消信号出力手段と前記
既知部分打消信号出力手段と前記規範モデル特性信号出
力手段と前記誤差特性調整信号出力手段から出力される
それぞれの信号を加算して加算信号−ｚ（ｔ）−ｆ（x,
t）＋A_m・ｘ（ｔ）＋B_m・ｒ（ｔ）−Ｋ・ｅ（ｔ）を出
力する信号加算手段と、前記既知入力配分行列Ｂ（x,
t）の疑似逆行列B⁺（x,t）を用いて、前記信号加算手段
によって得られたｎ次元の前記加算信号をｐ次元の前記
入力ベクトルｕ（ｔ）にｕ（ｔ）＝B⁺（x,t）｛−ｚ
（ｔ）−ｆ（x,t）＋A_m・ｘ（ｔ）＋B_m・ｒ（ｔ）−ｋ
・ｅ（ｔ）｝によって変換する信号変換手段とを具備す
る構成。Using the value of the known part of the controlled object, w (t) = (d / dt), w _o (t) = h (x, t) + d (t), which is the value of the unknown part of the controlled object. x (t) -f
(X, t) -B (x, t) u (t) is used as an unknown part calculation value, and the unknown part calculation value w (t) obtained by the unknown part calculation part is partially used. Are equal but not equal to each other, unknown part estimation means for outputting a value z (t) as an unknown part estimation value, and the unknown part estimation value z obtained by the unknown part estimation means.
Using (t), the unknown partial cancellation signal -z of the controlled object
Unknown partial cancellation signal output means for outputting (t), and known partial cancellation signal output means for outputting the known partial cancellation signal -f (x, t) of the controlled object from the known characteristic vector f (x, t). , The characteristic signal of the reference model A _m x (t) + B _m
Reference model characteristic signal output means for outputting r (t), error characteristic adjustment signal output means for outputting error characteristic adjustment signal −K · e (t), the unknown partial cancellation signal output means, and the known partial cancellation signal. The respective signals output from the output unit, the reference model characteristic signal output unit, and the error characteristic adjustment signal output unit are added to add signal -z (t) -f (x,
t) + A _m · x (t) + B _m · r (t) −K · e (t), and the known input distribution matrix B (x,
Using the pseudo-inverse matrix B ⁺ (x, t) of t), the n-dimensional addition signal obtained by the signal adding means is added to the p-dimensional input vector u (t) as u (t) = B ⁺ (X, t) {-z
(T) -f (x, t) + A _m · x (t) + B _m · r (t) -k
A signal conversion means for converting by e (t)}.

上記二つの構成における未知部分演算手段と未知部
分推定手段に代えて、入力ベクトルｕ（ｔ）と部分的に
は等しいが恒等的には等しくないｖ（ｔ）を出力する信
号処理手段と、制御対象の未知部分の値であるw_o（ｔ）
＝ｈ（x,t）＋ｄ（ｔ）を、前記信号処理手段によって
得られた前記出力値ｖ（ｔ）と前記制御対象の既知部分
の値を用いて、未知部分推定値ｚ（ｔ）＝（d/dt）ｘ
（ｔ）−ｆ（x,t）−Ｂ（x,t）ｖ（ｔ）を出力する未知
部分推定手段とをそれぞれ具備する構成。In place of the unknown part calculating means and the unknown part estimating means in the above two configurations, signal processing means for outputting v (t) which is partially equal to the input vector u (t) but not equality equal to each other, W _o (t), which is the value of the unknown part of the controlled object
= H (x, t) + d (t), using the output value v (t) obtained by the signal processing means and the value of the known portion of the controlled object, an unknown portion estimated value z (t) = (D / dt) x
(T) -f (x, t) -B (x, t) v (t) is output.

作用本発明の上記した構成による作用は、それぞれ以下の
ようになる。即ち、まず、時間遅延回路を利用した未知部分推定手段に
よって得られた未知部分推定値ｚ（ｔ）に基づいて、未
知部分打消信号出力手段により、未知部分打消信号（−
ｚ）を発生する。また、既知部分打消信号出力手段によ
り、既知部分打消信号（−ｆ）が発生され、これら二つ
の信号により制御対象の望ましくない特性が打ち消され
る。さらに、目標微分信号出力手段、および目標誤差特
性信号出力手段により、それぞれ、目標微分信号（d/d
t）x_dおよび目標誤差特性信号（−A_e・ｅ）を発生し、
これらの二つの信号により、前記制御対象に目標とする
誤差特性を挿入する。最後に、信号変換手段により、疑
似逆行列（B⁺）を用いて、ｎ次元のベクトル値である加
算信号をｐ次元の入力ベクトル値へと変換し、これによ
り、前記目標誤差特性をもって制御対象を状態ベクトル
の目標値に追従させる適応制御装置の実現が可能とな
る。Action The action of the above-described configuration of the present invention is as follows. That is, first, based on the unknown part estimation value z (t) obtained by the unknown part estimation means using the time delay circuit, the unknown part cancellation signal output means outputs the unknown part cancellation signal (-
z) is generated. Further, the known partial cancellation signal output means generates a known partial cancellation signal (-f), and these two signals cancel the undesired characteristics of the controlled object. Further, by the target differential signal output means and the target error characteristic signal output means, the target differential signal (d / d
t) x _d and a target error characteristic signal (−A _e · e) are generated,
With these two signals, a target error characteristic is inserted into the controlled object. Finally, the signal conversion means uses the pseudo inverse matrix (B ⁺ ) to convert the addition signal, which is an n-dimensional vector value, into a p-dimensional input vector value, thereby controlling the controlled object with the target error characteristic. It is possible to realize an adaptive control device that makes the target value of the state vector follow.

未知部分演算値から得られる入力値ｗ（ｔ）と、部
分的には等しいが恒等的には等しくないｚ（ｔ）を推定
値として出力する未知部分推定手段を用いることによっ
て、適応制御装置に存在する閉ループゲインを有限に保
つことができ、これにより時間遅延以外の信号処理手段
を用いた適応制御装置の実現が可能となる。An adaptive controller using an unknown part estimation means for outputting an input value w (t) obtained from an unknown part calculation value and z (t) which is partially equal but not equal to each other as an estimated value. It is possible to keep the closed-loop gain existing in finite, and thus it is possible to realize an adaptive control device using signal processing means other than time delay.

まず、信号処理手段によって、入力ベクトルｕ
（ｔ）と部分的には等しいが恒等的には等しくないｖ
（ｔ）を出力する。次に、前記出力値ｖ（ｔ）を用い
て、未知部分推定手段がｚ（ｔ）＝（d/dt）ｘ（ｔ）−
ｆ（x,t）−Ｂ（x,t）ｖ（ｔ）によって未知部分推定値
を得る。この際、状態ベクトルの微分値（d/dt）ｘ
（ｔ）、既知特性ベクトルｆ（x,t）や既知入力配分行
列Ｂ（x,t）に関しては、信号処理による遅れが生じな
いので、それらの特性が速く変化した場合にも、高精度
の未知部分推定ができる適応制御装置の実現が可能とな
る。First, by the signal processing means, the input vector u
V partially equal to (t) but not equality v
(T) is output. Next, using the output value v (t), the unknown part estimating means z (t) = (d / dt) x (t)-
Obtain the unknown portion estimate by f (x, t) -B (x, t) v (t). At this time, the differential value (d / dt) x of the state vector
With respect to (t), the known characteristic vector f (x, t) and the known input distribution matrix B (x, t), no delay occurs due to signal processing, so that even if those characteristics change rapidly, high accuracy is obtained. It is possible to realize an adaptive control device capable of estimating an unknown part.

実施例本発明の第一の実施例における適応制御装置の目的
は、目標値を状態ベクトルの時間軌跡によって与え得る
適応制御装置を提供することである。以下、その基本的
な考え方を数式を用いて説明する。従来例における制御
則を示す（18）式の右辺における「A_m・ｘ＋B_m・ｒ−Ｋ
・ｅ」を以下のように変形する。Embodiment An object of an adaptive control device in the first embodiment of the present invention is to provide an adaptive control device capable of giving a target value by a time locus of a state vector. The basic idea will be described below using mathematical expressions. “A _m · x + B _m · r−K” on the right side of the equation (18) showing the control law in the conventional example.
・ E ”is transformed as follows.

