JPH08256079A

JPH08256079A - 自己較正されたホモダイン受信機

Info

Publication number: JPH08256079A
Application number: JP2695796A
Authority: JP
Inventors: John W Fattaruso; ダブリュ．ファッタルソジョン
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1995-02-15
Filing date: 1996-02-14
Publication date: 1996-10-01

Abstract

(57)【要約】【課題】異なる複数チャネルの信号を受信するホモダ
イン受信機において、シングルチップ上に配置可能な回
路により直流オフセットを除去すると共に、必要とする
設計の厳密性を軽減させる。【解決手段】ホモダイン受信機（１００）に、受信信
号を受信して該受信信号を基準信号と混合するミキサ
（１０６及び１０８）と、前記受信信号の前記異なる複
数のチャネルに関連した複数の補正値を記憶する補正回
路（１３０）と、前記ミキサ及び前記補正回路に接続さ
れた総和器（１１０及び１１２）とを備え、前記総和器
は前記補正値を用いて前記受信信号の直流オフセットを
除去させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、回路設計に関し、
特に受信機の設計に関する。

【０００２】

【従来の技術】多くの通信システムはヘテロダイン受信
機を使用している。ヘテロダイン受信機は到来する無線
周波（ＲＦ）信号を異なる周波数の信号と混合して中間
周波（ＩＦ）信号を得るようにしている。ＩＦ信号をろ
波した後に、ＩＦ信号からＲＦ信号により搬送されたも
との情報を得ることができる。これらの受信機は、良好
な感度が得られるが、今日の応用ではいくつかの問題点
がある。２レベルの回路、即ちＲＦ信号に関連した増幅
器及びフィルタ、並びにＩＦ信号に関連した増幅器及び
フィルタを必要とすることは、このようなシステムにお
いて固有である。ＲＦとＩＦとの間における大きな周波
数差のために直接集積化できない２レベル回路のため
に、ヘテロダイン受信機は高価になっており、しかも最
近の多くの応用には全く役立たない。

