JPH08219942A - 光学式時間領域反射率計 - Google Patents
光学式時間領域反射率計Info
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- JPH08219942A JPH08219942A JP7329618A JP32961895A JPH08219942A JP H08219942 A JPH08219942 A JP H08219942A JP 7329618 A JP7329618 A JP 7329618A JP 32961895 A JP32961895 A JP 32961895A JP H08219942 A JPH08219942 A JP H08219942A
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- G01M11/30—Testing of optical devices, constituted by fibre optics or optical waveguides
- G01M11/31—Testing of optical devices, constituted by fibre optics or optical waveguides with a light emitter and a light receiver being disposed at the same side of a fibre or waveguide end-face, e.g. reflectometers
- G01M11/3109—Reflectometers detecting the back-scattered light in the time-domain, e.g. OTDR
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Abstract
(57)【要約】
【課題】広いダイナミック・レンジと良好な線形性を備
えた、光ファイバのような光学コンポーネントをテスト
するための光学時間領域反射率計及びその方法を提供す
ること。 【解決手段】従来の光学時間領域反射率計は、受信器１
０１、増幅器１０２、Ａ／Ｄコンバータ１０３、及びデ
ジタル信号プロセッサ１０４から構成されるが、本発明
においてはこれらに加えて、レベル調節可能なノイズ源
１０６、帯域フィルタ１０７、加算器１０８、及びデジ
タル低域フィルタ１０９をさらに設ける。ノイズ源から
追加ノイズ信号を帯域フィルタを通して加算器に入力
し、増幅器で増幅された信号と重ね合わせる。量子化エ
ラーの回避のためのレベル調節可能なノイズを増幅器の
後に加えることにより、増幅器のゲインを上げても、ノ
イズがＡ／Ｄコンバータの変換範囲に影響を与えず、Ｓ
／Ｎ比の向上させながら良好な線形性をも実現できる。
えた、光ファイバのような光学コンポーネントをテスト
するための光学時間領域反射率計及びその方法を提供す
ること。 【解決手段】従来の光学時間領域反射率計は、受信器１
０１、増幅器１０２、Ａ／Ｄコンバータ１０３、及びデ
ジタル信号プロセッサ１０４から構成されるが、本発明
においてはこれらに加えて、レベル調節可能なノイズ源
１０６、帯域フィルタ１０７、加算器１０８、及びデジ
タル低域フィルタ１０９をさらに設ける。ノイズ源から
追加ノイズ信号を帯域フィルタを通して加算器に入力
し、増幅器で増幅された信号と重ね合わせる。量子化エ
ラーの回避のためのレベル調節可能なノイズを増幅器の
後に加えることにより、増幅器のゲインを上げても、ノ
イズがＡ／Ｄコンバータの変換範囲に影響を与えず、Ｓ
／Ｎ比の向上させながら良好な線形性をも実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、光通信ネットワー
クの分野のテスト装置に関するものであり、とりわけ、
光ファイバのような光学装置をテストするための光学式
時間領域反射計及び方法に関するものである。
クの分野のテスト装置に関するものであり、とりわけ、
光ファイバのような光学装置をテストするための光学式
時間領域反射計及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、光通信システムには、光ファイ
バのような光学コンポーネントをテストするための光学
式時間領域反射率計及び方法が用いられている。実際に
は、光ファイバの減衰、均一性、接続損失、破断、及び
長さに関する特性を表す必要はない。既知の光学式時間
領域反射率計（以下、ＯＴＤＲと称する）構成の場合、
パルス発生器がレーザ・ダイオードを駆動し、レーザ・
ダイオードが、テストを受ける光ファイバに光パルス
（１０ｍＷ以上）を入射させる。パルス幅は、１ＫＨｚ
（長いファイバ長の場合）から２０ＫＨｚ（短いファイ
バ長の場合）までの繰り返し率で、ナノ秒〜マイクロ秒
の範囲にわたる。繰り返し率は、光ファイバから戻る信
号が重ならないように選択される。戻り信号は、ツイス
ト・ペア・カプラまたは偏向ビーム・スプリッタのよう
な方向性結合器によって送り出される信号から分離され
る。検出器またはＯＴＤＲ受信器として、アバランシェ
・フォトダイオードが用いられる場合が多い。その信号
は、増幅器及びデジタイザに送られる。通常、ボックス
・カー平均化装置によってＳ／Ｎ比が改善される。信号
は、対数形式で表示される。
バのような光学コンポーネントをテストするための光学
式時間領域反射率計及び方法が用いられている。実際に
は、光ファイバの減衰、均一性、接続損失、破断、及び
長さに関する特性を表す必要はない。既知の光学式時間
領域反射率計（以下、ＯＴＤＲと称する）構成の場合、
パルス発生器がレーザ・ダイオードを駆動し、レーザ・
ダイオードが、テストを受ける光ファイバに光パルス
（１０ｍＷ以上）を入射させる。パルス幅は、１ＫＨｚ
（長いファイバ長の場合）から２０ＫＨｚ（短いファイ
バ長の場合）までの繰り返し率で、ナノ秒〜マイクロ秒
の範囲にわたる。繰り返し率は、光ファイバから戻る信
号が重ならないように選択される。戻り信号は、ツイス
ト・ペア・カプラまたは偏向ビーム・スプリッタのよう
な方向性結合器によって送り出される信号から分離され
る。検出器またはＯＴＤＲ受信器として、アバランシェ
・フォトダイオードが用いられる場合が多い。その信号
は、増幅器及びデジタイザに送られる。通常、ボックス
・カー平均化装置によってＳ／Ｎ比が改善される。信号
は、対数形式で表示される。
【０００３】テストを受ける光学コンポーネントによっ
て後方散乱する信号は弱いので、信号処理を必要とす
る。ＯＴＤＲの場合は一般に、これはデジタル・データ
