JPH08250976A - Ｃｒ移相回路並びにｃｒ移相回路用位相誤差補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 反転増幅器、非反転増幅器の出力電圧を調整
することにより、見かけ上の抵抗、容量が決定され、浮
游抵抗、浮游容量を含めて時定数を自由に決定できるＣ
Ｒ移相回路を得ること。 【構成】 入力側に入力された入力電圧を電流に変換し
て出力する電圧−電流変換器１と、前記電圧−電流変換
器１の出力側に入力側が接続され、出力側が前記電圧−
電流変換器１の反転入力側に接続されたバッファー増幅
器３と、前記電圧−電流変換器の入力側に入力側が接続
され、出力側が移相用コンデンサ５を介して前記電圧−
電流変換器１の出力側に接続され、電圧利得が前記移相
用コンデンサ５の容量及び浮遊容量に基づいて決定され
た反転増幅器２と、前記電圧−電流変換器１の入力側に
入力側が接続され、出力側が移相用抵抗６を介して電圧
−電流変換器１の出力側に接続され、電圧利得が前記移
相用抵抗６の抵抗及び浮遊抵抗に基づいて決定された非
反転増幅器４とを備えてなる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、無線通信用の高周波
変調回路、復調回路に用いられる９０゜のＣＲ移相回路
並びにＣＲ移相回路用位相誤差補正回路の回路構成に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４は、例えば特開平１−２５２０１７
号公報に示されたＣＲ移相回路の回路図である。図にお
いて、１は電圧−電流変換器、２は入力側が電圧−電流
変換器１の入力側と接続された反転増幅器、３は入力側
が電圧−電流変換器１の出力側と接続されたバッファー
増幅器で、その出力側が電圧−電流変換器１の反転入力
側と接続されている。５は電圧−電流変換器１の出力側
と反転増幅器２の出力側とを接続する移相用コンデン
サ、７はバッファー増幅器３の入力側での入力抵抗、出
力抵抗、ストレー抵抗を含めた浮游的に発生する並列抵
抗Ｒ_st、８はバッファー増幅器３の入力側での入力容
量、出力容量、ストレー容量を含めた浮游的に発生する
並列コンデンサＣ_stである。

【０００３】次に、従来のＣＲ移相回路の動作を説明す
る。なお、電圧−電流変換器１の入力電圧をｅ_i 、反転
増幅器２の出力電圧をｅ₁、電圧−電流変換器１の出力
電圧をｅ₂ 、バッファー増幅器３の出力電圧をｅ₀とす
る。電圧−電流変換器１は入力電圧とバッファー増幅器
３の出力電圧との差電圧（ｅ_i −ｅ₀ ）を電流に変換
し、移相用コンデンサ５に電流を流し込み、移相用コン
デンサ５を充電するが、反転増幅器２の出力電圧が−ｅ
_i のため、移相用コンデンサ５の端子間電圧がｅ₂ ＋ｅ
_i になるまで充電する。この時、電圧−電流変換器１は
並列抵抗７、並列コンデンサ８にも電流を流し、出力電
圧をｅ₂ とするため、電圧利得１のバッファー増幅器３
の出力電圧ｅ₀はｅ₂ と同一になり、同時に電圧−電流
変換器１の反転入力側へフィートバックされるため、電
圧−電流変換器１の出力電流をｉ₀ 、反転増幅器２の電
圧利得を−１、電圧−電流変換器１の変換利得をｇｍと
すると、ｅ₀ ＝ｅ₂ 、ｅ₁ ＝−ｅ_i から、 ｉ₀ ＝ｇｍ（ｅ_i −ｅ₂ ）＝（ｅ₂ ＋ｅ_i ）ｓＣ＋ｅ₂
／Ｒ_st＋ｅ₂ ｓＣ_st、 ｅ₀ ＝［［１−ｓＣ／ｇｍ］／［１＋ｓ（Ｃ＋ｃ_st）／
（ｇｍ＋／Ｒ_st）］］ｅ_i が得られる。ここで、浮游的に発生する並列抵抗
Ｒ_st、並列コンデンサＣ_stが無視出来れば、伝達関数
は、Ｇ（ｓ）＝［１−ｓＣ／ｇｍ］／［１＋ｓＣ／ｇ
ｍ］となり、９０゜移相器として動作し、変換利得ｇｍ
を変化させれば、ｆ（９０゜）＝ｇｍ／２πＣが調整で
きる。