【０００３】集積化なし、かつ高価という問題点を解決
する他の受信機システムは、「直接変換」（即ち、ゼロ
ＩＦ）の原理を利用している。「直接変換通信受信機の
構築」（ＢｕｉｌｄａＤｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒ
ｓｉｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＲｅｃｅｉｖ
ｅｒ）、ポピュラーエレクトロニックス（ＰＯＰＬＡ
ＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ）４８（１９７４年１１
月）；ルンド（Ｌｕｎｄ）大学のマルチンイスベリ
（ＭａｒｔｉｎＩｓｂｅｒｇ）及びビヨルンリンド
クィスト（ＢｊｏｒｎＬｉｎｄｑｕｉｓｔ）による
「直接変換受信機における直流オフセットを除去する新
しい解決方法」（ＡＮｅｗＡｐｐｒｏａｃｈｔｏ
ＥｌｉｍｉｎａｔｅｔｈｅＤＣｏｆｆｓｅｔ
ｉｎＤｉｒｅｃｔＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎＲｅｃｅ
ｉｖｅｒ）、ルンド大学のポリーエスターブルック（Ｐ
ｏｌｌｙＥｓｔａｂｒｏｏｋ）及びブルースルシニ
ャン（ＢｒｕｃｅＬｕｓｉｇｎａｎ）による「直接変
換アーキテクチャーを用いた移動無線受信機の設計」
（ＴｈｅＤｅｓｉｇｎｏｆａＭｏｂｉｌｅＲ
ａｄｉｏＲｅｃｅｉｖｅｒＵｓｉｎｇａＤｉｒ
ｅｃｔＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎＡｒｃｈｔｅｃｔｕｒ
ｅ）、ＩＥＥＥ（１９８９）、ジェラルドシュルテス
（ＧｅｒａｌｄＳｃｈｕｌｔｅｓ）ほかによる「新し
いインコヒーレント直接変換受信機」（ＡＮｅｗＩ
ｎｃｏｈｅｒｅｎｔＤｉｒｅｃｔＣｏｎｖｅｒｓｉ
ｏｎＲｅｃｅｉｖｅｒ）、ＩＥＥＥ（１９９０）、タ
カハシカズアキほかによる「新しいＦＳＫ復調器及び
低消費電力直角位相ミキサを用いた直接変換受信機」
（ＡＤｉｒｅｃｔＣｏｎｖｅｒｓｉｏｎＲｅｃｅ
ｉｖｅｒＵｔｉｌｉｚｉｎｇａＮｏｖｅｌＦＳＫ
ＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒａｎｄａＬｏｗ−Ｐｏ
ｗｅｒ−Ｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎ−Ｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅＭｉｘｅｒ）、ＩＥＥＥ（１９９２）を参照された
い。この型式の受信機は通常「ホモダイン」受信機と呼
ばれている（図１Ａを参照されたい。）。ホモダイン受
信機は到来するＲＦ信号をＲＦ信号の中心周波数とほぼ
同一の周波数の信号と混合させるので、ヘテロダイン受
信機のＩＦ部はホモダイン受信機から除去されたものに
なっている。従って、２つの周波数の和をろ波した後、
その結果はこれら２との信号の差からなる信号であっ
て、ベースバンド周波数にある信号である。ホモダイン
受信機はいろいろな利点がある。第１に、１次スプリア
ス応答が存在せず、従ってろ波の仕様がより緩やかとな
る。第２に、チャネルろ波がベースバンド近傍で行え
る。従って、低域通過フィルタのみが必要とされ、帯域
通過フィルタ（正確に設計することが困難であり、かつ
小さな面積に集積化することも困難である。）は必要で
ない。第３に、ＩＦフィルタ及び増幅器が存在せず、Ｒ
Ｆフィルタに対する仕様がよりゆるやかとなるので、ホ
モダイン受信機の所要寸法がヘテロダイン受信機のもの
より大幅に小さくなる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ホモダイン受信機の利
点にも拘わらず、これら型式の受信機にはいくつかの問
題点がある。例えば、到来信号をベースバンドに変換す
るミキサの出力が典型的に直流オフセットを有する。こ
の直流オフセットは、数マイクロボルト程度となる信号
レベルより大きな値のものとなり得る。この問題に対す
る従来の解決方法は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）及び
９０ｄＢ又はそれ以上のダイナミックレンジを必要とす
るアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）に関連してい
た。これはモリシック手段により解決することを非常に
困難にする。例えば、この問題に対する一つの解決方法
は、図１Ａのミキサ２と図１Ａのフィルタ４との間にブ
ロッキング・コンデンサを配置することである。しか
し、この方法は一対の欠点がある。第１に、ブロッキン
グ・コンデンサが高域通過フィルタ（ＨＰＦ）として作
用し、また受信信号がベースバンドに変換されるので、
搬送波信号及びスペクトルの中心部分を阻止する恐れが
ある。第２に、この方法は、直流オフセットが一定のと
きにのみ機能することである。この問題に対して可能な
他の解決方法は、増幅器６とディジタル信号プロセッサ
１２との間にチャージポンプを挿入することである（図
１Ｂを参照されたい。）。しかし、これもまたいくつか
の問題点に直面する。これらの問題点のうちで最も重要
なことは、チャージポンプ回路１０の複雑かつ正確な設
計仕様にある（即ち、この設計は９０ｄＢ又はそれ以上
のダイナミックレンジを必要とする。）。

【０００５】

【課題を解決するための手段】以上の観点から、本発明
の目的はホモダイン受信機の利点を達成すると共に、直
流オフセットの問題を除去することである。更に、本発
明の目的は、シングルチップ上に配置することができ、
かつ必要とする設計の制約が従来の設計より緩やかな回
路により、直流オフセットの除去を達成することを目的
とする。

【０００６】本発明の一実施の形態は異なる複数のチャ
ネル内の信号を受信するホモダイン受信機であって、前
記ホモダイン受信機は、受信信号を受信してこれを基準
信号と混合するミキサと、前記受信信号の前記異なる複
数のチャネルに関連した複数の補正値を記憶する補正回
路と、前記ミキサ及び前記補正回路に接続された総和器
とを備え、前記総和器が前記補正値を用いて前記受信信
号の直流オフセットを除去させる。