領域で実施される。デジタル・データは、アナログ信号
を入力値に最も近い量子化振幅値を表す２進コードに変
換するアナログ・デジタル変換器（以下、ＡＤＣと称す
る）を利用することによって得られる。変換は瞬時では
ないので、ＡＤＣの出力は、離散時間データ・シーケン
スである。従って、周期的サンプリングに関連した定理
は、例えば、１９８９年にニュージャージ州Prentice H
allから刊行された、A.V. Oppenheim、R.W. Schaferに
よるDiscrete-Time Signal Processingに開示されてい
るように、ＡＤＣ出力データに適用される。
て後方散乱する信号は弱いので、信号処理を必要とす
る。ＯＴＤＲの場合は一般に、これはデジタル・データ
領域で実施される。デジタル・データは、アナログ信号
を入力値に最も近い量子化振幅値を表す２進コードに変
換するアナログ・デジタル変換器（以下、ＡＤＣと称す
る）を利用することによって得られる。変換は瞬時では
ないので、ＡＤＣの出力は、離散時間データ・シーケン
スである。従って、周期的サンプリングに関連した定理
は、例えば、１９８９年にニュージャージ州Prentice H
allから刊行された、A.V. Oppenheim、R.W. Schaferに
よるDiscrete-Time Signal Processingに開示されてい
るように、ＡＤＣ出力データに適用される。
【０００４】結果として、一般に、デジタル・データは
真のアナログ・データとは異なっている。振幅差は、量
子化エラーと呼ばれる。この量子化エラーのため、ＯＴ
ＤＲの測定結果がかなり劣化し、測定可能な最低信号レ
ベルが制限される。
真のアナログ・データとは異なっている。振幅差は、量
子化エラーと呼ばれる。この量子化エラーのため、ＯＴ
ＤＲの測定結果がかなり劣化し、測定可能な最低信号レ
ベルが制限される。
【０００５】例えば、１９８８年１２月のヒューレット
・パッカード・ジャーナルにおけるF. Sischka、S.A. N
ewton、M. NazarathyによるComplementary Correlation
Optical Time-Domain Reflectometryから分かるよう
に、１対の別個の測定が実施され、デジタル結果から平
均値が計算される場合、ＡＤＣのアナログ入力にディザ
ー信号を加えると、量子化エラーが減少する。十分な平
均化がなされた後、周知のＡＤＣの鋸歯エラー関数が、
正弦関数に平滑化され、振幅が急激に小さくなる。共通
する全てのＯＴＤＲによって実施されるこうした平均化
プロセスには、２つの利点がある。例えば、１９９３年
２月のヒューレット・パッカード・ジャーナルにおけ
る、J. BellerによるA High-Performance Signal Proce
ssing Systemfor the HP8146A Optical Time Domain Re
flectometerに開示のように、第１の利点として、量子
化エラーが減少すること、第２の利点として、測定結果
のＳ／Ｎ比が向上することがあげられる。
・パッカード・ジャーナルにおけるF. Sischka、S.A. N
ewton、M. NazarathyによるComplementary Correlation
Optical Time-Domain Reflectometryから分かるよう
に、１対の別個の測定が実施され、デジタル結果から平
均値が計算される場合、ＡＤＣのアナログ入力にディザ
ー信号を加えると、量子化エラーが減少する。十分な平
均化がなされた後、周知のＡＤＣの鋸歯エラー関数が、
正弦関数に平滑化され、振幅が急激に小さくなる。共通
する全てのＯＴＤＲによって実施されるこうした平均化
プロセスには、２つの利点がある。例えば、１９９３年
２月のヒューレット・パッカード・ジャーナルにおけ
る、J. BellerによるA High-Performance Signal Proce
ssing Systemfor the HP8146A Optical Time Domain Re
flectometerに開示のように、第１の利点として、量子
化エラーが減少すること、第２の利点として、測定結果
のＳ／Ｎ比が向上することがあげられる。
【０００６】一般に、ＯＴＤＲ受信器の電子回路は一定
量のノイズを発生し、これは標準的なＯＴＤＲにおいて
用いられ、既述のディザー信号として働く。増幅器はＡ
ＤＣの量子化のステップに関連し、ＡＤＣ入力における
ノイズ・レベルにスケーリングを施して、適合するレベ
ルにするために用いられる。高利得であれば、ノイズの
振幅が大きくなり、量子化エラーが回避され、結果とし
て、線形性が向上する。しかし、信号はノイズも加えて
増幅されるので、高利得の場合、ＡＤＣの変換範囲が制
限される、すなわち、低利得の場合よりも低い信号レベ
ルにおいてクリッピングが生じることにもなる。従っ
て、ＡＤＣの信号変換が、上側の最大レベルと下側のノ
イズ・レベルによって制限される。従って、ノイズ・レ
ベルは、Ｓ／Ｎ比（測定結果のダイナミック・レンジ）
と線形性の両方に影響する。このトレード・オフによっ
て、設計者はダイナミック・レンジの向上と良好な線形
性に関して妥協せざるを得なくなる。
量のノイズを発生し、これは標準的なＯＴＤＲにおいて
用いられ、既述のディザー信号として働く。増幅器はＡ
ＤＣの量子化のステップに関連し、ＡＤＣ入力における
ノイズ・レベルにスケーリングを施して、適合するレベ
ルにするために用いられる。高利得であれば、ノイズの
振幅が大きくなり、量子化エラーが回避され、結果とし
て、線形性が向上する。しかし、信号はノイズも加えて
増幅されるので、高利得の場合、ＡＤＣの変換範囲が制
限される、すなわち、低利得の場合よりも低い信号レベ
ルにおいてクリッピングが生じることにもなる。従っ
て、ＡＤＣの信号変換が、上側の最大レベルと下側のノ
イズ・レベルによって制限される。従って、ノイズ・レ
ベルは、Ｓ／Ｎ比（測定結果のダイナミック・レンジ）
と線形性の両方に影響する。このトレード・オフによっ
て、設計者はダイナミック・レンジの向上と良好な線形
性に関して妥協せざるを得なくなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、広いダイナミック・レンジと良好な線形性を備え
た、光ファイバのような光学コンポーネントをテストす
るための光学式時間領域反射率計（ＯＴＤＲ）及び時間
領域反射率測定方法を提供することにある。
は、広いダイナミック・レンジと良好な線形性を備え
た、光ファイバのような光学コンポーネントをテストす
るための光学式時間領域反射率計（ＯＴＤＲ）及び時間