A_m・ｘ＋B_m・ｒ−Ｋ・ｅ（５）式の誤差ベクトルの定義を用いて、＝A_m・ｘ＋B_m・ｒ−Ｋ・（x_m−ｘ）｛A_m・x_m−A_m・x_m｝＝０を加えて、＝A_m・ｘ＋B_m・ｒ−Ｋ・（x_m−ｘ）＋｛A_m・x_m−A_m・x_m｝整理して、＝｛A_m・x_m＋B_m・ｒ｝−（A_m＋Ｋ）（x_m−ｘ）（３）式の規範モデルの定義を用いて、＝（d/dt）x_m−（A_m＋Ｋ）（x_m）（５）式の誤差ベクトルの定義を用いて、＝（d/dt）x_m−（A_m＋Ｋ）ｅ ……（24）また、（24）式中の「（A_m＋Ｋ）」は（７）式で示さ
れるとおり、目標とする誤差特性の特性行列であるか
ら、これをあらたにA_eとして定義する。A _m · x + B _m · r−K · e Using the definition of the error vector in equation (5), = A _m · x + B _m · r−K · (x _m −x) {A _m · x _m −A _m · adding _{x m} = 0, = a} m · x + B m · r-K · (x m -x) + {a m · x m -A m · x m} and organize, = {a _m - x _m + B _m · r}-(A _m + K) (x _m −x) Using the definition of the reference model of the equation (3), = (d / dt) x _m − (A _m + K) (x _m ) (5) using the definition of the error vector of the formula, = (d / dt) x m - the _{(a m + K) e ......} (24), (24) wherein the "(a _m + K)" is ( Since it is a characteristic matrix of the target error characteristic as shown in the equation 7), this is newly defined as A _e .

即ち、 A_e＝A_m＋Ｋ ……（25）また、（25）式を（７）式に代入して、（d/dt）ｅ（ｔ）＝A_e・ｅ（ｔ） ……（26）が、目標とする誤差特性を表わす。That is, A _e = A _m + K (25) Further, by substituting the equation (25) into the equation (7), (d / dt) e (t) = A _e · e (t). ) Represents the target error characteristic.

（24），（25）両式をまとめると、 A_m・ｘ＋B_m・ｒ−Ｋ・ｅ＝（d/dt）x_m−A_e・ｅ ……（27）ここで得られた（27）式を（18）式で表わされる適応
制御則に代入すると、次式の新たな適応制御則が得られ
る。Combining both equations (24) and (25), A _m · x + B _m · r-K · e = (d / dt) x _m- A _e · e (27) By substituting the equation into the adaptive control law expressed by equation (18), a new adaptive control law of the following equation is obtained.

ｕ（ｔ）＝B⁺（x,t）｛−ｚ（ｔ） −ｆ（x,t）＋（d/dt）x_m（ｔ） −A_e・ｅ（ｔ）｝ ……（28）（28）式の制御則と（18）式の制御則は純数学的には
等価であるが、制御装置への適用という点では、両者の
持つ意味合いは大きく異なる。即ち（28）式において
は、規範モデルを定義するパラメータ行列A_mおよびB_mが
存在しないので、この適応制御則を用いると、目標ベク
トルx_m（ｔ）を設定する際に規範モデルを定義する必要
がなくなり、目標ベクトルを時間軌跡によって自由に設
定する事ができるという利点がある。この「規範モデル
を定義する必要がない」という事を明確に表現するた
め、規範モデルを表わす添え字ｍを用いた目標ベクトル
の標記x_m（ｔ）の代わりにx_d（ｔ）を用いる事とし、こ
れに伴い（５）式による誤差ベクトルの定義も変更す
る。即ち、 x_d（ｔ）＝x_m（ｔ） ……（29）ｅ＝x_d−ｘ ……（30）（29），（30）式を（28）式に代入すると、本発明の
第一の実施例における制御則を表わす式が得られる。 ^{u (t) = B + (} x, t) {- z (t) -f (x, t) + (d / dt) x m (t) -A e · e (t)} ...... (28) The control law of Eq. (28) and the control law of Eq. (18) are equivalent in pure mathematics, but in terms of application to a control device, the meanings of the two differ greatly. That is, in the equation (28), since the parameter matrices A _m and B _m that define the reference model do not exist, the reference model is defined when the target vector x _m (t) is set by using this adaptive control law. There is an advantage that it is not necessary and the target vector can be freely set according to the time locus. In order to clearly express that "there is no need to define a normative model", use x _d (t) instead of the notation x _m (t) of the target vector using the subscript m that represents the normative model. Accordingly, the definition of the error vector by the equation (5) is also changed accordingly. That is, x _d (t) = x _m (t) (29) e = x _d −x (30) Substituting equations (29) and (30) into equation (28), An equation representing the control law in one embodiment is obtained.

ｕ（ｔ）＝B⁺（x,t）｛−ｚ（ｔ） −ｆ（x,t）＋（d/dt）x_d（ｔ） −A_e・ｅ（ｔ）｝ ……（31）以上が、本発明の第一の実施例の適応制御装置におけ
る基本的な考え方であり、以下、図面を参照しながら、
より詳細に説明する。第１図は本発明の第一の実施例に
おける適応制御装置のブロック線図を示すものである。
第１図において、101は第２図のサーボモータ、102は目
標信号出力回路、103はポテンショメータ、104はタコメ
ータ、105は微分回路、106は未知部分演算回路、107は
時間遅延回路、108は未知部分打消回路、109は既知部分
打消回路、110は目標微分信号挿入回路、111は誤差特性
挿入回路、112は加算回路、113は変換回路、114は出力
回路である。 ^{u (t) = B + (} x, t) {- z (t) -f (x, t) + (d / dt) x d (t) -A e · e (t)} ...... (31) The above is the basic idea in the adaptive control device of the first embodiment of the present invention, and hereinafter, with reference to the drawings,
This will be described in more detail. FIG. 1 is a block diagram of an adaptive control device according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, 101 is the servomotor of FIG. 2, 102 is a target signal output circuit, 103 is a potentiometer, 104 is a tachometer, 105 is a differentiating circuit, 106 is an unknown partial arithmetic circuit, 107 is a time delay circuit, and 108 is an unknown circuit. A partial cancellation circuit, 109 is a known partial cancellation circuit, 110 is a target differential signal insertion circuit, 111 is an error characteristic insertion circuit, 112 is an addition circuit, 113 is a conversion circuit, and 114 is an output circuit.

以上のように構成された本発明の第一の実施例におけ
る適応制御装置について、以下その動作を説明する。未
知部分演算回路106は、タコメータ104および微分回路10
5によって検出されたサーボモータ101の回転角加速度
（ｔ）と入力トルク（ｔ）を用いて、従来例と同様に
（９）式に基づいてサーボモータ101の未知部分を演算
し、未知部分演算値ｗ（ｔ）を出力する。未知部分演算
値ｗ（ｔ）は時間遅延回路107によって未知部分推定値
ｚ（ｔ）となり、さらに未知部分打消回路108によって
符号が反転され、加算回路112へ出力される。また、サ
ーボモータ101の望ましくない既知部分ｆ（x,t）＝
［,0］^Tも、やはり従来例と同様に、その符号が既知
部分打消回路109によって反転され、加算回路112へ出力
される。次に、目標信号出力回路102によって与えられ
た目標ベクトルx_d（ｔ）が、目標微分信号挿入回路110
によって（d/dt）x_d（ｔ）となり、加算回路112へ出力
される。さらに誤差特性挿入回路111は、目標信号出力
回路102の目標回転角度θ_dと目標回転角速度θ_d及びサ
ーボモータ101の実際の回転角度θと回転角速度θから
回転角度誤差θ_eと回転角速度誤差_eを求め、誤差フィ
ードバックゲイン行列を乗じることによって、誤差特性信号−A_e・ｅをつく
り、これを加算回路112へ出力する。以上の四種類の信
号を加算回路112は加算し、さらに、その二次元のベク
トル値は変換回路113の疑似逆行列B⁺＝［0,1］によって
一次元のスカラ値である入力トルクＴ（ｔ）の値へと変
換され、その値が出力回路114によってサーボモータ101
へ最終的に与えられる。The operation of the adaptive control apparatus according to the first embodiment of the present invention configured as above will be described below. The unknown partial operation circuit 106 includes a tachometer 104 and a differentiation circuit 10.
Using the rotational angular acceleration (t) and the input torque (t) of the servo motor 101 detected by 5, the unknown portion of the servo motor 101 is calculated based on the equation (9) as in the conventional example, and the unknown portion is calculated. Output the value w (t). The unknown part calculation value w (t) becomes the unknown part estimation value z (t) by the time delay circuit 107, and the sign is inverted by the unknown part canceling circuit 108 and output to the adding circuit 112. In addition, an undesired known portion f (x, t) of the servo motor 101 =
Similarly to the conventional example, the sign of [, 0] ^T is inverted by the known partial cancellation circuit 109 and output to the addition circuit 112. Next, the target vector x _d (t) given by the target signal output circuit 102 is the target differential signal insertion circuit 110.
Becomes (d / dt) x _d (t) and is output to the adder circuit 112. Further, the error characteristic insertion circuit 111 determines the rotation angle error θ _e and the rotation angular velocity error _e from the target rotation angle θ _d and the target rotation angular velocity θ _d of the target signal output circuit 102 and the actual rotation angle θ and the rotation angular velocity θ of the servo motor 101. And the error feedback gain matrix By multiplying by, an error characteristic signal −A _e · e is created and output to the adder circuit 112. The above four types of signals are added by the adder circuit 112, and the two-dimensional vector value thereof is further calculated by the pseudo-inverse matrix B ⁺ = [0,1] of the conversion circuit 113, which is a one-dimensional scalar value of the input torque T ( t) value, and the value is converted by the output circuit 114 into the servo motor 101.
Finally given to.