【０００７】本発明の他の実施の形態は、異なる複数の
受信チャネルにより複数の信号を受信するホモダイン受
信機と、前記異なる複数の受信チャネル用の直流オフセ
ットの値を記憶する直流オフセット補正回路であって、
その直流オフセットの値を前記受信機の初期較正中に記
憶し、かつ変化する周囲条件について更新する前記直流
オフセット補正回路と、前記ミキサ及び前記直流オフセ
ット補正回路に接続された総和器とを備え、前記総和器
は前記混合信号を受け取ると共に、前記受信信号のチャ
ネルに対応する記憶した直流オフセットの前記値を用い
て前記混合信号の前記直流オフセットを除去させる。

【０００８】本発明の他の実施の形態は、異なる複数の
チャネルにより信号を受信するホモダイン受信機であっ
て、前記ホモダイン受信機は、受信信号を基準信号と混
合するミキサと、前記異なる複数の受信チャネル用の直
流オフセットの値を記憶する直流オフセット補正回路で
あって、前記直流オフセットの値を前記ホモダイン受信
機の初期較正中に記憶すると共に、変化する周囲条件に
ついて更新する前記直流オフセット補正回路と、前記ミ
キサ及び前記直流オフセット補正回路に接続された総和
器であって、前記混合信号を受け取り、かつ前記受信信
号のチャネルに対応する記憶した直流オフセットの前記
値を用いて前記混合信号の直流オフセットをオフセット
させる前記総和器と、前記混合信号のディジタル的な複
写を受け取り、かつ更新した直流オフセット値を供給し
て前記直流オフセット補正回路に記憶させるディジタル
信号プロセッサとを備える。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明の詳細を説明する前に、本
発明の可能な応用のうちの一つを説明することが重要で
ある。セルラ電話技術は、現在、異なるいくつかの「チ
ャネル」を使用してあるセルラ・ノードの異なるいくつ
かのユーザに対して明瞭な通信を提供するようにしてい
る。現在、セルラ電話呼の受信機又は送信機は、最初は
第１のチャネルに接続され、かつその呼が終結されるま
で第１のチャネルに留まる。このチャネルはセルラ局に
より選択され、かつこのセルラ局は呼の送信機及び呼の
受信機の両者に、これらがどのチャネルを使用すること
になるのかを知らせる（特に、セルラ局がチャネルを一
旦割り付けると、チャネルの設定は送信機のセルラ電話
及び受信機のセルラ電話内で自動的に達成される。）。
しかし、米国では、電話対話中にセルラ呼のチャネルを
周期的に切り換えて、電話呼に対するいずれかのパーテ
ィが、呼を終結した特定のチャネル用の「ヌル」領域に
渡される可能性を減少させることを必要とする新しい基
準を採用することになる可能性がある。これを念頭に置
くと共に、セルラ電話の送信機／受信機は高価でなく、
かつコンパクトであるべきということにより、これら型
式のシステムにとって典型的なヘテロダイン受信機及び
ヘテロダイン受信機は最適ではない。

【００１０】本発明の効果は、本発明をコンパクトに実
現することができ、かつ作成するのが比較的に安価であ
るということである。本発明の他の効果は、本発明がチ
ャネル選択に関する現行及び可能な将来の基準を適切に
取り扱い得ることである。

【００１１】図２は本発明による一実施の形態のブロッ
ク図を示す。特に、図２は本発明の自己較正されたホモ
ダイン受信機システムを示す。このシステムは大きな欠
点を解決すること、即ちパーソナル通信用の受信機のモ
ノリシック集積化に関してホモダイン受信機の直流オフ
セットを解決するように動作可能である。前述したよう
に、ホモダイン受信機のミキサは、所望の情報を搬送す
るベースバンド信号の値より大きな値にある直流オフセ
ットを出力する。この直流オフセットはミキサ回路にお
ける不整合、及びＲＦ信号入力に対する局部発振器のフ
ィードスルーが小さいことにより発生する。本発明の一
実施の形態では、直流オフセットをその発生源であるミ
キサ出力において大きく減少させる（少なくとも標準化
することを除き、好ましくは除去する）ように受信機を
較正することであり、また、本発明の他の実施の形態で
は、ミキサに対して外部的な回路によって直流オフセッ
トをゼロにすることにより、直流オフセットを減少させ
る（好ましくは除去させる）ことである。その結果、Ｌ
ＰＦブロック及びＡＤＣブロックの設計及び性能仕様を
大いに緩やかなものにする（好ましくは、本発明のＡＤ
Ｃが８ビットのレベルのものになる）。