【０００４】以上は並列抵抗Ｃ_st、並列コンデンサＲ_st
が無視できる場合で、現実的には電圧−電流変換器１を
構成するトランジスタのコレクタ内部コンデンサの影響
は無視できない。特に、電圧−電流変換器１をＩＣ化を
する場合は、そのＣ_0bによるミラー容量と共に、サブス
トレート間容量（コレクタ部面積と基板間に発生する浮
遊容量）の影響を考慮する必要がある。というのは、Ｃ
_0bはトランジスタのベース・コレクタ間容量であり、入
力容量をベース・エミッタ間容量Ｃ_beとすると、トラン
ジスタの入力容量はＣ_i ＝Ｃ_be＋（１−Ｋ）Ｃ_0b、Ｋ＝
−Ｒl/reとなり、利得Ｋが大きいとＣ_beより（１−Ｋ）
Ｃ_0bの方が支配的になり、周波数特性をＣ_0bが決定して
しまうからである。従って、並列コンデンサＣ_st、並列
抵抗Ｒ_stが無視できない場合は、上式から解るように位
相設定精度が劣化することになる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来のＣＲ移相回路
は、以上のように構成されているので、高周波での移相
器を実現するためには、Ｃ_0bによるミラー容量が小さ
く、サブストレート間コンデンサの容量Ｃ_T を小さく、
ミラー容量の影響を避けるようにした増幅器、電圧−電
流変換器１、反転増幅器２及びバッファー増幅器３を使
用することが必要で、そのために電源電圧を小さくでき
ない等の問題があった。又、ｆ（９０゜）＝ｇｍ／２π
Ｃからわかるように、電圧−電流変換器１の変換利得ｇ
ｍで大きく変化させられる反面、その変換利得ｇｍが電
圧、温度依存が高いために位相が変動しやすいという欠
点もあった。

【０００６】この発明はかかる問題点を解決するために
なされたもので、反転増幅器、非反転増幅器の出力電圧
を調整することにより、見かけ上の抵抗、容量が決定さ
れ、浮游抵抗、浮游容量を含めて時定数を自由に決定で
きるＣＲ移相回路を得ることを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この発明に係るＣＲ移相
回路は、入力側に入力された入力電圧を電流に変換して
出力する電圧−電流変換器と、前記電圧−電流変換器の
出力側に入力側が接続され、出力側が前記電圧−電流変
換器の反転入力側に接続されたバッファー増幅器と、前
記電圧−電流変換器の入力側に入力側が接続され、出力
側が移相用コンデンサを介して前記電圧−電流変換器の
出力側に接続され、電圧利得が前記移相用コンデンサの
容量及び浮遊容量に基づいて決定された反転増幅器と、
前記電圧−電流変換器の入力側に入力側が接続され、出
力側が移相用抵抗を介して電圧−電流変換器の出力側に
接続され、電圧利得が前記移相用抵抗の抵抗及び浮遊抵
抗に基づいて決定された非反転増幅器とを備えて構成さ
れている。

