JPH08204590A - 電波伝搬シミュレート方法 - Google Patents
電波伝搬シミュレート方法Info
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- JPH08204590A JPH08204590A JP849595A JP849595A JPH08204590A JP H08204590 A JPH08204590 A JP H08204590A JP 849595 A JP849595 A JP 849595A JP 849595 A JP849595 A JP 849595A JP H08204590 A JPH08204590 A JP H08204590A
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- JP
- Japan
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- carrier signal
- time response
- response function
- radio wave
- modulated carrier
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 構内ＬＡＮのマルチパス電波伝搬を正しくシ
ミュレートする。 【構成】 構内に周波数ｆ1 ，ｆ2 の電波を放射し、観
測面を走査するアンテナと固定アンテナとでｆ1 ，ｆ2
の各電波を各別に受信し、それぞれの電波ホログラムを
生成し、各パスに分離した電波像を作り、その差を求
め、各パスの振幅、遅延を求める。これらの振幅、遅延
とアンテナ指向特性とから各パスの伝搬時間応答関数ｘ
(t) を求め、この時間応答関数の実部、虚部を変調搬送
波信号ｙ(t)にそれぞれ演算部で畳み込み、これらに対
し無変調搬送波の同相成分Ｒf 、直交成分Ｒf * をそれ
ぞれ乗算し、両乗算結果を加算して復調ベースバンド信
号ｒ(t) を得る。
ミュレートする。 【構成】 構内に周波数ｆ1 ，ｆ2 の電波を放射し、観
測面を走査するアンテナと固定アンテナとでｆ1 ，ｆ2
の各電波を各別に受信し、それぞれの電波ホログラムを
生成し、各パスに分離した電波像を作り、その差を求
め、各パスの振幅、遅延を求める。これらの振幅、遅延
とアンテナ指向特性とから各パスの伝搬時間応答関数ｘ
(t) を求め、この時間応答関数の実部、虚部を変調搬送
波信号ｙ(t)にそれぞれ演算部で畳み込み、これらに対
し無変調搬送波の同相成分Ｒf 、直交成分Ｒf * をそれ
ぞれ乗算し、両乗算結果を加算して復調ベースバンド信
号ｒ(t) を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はマイクロ波のように比
較的高い周波数の電波のマルチパス伝搬、特に構内にお
ける伝搬をシミュレートする方法に関する。
較的高い周波数の電波のマルチパス伝搬、特に構内にお
ける伝搬をシミュレートする方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来において構内無線ＬＡＮのマルチパ
ス（多重）伝搬をシミュレートするには、１９９４年電
子情報通信学会秋季大会講演論文集「ＳＢ−１−３ 複
雑な室内構造を考慮したミリ波帯屋内マルチパス伝搬の
シミュレーション」や電子情報通信学会発行信学技報Ａ
−Ｐ９４−３５（１９９４−０８）「幾何光学的屋内伝
搬解析アルゴリズム」と示されているようにレイトレー
シング法により行われていた。これはある受信点におい
て、直接光や各種反射光の受光方向よりの光を、それら
がそれぞれ反射することなく到達する送信源を仮定し、
これらの各送信源より受信点までの距離から減衰と、遅
れとを求め、干渉状態を求めていた。
ス（多重）伝搬をシミュレートするには、１９９４年電
子情報通信学会秋季大会講演論文集「ＳＢ−１−３ 複
雑な室内構造を考慮したミリ波帯屋内マルチパス伝搬の
シミュレーション」や電子情報通信学会発行信学技報Ａ
−Ｐ９４−３５（１９９４−０８）「幾何光学的屋内伝
搬解析アルゴリズム」と示されているようにレイトレー
シング法により行われていた。これはある受信点におい
て、直接光や各種反射光の受光方向よりの光を、それら
がそれぞれ反射することなく到達する送信源を仮定し、
これらの各送信源より受信点までの距離から減衰と、遅