【００１２】図２の受信機システムを較正してミキサの
出力における直流オフセットを減少させる少なくとも２
つの機構、即ち（１）電圧制御発振器（ＶＣＯ）１３６
を介して局部発振器（ＬＯ）信号の位相をわずかにトリ
ミングする機構、及び（２）ミキサ出力に対して直接的
な「補正」直流オフセットを加算して好ましくない直流
オフセットを補正させる機構が存在する。この型式の較
正は、ミキサの非理想的な特性を補償するように実行さ
れる。換言すれば、実際的に見て、完全なミキサを作成
することは不可能なので、到来するＲＦ信号と基準信号
との間で検知された位相差は、完全に、「Ｉ」経路にお
いて０°、かつ「Ｑ」経路において９０°とならない。
従って、ミキサの出力には好ましくない直流成分が含ま
れることになる。この問題をなくすために、基準信号
は、不完全ミキサにより検知された位相差が可能な限
り、それぞれ０°及び９０°に近くなるように、数度だ
け「トリミング」される。本発明の一実施の形態におい
て、トリミングは補正テーブル１３０、Ｉチャネル用の
ΔＩブロック１２６、及びＱチャネル用のΔＱブロック
１２８により達成される。特に、受信機が（最初の電源
投入時、及び非使用中の周期的な間隔時の両方で）較正
されるときは、異なる各チャネルにおけるミキサ不整合
に対応するトリミング値が補正テーブル１３０に記憶さ
れる。受信機が使用状態になると、記憶されたこれらの
較正値を用いてミキサが発生する直流オフセットを減少
させる。従って、トリミングは、自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）ループにより選択される利得に比例してミキサ１０
６及び１０８の出力における直流オフセットを減少させ
る。

【００１３】何らの補正のないミキサの出力における総
合的な直流オフセットは、ミキサの非理想特性と、Ｉ及
びＱ基準信号の非理想特性と、受信機自体のアンテナに
よりピックアップされたＬＯ信号を含むＬＯフィードス
ルーとの結果である。直流オフセットを減少させるため
に「トリミング」補正方法を用いるときは、ミキサ１０
６及び１０８の出力に少量の直流オフセットが依然とし
て存在し得る。従って、補正の「トリミング」方法は、
直流オフセットを除去するように受信機を較正する第２
の方法に関連して用いられてもよい。

【００１４】図２の受信機を較正し、ミキサの出力に受
信信号を直接加算して、ミキサ及びＬＯフィードスルー
におけるデバイス不整合を補正する第２の方法は、補正
テーブル１３０（好ましくは、ＲＡＭ又はＲＯＭのよう
なメモリデバイス）、及び較正更新回路１３２（好まし
くはＤＳＰ１２２に集積化されている）を用いて達成さ
れてもよい。必要とする補正レベルは、選択した送信機
／受信機チャネルに従って異なる（特に、補正は現在選
択しているチャネルの周波数に対応する）。補正テーブ
ル１３０（好ましくはＲＡＭ又は他の型式の読み出し／
書き込みメモリ）は、好ましくは、４つのディジタル・
アナログ変換器（ＤＡＣ）（図示なし）に供給される４
バイト出力を有する。各受信チャネル用の現在の較正デ
ータは、補正テーブル１３０に記憶される。選択された
データは補正テーブル１３０から読み出されてＤＡＣ
（図示なし）に印加され、補正電圧を発生させて電圧制
御位相シフト回路網（ΔＩブロック１２６及びΔＱブロ
ック１２８）及びポストミキサ合算器（合算器１１０及
び１１２）に印加され、これによってミキサの非理想特
性よる直流オフセットを減少させ（前記を参照された
い。）、かつ合算器１１０及び１１２に対して「補正」
オフセットを加算することにより、余分な直流オフセッ
トをゼロにさせる。