【０００８】また、この発明に係るＣＲ移相回路用位相
誤差補正回路は、電圧に比例して変換利得を増大する可
変型の電圧−電流変換器を有する移相器と、前記移相器
から出力される出力電圧と前記移相器への入力電圧とを
乗算する乗算器と、前記乗算器の乗算電圧を積分して平
均値を出力する第１の積分回路と、前記移相器への入力
電圧を前記乗算器の出力電圧と同一振幅に整える振幅制
限増幅器と、前記振幅制限増幅器の同一振幅入力電圧を
積分して平均値を出力する第２の積分回路と、前記第１
の積分回路の乗算信号の平均値と前記第２の積分回路の
同一振幅入力電圧の平均値の誤差電圧を求め、その誤差
電圧に基づき前記電圧−電流変換器の変換利得を制御す
る誤差増幅器とを備えて構成されている。

【０００９】

【作用】この発明においては、反転増幅器の電圧利得を
移相用コンデンサの容量及び浮遊容量に基づいて決定
し、非反転増幅器の電圧利得を移相用抵抗の抵抗値及び
浮遊抵抗に基づいて決定したことにより、ＣＲ移相回路
の浮遊容量及び浮遊抵抗を含めた見かけ上の時定数が決
定され、ＣＲ移相回路の伝達関数の位相角は９０°とな
り、位相設定精度が高くなる。

【００１０】また、移相器の電圧−電流変換器は電圧に
比例して変換利得を増大する可変型とし、乗算器が移相
器から出力される出力電圧と移相器への入力電圧とを乗
算し、第１の積分回路が乗算器の乗算電圧を積分して平
均値を出力し、第２の積分回路が振幅制限増幅器が乗算
器の出力電圧と同一振幅に整えた移相器への入力電圧を
を積分して平均値を出力し、誤差増幅器が第１の積分回
路の乗算信号の平均値と第２の積分回路の同一振幅入力
電圧の平均値の誤差電圧を求め、誤差位相に比例した誤
差電圧を電圧−電流変換器にフィードバック制御するか
ら、電圧−電流変換器の変換利得は所定の周波数におい
て９０°の位相となるように調整され、外部要因に起因
する変動が補正されるため位相設定精度が高くなる。

【００１１】

【実施例】図１はこの発明の一実施例であるＣＲ移相回
路の回路構成図である。図において、１は電圧−電流変
換器、２は入力側が電圧−電流変換器１の入力側と接続
された反転増幅器、３は入力側が電圧−電流変換器１の
出力側と接続されたバッファー増幅器で、その出力側が
電圧−電流変換器１の反転入力側と接続されている。４
は入力側が電圧−電流変換器１の入力側と接続された非
反転増幅器、５は電圧−電流変換器１の出力側と反転増
幅器２の出力側とを接続する移相用コンデンサ、６は電
圧−電流変換器１の出力側と非反転増幅器４の出力側と
を接続する移相用抵抗器、７はバッファー増幅器３の入
力側での入力抵抗、出力抵抗、ストレー抵抗を含めた並
列抵抗、８はバッファー増幅器３の入力側での入力容
量、出力容量、ストレー容量を含めた並列コンデンサで
ある。１０１は電圧−電流変換器１〜移相用抵抗器６で
構成されたＣＲ移相回路である。

【００１２】次に、上記実施例の動作を説明する。な
お、電圧−電流変換器１の入力電圧をｅ_i 、反転増幅器
２の出力電圧をｅ₁、電圧−電流変換器１の出力電圧を
ｅ₂ 、非反転増幅器４の出力電圧をｅ₃ 、バッファー増
幅器３の出力電圧をｅ₀ 、反転増幅器２の電圧利得を−
Ｋ₁ 、非反転増幅器４の電圧利得をＫ₂ とする。電圧−
電流変換器１は入力電圧とバッファー増幅器３の出力電
圧と差電圧（ｅ_i −ｅ₀ ）を電流に変換し、コンデンサ
５に電流を流し込むが、同時に非反転増幅器４も電圧Ｋ
₂ ｅ_i から抵抗器６を介してコンデンサ５を充電する。
その反転増幅器２の出力電圧は−Ｋ₁ ｅ_i であるから、
コンデンサ５は端子間電圧がｅ₂＋Ｋ₁ ｅ_i になるまで
充電される。それと同時に各出力電流は、並列抵抗７、
並列コンデンサ８にも流れ、出力電圧ｅ₂ が発生する。
バッファー増幅器３の電圧利得は１であるため、その出
力電圧ｅ₀ はｅ₂ と同一になり、電圧−電流変換器１の
反転入力へｅ₂ として、フィードバックされる。