以上の動作をまとめると、既に説明した（31）式のよ
うになり、これを（19），（20）式に対応するように、
具体的に書くと以下のようになる。The above operation can be summarized as the equation (31) already explained, and this can be expressed by the equations (19) and (20).
The concrete description is as follows.

あるいは整理して、Ｔ（ｔ）＝−｛（ｔ−Ｌ）−Ｔ（ｔ−Ｌ｝＋_d −a_e・_e−b_e・θ_e ……（34）この時、制御則を表わす（31）式を制御対象の特性を
表わす（１）式に代入し、さらに未知部分推定値に関す
る近似式である（15）式を完全な等式として用いて式を
整理すると、誤差ベクトルｅの特性が次式のように得ら
れる。 Or rearranging, T (t) =-{(t-L) -T (t-L} + _d- a _e · _e −b _e · θ _e ...... (34) At this time, the control law is expressed ( Substituting Eq. (31) into Eq. (1), which represents the characteristics of the controlled object, and then using Eq. (15), which is an approximate expression for the unknown part estimation value, as a complete equation to rearrange the expressions, the characteristics of the error vector e Is obtained as follows.

（d/dt）ｅ＝A_e・ｅ＋｛Ｉ−Ｂ＋B⁺｝｛−ｆ−ｈ−ｄ＋（d/dt）x_d−A_e・ｅ｝ ……（25）ここで、上式が（26）式によって定義された目標誤差
特性と一致するためには、（34）式中の右辺第二項は零
である必要がある。即ち、｛Ｉ−Ｂ・B⁺｝｛−ｆ−ｈ−ｄ＋（d/dt） x_d−A_e・ｅ｝＝０ ……（36）ここで、上式によって本発明の適応制御装置が適用で
きる対象の範囲がある程度制限されるのは、従来例と同
様に、変換回路313によって制御ベクトルｕ（ｔ）を演
算する際に、入力配分行列Ｂの逆行列を疑似逆行列B⁺で
近似しなければならないことによる。言い換えると、
（36）式は制御対象の状態ベクトルｘ（ｔ）の要素数と
制御ベクトルｕ（ｔ）の要素数が「実質的に」等しいこ
とを要求しているものであると解釈することができる。
また、本実施例においては、従来例と同様に、状態ベク
トルの要素数と制御ベクトルの要素数が「実質的に」等
しいが、このことは、（２），（４），（32）式を（3
6）式に代入すれば確かめることができる。なお、本実
施例における誤差特性は（32）式を（26）式に代入し、
整理することによって次式のように書ける。_e ＋a_e・_e＋b_e・θ_e＝０ ……（37）以上より、本発明の第一の実施例の適応制御装置の主
たる動作は以下のように要約される。(D / dt) e = A e · e + {I-B + B +} {- f-h-d + (d / dt) x d -A e · e} ...... (25) where the above formula The second term on the right side of equation (34) must be zero in order to match the target error characteristic defined by equation (26). That is, {IB−B ⁺ } {− f−h−d + (d / dt) × _d− A _e · e} = 0 (36) where the adaptive control device of the present invention is The applicable range is limited to some extent, as in the conventional example, when the control circuit u (t) is calculated by the conversion circuit 313, the inverse matrix of the input distribution matrix B is approximated by the pseudo inverse matrix B ⁺ . It depends on what you have to do. In other words,
Expression (36) can be interpreted as requiring that the number of elements of the controlled state vector x (t) and the number of elements of the control vector u (t) are “substantially” equal.
Further, in the present embodiment, as in the conventional example, the number of elements of the state vector and the number of elements of the control vector are "substantially" equal to each other. To (3
You can check it by substituting it in equation (6). In addition, the error characteristic in this embodiment is obtained by substituting the equation (32) into the equation (26)
By rearranging, we can write as the following formula. _e + a _e · _e + b _e · θ _e = 0 (37) From the above, the main operation of the adaptive control device of the first embodiment of the present invention is summarized as follows.

未知部分演算回路106および時間遅延回路107によ
り、サーボモータ101の未知部分が（16）式によって推
定され、未知部分推定値ｚ（ｔ）を得る。The unknown portion calculation circuit 106 and the time delay circuit 107 estimate the unknown portion of the servomotor 101 by the equation (16), and obtain the unknown portion estimated value z (t).

未知部分打消回路108により、未知部分打消信号
（−ｚ）を発生する。The unknown portion canceling circuit 108 generates an unknown portion canceling signal (-z).

既知部分打消回路109により、既知部分打消信号
（−ｆ）を発生する。The known partial cancellation circuit 109 generates a known partial cancellation signal (-f).

目標微分信号挿入回路110により、目標微分信号（d
/dt）x_dを発生する。The target differential signal insertion circuit 110 causes the target differential signal (d
/ dt) Generate x _d .

誤差特性挿入回路111により、誤差特性信号（−A_e
・ｅ）を発生する。The error characteristic insertion circuit 111 causes the error characteristic signal (−A _e
・ E) is generated.

加算回路112により、上記四信号を加算する。 The adder circuit 112 adds the above four signals.

変換回路113により、疑似逆行列（B⁺）を用いて、
二次元のベクトル値である加算信号を一次元のスカラ値
である入力トルクへと変換し、最終的に（20）式の制御
則を得る。Using the pseudo inverse matrix (B ⁺ ) by the conversion circuit 113,
The addition signal, which is a two-dimensional vector value, is converted into an input torque, which is a one-dimensional scalar value, and finally the control law of equation (20) is obtained.

これらの動作〜を、従来例で説明した動作〜
と比較すると、両者の大きな違いは及びにある。即
ち、規範モデルの特性信号A_m・ｘ＋B_m・ｒの代わりに目
標微分信号（d/dt）x_dを用いること、および誤差特性
「調整」信号−Ｋ・ｅの代わりに誤差特性信号−A_e・ｅ
を「直接」用いることの二点において、本実施例は、従
来例とその構成が大き異なっている。These operations are the operations described in the conventional example.
Compared with, the major differences between the two are. That is, the target differential signal (d / dt) x _d is used in place of the characteristic signal A _m · x + B _m · r of the reference model, and the error characteristic signal −A is used in place of the error characteristic “adjustment” signal −K · e. _e・ e
The present embodiment is substantially different from the conventional example in the two points of using "directly".

その結果、目標ベクトルを、規範モデルによって制限
される事なく、時間軌跡によって自由に設定する事がで
きるという効果がある。As a result, there is an effect that the target vector can be freely set according to the time locus without being limited by the reference model.

次に、本発明の第二の実施例について説明する。本発
明の第二の実施例における適応制御装置の目的は、時間
遅延以外の信号処理手段を利用可能とする事によって、
実現が容易な適応制御装置を提供することである。Next, a second embodiment of the present invention will be described. The purpose of the adaptive control device in the second embodiment of the present invention is to enable the use of signal processing means other than the time delay,
An object of the present invention is to provide an adaptive control device that can be easily realized.

