JPH08219942A - 光学式時間領域反射率計 - Google Patents
光学式時間領域反射率計Info
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- JPH08219942A JPH08219942A JP7329618A JP32961895A JPH08219942A JP H08219942 A JPH08219942 A JP H08219942A JP 7329618 A JP7329618 A JP 7329618A JP 32961895 A JP32961895 A JP 32961895A JP H08219942 A JPH08219942 A JP H08219942A
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- G01M11/00—Testing of optical apparatus; Testing structures by optical methods not otherwise provided for
- G01M11/30—Testing of optical devices, constituted by fibre optics or optical waveguides
- G01M11/31—Testing of optical devices, constituted by fibre optics or optical waveguides with a light emitter and a light receiver being disposed at the same side of a fibre or waveguide end-face, e.g. reflectometers
- G01M11/3109—Reflectometers detecting the back-scattered light in the time-domain, e.g. OTDR
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Abstract
えた、光ファイバのような光学コンポーネントをテスト
するための光学時間領域反射率計及びその方法を提供す
ること。 【解決手段】従来の光学時間領域反射率計は、受信器1
01、増幅器102、A/Dコンバータ103、及びデ
ジタル信号プロセッサ104から構成されるが、本発明
においてはこれらに加えて、レベル調節可能なノイズ源
106、帯域フィルタ107、加算器108、及びデジ
タル低域フィルタ109をさらに設ける。ノイズ源から
追加ノイズ信号を帯域フィルタを通して加算器に入力
し、増幅器で増幅された信号と重ね合わせる。量子化エ
ラーの回避のためのレベル調節可能なノイズを増幅器の
後に加えることにより、増幅器のゲインを上げても、ノ
イズがA/Dコンバータの変換範囲に影響を与えず、S
/N比の向上させながら良好な線形性をも実現できる。
Description
クの分野のテスト装置に関するものであり、とりわけ、
光ファイバのような光学装置をテストするための光学式
時間領域反射計及び方法に関するものである。
バのような光学コンポーネントをテストするための光学
式時間領域反射率計及び方法が用いられている。実際に
は、光ファイバの減衰、均一性、接続損失、破断、及び
長さに関する特性を表す必要はない。既知の光学式時間
領域反射率計(以下、OTDRと称する)構成の場合、
パルス発生器がレーザ・ダイオードを駆動し、レーザ・
ダイオードが、テストを受ける光ファイバに光パルス
(10mW以上)を入射させる。パルス幅は、1KHz
(長いファイバ長の場合)から20KHz(短いファイ
バ長の場合)までの繰り返し率で、ナノ秒〜マイクロ秒
の範囲にわたる。繰り返し率は、光ファイバから戻る信
号が重ならないように選択される。戻り信号は、ツイス
ト・ペア・カプラまたは偏向ビーム・スプリッタのよう
な方向性結合器によって送り出される信号から分離され
る。検出器またはOTDR受信器として、アバランシェ
・フォトダイオードが用いられる場合が多い。その信号
は、増幅器及びデジタイザに送られる。通常、ボックス
・カー平均化装置によってS/N比が改善される。信号
は、対数形式で表示される。