【００１３】ここで、電圧−電流変換器１の出力電流を
ｉ₀ 、反転増幅器２の電圧利得は−Ｋ₁ 、非反転増幅器
４の電圧利得はＫ₂ 、電圧−電流変換器１の変換利得を
ｇｍとすると、ｅ₀ ＝ｅ₂ 、ｅ₁ ＝−Ｋ₁ ｅ_i 、ｅ₃ ＝
Ｋ₂ ｅ_i から ｉ₀ ＝ｇｍ（ｅ_i −ｅ₂ ）＝（ｅ₂ ＋Ｋ₁ ｅ_i ）ｓＣ＋
（ｅ₂ −Ｋ₂ ｅ_i ）／Ｒ＋ｅ₂ ／Ｒ_st＋ｅ₂ ｓＣ_st ｅ₀ ＝｛［［１−ｓＣＫ₁ ／（ｇｍ＋Ｋ₂ ／Ｒ）］／
［１＋ｓ（Ｃ＋Ｃ_st）／（ｇｍ＋１／Ｒ＋１／
Ｒ_st）］］｝［（ｇｍ＋Ｋ₂ ／Ｒ）／（ｇｍ＋１／Ｒ＋
１／Ｒ_st）］ｅ_i が得られる。ここで、（１／Ｒ＋１／
Ｒ_st）＝Ｋ₂ ／Ｒから Ｋ₂ ＝（１＋Ｒ／Ｒ_st）、Ｋ₁ Ｃ＝Ｃ＋Ｃ_stから、Ｋ₁
＝（１＋Ｃ_st／Ｃ）とすれば、伝達関数は、Ｇ（ｓ）＝
［１−ｓＣＫ₁ ／（ｇｍ＋Ｋ₂ ／Ｒ）］／［１＋ｓＣＫ
₁ ／（ｇｍ＋Ｋ₂ ／Ｒ）］となり、浮游的に発生する並
列抵抗７、並列コンデンサ８の容量を吸収して、９０゜
移相器として安定に動作する。

【００１４】特に、Ｋ₁ ＝Ｋ₂ の時は、ＣＲ＝Ｃ_stＲ_st
となるため、電圧−電流変換器１の入力側に外付けの移
相用コンデンサ５、移相用抵抗６を追加することで外部
要因による性能劣化を改善できる。又、変換利得ｇｍを
変化させれば、従来例と同様に、位相が９０゜となる周
波数ｆ（９０゜）＝（ｇｍ＋Ｋ₂ ／Ｒ）／２πＫ₁ Ｃが
調整できるが、殆どは、外部部品で決定できるＫ₂ ／
Ｒ、Ｋ₁ Ｃで設定できるので、電圧、温度に依存しない
安定したＣＲ移相回路の細かい性能調整が現実できる。