従来例においては、未知部分演算値ｗ（ｔ）から未知
部分推定値ｚ（ｔ）を得る未知部分推定手段として時間
遅延回路307を用いることによって、適応制御装置が実
現可能であることを示した。しかしながら、未知部分推
定手段が具備すべき一般的な条件については不明であっ
たので、時間遅延以外に利用可能な未知部分推定手段が
存在するのか、また、存在するとしたら、それはどのよ
うな手段であるかが、明らかでなかった。以下、この点
についての説明を行なう。In the conventional example, it is shown that the adaptive control device can be realized by using the time delay circuit 307 as the unknown part estimation means for obtaining the unknown part estimation value z (t) from the unknown part calculation value w (t). . However, since the general condition that the unknown part estimation means should have is unknown, whether there is an unknown part estimation means that can be used other than the time delay, and if so, what kind of means is that? There was, but it was not clear. Hereinafter, this point will be described.

まず、未知部分推定手段によってなされる信号処理を
一般形の「Ｇ（・）」で表わす。即ち、ｚ（ｔ）＝Ｇ｛ｗ（ｔ）｝ ……（38）とする。従来例で説明したように、（12）式によると、
未知部分演算値ｗ（ｔ）はサーボモータ301の未知部分
のw_o（ｔ）と等しい。従って、未知部分推定値ｚ（ｔ）
が、未知部分の値w_o（ｔ）を忠実に表わすためには、未
知部分推定手段としては、Ｇ（・）＝１ ……（39）が望ましい。制御対象の未知部分の「推定」だけが目的
であるならば、信号処理手段Ｇ（・）が満たすべき基本
条件はこの（39）式のみで良い。次に、この様にして得
られた未知部分推定値ｚ（ｔ）を実時間で「制御」にも
用いる場合、即ち、適応制御装置を実現しようとする場
合、未知部分推定手段Ｇ（・）が満たすべき条件につい
て考察する。First, the signal processing performed by the unknown portion estimating means is represented by a general form “G (·)”. That is, z (t) = G {w (t)} (38). As described in the conventional example, according to the equation (12),
The unknown part calculation value w (t) is equal to w _o (t) of the unknown part of the servomotor 301. Therefore, the unknown part estimation value z (t)
However, in order to faithfully represent the value w _o (t) of the unknown part, it is desirable that G (·) = 1 ... (39) as the unknown part estimation means. If the purpose is only to “estimate” the unknown part of the controlled object, then the basic condition that the signal processing means G (·) should satisfy is only this equation (39). Next, when the unknown part estimation value z (t) thus obtained is also used for "control" in real time, that is, when an adaptive controller is to be realized, unknown part estimating means G (.) Consider the conditions that must be met.

一般に、フィードバック制御装置が実現可能であるた
めには、閉ループのゲインの大きさが有界であることが
必要である。第３図の従来の適応制御装置において、閉
ループは四箇所存在する。即ち、既知部分打消部誤差フィードバック部未知部分打消部（出力側）未知部分打消部（入力側）であり、それぞれの閉ループ部を第４図〜第７図に示
し、さらに、それぞれを簡単化したブロック線図を第８
図〜第11図に示す。但し、これらの図において、入力ト
ルクＴ（ｔ）から出力回路314、サーボモータ301、ポテ
ンショメータ303を通して回転角度θ（ｔ）に至る制御
対象の伝達関数を簡単にＨで表示している。Generally, in order for a feedback control device to be feasible, the magnitude of the closed loop gain must be bounded. In the conventional adaptive control device of FIG. 3, there are four closed loops. That is, the known partial canceling unit, the error feedback unit, the unknown partial canceling unit (output side), and the unknown partial canceling unit (input side), and the respective closed loop units are shown in FIGS. 4 to 7, and each is simplified. Eighth block diagram
Shown in Figs. However, in these figures, the transfer function of the controlled object from the input torque T (t) to the rotation angle θ (t) through the output circuit 314, the servo motor 301, and the potentiometer 303 is simply represented by H.

第８図に示すとおり、既知部分打消部の閉ループは実
質的には切られているが、これはサーボモータの出力か
ら作られる既知特性ベクトルｆと入力トルクＴ（ｔ）を
決定する変換行列B⁺の積がB⁺・ｆ＝［0,1］・［,0］^T
≡０ ……（40）となり、常に零であるため、どのような信号に対しても
零信号がフィードバックされるためである。As shown in FIG. 8, the closed loop of the known partial cancellation unit is substantially cut off. This is because the conversion matrix B that determines the known characteristic vector f and the input torque T (t) created from the output of the servomotor. ⁺ product is ^{B + · f = [0,1]} · [, 0] T
This is because ≡ 0 (40), which is always zero, and the zero signal is fed back to any signal.

第９図〜第11図より、それぞれの閉ループのゲインが
有界であるための条件は次のようになる。From FIGS. 9 to 11, the conditions for the bounded gain of each closed loop are as follows.

（41）式と（42）式は条件式中に、実際の物理システ
ムである制御対象の伝達関数Ｈを含んでおり、両式の左
辺が「正確に」かつ「恒等的に」零になることは通常有
り得ない。即ち、（41），（42）の両式の条件は常に満
たされていると考えてよい。従って、Ｈを含まない（4
3）式が適応制御装置を実現可能ならしめるための実質
的に有効な条件式となる。（43）式を書き換えると、となる。さて、制御対象の未知部分の推定値を高精度と
するための条件式である（39）式と、その推定値を用い
て適応制御装置を実現可能とするための条件式である
（44）式を比較すると、両式の条件は明らかに矛盾して
おり、それらを同時に満足する事は不可能である。従っ
て、（44）式の適応制御装置の実現条件を確保した上
で、推定値の高精度化条件である（39）式は実質的に問
題のない範囲で妥協するということが、有効な適応制御
装置を実現するための現実的な解決策となる。即ち、が、未知部分推定手段の満たすべき最終的な条件式とな
る。即ち、この適応制御装置における未知部分推定手段
は、「入力値と部分的には等しいが、恒等的には等しく
ない出力値を出力する」未知部分推定手段である必要が
ある。この様な条件を満たす未知部分推定手段は時間遅
延回路以外にも、様々なものが存在する。以下その一例
として、ローパスフィルタ回路を未知部分推定手段とし
て用いた適応制御装置の実施例について、図面を参照し
ながら説明する。 Equations (41) and (42) include the transfer function H of the controlled object which is the actual physical system in the conditional equations, and the left side of both equations becomes “accurately” and “identity” zero. It is usually impossible. That is, it can be considered that the conditions of both equations (41) and (42) are always satisfied. Therefore, it does not include H (4
Equation (3) is a substantially effective conditional equation for realizing an adaptive controller. Rewriting equation (43), Becomes Now, the conditional expression (39), which is a conditional expression for making the estimated value of the unknown part of the controlled object highly accurate, and the conditional expression, which makes it possible to realize an adaptive control device using the estimated value (44). Comparing the equations, the conditions of both equations are clearly contradictory, and it is impossible to satisfy them at the same time. Therefore, it is an effective adaptation that equation (39), which is a condition for improving the accuracy of the estimated value, is compromised while ensuring the conditions for realizing the adaptive control device of equation (44). It is a realistic solution for realizing a control device. That is, Is the final conditional expression that the unknown part estimation means must satisfy. That is, the unknown part estimating means in this adaptive control device needs to be an unknown part estimating means which "outputs an output value which is partially equal to the input value but not equal to the input value". There are various unknown part estimation means satisfying such conditions other than the time delay circuit. As an example thereof, an embodiment of an adaptive control device using a low-pass filter circuit as an unknown portion estimating means will be described with reference to the drawings.

第12図は本発明の第二の実施例を示す適応制御装置の
ブロック線図である。第12図において、1201は第２図の
サーボモータ、1202は規範モデル回路、1203はポテンシ
ョメータ、1204はタコメータ、1205は微分回路、1206は
未知部分演算回路、1207はローパスフィルタ回路、1208
は未知部分打消回路、1209は既知部分打消回路。1210は
規範モデル特性挿入回路、1211は誤差特性調整回路、12
12は加算回路、1213は変換回路、1214は出力回路であ
る。また、規範モデル1202は、従来技術の適応制御装置
と同様に（３）〜（４）式の特性を持つとする。FIG. 12 is a block diagram of an adaptive control device showing a second embodiment of the present invention. In FIG. 12, 1201 is the servo motor of FIG. 2, 1202 is a reference model circuit, 1203 is a potentiometer, 1204 is a tachometer, 1205 is a differentiating circuit, 1206 is an unknown partial arithmetic circuit, 1207 is a low-pass filter circuit, 1208.
Is an unknown partial cancellation circuit, 1209 is a known partial cancellation circuit. 1210 is a reference model characteristic insertion circuit, 1211 is an error characteristic adjustment circuit, 12
Reference numeral 12 is an addition circuit, 1213 is a conversion circuit, and 1214 is an output circuit. Further, the reference model 1202 is assumed to have the characteristics of the equations (3) to (4) as in the adaptive control device of the related art.