て後方散乱する信号は弱いので、信号処理を必要とす
る。OTDRの場合は一般に、これはデジタル・データ
領域で実施される。デジタル・データは、アナログ信号
を入力値に最も近い量子化振幅値を表す2進コードに変
換するアナログ・デジタル変換器(以下、ADCと称す
る)を利用することによって得られる。変換は瞬時では
ないので、ADCの出力は、離散時間データ・シーケン
スである。従って、周期的サンプリングに関連した定理
は、例えば、1989年にニュージャージ州Prentice H
allから刊行された、A.V. Oppenheim、R.W. Schaferに
よるDiscrete-Time Signal Processingに開示されてい
るように、ADC出力データに適用される。
真のアナログ・データとは異なっている。振幅差は、量
子化エラーと呼ばれる。この量子化エラーのため、OT
DRの測定結果がかなり劣化し、測定可能な最低信号レ
ベルが制限される。
・パッカード・ジャーナルにおけるF. Sischka、S.A. N
ewton、M. NazarathyによるComplementary Correlation
Optical Time-Domain Reflectometryから分かるよう
に、1対の別個の測定が実施され、デジタル結果から平
均値が計算される場合、ADCのアナログ入力にディザ
ー信号を加えると、量子化エラーが減少する。十分な平
均化がなされた後、周知のADCの鋸歯エラー関数が、
正弦関数に平滑化され、振幅が急激に小さくなる。共通
する全てのOTDRによって実施されるこうした平均化
プロセスには、2つの利点がある。例えば、1993年
2月のヒューレット・パッカード・ジャーナルにおけ
る、J. BellerによるA High-Performance Signal Proce
ssing Systemfor the HP8146A Optical Time Domain Re
flectometerに開示のように、第1の利点として、量子
化エラーが減少すること、第2の利点として、測定結果
のS/N比が向上することがあげられる。
量のノイズを発生し、これは標準的なOTDRにおいて
用いられ、既述のディザー信号として働く。増幅器はA
DCの量子化のステップに関連し、ADC入力における
ノイズ・レベルにスケーリングを施して、適合するレベ
ルにするために用いられる。高利得であれば、ノイズの
振幅が大きくなり、量子化エラーが回避され、結果とし
て、線形性が向上する。しかし、信号はノイズも加えて
増幅されるので、高利得の場合、ADCの変換範囲が制
限される、すなわち、低利得の場合よりも低い信号レベ
ルにおいてクリッピングが生じることにもなる。従っ
て、ADCの信号変換が、上側の最大レベルと下側のノ
イズ・レベルによって制限される。従って、ノイズ・レ
ベルは、S/N比(測定結果のダイナミック・レンジ)
と線形性の両方に影響する。このトレード・オフによっ
て、設計者はダイナミック・レンジの向上と良好な線形
性に関して妥協せざるを得なくなる。
は、広いダイナミック・レンジと良好な線形性を備え
た、光ファイバのような光学コンポーネントをテストす
るための光学式時間領域反射率計(OTDR)及び時間
領域反射率測定方法を提供することにある。
光学式時間領域反射率計は、一般に0.1〜50KHz
の範囲の繰り返し率で、パルス幅の範囲がナノ秒〜マイ
クロ秒の光パルスをテストを受ける光学コンポーネント
に射ち込むパルス発生器と、テストを受ける前記光学コ
ンポーネントの後方散乱信号を受信し、前記後方散乱信
号の第1の電気信号と第1のノイズ信号を発生する、特
定の帯域幅を備えた、アバランシェ・フォトダイオード
検出器のような受信器と、前記第1の電気信号及び前記
第1のノイズ信号を増幅する増幅器と、増幅された第1
の電気信号及び増幅された第1のノイズ信号に重ね合わ
せられる第2のノイズ信号を発生するノイズ源と、重ね
合わせられた信号を第1のデジタル・データに変換する
ための手段、及び、平均化するための手段を備えた、サ
ンプリング周波数fsを有するアナログ・デジタル変換
器(ADC)と、前記第1のデジタル・データのデジタ
ル信号処理手段とを備えている。
を発生させることと、アナログ・デジタル変換器によっ
て変換される前に、追加ノイズ信号と、OTDR受信器