領域反射率測定方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】基本的に、本発明による
光学式時間領域反射率計は、一般に０．１〜５０ＫＨｚ
の範囲の繰り返し率で、パルス幅の範囲がナノ秒〜マイ
クロ秒の光パルスをテストを受ける光学コンポーネント
に射ち込むパルス発生器と、テストを受ける前記光学コ
ンポーネントの後方散乱信号を受信し、前記後方散乱信
号の第１の電気信号と第１のノイズ信号を発生する、特
定の帯域幅を備えた、アバランシェ・フォトダイオード
検出器のような受信器と、前記第１の電気信号及び前記
第１のノイズ信号を増幅する増幅器と、増幅された第１
の電気信号及び増幅された第１のノイズ信号に重ね合わ
せられる第２のノイズ信号を発生するノイズ源と、重ね
合わせられた信号を第１のデジタル・データに変換する
ための手段、及び、平均化するための手段を備えた、サ
ンプリング周波数ｆｓを有するアナログ・デジタル変換
器（ＡＤＣ）と、前記第１のデジタル・データのデジタ
ル信号処理手段とを備えている。
光学式時間領域反射率計は、一般に０．１〜５０ＫＨｚ
の範囲の繰り返し率で、パルス幅の範囲がナノ秒〜マイ
クロ秒の光パルスをテストを受ける光学コンポーネント
に射ち込むパルス発生器と、テストを受ける前記光学コ
ンポーネントの後方散乱信号を受信し、前記後方散乱信
号の第１の電気信号と第１のノイズ信号を発生する、特
定の帯域幅を備えた、アバランシェ・フォトダイオード
検出器のような受信器と、前記第１の電気信号及び前記
第１のノイズ信号を増幅する増幅器と、増幅された第１
の電気信号及び増幅された第１のノイズ信号に重ね合わ
せられる第２のノイズ信号を発生するノイズ源と、重ね
合わせられた信号を第１のデジタル・データに変換する
ための手段、及び、平均化するための手段を備えた、サ
ンプリング周波数ｆｓを有するアナログ・デジタル変換
器（ＡＤＣ）と、前記第１のデジタル・データのデジタ
ル信号処理手段とを備えている。
【０００９】本発明の核心をなすのは、追加ノイズ信号
を発生させることと、アナログ・デジタル変換器によっ
て変換される前に、追加ノイズ信号と、ＯＴＤＲ受信器
によって発生した増幅電気信号を重ね合わせることであ
る。追加ノイズ信号は、振幅レベルが別個に設定可能な
ノイズ源によって発生し、アナログ・デジタル変換器の
入力における総ノイズ・レベルが、δ≒１のｒｍｓ値
（自乗平均値の平方根）に調整される。ノイズ・レベル
が別個に調整可能であり、ＯＴＤＲ受信器信号と共に増
幅されなければ、良好な線形性と相伴って、ダイナミッ
ク・レンジの向上が実現可能である。
を発生させることと、アナログ・デジタル変換器によっ
て変換される前に、追加ノイズ信号と、ＯＴＤＲ受信器
によって発生した増幅電気信号を重ね合わせることであ
る。追加ノイズ信号は、振幅レベルが別個に設定可能な
ノイズ源によって発生し、アナログ・デジタル変換器の
入力における総ノイズ・レベルが、δ≒１のｒｍｓ値
（自乗平均値の平方根）に調整される。ノイズ・レベル
が別個に調整可能であり、ＯＴＤＲ受信器信号と共に増
幅されなければ、良好な線形性と相伴って、ダイナミッ
ク・レンジの向上が実現可能である。
【００１０】本発明の第１の実施例によれば、ＯＴＤＲ
は、追加ノイズ源によって発生する第２のノイズ信号に
フィルタリングを施す帯域フィルタを備える。フィルタ
リングを施された信号は、テストを受ける光学コンポー
ネントの後方散乱信号を電気信号に変換するＯＴＤＲ受
信器の増幅された電気信号と重ね合わせられる。Ａ／Ｄ
変換後、追加ノイズ信号を容易に除去できるようにする
ために、帯域フィルタは、ＯＴＤＲ受信器の増幅され、
測定されたノイズ信号に一定の追加ノイズ信号を加え
る。
は、追加ノイズ源によって発生する第２のノイズ信号に
フィルタリングを施す帯域フィルタを備える。フィルタ
リングを施された信号は、テストを受ける光学コンポー
ネントの後方散乱信号を電気信号に変換するＯＴＤＲ受
信器の増幅された電気信号と重ね合わせられる。Ａ／Ｄ
変換後、追加ノイズ信号を容易に除去できるようにする
ために、帯域フィルタは、ＯＴＤＲ受信器の増幅され、
測定されたノイズ信号に一定の追加ノイズ信号を加え
る。
【００１１】本発明の第２の実施例によれば、追加ノイ
ズ信号は、中心周波数が約ｆｃ＝ｆｓ／２の、特に正規
分布した、帯域が制限されたディザー信号から構成され
る。実際には、時間離散データによるエイリアシング及
びスペクトル周波数の周期性のため、帯域フィルタの中
心周波数ｆｃをｆｓ／２に設定した場合に、最適な結果
が得られた。この設計規則によれば、残留ノイズの影響
が受信器の通過帯域内に及ぶことはなく、従って、Ｓ／
Ｎ比は低下しない。
ズ信号は、中心周波数が約ｆｃ＝ｆｓ／２の、特に正規
分布した、帯域が制限されたディザー信号から構成され
る。実際には、時間離散データによるエイリアシング及
びスペクトル周波数の周期性のため、帯域フィルタの中
心周波数ｆｃをｆｓ／２に設定した場合に、最適な結果
が得られた。この設計規則によれば、残留ノイズの影響
が受信器の通過帯域内に及ぶことはなく、従って、Ｓ／
Ｎ比は低下しない。
【００１２】本発明の第３の実施例によれば、デジタル
信号処理手段は、追加ノイズ信号によるデジタル・デー
タを除去するための手段から構成される。特に、ソフト
ウェアで実施される低域フィルタが除去に用いられる。
信号処理手段は、追加ノイズ信号によるデジタル・デー
タを除去するための手段から構成される。特に、ソフト
ウェアで実施される低域フィルタが除去に用いられる。
【００１３】本発明の第４の実施例によれば、テストを
受ける光学コンポーネントの後方散乱光信号を電気信号
に変換する受信器の帯域幅よりかなり高いサンプリング
周波数ｆｓを有するＡＤＣが用いられる。これによっ
て、変換プロセスが済んだ後で追加ノイズを簡単に除去
することが可能になる。
受ける光学コンポーネントの後方散乱光信号を電気信号
に変換する受信器の帯域幅よりかなり高いサンプリング
周波数ｆｓを有するＡＤＣが用いられる。これによっ
て、変換プロセスが済んだ後で追加ノイズを簡単に除去
することが可能になる。
【００１４】本発明の第５の実施例によれば、追加ノイ
ズ信号が、ＯＴＤＲ受信器の帯域幅より高く、追加ノイ
ズ信号のための帯域フィルタの通過帯域より十分に低い
折点周波数を備えているため、デジタル・データの除去
には低域フィルタが用いられる。こうした低域フィルタ
によって、その折点周波数を超える全てのスペクトル成
分が除去される。
ズ信号が、ＯＴＤＲ受信器の帯域幅より高く、追加ノイ
ズ信号のための帯域フィルタの通過帯域より十分に低い