以上のように構成された本発明の第二の実施例におけ
る適応制御装置について、以下その動作を説明する。未
知部分演算回路1206は、タコメータ1204および微分回路
1205によって検出されたサーボモータ1201の回転角加速
度（ｔ）と入力トルクＴ（ｔ）を用いて、従来例と同
様に（９）式に基づいてサーボモータ1201の未知部分を
演算し、未知部分演算部ｗ（ｔ）を出力する。未知部分
演算値ｗ（ｔ）はローパスフィルタ回路1207によって高
周波数成分が減衰され、未知部分推定値ｚ（ｔ）とな
る。即ち、ｚ（ｔ）＝｛1/（τｓ＋１）｝ｗ（ｔ） ……（46）となる。ここで、未知部分W₀（ｔ）が変化する速度に比
較して、ローパスフィルタの時定数τを十分に小さく選
べば W₀（ｔ）≒｛1/（τｓ＋１）｝W₀（ｔ） ……（47）が成り立つ。（12）〜（14）式をまとめるとｚ（ｔ）≒w_o（ｔ） ……（48）となり、この式から、十分小さな時定数τに対して、推
定値ｚ（ｔ）は高い精度を持つことが分かる。換言する
と、の式に基づき、回転角加速度（ｔ）の値と入力トルク
Ｔ（ｔ）の値の差の信号をローパスフィルタを用いて処
理することによって、未知摩擦係数ａと未知バネ定数ｂ
と未知外乱トルクT_d（ｔ）から成るサーボモータ1201の
未知部分を表わすw_o（ｔ）を推定することができる。The operation of the adaptive control apparatus according to the second embodiment of the present invention configured as above will be described below. The unknown partial operation circuit 1206 is a tachometer 1204 and a differentiation circuit.
Using the rotational angular acceleration (t) of the servo motor 1201 and the input torque T (t) detected by the 1205, the unknown portion of the servo motor 1201 is calculated based on the equation (9) as in the conventional example, and the unknown portion is calculated. The calculation unit w (t) is output. The low-pass filter circuit 1207 attenuates the high-frequency component of the unknown part calculation value w (t), and becomes the unknown part estimation value z (t). That is, z (t) = {1 / (τs + 1)} w (t) (46) Here, if the time constant τ of the low-pass filter is selected to be sufficiently small compared to the speed at which the unknown portion W ₀ (t) changes, W ₀ (t) ≈ {1 / (τs + 1)} W ₀ (t) ... … (47) holds. Equations (12) to (14) can be summarized as z (t) ≈ w _o (t) (48). From this equation, the estimated value z (t) is highly accurate for a sufficiently small time constant τ. You know that you have. In other words, By processing the signal of the difference between the value of the rotational angular acceleration (t) and the value of the input torque T (t) based on the equation, the unknown friction coefficient a and the unknown spring constant b are processed.
It is possible to estimate w _o (t) that represents an unknown portion of the servomotor 1201 that is composed of the unknown disturbance torque T _d (t).

この様にして得られた未知部分推定値ｚ（ｔ）は未知
部分打消回路1208によって符号が反転され、加算回路12
12へ出力される。また、サーボモータ1201の望ましくな
い既知部分ｆ（x,t）＝［,0］^Tもその符号が既知部分
打消回路1209によって反転され、加算回路1212へ出力さ
れる。規範モデル特性挿入回路1210は、ポテンショメー
タ1203によって得られた回転角度θおよびタコメータ12
04によって得られた回転角速度を用いて、A_m・ｘ
（ｔ）＋B_m・ｒ（ｔ）で表わされる規範モデルの特性信
号をやはり加算回路1212へ出力する。さらに誤差特性調
整回路1211は、規範モデル1202の回転角度θ_mと回転角
速度_m及びサーボモータ1201の実際の回転角度θと回
転角速度から回転角度誤差θ_eと回転角度誤差_eを求
め、（17）式の誤差フィードバックゲイン行列Ｋを乗じ
ることによって、誤差特性調整信号−Ｋ・ｅをつくり、
これを加算回路1212へ出力する。The unknown part estimation value z (t) thus obtained has its sign inverted by the unknown part cancellation circuit 1208, and the addition circuit 12
Output to 12. The sign of the undesired known part f (x, t) = [, 0] ^{T of} the servo motor 1201 is also inverted by the known part canceling circuit 1209 and is output to the adding circuit 1212. The reference model characteristic insertion circuit 1210 includes a rotation angle θ and a tachometer 12 obtained by the potentiometer 1203.
Using the rotational angular velocity obtained by 04, A _m · x
The characteristic signal of the reference model represented by (t) + B _m · r (t) is also output to the adding circuit 1212. Further, the error characteristic adjustment circuit 1211 obtains the rotation angle error θ _e and the rotation angle error _e from the rotation angle θ _m and the rotation angular velocity _{m of the reference} model 1202 and the actual rotation angle θ and the rotation angular velocity of the servo motor 1201, and (17) An error characteristic adjustment signal −K · e is created by multiplying the error feedback gain matrix K of the equation,
This is output to the adder circuit 1212.

以上の四種類の信号を加算回路1213は加算し、さら
に、その二次元のベクトル値は変換回路1213の疑似逆行
列B⁺［0,1］によって一次元のスカラ値である入力トル
クＴ（ｔ）の値へと変換され、その値が出力回路1214に
よってサーボモータ1201へ最終的に与えられる。The addition circuit 1213 adds the above four kinds of signals, and the two-dimensional vector value thereof is further calculated by the pseudo-inverse matrix B ⁺ [0,1] of the conversion circuit 1213, which is the input torque T (t ) Value, and the value is finally given to the servomotor 1201 by the output circuit 1214.

ｕ（ｔ）＝B⁺（x,t）｛−ｚ（ｔ） −ｆ（x,t）＋A_m・ｘ（ｔ）＋B_m・ｒ（ｔ） −Ｋ・ｅ（ｔ）｝ ……（50）即ち、あるいは整理して、Ｔ（ｔ）＝−｛1/（τｓ＋１）｝・｛（ｔ）−Ｔ（ｔ）｝ −a_m・−b_m・θ＋c_m・ｒ −k_a・_e−k_b・θ_e ……（52）となり、（50）〜（52）式が最終的な制御則となる。 ^{u (t) = B + (} x, t) {- z (t) -f (x, t) + A m · x (t) + B m · r (t) -K · e (t)} ...... ( 50) That is, Or organize, T (t) = - { 1 / (τs + 1)} · {(t) -T (t)} -a m · -b m · θ + c m · r -k a · e -k b · θ _e becomes (52), and equations (50) to (52) are the final control law.

この時、制御則を表わす（50）式を制御対象の特性を
表わす（１）式に代入し、さらに未知部分推定値に関す
る近似式である（48）式を完全な等式として用いて式を
整理すると、誤差ベクトルの特性および制御対象の範囲
を制限する条件が従来技術と同様に（21）〜（23）式に
よって与えられる。At this time, the equation (50) representing the control law is substituted into the equation (1) representing the characteristic of the controlled object, and the equation (48), which is an approximate equation regarding the unknown partial estimated value, is used as a complete equation to obtain the equation. In summary, the conditions for limiting the characteristic of the error vector and the range of the controlled object are given by the equations (21) to (23) as in the prior art.

以上より、本発明の第二の実施例の適応制御装置の主
たる動作は以下のように要約される。From the above, the main operation of the adaptive control apparatus of the second embodiment of the present invention is summarized as follows.

未知部分演算回路1206およびローパスフィルタ回路
1207により、サーボモータ1201の未知部分が（49）式に
よって推定され、未知部分推定値ｚ（ｔ）を得る。Unknown partial operation circuit 1206 and low-pass filter circuit
By 1207, the unknown portion of the servo motor 1201 is estimated by the equation (49), and the unknown portion estimated value z (t) is obtained.