【００１５】図３はこの発明のもう一つの実施例である
ＣＲ移相回路用位相誤差補正回路の回路構成図、図４は
この発明のＣＲ移相回路を構成する電圧−電流変換器の
回路構成図である。図３において、１０１はこの発明の
一実施例であるＣＲ移相回路、１０２はＣＲ移相回路１
０１の入力電圧と出力電圧を乗算するＥＸＯＲ等の乗算
器、１０３はＣＲ移相回路１０１の電圧−電流変換器の
変換利得を制御する誤差増幅器、１０４はＣＲ移相回路
１０１の入力電圧を乗算器１０２の出力電圧と同一振幅
に整える振幅制限増幅器、１０５は乗算器１０２の出力
電圧を積分して平均値を出力する第１の積分回路で、ロ
ーパスフィルタを構成する抵抗器１０６とコンデンサ１
０７とで形成されている。１０８は振幅制限増幅器１０
４によって乗算器１０２の出力電圧と同一振幅に整えら
れたＣＲ移相回路１０１の入力電圧を積分して平均値を
出力する第２の積分回路で、ローパスフィルタを構成す
る抵抗器１０９とコンデンサ１１０とで形成されてい
る。図４はＣＲ移相回路１０１を構成する電圧−電流変
換器１の内部構成を示し、動作電流が外部印加電圧Ｖ_c
で変化するもので、定電流負荷型差動増幅器で実現した
ものである。

【００１６】次に、上記実施例の動作について説明す
る。このＣＲ移相回路用位相誤差補正回路はＣＲ移相回
路１０１が正確な９０゜の位相差を得るために電圧−電
流変換器１の変換利得を制御するものである。ＣＲ移相
回路１０１への入力電圧をｅ_i ＝Ｅｓｉｎωｔとし、乗
算器１０２の乗算電圧及び振幅制限増幅器１０４の同一
振幅入力電圧の振幅を同一とした振幅値Ａとし、誤差位
相をδとしてＣＲ移相回路１０１での位相シフト量をθ
＝−π／２−δとすると、乗算器１０２の出力である乗
算電圧は、ｅ_m ＝−Ａ² ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（ωｔ−
δ）となり、ｅ_m ＝−Ａ² ［ｓｉｎ（２ωｔ−δ）＋ｓ
ｉｎδ］／２と展開されることより、積分値ｅ_av1 は、
ｅ_av1 ＝−［Ａ² ｓｉｎδ］／２となる。又、ＣＲ移相
回路１０１への入力信号の平均値ｅ_av2 は、デューティ
が５０％なら、ｅ_av2 ＝０となるから、誤差増幅器１０
３の電圧利得をＧ₀ とすれば誤差電圧は、ｅ_r ＝Ｇ
₀ （ｅ_av2 −ｅ_av1 ）＝Ｇ₀ ［Ａ² ｓｉｎδ］／２とな
る。従って、誤差電圧ｅ_r は、電圧−電流変換器１の制
御電圧を上昇させ、回路電流を増加させるので、電圧−
電流変換器１の変換利得ｇｍが大きくなり、ｆ（９０
゜）＝（ｇｍ＋Ｋ₂ ／Ｒ）／２πＫ₁ Ｃを上昇させるた
め、位相シフト量が減小するので、誤差位相δは低下
し、ついには０になる。

【００１７】式で見ると、誤差位相δは−２［ω₀ Ｋ₁
Ｃ／（Ｋ₂ ／Ｒ）² ］（ｇｍ_N ＋Δｇｍ）＝−２［ω₀
Ｋ₁ Ｃ／（Ｋ₂ ／Ｒ）² ］Ｋ_GC（Ｅ_N ＋ｅ_r ）の式と略
等しく、δ《１と考えられるから、誤差電圧ｅ_r はＧ₀
［Ａ² δ］／２の式と略等しくとなる。従って、誤差位
相はδ＝−２［ω₀ Ｋ₁ Ｃ／（Ｋ₂ ／Ｒ）² ］Ｋ_GCＥ_N
／｛１＋２［ω₀ Ｋ₁ Ｃ／（Ｋ₂ ／Ｒ）² ］Ｋ_GC・［Ｇ
₀ Ａ² ／２］｝〜−Ｅ_N ／Ｇ₀［Ａ² ／２］の式で表さ
れることとなり、誤差増幅器１０３の電圧利得Ｇ₀ を十
分の大きく設定すれば、誤差位相δは略０に収束する。
ただし、Ｅ_N 、ｇｍ_N は環境要因で生じる変動電圧、変
動コンダクタンス、Ｋ_GCは制御電圧−コンダクタンス変
換係数である。