折点周波数を備えているため、デジタル・データの除去
には低域フィルタが用いられる。こうした低域フィルタ
によって、その折点周波数を超える全てのスペクトル成
分が除去される。
【００１５】本発明の上述の核心はＯＴＤＲ用途に限定
されるものではなく、アナログ・デジタル変換器の正確
度及び線形性の向上にも利用することが可能であること
は理解できよう。
されるものではなく、アナログ・デジタル変換器の正確
度及び線形性の向上にも利用することが可能であること
は理解できよう。
【００１６】明らかであるが、特に言及しておきたいの
は、本発明は単独であれ、あるいは他のいかなる任意の
組み合わせであれ、上述の特徴の有効かつ新規の組み合
わせの全てに関連しているということである。さらに、
列挙された全ての利点は、本発明によって完全に解決さ
れる対象とみなすことができる。
は、本発明は単独であれ、あるいは他のいかなる任意の
組み合わせであれ、上述の特徴の有効かつ新規の組み合
わせの全てに関連しているということである。さらに、
列挙された全ての利点は、本発明によって完全に解決さ
れる対象とみなすことができる。
【００１７】
【実施例】図１には、ＯＴＤＲ受信器１０１によって発
生する電気信号の信号経路が示されている。従来の信号
経路は、ＯＴＤＲ受信器１０１、増幅器１０２、アナロ
グ・デジタル変換器１０３、及び、デジタル信号プロセ
ッサ１０４から構成される。アナログ・デジタル変換器
は、クロック１０５によって駆動される。本発明による
ＯＴＤＲは、さらに、図１に点線で示すように、ノイズ
源１０６、帯域フィルタ１０７、加算器１０８、及びデ
ジタル低域フィルタ１０９から構成される。
生する電気信号の信号経路が示されている。従来の信号
経路は、ＯＴＤＲ受信器１０１、増幅器１０２、アナロ
グ・デジタル変換器１０３、及び、デジタル信号プロセ
ッサ１０４から構成される。アナログ・デジタル変換器
は、クロック１０５によって駆動される。本発明による
ＯＴＤＲは、さらに、図１に点線で示すように、ノイズ
源１０６、帯域フィルタ１０７、加算器１０８、及びデ
ジタル低域フィルタ１０９から構成される。
【００１８】テストを受ける光ファイバの後方散乱信号
が、アバランシェ・フォトダイオードから構成される光
検出器のようなＯＴＤＲ受信器１０１の入力に加えられ
る。ＯＴＤＲ受信器１０１は、後方散乱光信号を第１の
電気信号に変換し、また、第１のノイズ信号を発生す
る。第１の電気信号及び第１のノイズ信号は、増幅器１
０２によって増幅される。増幅器１０２の出力信号は、
加算器１０８の第１の入力に加えられる。ノイズ源１０
６は、第２のノイズ信号を発生し、そのレベルは、別個
に調整可能である。ノイズ源１０６によって発生した第
２のノイズ信号は、中心周波数ｆｃがアナログ・デジタ
ル変換器（ＡＤＣ）１０３のサンプリング周波数ｆｓの
約半分、すなわち、ｆｃ＝ｆｓ／２である帯域フィルタ
１０７の入力に加えられる。帯域フィルタ１０７の出力
において、第１のフィルタリングを施した信号が発生す
る。この信号は、中心周波数がｆｃ＝ｆｓ／２で正規分
布し、帯域が制限されたディザー信号である。第１のフ
ィルタリングを施した信号は、次に、加算器１０８の第
２の入力に加えられる。加算器１０８の出力において、
増幅された第１の電気信号、増幅された第１のノイズ信
号、及び第１のフィルタリングを施された信号が重ね合
わせられる。ＡＤＣ１０３による変換プロセスが済んだ
後でこの追加ノイズを簡単に取り除けるようにするた
め、ＯＴＤＲ受信器の帯域幅よりかなり高いサンプリン
グ周波数ｆｓを有するＡＤＣが選択される。従来の信号
経路と比較すると、増幅器１０２の利得は低く保たれる
ので、ＡＤＣ１０３のクリッピング・レベルが高くな
り、従って、ＡＤＣの変換範囲が拡大される。ＡＤＣの
入力における総ノイズ・レベルは、２つの独立したノイ
ズ源１０１及び１０６／１０７によって生じる。線形性
をよくするため、受信器１０１によって発生する第１の
ノイズ信号及びノイズ源１０６によって発生する第２の
ノイズ信号による総ノイズ・レベルは、δ≒１のｒｍｓ
値に調整される（ｒｍｓ値δ＝１はＡＤＣ１０３の量子
化ステップに対応する）。ｒｍｓ値δによって、無限数
の平均化の後の残留線形性エラーが決まる。
が、アバランシェ・フォトダイオードから構成される光
検出器のようなＯＴＤＲ受信器１０１の入力に加えられ
る。ＯＴＤＲ受信器１０１は、後方散乱光信号を第１の
電気信号に変換し、また、第１のノイズ信号を発生す
る。第１の電気信号及び第１のノイズ信号は、増幅器１
０２によって増幅される。増幅器１０２の出力信号は、
加算器１０８の第１の入力に加えられる。ノイズ源１０
６は、第２のノイズ信号を発生し、そのレベルは、別個
に調整可能である。ノイズ源１０６によって発生した第
２のノイズ信号は、中心周波数ｆｃがアナログ・デジタ
ル変換器（ＡＤＣ）１０３のサンプリング周波数ｆｓの
約半分、すなわち、ｆｃ＝ｆｓ／２である帯域フィルタ
１０７の入力に加えられる。帯域フィルタ１０７の出力
において、第１のフィルタリングを施した信号が発生す
る。この信号は、中心周波数がｆｃ＝ｆｓ／２で正規分
布し、帯域が制限されたディザー信号である。第１のフ
ィルタリングを施した信号は、次に、加算器１０８の第
２の入力に加えられる。加算器１０８の出力において、
増幅された第１の電気信号、増幅された第１のノイズ信
号、及び第１のフィルタリングを施された信号が重ね合
わせられる。ＡＤＣ１０３による変換プロセスが済んだ
後でこの追加ノイズを簡単に取り除けるようにするた
め、ＯＴＤＲ受信器の帯域幅よりかなり高いサンプリン
グ周波数ｆｓを有するＡＤＣが選択される。従来の信号
経路と比較すると、増幅器１０２の利得は低く保たれる
ので、ＡＤＣ１０３のクリッピング・レベルが高くな
り、従って、ＡＤＣの変換範囲が拡大される。ＡＤＣの
入力における総ノイズ・レベルは、２つの独立したノイ
ズ源１０１及び１０６／１０７によって生じる。線形性
をよくするため、受信器１０１によって発生する第１の
ノイズ信号及びノイズ源１０６によって発生する第２の
ノイズ信号による総ノイズ・レベルは、δ≒１のｒｍｓ
値に調整される（ｒｍｓ値δ＝１はＡＤＣ１０３の量子
化ステップに対応する）。ｒｍｓ値δによって、無限数
の平均化の後の残留線形性エラーが決まる。
【００１９】アナログ・デジタル変換器１０３は、重ね
合わせられた信号を、デジタル信号プロセッサ１０４に
よって処理される離散時間依存信号に変換する。処理さ
れた信号は、受信器の帯域幅より高く、折点周波数より
高い全てのスペクトル成分を除去する帯域フィルタ１０
７の通過帯域より十分に低い折点周波数を有する低域フ