未知部分打消回路1208により、未知部分打消信号
（−ｚ）を発生する。The unknown portion canceling circuit 1208 generates an unknown portion canceling signal (-z).

既知部分打消回路1209により、既知部分打消信号
（−ｆ）を発生する。The known partial cancellation circuit 1209 generates a known partial cancellation signal (-f).

規範モデル特性挿入回路1210により、規範モデル特
性信号（A_m・ｘ＋B_m・ｒ）を発生する。The reference model characteristic insertion circuit 1210 generates a reference model characteristic signal (A _m · x + B _m · r).

誤差特性調整回路1211により、誤差特性調整信号
（−Ｋ・ｅ）を発生する。The error characteristic adjustment circuit 1211 generates an error characteristic adjustment signal (-K · e).

加算回路1212により、上記四信号を加算する。 The adder circuit 1212 adds the above four signals.

変換回路1213により、疑似逆行列（B⁺）を用いて、
二次元のベクトル値である加算信号を一次元のスカラ値
である入力トルクへと変換し、最終的に（52）式の制御
則を得る。By the conversion circuit 1213, using the pseudo inverse matrix (B ⁺ ),
The addition signal, which is a two-dimensional vector value, is converted into an input torque, which is a one-dimensional scalar value, and finally the control law of equation (52) is obtained.

これらの動作〜を、従来例で説明した動作〜
と比較すると、両者の大きな違いはにある。即ち、未
知部分推定値を得る際に、従来時間遅延回路を使用して
いたのに対して、本実施例では回路化が容易なローパス
フィルタ回路を使用している点が大きく異なっている。These operations are the operations described in the conventional example.
Compared with, there is a big difference between the two. In other words, the time delay circuit is conventionally used to obtain the unknown portion estimation value, but the present embodiment is largely different in that a low-pass filter circuit that is easy to make into a circuit is used.

その結果、同等の性能を持つ適応制御装置を、実現容
易なローパスフィルタ回路を用いて、実現できるという
効果を持つ。さらに、ローパスフィルタ回路によって、
未知部分演算値に含まれる高周波の測定雑音を除去でき
るという効果も発揮できる。As a result, it is possible to realize an adaptive control device having equivalent performance by using a low-pass filter circuit that is easy to realize. Furthermore, the low-pass filter circuit
The effect that high-frequency measurement noise included in the unknown partial calculation value can be removed can also be exhibited.

なお、（45）式を満たす未知部分推定手段としては、
本第二の実施例で説明したローパスフィルタ回路以外に
も、特有の効果を持つ様々な手段が存在する。例えば、
請求項（４）記載のバンドパスフィルタを用いることに
よって、制御対象の未知部分の周波数帯域が既知の場合
に、未知部分演算値に含まれる測定雑音を非常に効果的
に除去できるという格別の効果が得られる。また、請求
項（６）記載の零次サンプル・ホールド回路を用いるこ
とによって、ディジタル回路系の適応制御装置を容易に
構成できるという効果を持つ。さらに、請求項（７）記
載のように、零次サンプル・ホールド回路にシフト回路
を組み合わせることによって、特に計算機プログラムに
よる適応制御装置の構成が非常に容易になるという効果
を有することができる。また、請求項（８）および
（９）記載の、ほぼ１の係数を乗じるという未知部分推
定手段を用いることによって、制御対象の未知部分の位
相に関しては完全に、また大きさに関してもその大部分
を打ち消すことができるという格別の効果が得られる。In addition, as an unknown part estimation means that satisfies the equation (45),
In addition to the low-pass filter circuit described in the second embodiment, there are various means having unique effects. For example,
By using the bandpass filter according to claim (4), when the frequency band of the unknown part of the control target is known, it is possible to very effectively remove the measurement noise included in the unknown part calculation value. Is obtained. Further, by using the zero-order sample and hold circuit according to the sixth aspect, it is possible to easily configure an adaptive control device of a digital circuit system. Furthermore, by combining the shift circuit with the zero-order sample-and-hold circuit as described in claim (7), it is possible to obtain an effect that the configuration of the adaptive control device particularly by a computer program becomes very easy. Further, by using the unknown part estimating means of multiplying a coefficient of almost 1 according to claims (8) and (9), the phase of the unknown part of the controlled object is completely and most of the size. There is a special effect that can cancel.

さらに、以上で説明した様々な未知部分推定手段は、
本第二の実施例で説明した規範モデル追従型の適応制御
装置だけでなく、第一の実施例で説明した軌道追従型の
適応制御装置と組み合わせても同様な効果が発揮できる
ことは言うまでもない。Furthermore, the various unknown part estimation means described above
It goes without saying that the same effect can be achieved not only by the reference model following type adaptive control device described in the second embodiment but also by combining with the trajectory following type adaptive control device described in the first embodiment.

次に、本発明の第三の実施例について説明する。本発
明の第三の実施例における適応制御装置の目的は、状態
ベクトルの微分値（d/dt）ｘ（ｔ）、既知特性ベクトル
ｆ（x,t）や既知入力配分行列Ｂ（x,t）の変化が速い場
合にも、未知部分の推定精度が高い適応制御装置を提供
することである。Next, a third embodiment of the present invention will be described. The purpose of the adaptive control apparatus in the third embodiment of the present invention is to differentiate the state vector (d / dt) x (t), known characteristic vector f (x, t) and known input distribution matrix B (x, t). ) Is to provide an adaptive control device with high estimation accuracy of an unknown part even when the change of () is fast.

第二の実施例において考察した四つの閉ループのう
ち、未知部分推定手段が直接関係する二つの閉ループ、
即ち「未知部分打消部（出力側）の閉ループ」と「未知
部分打消部（入力側）の閉ループ」に着目する。第６図
〜第７図に見られるように、出力側の信号に対しても入
力側の信号に対しても、同一の信号処理Ｇ（・）がささ
れているが、これらを別々の信号処理G₁（・），G
₂（・）で置き換えることを考える。そうすることによ
って、（39）式で表わされる推定値の高精度化条件は次
のように変更される。Of the four closed loops considered in the second embodiment, the two closed loops to which the unknown part estimation means are directly related,
That is, attention is paid to "a closed loop of the unknown part canceling unit (output side)" and "a closed loop of the unknown part canceling unit (input side)". As shown in FIGS. 6 to 7, the same signal processing G (•) is applied to both the output side signal and the input side signal, but these are treated as separate signals. Processing G ₁ (・), G
₂ Consider replacing with (・). By doing so, the accuracy improving condition of the estimated value represented by the equation (39) is changed as follows.

G₁（・）＝１ ……（53） G₂（・）＝１ ……（54）また、（42），（43）式で示される適応制御装置の実
現条件は次のように変更される。G ₁ (・) = 1 (53) G ₂ (・) = 1 (54) Also, the realization conditions of the adaptive controller shown by the equations (42) and (43) are changed as follows. It

（53）式と（55）式は同時に満足することが可能であ
るが、（54）式と（56）式は矛盾する条件であるので、
第二の実施例と同様に、（54）式の条件を実用上問題の
ない範囲で緩和しなければならない。その結果、G
₁（・）およびG₂（・）が満足すべき最終的な条件式は
次のようになる。 Equations (53) and (55) can be satisfied at the same time, but equations (54) and (56) are contradictory conditions.
Similar to the second embodiment, the condition of the expression (54) must be relaxed within a range where there is no practical problem. As a result, G
_The final conditional expressions that ₁ (•) and G ₂ (•) must satisfy are as follows.

第二の実施例と同様に、上記の条件を満たすG₂（・）
は様々なものがあるが、以下その一例として、時間遅延
回路G₂（・）として用いた適応制御装置の実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。なお、第二の実施例
と本第三の実施例との相違点は未知部分推定手段の構成
に限られるので、以下この点に絞って説明を行なう。 Similar to the second embodiment, G ₂ (•) satisfying the above condition
There are various types, but an example of an adaptive control device used as the time delay circuit G ₂ (•) will be described below as an example with reference to the drawings. Since the difference between the second embodiment and the third embodiment is limited to the configuration of the unknown portion estimation means, the description will be made below focusing on this point.