【００１５】ΔＩブロック１２６及びΔＱブロック１２
８を参照して図２の受信機を較正する第２の方法を説明
しているが、これら２回路がなくとも直流オフセットの
除去を達成することができる。そのため、これらの回路
に特定の電圧を印加することに応答して信号の位相を単
純にシフトさせるΔＩブロック１２６及びΔＱブロック
１２８を備える代わりに、ＶＣＯ１３６をミキサ１０６
及び位相シフタ１３４にそれぞれ直接接続する。従っ
て、ミキサの非理想特性、及びミキサに対するＬＯ入力
の非理想特性から帰結する直流オフセットの部分（特
に、ミキサ１０６に対するＬＯ入力はＲＦ入力に対して
正確に０°の位相ずれではなく、またミキサ１０８に対
するＬＯ入力はＲＦ入力に対して正確に９０°の位相ず
れではない。）は、ミキサ１０６及び１０８内で減少さ
れていないので、直流オフセットの完全なる減少は、合
算器１１０及び１１２に関連し、補正テーブル１３０を
用いて達成される。

【００１６】補正テーブル１３０の較正を説明する。ま
ず、受信機１００をオンにすると、プログラムが全ての
送信／受信チャネルを介して順次進行し、各送信／受信
チャネルに関する直流オフセットを判断する。例えば温
度変動（特にこれらの変動が各チャネルに対して影響を
異にする場合）、又は受信と信号反射における相違のた
めに、この較正ステップを周期的に実行して各チャネル
に関する直流オフセットにおける変動を補償させてもよ
い。各チャネルに対する直流オフセット・データは、各
チャネルに対応する位置により補正テーブル１３０に記
憶され、後にチャネルコマンド入力１４０により特定の
チャネルについて検索される。次いで、受信機１００が
作動されると、ディジタル信号プロセッサ１２２（特
に、較正更新回路１３２）が連続的にＡＤＣ出力を調
べ、低域通過フィルタ１１４及び１１６の平均アナログ
出力レベルを判断し、かつ直流オフセット較正が温度ド
リフト又は放射環境における変化のためにドリフトした
か否かを判断する。その通りであれば、ＤＳＰ１２２に
おいて適当なアルゴリズムを用いて補正テーブル１３０
のエントリのいくつか又は全てを（好ましくはゆっくり
と）更新させることにより、合算器１１０及び１１２の
出力の直流オフセットを減少させる（好ましくは除去す
ること）ことができる。

【００１７】本発明の受信機システムは、直流オフセッ
トの減少に加えて、ＲＦ増幅器１０４の利得を調整する
ように動作中の自動利得制御（ＡＧＣ）回路１２４及び
対応するアルゴリズムを用いてＡＤＣ１１８及び１２０
により変換されている情報保持信号レベル（時間変動信
号）を一定に保持させる。最初に受信機が較正される
と、これらの利得が低レベルにされてミキサ出力におい
て大きな直流オフセットの線形変換を可能にする。較正
アルゴリズムが収束するに従って、利得を順次高くして
非常に低いレベルの信号を受信して検出させるようにし
てもよい。更に、受信機が基地送信局近傍に位置する場
合のように、高レベルの信号を受信することになる場合
には、ＡＧＣループも受信機利得を低下させることにな
る。

【００１８】図３は異なるチャネルの受信信号に関する
可能直流オフセットを示す。特に「チャネルＡ」、「チ
ャネルＢ」、「チャネルＣ」、及び「チャネルＤ」とし
て示す信号は、チャネルＡ、Ｂ、Ｃ及びＤに到来する信
号をそれぞれ表す。「補正後」と示されている信号は、
本発明の補正方法後における前述のチャネルのうちの一
信号を表している。図３から理解されるように、受信信
号は全て大きな直流オフセットを有すると共に、これら
の直流オフセットは受信チャネルによって異なる。しか
し、ＡＤＣ１１８及び１２０に入力される信号は、受信
信号がどのチャネルのものであろうとも、直流オフセッ
トがわずかである、又は存在しない。