ィルタ１０９に加えられる。便宜上の理由から、低域フ
ィルタ１０９は、ソフトウェア・フィルタとして実施さ
れる。
合わせられた信号を、デジタル信号プロセッサ１０４に
よって処理される離散時間依存信号に変換する。処理さ
れた信号は、受信器の帯域幅より高く、折点周波数より
高い全てのスペクトル成分を除去する帯域フィルタ１０
７の通過帯域より十分に低い折点周波数を有する低域フ
ィルタ１０９に加えられる。便宜上の理由から、低域フ
ィルタ１０９は、ソフトウェア・フィルタとして実施さ
れる。
【００２０】図２には、ＡＤＣ入力におけるノイズ信号
のパワー対周波数が示されている。受信器のノイズは２
０１で示され、第１のフィルタリングを施した信号は２
０２で示されている。第１のフィルタリングを施した信
号２０２は、中心周波数がｆｃ＝ｆｓ／２で正規分布
し、帯域が制限されたディザー信号である。ＡＤＣ１０
３の高サンプリング周波数ｆｓによって、スペクトルが
あまり重ならないようにして、周波数帯域が制限された
追加ノイズ源１０６／１０７を考慮に入れるのに十分な
広さの周波数スパンが開くことになる。この結果、量子
化ノイズはもっと広い周波数帯域にわたって広がってい
るので、デジタル化データに加えられる量子化ノイズの
量も減少することになる。
のパワー対周波数が示されている。受信器のノイズは２
０１で示され、第１のフィルタリングを施した信号は２
０２で示されている。第１のフィルタリングを施した信
号２０２は、中心周波数がｆｃ＝ｆｓ／２で正規分布
し、帯域が制限されたディザー信号である。ＡＤＣ１０
３の高サンプリング周波数ｆｓによって、スペクトルが
あまり重ならないようにして、周波数帯域が制限された
追加ノイズ源１０６／１０７を考慮に入れるのに十分な
広さの周波数スパンが開くことになる。この結果、量子
化ノイズはもっと広い周波数帯域にわたって広がってい
るので、デジタル化データに加えられる量子化ノイズの
量も減少することになる。
【００２１】図３には、ＡＤＣ出力におけるノイズ信号
のパワー・スペクトルが示されている。ＡＤＣ出力は、
ＡＤＣ入力におけるノイズ信号のパワー・スペクトルに
加えて、量子化ノイズ信号３０１、及びＡＤＣ１０３の
変換のための周波数ｆｓに中心がくる受信器ノイズ２０
１から構成される。
のパワー・スペクトルが示されている。ＡＤＣ出力は、
ＡＤＣ入力におけるノイズ信号のパワー・スペクトルに
加えて、量子化ノイズ信号３０１、及びＡＤＣ１０３の
変換のための周波数ｆｓに中心がくる受信器ノイズ２０
１から構成される。
【００２２】図４には、デジタル低域フィルタ１０９の
伝達関数が示されている。折点周波数（４０１で表示）
が受信器の帯域幅より高く、フィルタ１０７の通過帯域
より十分に低い低域フィルタ１０９によって、図５に示
すように、その折点周波数より高い全てのスペクトル成
分が除去される。図５と図３（ＡＤＣ出力におけるノイ
ズ）を比較すると、低域フィルタ１０９によるフィルタ
処理後は、ノイズ源１０６／１０７からのごくわずかな
残留量５０１だけしか残っていないことが分かる。最適
な結果が得られるように、帯域フィルタの中心周波数ｆ
ｃは、時間離散データによるエイリアシング及びスペク
トル周波数の周期性のため、ｆｓ／２に設定される。こ
の設計規則によれば、残留ノイズの影響が受信器の通過
帯域内に及ぶことはなく、従って、Ｓ／Ｎ比は低下しな
い。実際のテストの設定では、サンプリング・レートの
１／２に対して中心周波数ｆｃのアライメントがとられ
た場合、追加ノイズ源による劣化を測定することができ
なかった。ＡＤＣ入力における総ノイズ・レベルを十分
に高く設定すると（δ＞１）、データ平均化プロセスに
よって、ＡＤＣの量子化レベル未満での信号分解能が向
上し、線形性が向上する。
伝達関数が示されている。折点周波数（４０１で表示）
が受信器の帯域幅より高く、フィルタ１０７の通過帯域
より十分に低い低域フィルタ１０９によって、図５に示
すように、その折点周波数より高い全てのスペクトル成
分が除去される。図５と図３（ＡＤＣ出力におけるノイ
ズ）を比較すると、低域フィルタ１０９によるフィルタ
処理後は、ノイズ源１０６／１０７からのごくわずかな
残留量５０１だけしか残っていないことが分かる。最適
な結果が得られるように、帯域フィルタの中心周波数ｆ
ｃは、時間離散データによるエイリアシング及びスペク
トル周波数の周期性のため、ｆｓ／２に設定される。こ
の設計規則によれば、残留ノイズの影響が受信器の通過
帯域内に及ぶことはなく、従って、Ｓ／Ｎ比は低下しな
い。実際のテストの設定では、サンプリング・レートの
１／２に対して中心周波数ｆｃのアライメントがとられ
た場合、追加ノイズ源による劣化を測定することができ
なかった。ＡＤＣ入力における総ノイズ・レベルを十分
に高く設定すると（δ＞１）、データ平均化プロセスに
よって、ＡＤＣの量子化レベル未満での信号分解能が向
上し、線形性が向上する。
【００２３】
【実施態様】なお、本発明の実施態様の例を以下に示
す。
す。
【００２４】〔実施態様１〕以下の（ａ）〜（ｆ）を含
むことを特徴とする、光学式時間領域反射率計： （ａ）一般に０．１〜５０ＫＨｚの範囲の繰り返し率
で、パルス幅がナノ秒〜マイクロ秒の範囲の光パルス
を、テストを受ける光学コンポーネントに入射するパル
ス発生器； （ｂ）テストを受ける前記光学コンポーネントの後方散
乱信号を受信し、前記後方散乱信号の第１の電気信号
と、第１のノイズ信号を発生する、特定の帯域幅を備え
た、アバランシェ・フォトダイオード検出器のような受
信器（１０１）； （ｃ）前記第１の電気信号及び前記第１のノイズ信号を
増幅する増幅器（１０２）； （ｄ）増幅された第１の電気信号及び増幅された第１の
ノイズ信号に重ね合わせられる第２のノイズ信号を発生
するノイズ源（１０６）； （ｅ）重ね合わせられた信号を第１のデジタル・データ
に変換するための手段を備えた、あるサンプリング周波
数ｆｓを有するアナログ・デジタル変換器（１０３）； （ｆ）デジタル信号処理手段（１０４）及び前記第１の
デジタル・データの平均化手段。
むことを特徴とする、光学式時間領域反射率計： （ａ）一般に０．１〜５０ＫＨｚの範囲の繰り返し率
で、パルス幅がナノ秒〜マイクロ秒の範囲の光パルス
を、テストを受ける光学コンポーネントに入射するパル
ス発生器； （ｂ）テストを受ける前記光学コンポーネントの後方散
乱信号を受信し、前記後方散乱信号の第１の電気信号
と、第１のノイズ信号を発生する、特定の帯域幅を備え
た、アバランシェ・フォトダイオード検出器のような受
信器（１０１）； （ｃ）前記第１の電気信号及び前記第１のノイズ信号を
増幅する増幅器（１０２）； （ｄ）増幅された第１の電気信号及び増幅された第１の