によって発生した増幅電気信号を重ね合わせることであ
る。追加ノイズ信号は、振幅レベルが別個に設定可能な
ノイズ源によって発生し、アナログ・デジタル変換器の
入力における総ノイズ・レベルが、δ≒1のrms値
(自乗平均値の平方根)に調整される。ノイズ・レベル
が別個に調整可能であり、OTDR受信器信号と共に増
幅されなければ、良好な線形性と相伴って、ダイナミッ
ク・レンジの向上が実現可能である。
は、追加ノイズ源によって発生する第2のノイズ信号に
フィルタリングを施す帯域フィルタを備える。フィルタ
リングを施された信号は、テストを受ける光学コンポー
ネントの後方散乱信号を電気信号に変換するOTDR受
信器の増幅された電気信号と重ね合わせられる。A/D
変換後、追加ノイズ信号を容易に除去できるようにする
ために、帯域フィルタは、OTDR受信器の増幅され、
測定されたノイズ信号に一定の追加ノイズ信号を加え
る。
ズ信号は、中心周波数が約fc=fs/2の、特に正規
分布した、帯域が制限されたディザー信号から構成され
る。実際には、時間離散データによるエイリアシング及
びスペクトル周波数の周期性のため、帯域フィルタの中
心周波数fcをfs/2に設定した場合に、最適な結果
が得られた。この設計規則によれば、残留ノイズの影響
が受信器の通過帯域内に及ぶことはなく、従って、S/
N比は低下しない。
信号処理手段は、追加ノイズ信号によるデジタル・デー
タを除去するための手段から構成される。特に、ソフト
ウェアで実施される低域フィルタが除去に用いられる。
受ける光学コンポーネントの後方散乱光信号を電気信号
に変換する受信器の帯域幅よりかなり高いサンプリング
周波数fsを有するADCが用いられる。これによっ
て、変換プロセスが済んだ後で追加ノイズを簡単に除去
することが可能になる。
ズ信号が、OTDR受信器の帯域幅より高く、追加ノイ
ズ信号のための帯域フィルタの通過帯域より十分に低い
折点周波数を備えているため、デジタル・データの除去
には低域フィルタが用いられる。こうした低域フィルタ
によって、その折点周波数を超える全てのスペクトル成
分が除去される。
されるものではなく、アナログ・デジタル変換器の正確
度及び線形性の向上にも利用することが可能であること
は理解できよう。
は、本発明は単独であれ、あるいは他のいかなる任意の
組み合わせであれ、上述の特徴の有効かつ新規の組み合
わせの全てに関連しているということである。さらに、
列挙された全ての利点は、本発明によって完全に解決さ
れる対象とみなすことができる。
生する電気信号の信号経路が示されている。従来の信号
経路は、OTDR受信器101、増幅器102、アナロ
グ・デジタル変換器103、及び、デジタル信号プロセ
ッサ104から構成される。アナログ・デジタル変換器
は、クロック105によって駆動される。本発明による
OTDRは、さらに、図1に点線で示すように、ノイズ
源106、帯域フィルタ107、加算器108、及びデ
ジタル低域フィルタ109から構成される。
が、アバランシェ・フォトダイオードから構成される光
検出器のようなOTDR受信器101の入力に加えられ
る。OTDR受信器101は、後方散乱光信号を第1の
電気信号に変換し、また、第1のノイズ信号を発生す
る。第1の電気信号及び第1のノイズ信号は、増幅器1
02によって増幅される。増幅器102の出力信号は、
加算器108の第1の入力に加えられる。ノイズ源10
6は、第2のノイズ信号を発生し、そのレベルは、別個
に調整可能である。ノイズ源106によって発生した第
2のノイズ信号は、中心周波数fcがアナログ・デジタ
ル変換器(ADC)103のサンプリング周波数fsの
約半分、すなわち、fc=fs/2である帯域フィルタ
107の入力に加えられる。帯域フィルタ107の出力
において、第1のフィルタリングを施した信号が発生す
る。この信号は、中心周波数がfc=fs/2で正規分
布し、帯域が制限されたディザー信号である。第1のフ
ィルタリングを施した信号は、次に、加算器108の第
2の入力に加えられる。加算器108の出力において、
増幅された第1の電気信号、増幅された第1のノイズ信
号、及び第1のフィルタリングを施された信号が重ね合
わせられる。ADC103による変換プロセスが済んだ
後でこの追加ノイズを簡単に取り除けるようにするた
め、OTDR受信器の帯域幅よりかなり高いサンプリン