第13図は本発明の第三の実施例を示す適応制御装置に
おける未知部分推定手段を表わすブロック線図である。
第13図において、1301は定数倍回路（定数＝１）、1302
は時間遅延回路、1303は加算回路、1304は1301〜1303よ
り構成される未知部分推定手段である。FIG. 13 is a block diagram showing an unknown portion estimating means in the adaptive control device showing the third embodiment of the present invention.
In FIG. 13, 1301 is a constant multiplication circuit (constant = 1), 1302
Is a time delay circuit, 1303 is an adder circuit, and 1304 is an unknown part estimation means composed of 1301 to 1303.

以上のように構成された本発明の第三の実施例におけ
る未知部分推定手段について、以下その動作を説明す
る。制御対象であるサーボモータの回転角加速度は定
数倍回路1301によって、そのまま加算回路1303に出力さ
れる。また、入力トルクＴ（ｔ）は入力配分行列Ｂを乗
じて、さらに符号を反転された後に、時間遅延回路1302
によって、時間Ｌだけ遅らされて−Ｔ（ｔ−Ｌ）とな
り、加算回路1303に出力される。加算回路1303は、以上
の二つの信号を加算し、未知部分推定値ｚ（ｔ）と出力
する。この様にして得られた未知部分推定値は、第二の
実施例と同様に用いられて適応制御装置を構成する。The operation of the unknown portion estimating means in the third embodiment of the present invention configured as described above will be described below. The rotational angular acceleration of the servo motor to be controlled is directly output to the adder circuit 1303 by the constant multiplication circuit 1301. Further, the input torque T (t) is multiplied by the input distribution matrix B, and after the sign is inverted, the time delay circuit 1302
Is delayed by the time L to become -T (t-L) and is output to the adder circuit 1303. The adder circuit 1303 adds the above two signals and outputs it as an unknown part estimation value z (t). The unknown portion estimation value thus obtained is used in the same manner as in the second embodiment to configure the adaptive control device.

本第三の実施例の未知部分推定手段の構成を第二の実
施例のものと比較すると、（57）式より本第三の実施例
においてはG₁≡１として、回転角加速度θの正確な値を
用いることができる。この構成上の特徴により、第三の
実施例においては、回転加速度の変化が非常に速い場
合、一般には制御対象の状態ベクトルの微分値（d/dt）
ｘ（ｔ）や既知特性ベクトルｆ（x,t）あるいは既知入
力配分行列Ｂ（x,t）の変化が非常に速い場合にも、未
知部分推定値を高精度化できるという格別の効果が得ら
れる。さらに、回転角加速度、一般には制御対象の状
態変数の微分値（d/dt）ｘ（ｔ）には、無視できない高
周波数の測定雑音が含まれる事が多いが、その様な場合
には、G₁をローパスフィルタとすることによって測定雑
音を効果的に除去し、さらに高精度の適応制御装置が実
現できるという効果がある。Comparing the configuration of the unknown portion estimating means of the third embodiment with that of the second embodiment, from equation (57), in the third embodiment of the present invention, G ₁ ≡1 is set, and the rotational angular acceleration θ is accurately calculated. Any value can be used. Due to this structural feature, in the third embodiment, when the change of the rotational acceleration is very fast, the differential value (d / dt) of the state vector of the controlled object is generally used.
Even if x (t), the known characteristic vector f (x, t), or the known input distribution matrix B (x, t) changes very quickly, the unknown portion estimation value can be highly accurate. To be Furthermore, the rotational angular acceleration, generally the differential value (d / dt) x (t) of the state variable to be controlled, often contains high-frequency measurement noise that cannot be ignored, but in such a case, By using G ₁ as a low-pass filter, the measurement noise can be effectively removed, and a highly accurate adaptive control device can be realized.

発明の効果以上のように本発明は、下記の効果を持つ。Effects of the Invention As described above, the present invention has the following effects.

未知部分打消信号出力手段と既知部分打消信号出力
信号と目標微分信号出力手段と目標誤差特性信号出力手
段とを具備することによって、目標ベクトルを、規範モ
デルによって制限される事なく、時間軌跡によって自由
に設定できるという効果。By providing the unknown partial cancellation signal output means, the known partial cancellation signal output signal, the target differential signal output means, and the target error characteristic signal output means, the target vector can be freely set according to the time locus without being restricted by the reference model. The effect that can be set to.

未知部分演算手段によって得られた未知部分演算値
ｗ（ｔ）と部分的には等しいが恒等的には等しくない値
ｚ（ｔ）を未知部分推定値として出力する未知部分推定
手段を具備することによって、未知部分推定手段におけ
る信号処理手段として時間遅延以外の手段を利用可能と
し、これにより適応制御装置を容易に構成できるという
効果。An unknown part estimation means is provided for outputting, as an unknown part estimation value, a value z (t) which is partially equal but not equal to the unknown part arithmetic value w (t) obtained by the unknown part arithmetic means. As a result, means other than the time delay can be used as the signal processing means in the unknown portion estimation means, whereby the adaptive control device can be easily configured.

入力ベクトルｕ（ｔ）と部分的には等しいが恒当的
には等しくないｖ（ｔ）を出力する信号処理手段と、前
記出力値ｖ（ｔ）を用いて未知部分推定値ｚ（ｔ）＝
（d/dt）ｘ（ｔ）−ｆ（x,t）−Ｂ（x,t）ｖ（ｔ）を出
力する未知部分推定手段を具備することによって、制御
対象の状態ベクトルの微分値（d/dt）ｘ（ｔ）や既知特
性ベクトルｆ（x,t）あるいは既知入力配分行列Ｂ（x,
t）の変化が非常に速い場合にも、未知部分推定値を高
精度化できるという効果。A signal processing means for outputting v (t) which is partially equal but not equal to the input vector u (t), and an unknown partial estimation value z (t) using the output value v (t). =
(D / dt) x (t) -f (x, t) -B (x, t) v (t) is provided, and an unknown part estimation means is provided, so that a differential value (d / dt) x (t) or known characteristic vector f (x, t) or known input distribution matrix B (x,
The effect that the unknown part estimation value can be highly accurate even when the change of t) is extremely fast.

[Brief description of drawings]

第１図は本発明の第一の実施例における適応制御装置の
ブロック線図、第２図は適応制御装置の制御対象の一例
として取り上げるサーボモータの斜視図、第３図は従来
の適応制御装置のブロック線図、第４図〜第７図は適応
制御装置に存在する四箇所の閉ループ部のブロック線
図、第８図〜第11図は第４図〜第７図をそれぞれ簡単化
したブロック線図、第12図は本発明の第二の実施例にお
ける適応制御装置のブロック線図、第13図は本発明の第
三の実施例の適応制御装置における未知部分推定手段の
ブロック線図である。 101……第二図のサーボモータ、102……目標信号出力回
路、106……未知部分演算回路、107……時間遅延回路、
108……未知部分打消回路、109……既知部分打消回路、
110……目標微分信号挿入回路、111……誤差特性挿入回
路、302……規範モデル回路、310……規範モデル特性挿
入回路、311……誤差特性調整回路、1207……ローパス
フィルタ回路、1301……定数倍回路（定数＝１）、1302
……時間遅延回路。FIG. 1 is a block diagram of an adaptive control device according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a perspective view of a servo motor taken as an example of a control target of the adaptive control device, and FIG. 3 is a conventional adaptive control device. 4 to 7 are block diagrams of four closed loop parts existing in the adaptive control device, and FIGS. 8 to 11 are simplified blocks of FIGS. 4 to 7, respectively. Diagram, FIG. 12 is a block diagram of the adaptive control device in the second embodiment of the present invention, and FIG. 13 is a block diagram of the unknown portion estimating means in the adaptive control device of the third embodiment of the present invention. is there. 101 ... Servo motor of FIG. 2, 102 ... Target signal output circuit, 106 ... Unknown partial arithmetic circuit, 107 ... Time delay circuit,
108 …… Unknown part cancellation circuit, 109 …… Known part cancellation circuit,
110 ... Target differential signal insertion circuit, 111 ... Error characteristic insertion circuit, 302 ... Reference model circuit, 310 ... Reference model characteristic insertion circuit, 311 ... Error characteristic adjustment circuit, 1207 ... Low pass filter circuit, 1301 ... … Constant multiplication circuit (constant = 1), 1302
...... Time delay circuit.