ノイズ信号に重ね合わせられる第２のノイズ信号を発生
するノイズ源（１０６）； （ｅ）重ね合わせられた信号を第１のデジタル・データ
に変換するための手段を備えた、あるサンプリング周波
数ｆｓを有するアナログ・デジタル変換器（１０３）； （ｆ）デジタル信号処理手段（１０４）及び前記第１の
デジタル・データの平均化手段。
【００２５】〔実施態様２〕前記第２のノイズ信号にフ
ィルタリングを施すための通過帯域を備えた第１の帯域
フィルタ（１０７）を含み、前記第１の増幅された電気
信号及び前記第１の増幅されたノイズ信号に重ね合わせ
られた第１のフィルタリングを施された信号を発生する
ことを特徴とする、実施態様１に記載の光学式時間領域
反射率計。
ィルタリングを施すための通過帯域を備えた第１の帯域
フィルタ（１０７）を含み、前記第１の増幅された電気
信号及び前記第１の増幅されたノイズ信号に重ね合わせ
られた第１のフィルタリングを施された信号を発生する
ことを特徴とする、実施態様１に記載の光学式時間領域
反射率計。
【００２６】〔実施態様３〕前記第１の帯域フィルタ
（１０７）の中心周波数ｆｃがおよそｆｓ／２であるこ
とを特徴とする、実施態様１または実施態様２に記載の
光学式時間領域反射率計。
（１０７）の中心周波数ｆｃがおよそｆｓ／２であるこ
とを特徴とする、実施態様１または実施態様２に記載の
光学式時間領域反射率計。
【００２７】〔実施態様４〕前記第１のフィルタリング
を施された信号が、正規分布し、帯域が制限された信号
であることを特徴とする、実施態様２または実施態様３
に記載の光学式時間領域反射率計。
を施された信号が、正規分布し、帯域が制限された信号
であることを特徴とする、実施態様２または実施態様３
に記載の光学式時間領域反射率計。
【００２８】〔実施態様５〕前記第２のノイズ信号のデ
ジタル・データを除去する低域フィルタ（１０９）を含
むことを特徴とする、実施態様１または実施態様２に記
載の光学式時間領域反射率計。
ジタル・データを除去する低域フィルタ（１０９）を含
むことを特徴とする、実施態様１または実施態様２に記
載の光学式時間領域反射率計。
【００２９】〔実施態様６〕前記低域フィルタ（１０
９）がソフトウェアで実施される低域フィルタであるこ
とを特徴とする、実施態様５に記載の光学式時間領域反
射率計。
９）がソフトウェアで実施される低域フィルタであるこ
とを特徴とする、実施態様５に記載の光学式時間領域反
射率計。
【００３０】〔実施態様７〕前記第１の電気信号に影響
を与えずに、アナログ・デジタル変換後に付加ノイズ信
号を簡単に除去するために、前記ＡＤＣ（１０３）の前
記サンプリング周波数ｆｓを前記受信器（１０１）の前
記帯域幅よりかなり高くしていることを特徴とする、実
施態様１に記載の光学式時間領域反射率計。
を与えずに、アナログ・デジタル変換後に付加ノイズ信
号を簡単に除去するために、前記ＡＤＣ（１０３）の前
記サンプリング周波数ｆｓを前記受信器（１０１）の前
記帯域幅よりかなり高くしていることを特徴とする、実
施態様１に記載の光学式時間領域反射率計。
【００３１】〔実施態様８〕前記ノイズ源（１０６）
が、独立して設定することが可能な振幅レベルを有して
いることを特徴とする、実施態様１または実施態様２に
記載の光学式時間領域反射率計。
が、独立して設定することが可能な振幅レベルを有して
いることを特徴とする、実施態様１または実施態様２に
記載の光学式時間領域反射率計。
【００３２】〔実施態様９〕前記低域フィルタ（１０
９）が、前記受信器（１０１）の前記帯域幅より上で、
前記第１の帯域フィルタ（１０７）の前記通過帯域より
十分に下に位置する折点周波数を有することを特徴とす
る、実施態様１または実施態様２に記載の光学式時間領
域反射率計。
９）が、前記受信器（１０１）の前記帯域幅より上で、
前記第１の帯域フィルタ（１０７）の前記通過帯域より
十分に下に位置する折点周波数を有することを特徴とす
る、実施態様１または実施態様２に記載の光学式時間領
域反射率計。
【００３３】〔実施態様１０〕前記ノイズ源（１０６）
の前記独立して設定することが可能な振幅レベルは、前
記アナログ・デジタル変換器（１０３）の入力における
前記第１と第２のノイズ信号の総振幅レベルがδ≒１の
ｒｍｓ値（自乗平均値の平方根）になるようなレベルに
設定されることを特徴とする、実施態様８に記載の光学
式時間領域反射率計。
の前記独立して設定することが可能な振幅レベルは、前
記アナログ・デジタル変換器（１０３）の入力における
前記第１と第２のノイズ信号の総振幅レベルがδ≒１の
ｒｍｓ値（自乗平均値の平方根）になるようなレベルに
設定されることを特徴とする、実施態様８に記載の光学
式時間領域反射率計。
【００３４】〔実施態様１１〕以下の（１）〜（６）の
ステップを含むことを特徴とする、時間領域反射率測定
方法： （１）テストを受ける光学コンポーネントの後方散乱光
信号を受信させ、前記後方散乱信号の第１の電気信号及
び第１のノイズ信号を発生させる第１のステップ； （２）前記第１の電気信号及び前記第１のノイズ信号を
増幅させる第２のステップ； （３）第２のノイズ信号を発生させ、これを増幅させた
第１の電気信号及び増幅させた第１のノイズ信号に重ね
合わせる第３のステップと、 （４）重ね合わせられた信号をある周波数ｆｓでサンプ
リングし、第１のデジタル・データに変換する第４のス
テップと、 （５）前記第１のデジタル・データを平均化する第５の
ステップと、 （６）前記第２のノイズ信号のデジタル・データを前記
第１のデジタル・データから除去する第６のステップ。
ステップを含むことを特徴とする、時間領域反射率測定
方法： （１）テストを受ける光学コンポーネントの後方散乱光
信号を受信させ、前記後方散乱信号の第１の電気信号及
び第１のノイズ信号を発生させる第１のステップ； （２）前記第１の電気信号及び前記第１のノイズ信号を
増幅させる第２のステップ； （３）第２のノイズ信号を発生させ、これを増幅させた
第１の電気信号及び増幅させた第１のノイズ信号に重ね
合わせる第３のステップと、 （４）重ね合わせられた信号をある周波数ｆｓでサンプ
リングし、第１のデジタル・データに変換する第４のス
テップと、 （５）前記第１のデジタル・データを平均化する第５の
ステップと、 （６）前記第２のノイズ信号のデジタル・データを前記
第１のデジタル・データから除去する第６のステップ。
【００３５】〔実施態様１２〕前記第２のノイズ信号の
中心周波数ｆｃがおよそｆｓ／２であることを特徴とす
る、実施態様１１に記載の方法。
中心周波数ｆｃがおよそｆｓ／２であることを特徴とす
る、実施態様１１に記載の方法。