【００１９】図２及び図３を参照すると、以下はセルラ
電話の関係で本発明の受信システムの動作の概要であ
る。電源を投入すると、受信機１００は補正テーブルの
較正を開始する。較正の結果は各送信／受信チャネルに
対応して補正テーブル１３０に直流オフセット補正値を
記憶することである。この初期較正を実行した後、及び
セルラ電話を電源投入したが、「活性の」仕様状態でな
い間は、同一の較正手順を実行して、温度変動及び放射
環境の変化によるどのような変化に関しても較正テーブ
ル１３０を更新させる。

【００２０】電話呼が発信され、又は呼が受信される
と、セルラ基地局は、実際に電話会話を開始する前に、
電話呼に対してどのチャネルが割り付けられるのかを受
信及び送信電話の双方に通告する。この通告を受け取る
と、チャネルの値が一連のバイトに変換され、かつコマ
ンド入力１４０を介してシンセサイザ・ループ１３８及
び補正テーブル１３０に転送される。この信号を受け取
ると、シンセサイザ・ループ１３８、周波数基準回路１
４６（チャネル空間周波数における周波数基準、好まし
くは３０ＫＨｚを供給する水晶発振器１４４と、プログ
ラマブル分周器１４２とからなる。）、及び電圧制御発
振器１３６は、連係して動作することにより、ミキサ１
０６及び１０８により用いられる基準信号を発生させ
る。加えて、チャネル・コマンド信号１４０は補正テー
ブル１３０により用いられて特定の送信／受信チャネル
に対する正しい補正値をアクセスさせるようにする。

【００２１】以下では、受信システム及び送信システム
が同じようにして動作するので、受信システムのみを説
明する。適当なチャネルを選択した後、ＲＦ信号がアン
テナ１４２を介して受信され、帯域通過フィルタ１０２
によりろ波され、かつＲＦ増幅器１０４により増幅され
る。ＲＦ増幅器１０４の利得は、ＲＦ信号を受信する前
に、受信機１００の較正中に判断された補正値に基づ
き、ＤＳＰ１２２を介して調整され、かつ補正テーブル
１３０に記憶される。ＲＦ増幅器１０４の出力はＩ成分
及びＱ成分に分割される。Ｉ成分はミキサ１０６におい
て受信信号とほぼ同一周波数を有する基準信号と混合さ
れ、またＱ成分はＩ基準信号とほぼ９０°位相がずれて
いることを除き、Ｉ基準信号と同一周波数である基準信
号とミキサ１０８において混合される。ΔＩブロック１
２６及びΔＱブロック１２８が受信機により用いられて
いるときは、Ｉ基準信号及びＱ受信信号の位相が、補正
テーブル１３０に記憶されている特定の受信チャネル用
の補正データに基づいて、ΔＩブロック１２６及びΔＱ
ブロック１２８においてそれぞれ変更される。従って、
ミキサ１０６及び１０８の出力は、それぞれ小さな直流
成分（基準信号のフィードスルーのため）と、所望のベ
ースバンド信号（所望の情報を搬送している）と、その
直角位相信号とから構成された信号となる。これらの信
号はそれぞれ合算器１１２及び１１０に対する入力とな
る。合算器１１２及び１１０は補正テーブル１３０（チ
ャネル・コマンド信号１４０によりアドレス指定され
る）から補正値（特定の受信チャネルに対するもの）を
受け取り、これらの補正値を用いてこれら入力の直流オ
フセットをゼロにさせる。従って、低域通過フィルタ１
１４及び１１６に対する入力は、単純にそれぞれ、情報
を含むベースバンド信号、及びその直角位相信号であ
る。低域通過フィルタ１１４及び１１６の出力は、それ
ぞれＡＤＣ１２０及び１１８においてアナログ信号から
ディジタル信号へ変換される。ＤＳＰ１２２はＡＤＣか
らの出力を受け取り、これらの信号を処理してＡＧＣ回
路１２４に対する利得制御信号（アナログ信号の変動に
対応してこのアナログ信号の情報保持部分を適当に増幅
させる）、直流オフセット制御信号（アナログ信号の平
均に対応して補正テーブル１３０を適当に更新させ
る）、及び電話を介して聴取される音声出力を供給す
る。