Claims

[Claims]

1. t is time, x (t) is an n-dimensional state vector, f (x, t) is an n-dimensional known characteristic vector, and h (x, t).
Is an n-dimensional unknown characteristic vector, B (x, t) is an nxp-dimensional known input distribution matrix in which its pseudo-inverse matrix B ⁺ (x, t) exists,
Let u (t) be a p-dimensional input vector and d (t) be an n-dimensional unknown disturbance vector, (d / dt) x (t) = f (x,
t) + h (x, t) + B (x, t) u (t) + d (t), where x _d (t) is the n-dimensional target of the state vector x (t) Vector, e (t) is an n-dimensional error vector defined by e (t) = _xd (t) -x (t) where e (t) is the difference between the target vector _xd (t) and the state vector x (t) , A _e is an nxn-dimensional error characteristic matrix, and the target error characteristic of the error vector e (t) is (d / dt) e (t) = A _e · e (t), and I is nx
An n-dimensional identity matrix, 0 is an n-dimensional zero vector,
{IB (x, t) B ⁺ (x, t)} {-f (x, t) -h (x, t)
If -d (t) + (d / dt) x d (t) -A e · e (t)} = 0 is satisfied, i.e. the number of elements n of the state vector x in the control target (t) The input vector u (t)
When the number p of elements of P is substantially equal, w ₀ (t) = h (x, t) + d (t), which is the value of the unknown part of the controlled object,
Using the value of the known part of the controlled object, w (t) = (d /
dt) x (t) -f (x, t) -B (x, t) u (t) as an unknown partial calculation means, and the unknown partial calculation obtained by the unknown partial calculation means Unknown part estimation means for outputting a value z (t) that is partially equal but not equal to the value w (t) as an unknown part estimation value; and the unknown part obtained by the unknown part estimation means. An unknown part cancellation signal output means for outputting an unknown part cancellation signal -z (t) of the controlled object using the estimated value z (t), and a known part of the controlled object from the known characteristic vector f (x, t). Known partial cancellation signal output means for outputting a cancellation signal -f (x, t), target differential signal output means for outputting a differential vector signal (d / dt) _xd (t) of the target vector, and a target error characteristic A target error characteristic signal output means for outputting the signal −A _e · e (t), and The signals output from the unknown partial cancellation signal output means, the known partial cancellation signal output means, the target differential signal output means, and the target error characteristic signal output means are added to add signal -z (t) -f. (X,
t)) + (d / dt) _xd (t) -A _e · e (t), and a pseudo inverse matrix B ⁺ (x, t) of the known input distribution matrix B (x, t). t), the n-dimensional addition signal obtained by the signal adding means is added to the p-dimensional input vector u (t) as u (t) = B ⁺ (x, t) {-z (t). -F
(X, t) + (d / dt) _xd (t) −A _e · e (t)}, and the input obtained by the signal converting means. Vector u
(T) The state vector x of the controlled object
An adaptive control device for controlling (t).

2. The adaptive part estimating means according to claim 1, wherein the unknown part estimating means is an unknown part estimating means in which z (t) = w (t−L), where L is a positive time. Control device.

3. t is time, x (t) is an n-dimensional state vector, f (x, t) is an n-dimensional known characteristic vector, and h (x, t).
Is an n-dimensional unknown characteristic vector, B (x, t) is an nxp-dimensional known input distribution matrix in which its pseudo-inverse matrix B ⁺ (x, t) exists,
Let u (t) be a p-dimensional input vector and d (t) be an n-dimensional unknown disturbance vector, (d / dt) x (t) = f (x,
t) + h (x, t ) + B (x, t) with respect to u (t) + d (t ) can be represented by a control object, A _m norms characteristic matrix of nxn dimension a, B _m the nxq dimensional norm input Allocation matrix, r (t) is the q-dimensional reference input vector, and (d / dt) x _m (t) = A _m
X ( _m ) (t) + _Bm * r (t) of the reference model x _m (t) as an n-dimensional reference vector, e (t)
Is the reference vector x _m (t) and the state vector x
An n-dimensional error vector defined by e (t) = x _m (t) −x (t) as a difference of (t), K is an (nxn) -dimensional error feedback matrix, and the error vector e is
The target error characteristic of (t) is (d / dt) e (t) = (A _m + K)
-E (t), I is an nxn-dimensional unit matrix, and 0 is an n-dimensional zero vector, {IB- (x, t) B ⁺ (x,
t)} {-f (x, t) -h (x, t) -d (t) + A _m · x
(T) + B _m · r (t) −K · e (t)} = 0, that is, the state vector x in the controlled object
When the number n of elements of (t) and the number p of elements of the input vector u (t) are substantially equal, the value of the unknown part of the controlled object is w _o (t) = h (x, t) + d W (t) = (d / dt) x (t) -f (x, t) -B (x, t) u using the value of the known part of the controlled object.
An unknown part calculation means obtained as an unknown part calculation value by (t), and a value z which is partially equal but not equal to the unknown part calculation value w (t) obtained by the unknown part calculation means. An unknown portion estimation signal that outputs (t) as an unknown portion estimation value and the unknown portion estimation value z (t) obtained by the unknown portion estimation means are used to cancel the unknown portion cancellation signal -z (t of the control target. ) Is output, and the known characteristic vector f (x, t) is output.
From the known partial cancellation signal −f (x, t) of the controlled object, and a characteristic signal A _m · x (t) + B _m · r (t) of the reference model. Reference model characteristic signal output means for performing error characteristic adjustment signal -Ke
(T) is output from the error characteristic adjustment signal output means, the unknown partial cancellation signal output means, the known partial cancellation signal output means, the reference model characteristic signal output means, and the error characteristic adjustment signal output means. Signals are added to add signal −z (t) −f (x, t) + A _m · x (t) + B _m
.Signal adding means for outputting r (t) -K.e (t),
Pseudo inverse matrix B ⁺ (x, t) of the known input distribution matrix B (x, t)
Is used to convert the n-dimensional addition signal obtained by the signal adding means to the p-dimensional input vector u (t).
(T) = B ⁺ (x, t) {− z (t) −f (x, t) + A _m · x
_{(T) + B m · r} (t) -K · e (t)} by configured to and a signal converting means for converting, wherein said by the input vector u (t) obtained by said signal conversion means An adaptive controller that controls the state vector x (t) of the controlled object.

4. The unknown portion estimating means sets the gain to about 1 and the phase difference to about 0 for a predetermined frequency or frequency band of w (t), and the gain is less than 1 for other frequency bands. The adaptive control device according to any one of claims (1) and (3), wherein the adaptive control device is an unknown part estimation unit that processes as described above to obtain z (t).

5. The adaptive control device according to claim 4, wherein the predetermined frequency band is a continuous low frequency band including direct current.

6. The unknown part estimation means sets L to a positive time or k.
Is an integer and the time is z (t) = w (k · L) for the range of k · L ≦ t <(k + 1) L. Alternatively, the adaptive control device according to any one of (3).

7. The unknown part estimating means sets L to a positive time or k.
Is an integer, and the time is z (t) = w ((k-1) L) for the range of k · L ≦ t <(k + 1) L, and the unknown part estimating means is characterized. The adaptive control device according to any one of (1) and (3).

8. The unknown portion estimating means is an unknown portion estimating means in which z (t) = (1 + δ) w (t), where δ is a positive value smaller than 1. The adaptive control device according to any one of 1) or (3).

9. The unknown portion estimating means is an unknown portion estimating means in which z (t) = (1−δ) w (t), where δ is a positive value smaller than 1. The adaptive control device according to any one of items (1) and (3).

10. An unknown part calculating means, and a signal processing means which, instead of the unknown part estimating means, outputs v (t) which is partially equal but not equal to the input vector u (t). The value of the unknown part of the controlled object is w _o (t) = h (x,
t) + d (t), using the output value v (t) obtained by the signal processing means and the value of the known portion of the controlled object, the unknown portion estimated value z (t) = (d / dt) x (t) -f
An unknown part estimating means for outputting (x, t) -B (x, t) v (t), respectively.
Alternatively, the adaptive control device according to any one of (3).

11. A differential vector (d / dt) x (t) of a state vector x (t) is used as an input value, and a gain is about 1 and a phase difference is about 0 for a predetermined low frequency band including direct current. , Other frequency bands are processed so that the gain is smaller than 1, and a second signal processing unit having an output value of s (t) is provided, and (d / dt) x in the unknown portion estimation unit. The output value s (t) obtained by the second signal processing means is used instead of (t).
The adaptive control device described.