【００３６】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、光学式時間領域反射率計において、アナログ・デ
ジタル変換器の量子化エラーを防止するためのノイズを
増幅器の後に加えることによって、増幅器のゲインを上
げてもアナログ・デジタル変換器の変換範囲が制限され
ることがなくなるので、高いＳ／Ｎ比と良好な線形性を
実現できるという効果がある。
れば、光学式時間領域反射率計において、アナログ・デ
ジタル変換器の量子化エラーを防止するためのノイズを
増幅器の後に加えることによって、増幅器のゲインを上
げてもアナログ・デジタル変換器の変換範囲が制限され
ることがなくなるので、高いＳ／Ｎ比と良好な線形性を
実現できるという効果がある。
【図１】従来のＯＴＤＲと改良されたＯＴＤＲの信号経
路に関するブロック図である。
路に関するブロック図である。
【図２】図１のＡＤＣ入力におけるノイズ信号のパワー
・スペクトルを示す図である。
・スペクトルを示す図である。
【図３】図１のＡＤＣ出力におけるノイズ信号のパワー
・スペクトルを示す図である。
・スペクトルを示す図である。
【図４】図１のデジタル低域フィルタの伝達関数を示す
図である。
図である。
【図５】図１の処理後における残留ノイズのパワー・ス
ペクトルを示す図である。
ペクトルを示す図である。
１０１：ＯＴＤＲ受信器 １０２：増幅器 １０３：アナログ・デジタル変換器 １０４：デジタル信号プロセッサ １０５：クロック １０６：ノイズ源 １０７：帯域フィルタ １０８：加算器 １０９：デジタル低域フィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】以下の（ａ）〜（ｆ）を含むことを特徴と
する、光学式時間領域反射率計： （ａ）一般に０．１〜５０ＫＨｚの範囲の繰り返し率
で、パルス幅がナノ秒〜マイクロ秒の範囲の光パルス
を、テストを受ける光学コンポーネントに入射するパル
ス発生器； （ｂ）テストを受ける前記光学コンポーネントの後方散
乱信号を受信し、前記後方散乱信号の第１の電気信号
と、第１のノイズ信号を発生する、特定の帯域幅を備え
た、アバランシェ・フォトダイオード検出器のような受
信器； （ｃ）前記第１の電気信号及び前記第１のノイズ信号を
増幅する増幅器； （ｄ）増幅された第１の電気信号及び増幅された第１の
ノイズ信号に重ね合わせられる第２のノイズ信号を発生
するノイズ源； （ｅ）重ね合わせられた信号を第１のデジタル・データ
に変換するための手段を備えた、あるサンプリング周波
数を有するアナログ・デジタル変換器； （ｆ）デジタル信号処理手段及び前記第１のデジタル・
データの平均化手段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE94118620.7 | 1994-11-26 | ||
| EP94118620A EP0716297B1 (en) | 1994-11-26 | 1994-11-26 | Optical time domain reflectometer and method for time domain reflectometry |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08219942A true JPH08219942A (ja) | 1996-08-30 |
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Family
ID=8216488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5621518A (ja) |
| EP (1) | EP0716297B1 (ja) |
| JP (1) | JP3644513B2 (ja) |
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| US6934655B2 (en) * | 2001-03-16 | 2005-08-23 | Mindspeed Technologies, Inc. | Method and apparatus for transmission line analysis |
| US6885954B2 (en) * | 2001-03-16 | 2005-04-26 | Mindspeed Technologies, Inc. | Sequence time domain reflectometry using complementary golay codes |
| US20030068024A1 (en) * | 2001-10-05 | 2003-04-10 | Jones William W. | Communication system activation |
| US7257396B2 (en) * | 2002-03-21 | 2007-08-14 | United Parcel Service Of America, Inc. | Telematic programming logic control unit and methods of use |
| DE10252756A1 (de) * | 2002-11-13 | 2004-05-27 | Robert Bosch Gmbh | A/D-Wandler mit verbesserter Auflösung |
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| US7190442B1 (en) * | 2005-08-31 | 2007-03-13 | Corning Incorporated | Method of evaluating fiber PMD using POTDR trace |
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| EP2160629B1 (en) * | 2007-06-18 | 2017-04-26 | Leddartech Inc. | Lighting system with driver assistance capabilities |
| EP2158579B1 (en) * | 2007-06-18 | 2014-10-15 | Leddartech Inc. | Lighting system with traffic management capabilities |