グ周波数fsを有するADCが選択される。従来の信号
経路と比較すると、増幅器102の利得は低く保たれる
ので、ADC103のクリッピング・レベルが高くな
り、従って、ADCの変換範囲が拡大される。ADCの
入力における総ノイズ・レベルは、2つの独立したノイ
ズ源101及び106/107によって生じる。線形性
をよくするため、受信器101によって発生する第1の
ノイズ信号及びノイズ源106によって発生する第2の
ノイズ信号による総ノイズ・レベルは、δ≒1のrms
値に調整される(rms値δ=1はADC103の量子
化ステップに対応する)。rms値δによって、無限数
の平均化の後の残留線形性エラーが決まる。
合わせられた信号を、デジタル信号プロセッサ104に
よって処理される離散時間依存信号に変換する。処理さ
れた信号は、受信器の帯域幅より高く、折点周波数より
高い全てのスペクトル成分を除去する帯域フィルタ10
7の通過帯域より十分に低い折点周波数を有する低域フ
ィルタ109に加えられる。便宜上の理由から、低域フ
ィルタ109は、ソフトウェア・フィルタとして実施さ
れる。
のパワー対周波数が示されている。受信器のノイズは2
01で示され、第1のフィルタリングを施した信号は2
02で示されている。第1のフィルタリングを施した信
号202は、中心周波数がfc=fs/2で正規分布
し、帯域が制限されたディザー信号である。ADC10
3の高サンプリング周波数fsによって、スペクトルが
あまり重ならないようにして、周波数帯域が制限された
追加ノイズ源106/107を考慮に入れるのに十分な
広さの周波数スパンが開くことになる。この結果、量子
化ノイズはもっと広い周波数帯域にわたって広がってい
るので、デジタル化データに加えられる量子化ノイズの
量も減少することになる。
のパワー・スペクトルが示されている。ADC出力は、
ADC入力におけるノイズ信号のパワー・スペクトルに
加えて、量子化ノイズ信号301、及びADC103の
変換のための周波数fsに中心がくる受信器ノイズ20
1から構成される。
伝達関数が示されている。折点周波数(401で表示)
が受信器の帯域幅より高く、フィルタ107の通過帯域
より十分に低い低域フィルタ109によって、図5に示
すように、その折点周波数より高い全てのスペクトル成
分が除去される。図5と図3(ADC出力におけるノイ
ズ)を比較すると、低域フィルタ109によるフィルタ
処理後は、ノイズ源106/107からのごくわずかな
残留量501だけしか残っていないことが分かる。最適
な結果が得られるように、帯域フィルタの中心周波数f
cは、時間離散データによるエイリアシング及びスペク
トル周波数の周期性のため、fs/2に設定される。こ
の設計規則によれば、残留ノイズの影響が受信器の通過
帯域内に及ぶことはなく、従って、S/N比は低下しな
い。実際のテストの設定では、サンプリング・レートの
1/2に対して中心周波数fcのアライメントがとられ
た場合、追加ノイズ源による劣化を測定することができ
なかった。ADC入力における総ノイズ・レベルを十分
に高く設定すると(δ>1)、データ平均化プロセスに
よって、ADCの量子化レベル未満での信号分解能が向
上し、線形性が向上する。
す。
むことを特徴とする、光学式時間領域反射率計: (a)一般に0.1〜50KHzの範囲の繰り返し率
で、パルス幅がナノ秒〜マイクロ秒の範囲の光パルス
を、テストを受ける光学コンポーネントに入射するパル
ス発生器; (b)テストを受ける前記光学コンポーネントの後方散
乱信号を受信し、前記後方散乱信号の第1の電気信号
と、第1のノイズ信号を発生する、特定の帯域幅を備え
た、アバランシェ・フォトダイオード検出器のような受
信器(101); (c)前記第1の電気信号及び前記第1のノイズ信号を
増幅する増幅器(102); (d)増幅された第1の電気信号及び増幅された第1の
ノイズ信号に重ね合わせられる第2のノイズ信号を発生
するノイズ源(106); (e)重ね合わせられた信号を第1のデジタル・データ
に変換するための手段を備えた、あるサンプリング周波
数fsを有するアナログ・デジタル変換器(103); (f)デジタル信号処理手段(104)及び前記第1の
デジタル・データの平均化手段。
ィルタリングを施すための通過帯域を備えた第1の帯域
フィルタ(107)を含み、前記第1の増幅された電気