【００１８】

【発明の効果】この発明は以上説明したとおり、反転増
幅器の電圧利得を移相用コンデンサの容量及び浮遊容量
に基づいて決定し、非反転増幅器の電圧利得を移相用抵
抗の抵抗値及び浮遊抵抗に基づいて決定したことによ
り、ＣＲ移相回路の浮遊容量及び浮遊抵抗を含めた見か
け上の時定数が決定され、ＣＲ移相回路の伝達関数の位
相角は９０°となり、位相設定精度が高くなるという効
果がある。

【００１９】また、移相器の電圧−電流変換器は電圧に
比例して変換利得を増大する可変型とし、乗算器が移相
器から出力される出力電圧と移相器への入力電圧とを乗
算し、第１の積分回路が乗算器の乗算電圧を積分して平
均値を出力し、第２の積分回路が振幅制限増幅器が乗算
器の出力電圧と同一振幅に整えた移相器への入力電圧を
を積分して平均値を出力し、誤差増幅器が第１の積分回
路の乗算信号の平均値と第２の積分回路の同一振幅入力
電圧の平均値の誤差電圧を求め、誤差位相に比例した誤
差電圧を電圧−電流変換器にフィードバック制御するか
ら、電圧−電流変換器の変換利得は所定の周波数におい
て９０°の位相となるように調整され、外部要因に起因
する変動が補正されるため位相設定精度が高くなるとい
う効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施例であるＣＲ移相回路の回
路構成図である。

【図２】 この発明のもう一つの実施例であるＣＲ移相
回路用位相誤差補正回路の回路構成図である。

【図３】 この発明のＣＲ移相回路を構成する電圧−電
流変換器の回路構成図である。

【図４】 従来のＣＲ移相回路の回路構成図である。

【符号の説明】

１ 電圧−電流変換器、２ 反転増幅器、３ バッファ
ー増幅器、４ 非反転増幅器、５ 移相用コンデンサ、
６ 移相用コンデンサ抵抗器、７ 並列抵抗、８並列容
量、１０１ ＣＲ移相回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力側に入力された入力電圧を電流に変
   換して出力する電圧−電流変換器と、 前記電圧−電流変換器の出力側に入力側が接続され、出
   力側が前記電圧−電流変換器の反転入力側に接続された
   バッファー増幅器と、 前記電圧−電流変換器の入力側に入力側が接続され、出
   力側が移相用コンデンサを介して前記電圧−電流変換器
   の出力側に接続され、電圧利得が前記移相用コンデンサ
   の容量及び浮遊容量に基づいて決定された反転増幅器
   と、 前記電圧−電流変換器の入力側に入力側が接続され、出
   力側が移相用抵抗を介して電圧−電流変換器の出力側に
   接続され、電圧利得が前記移相用抵抗の抵抗及び浮遊抵
   抗に基づいて決定された非反転増幅器と、 を備えてなることを特徴とするＣＲ移相回路。
2. 【請求項２】 電圧に比例して変換利得を増大する可変
   型の電圧−電流変換器を有する移相器と、前記移相器か
   ら出力される出力電圧と前記移相器への入力電圧とを乗
   算する乗算器と、乗算器の乗算電圧を積分して平均値を
   出力する第１の積分回路と、前記移相器への入力電圧を
   前記乗算器の出力電圧と同一振幅に整える振幅制限増幅
   器と、前記振幅制限増幅器の同一振幅入力電圧を積分し
   て平均値を出力する第２の積分回路と、第１の積分回路
   の乗算信号の平均値と第２の積分回路の同一振幅入力電
   圧の平均値の誤差電圧を求め、その誤差電圧に基づき前
   記電圧−電流変換器の変換利得を制御する誤差増幅器と
   を備えたことを特徴とするＣＲ移相回路用位相誤差補正
   回路。