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| WO2009079779A1 (en) * | 2007-12-21 | 2009-07-02 | Leddartech Inc. | Parking management system and method using lighting system |
| US8750341B2 (en) | 2008-01-04 | 2014-06-10 | Mindspeed Technologies, Inc. | Method and apparatus for reducing optical signal speckle |
| EP2265909B8 (en) * | 2008-04-04 | 2017-07-26 | Leddartech Inc. | Optical level measurement device and method |
| US8842182B2 (en) | 2009-12-22 | 2014-09-23 | Leddartech Inc. | Active 3D monitoring system for traffic detection |
| US8908159B2 (en) | 2011-05-11 | 2014-12-09 | Leddartech Inc. | Multiple-field-of-view scannerless optical rangefinder in high ambient background light |
| US9378640B2 (en) | 2011-06-17 | 2016-06-28 | Leddartech Inc. | System and method for traffic side detection and characterization |
| USRE48914E1 (en) | 2012-03-02 | 2022-02-01 | Leddartech Inc. | System and method for multipurpose traffic detection and characterization |
| US9042721B2 (en) * | 2012-07-25 | 2015-05-26 | Alcatel Lucent | Stochastic reflectometer |
| US10488492B2 (en) | 2014-09-09 | 2019-11-26 | Leddarttech Inc. | Discretization of detection zone |
| CN105547644B (zh) * | 2015-12-14 | 2018-04-03 | 长飞光纤光缆股份有限公司 | 一种基于光时域反射仪的光缆测试系统及测试方法 |
| US10911052B2 (en) | 2018-05-23 | 2021-02-02 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Multi-level signal clock and data recovery |
| US11005573B2 (en) | 2018-11-20 | 2021-05-11 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Optic signal receiver with dynamic control |
| US12013423B2 (en) | 2020-09-30 | 2024-06-18 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | TIA bandwidth testing system and method |
| US11658630B2 (en) | 2020-12-04 | 2023-05-23 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Single servo loop controlling an automatic gain control and current sourcing mechanism |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| FR2640379B1 (fr) * | 1988-12-14 | 1994-07-01 | Centre Nat Rech Scient | Procede d'analyse de composants d'optique guidee, fibres optiques ou reseaux de guides optiques par reflectometrie temporelle et reflectometre dans le domaine temporel |
| US4928232A (en) * | 1988-12-16 | 1990-05-22 | Laser Precision Corporation | Signal averaging for optical time domain relectometers |
-
1994
- 1994-11-26 EP EP94118620A patent/EP0716297B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-11-26 DE DE69409815T patent/DE69409815T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-10-10 US US08/540,903 patent/US5621518A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-11-24 JP JP32961895A patent/JP3644513B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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| DE69409815T2 (de) | 1998-08-13 |
| EP0716297B1 (en) | 1998-04-22 |
| US5621518A (en) | 1997-04-15 |
| EP0716297A1 (en) | 1996-06-12 |
| JP3644513B2 (ja) | 2005-04-27 |
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