信号及び前記第1の増幅されたノイズ信号に重ね合わせ
られた第1のフィルタリングを施された信号を発生する
ことを特徴とする、実施態様1に記載の光学式時間領域
反射率計。
(107)の中心周波数fcがおよそfs/2であるこ
とを特徴とする、実施態様1または実施態様2に記載の
光学式時間領域反射率計。
を施された信号が、正規分布し、帯域が制限された信号
であることを特徴とする、実施態様2または実施態様3
に記載の光学式時間領域反射率計。
ジタル・データを除去する低域フィルタ(109)を含
むことを特徴とする、実施態様1または実施態様2に記
載の光学式時間領域反射率計。
9)がソフトウェアで実施される低域フィルタであるこ
とを特徴とする、実施態様5に記載の光学式時間領域反
射率計。
を与えずに、アナログ・デジタル変換後に付加ノイズ信
号を簡単に除去するために、前記ADC(103)の前
記サンプリング周波数fsを前記受信器(101)の前
記帯域幅よりかなり高くしていることを特徴とする、実
施態様1に記載の光学式時間領域反射率計。
が、独立して設定することが可能な振幅レベルを有して
いることを特徴とする、実施態様1または実施態様2に
記載の光学式時間領域反射率計。
9)が、前記受信器(101)の前記帯域幅より上で、
前記第1の帯域フィルタ(107)の前記通過帯域より
十分に下に位置する折点周波数を有することを特徴とす
る、実施態様1または実施態様2に記載の光学式時間領
域反射率計。
の前記独立して設定することが可能な振幅レベルは、前
記アナログ・デジタル変換器(103)の入力における
前記第1と第2のノイズ信号の総振幅レベルがδ≒1の
rms値(自乗平均値の平方根)になるようなレベルに
設定されることを特徴とする、実施態様8に記載の光学
式時間領域反射率計。
ステップを含むことを特徴とする、時間領域反射率測定
方法: (1)テストを受ける光学コンポーネントの後方散乱光
信号を受信させ、前記後方散乱信号の第1の電気信号及
び第1のノイズ信号を発生させる第1のステップ; (2)前記第1の電気信号及び前記第1のノイズ信号を
増幅させる第2のステップ; (3)第2のノイズ信号を発生させ、これを増幅させた
第1の電気信号及び増幅させた第1のノイズ信号に重ね
合わせる第3のステップと、 (4)重ね合わせられた信号をある周波数fsでサンプ
リングし、第1のデジタル・データに変換する第4のス
テップと、 (5)前記第1のデジタル・データを平均化する第5の
ステップと、 (6)前記第2のノイズ信号のデジタル・データを前記
第1のデジタル・データから除去する第6のステップ。
中心周波数fcがおよそfs/2であることを特徴とす
る、実施態様11に記載の方法。
れば、光学式時間領域反射率計において、アナログ・デ
ジタル変換器の量子化エラーを防止するためのノイズを
増幅器の後に加えることによって、増幅器のゲインを上
げてもアナログ・デジタル変換器の変換範囲が制限され
ることがなくなるので、高いS/N比と良好な線形性を
実現できるという効果がある。
路に関するブロック図である。
・スペクトルを示す図である。
・スペクトルを示す図である。
図である。
ペクトルを示す図である。
Claims (1)
- 【請求項1】以下の(a)〜(f)を含むことを特徴と
する、光学式時間領域反射率計: (a)一般に0.1〜50KHzの範囲の繰り返し率
で、パルス幅がナノ秒〜マイクロ秒の範囲の光パルス
を、テストを受ける光学コンポーネントに入射するパル
ス発生器; (b)テストを受ける前記光学コンポーネントの後方散
乱信号を受信し、前記後方散乱信号の第1の電気信号
と、第1のノイズ信号を発生する、特定の帯域幅を備え
た、アバランシェ・フォトダイオード検出器のような受
信器; (c)前記第1の電気信号及び前記第1のノイズ信号を
増幅する増幅器; (d)増幅された第1の電気信号及び増幅された第1の
ノイズ信号に重ね合わせられる第2のノイズ信号を発生
するノイズ源; (e)重ね合わせられた信号を第1のデジタル・データ
に変換するための手段を備えた、あるサンプリング周波
数を有するアナログ・デジタル変換器; (f)デジタル信号処理手段及び前記第1のデジタル・
データの平均化手段。
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