【００２２】ここでは本発明の特定の実施の形態を説明
したが、これらの実施の形態は本発明の範囲を制限する
ものとして解釈されるべきでない。本発明の多くの実施
の形態は、当該技術分野に習熟する者にとって仕様の原
理体系に照らして明らかとなる。本発明の範囲は特許請
求の範囲によってのみ制限される。

【００２３】以上の説明に関して更に以下の項を開示す
る。（１）異なる複数のチャネル内の複数の信号を受信する
ホモダイン受信機において、受信信号を受信して該受信
信号を基準信号と混合するミキサと、前記受信信号の前
記異なる複数のチャネルに関連した複数の補正値を記憶
する補正回路と、前記ミキサ及び前記補正回路に接続さ
れた総和器とを備え、前記総和器は前記補正値を用いて
前記受信信号の直流オフセットを除去させることを特徴
とするホモダイン受信機。（２）異なる複数の受信チャネルにより複数の信号を受
信するホモダイン受信機において、前記受信信号を基準
信号と混合するミキサと、前記異なる複数の受信チャネ
ル用の直流オフセットの値を記憶する直流オフセット補
正回路であって、前記直流オフセットの値を前記受信機
の初期較正中に記憶し、かつ変化する周囲条件について
更新する前記直流オフセット補正回路と、前記ミキサ及
び前記直流オフセット補正回路に接続された総和器とを
備え、前記総和器は前記混合信号を受け取ると共に、前
記受信信号の前記チャネルに対応する記憶した直流オフ
セットの前記値を用いて前記混合信号の直流オフセット
を除去させることを特徴とするホモダイン受信機。（３）異なる複数のチャネルにより信号を受信するホモ
ダイン受信機において、受信信号を基準信号と混合する
ミキサと、前記異なる複数のチャネル用の直流オフセッ
トの値を記憶する直流オフセット補正回路であって、前
記直流オフセットの前記値を前記ホモダイン受信機の初
期較正中に記憶すると共に、変化する周囲条件について
更新する前記直流オフセット補正回路と、前記ミキサ及
び前記直流オフセット補正回路に接続された総和器であ
って、前記混合信号を受け取ると共に、前記受信信号の
前記チャネルに対応する記憶した前記直流オフセットの
値を用いて前記混合信号の直流オフセットを除去させる
前記総和器と、前記混合信号のディジタル的な複写を受
け取ると共に、更新した直流オフセット値を供給して前
記直流オフセット補正回路に記憶させるディジタル信号
プロセッサとを備えることを特徴とするホモダイン受信
機。（４）本発明の一実施の形態は、異なる複数のチャネル
内の複数の信号を受信するホモダイン受信機（受信機１
００）であって、前記ホモダイン受信機は、受信信号を
受信して該受信信号を基準信号と混合するミキサ（１０
６及び１０８）と、前記受信信号の前記異なる複数のチ
ャネルに関連した複数の補正値を記憶する補正回路（１
３０）と、前記ミキサ及び前記補正回路に接続された総
和器（１１０及び１１２）とを備え、前記総和器は前記
補正値を用いて前記受信信号の直流オフセットを除去さ
せる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のホモダイン受信機の回路図。

【図２】本発明の一実施の形態の回路図。

【図３】電位入力及び出力信号のグラフ表示図であり、
本発明の処理により適正な電圧に調整した後に結果信号
に付加する際に、混合した後、電位入力信号及びそれら
の直流オフセットを表す図。

【符号の説明】

１００受信機２，１０６，１０８ミキサ１３０補正テーブル１１０，１１２合算器１２２ＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】異なる複数のチャネル内の複数の信号を
受信するホモダイン受信機において、受信信号を受信して該受信信号を基準信号と混合するミ
キサと、前記受信信号の前記異なる複数のチャネルに関連した複
数の補正値を記憶する補正回路と、前記ミキサ及び前記補正回路に接続された総和器とを備
え、前記総和器は前記補正値を用いて前記受信信号の直
流オフセットを除去させることを特徴とするホモダイン
受信機。