れとを求め、干渉状態を求めていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前記レイトレーシング
法では構内における各種物体にもとづく各反射について
それぞれ反射面を仮定しているため、現実における複雑
な反射について正しく想定することは困難であり、正し
いシミュレーションを行うことができなかった。このよ
うに複雑な反射面を想定することが正しく困難な上、各
物体での反射は、金属と木材とで反射状態が異なり、こ
の反射面の材質までも正しく想定することも困難であ
り、遅延波の推定誤差は１ｎｓ〜１００ｐｓ程度もあっ
た。このような点から高速データ通信を考慮したマルチ
パスフェージング下における伝送体形品質を直接シミュ
レーションすることはできなかった。つまり従来では２
波又は３波の干渉のシミュレーション及び遅延分散量か
らのビット誤り率の統計的推定しかできなかった。
法では構内における各種物体にもとづく各反射について
それぞれ反射面を仮定しているため、現実における複雑
な反射について正しく想定することは困難であり、正し
いシミュレーションを行うことができなかった。このよ
うに複雑な反射面を想定することが正しく困難な上、各
物体での反射は、金属と木材とで反射状態が異なり、こ
の反射面の材質までも正しく想定することも困難であ
り、遅延波の推定誤差は１ｎｓ〜１００ｐｓ程度もあっ
た。このような点から高速データ通信を考慮したマルチ
パスフェージング下における伝送体形品質を直接シミュ
レーションすることはできなかった。つまり従来では２
波又は３波の干渉のシミュレーション及び遅延分散量か
らのビット誤り率の統計的推定しかできなかった。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この発明によれば対象空
間を２周波電波ホログラム（干渉法）で観測して各伝搬
路よりの受信波の振幅及び遅延を測定し、これら振幅及
び遅延と受信アンテナ指向特性とから各伝搬路の時間応
答関数を生成し、この伝搬路時間応答関数を変調搬送波
信号に畳み込み、その畳み込み結果に対し、無変調搬送
波を乗算して受信ベースバンド信号を得る。
間を２周波電波ホログラム（干渉法）で観測して各伝搬
路よりの受信波の振幅及び遅延を測定し、これら振幅及
び遅延と受信アンテナ指向特性とから各伝搬路の時間応
答関数を生成し、この伝搬路時間応答関数を変調搬送波
信号に畳み込み、その畳み込み結果に対し、無変調搬送
波を乗算して受信ベースバンド信号を得る。
【０００５】無変調搬送波信号の乗算は、上記時間応答
関数の実部を変調搬送波信号に畳み込んだものに対し無
変調搬送波信号の同相成分を乗算し、時間応答関数の虚
部を変調搬送波信号に畳み込んだものに対して無変調搬
送波信号の直交成分を乗算し、これら両乗算結果を加算
して受信ベースバンド信号の同相成分を得ることであ
る。
関数の実部を変調搬送波信号に畳み込んだものに対し無
変調搬送波信号の同相成分を乗算し、時間応答関数の虚
部を変調搬送波信号に畳み込んだものに対して無変調搬
送波信号の直交成分を乗算し、これら両乗算結果を加算
して受信ベースバンド信号の同相成分を得ることであ
る。
【０００６】変調搬送波信号としてベクトル変調搬送波
信号を用い、上記無変調搬送波信号の乗算に、上記時間
応答関数をヒルベルト変換したものの実部を変調搬送波
信号に畳み込んだものに対し無変調搬送波信号の同相成
分を乗算し、上記ヒルベルト変換した時間応答関数の虚
部を変調搬送波信号に畳み込んだものに無変調搬送波信
号の直交成分を乗算し、これら両乗算結果を加算して上
記受信ベースバンド信号の直交成分を得ることを含む。
信号を用い、上記無変調搬送波信号の乗算に、上記時間
応答関数をヒルベルト変換したものの実部を変調搬送波
信号に畳み込んだものに対し無変調搬送波信号の同相成
分を乗算し、上記ヒルベルト変換した時間応答関数の虚
部を変調搬送波信号に畳み込んだものに無変調搬送波信
号の直交成分を乗算し、これら両乗算結果を加算して上
記受信ベースバンド信号の直交成分を得ることを含む。
【０００７】上記無変調搬送波信号の乗算は、上記時間
応答の実部を変調搬送波信号に畳み込んだものに、中間
周波数だけ低い無変調搬送波信号の同相成分を乗算し、
時間応答の虚部を変調搬送波信号に畳み込んだものに中
間周波数だけ低い無変調搬送波信号の直交成分を乗算
し、これら両乗算結果を加算し、その加算結果に中間周
波数搬送波信号の同相成分を乗算して受信ベースバンド
信号の同相成分を得、加算結果に中間周波数搬送波信号
の直交成分を乗算して受信ベースバンド信号の直交成分
を得る。
応答の実部を変調搬送波信号に畳み込んだものに、中間
周波数だけ低い無変調搬送波信号の同相成分を乗算し、
時間応答の虚部を変調搬送波信号に畳み込んだものに中
間周波数だけ低い無変調搬送波信号の直交成分を乗算
し、これら両乗算結果を加算し、その加算結果に中間周
波数搬送波信号の同相成分を乗算して受信ベースバンド
信号の同相成分を得、加算結果に中間周波数搬送波信号
の直交成分を乗算して受信ベースバンド信号の直交成分
を得る。
【０００８】時間応答関数は、各受信波の振幅、遅延、
アンテナ指向特性から周波数選択性フェージング特性を
求め、そのフェージング特性を、伝搬周波数帯域と対応
した正の周波数範囲に制限して逆フーリエ変換して求
め、畳み込み演算における計算間隔を比較的大にする。
時間応答関数は各受信波の振幅、遅延、アンテナ指向特
性を重ね合せたインパルス応答として求める。この場合
時間応答関数の値をもつ時点と演算タイミングとのずれ
を求め、そのずれだけ時間応答関数の位相をずらして上
記畳み込み演算を行う。
アンテナ指向特性から周波数選択性フェージング特性を
求め、そのフェージング特性を、伝搬周波数帯域と対応
した正の周波数範囲に制限して逆フーリエ変換して求
め、畳み込み演算における計算間隔を比較的大にする。
時間応答関数は各受信波の振幅、遅延、アンテナ指向特
性を重ね合せたインパルス応答として求める。この場合
時間応答関数の値をもつ時点と演算タイミングとのずれ
を求め、そのずれだけ時間応答関数の位相をずらして上
記畳み込み演算を行う。
【０００９】
【実施例】以下この発明の実施例を図面を参照して詳細
に説明する。例えば図１に示す直方体状空間１１、例え
ば大きな工場内などにおける電波伝搬路をシミュレート
する場合この発明ではこの対象空間１１を２周波電波ホ
ログラム（干渉）で観測して各伝搬路よりの受信波の振
幅及び遅延を測定する。２周波電波ホログラムは例えば
特願平５−２６４７号「ホログラフィックレーダ」に述
べられていることから理解されるように、対象空間１１
内の送信源となるべき位置から放射器１２より周波数ｆ
1 の電波と周波数ｆ2 の電波とを放射し、任意の受信点
に観測面１３を配し、観測面１３の各点に走査アンテナ
１４を位置させて受信すると共に、これと比較的接近し
た位置に固定的に設けた固定アンテナ１５で受信する。
アンテナ１４，１５の各受信出力は前置増幅器１６，１
７を通じ、更にフィルタ１８，１９で不要波が除去され
た後、周波数混合器２１，２２で局部発振器２３よりの
局部信号と周波数混合され、その各差周波数成分（例え
ば２１．４ＭＨｚ）が帯域通過フィルタ２４，２５でそ
れぞれ取出され、これらは更に周波数混合器２６，２７
で局部発振器２８の局部信号（例えば２２．４ＭＨｚ）
と周波数混合され、その各差周波数成分（例えば１ＭＨ
ｚ）が低域通過フィルタ２９，３１でそれぞれ取出され
る。フィルタ２９，３１の各出力はフーリエ積分器３
２，３３に供給され、発振器３４からのパルス（例えば
１０．２４ＭＨｚ）によりそれぞれサンプリングされ、
各サンプル値がディジタル信号に変換され、それぞれ離
散的フーリエ積分される。これらフーリエ積分結果Ｓm
（ｘ，ｙ），Ｓr はホログラム演算部３５において、フ
ーリエ積分器３３の出力Ｓr を基準としたホログラム演
算 Ｈ（ｘ，ｙ）＝（Ｓm （ｘ，ｙ）／Ｓr ）・｜Ｓr ｜ …(1) がなされ干渉データが得られる。ｘ，ｙは観測面１３上
の直交座標の各点を示す。発振器２３，２８，３４は基
準発振器３６からの安定した基準信号（例えば１０ＭＨ
ｚ）により同期化されている。局部発振器２３の周波数
を調整して、周波数ｆ1 の電波を受信した時の複素ホロ
グラム（二次元干渉データ）と、周波数ｆ 2 の電波を受
信した時の複素ホログラムとを測定する。観測面１３の
大きさは例えば２８×２８ｃｍ2 であり、走査アンテナ
１４のｘ，ｙの各方向における移動ピッチはそれぞれ例
えば０．４５ｃｍである。
に説明する。例えば図１に示す直方体状空間１１、例え
ば大きな工場内などにおける電波伝搬路をシミュレート
する場合この発明ではこの対象空間１１を２周波電波ホ
ログラム（干渉）で観測して各伝搬路よりの受信波の振
幅及び遅延を測定する。２周波電波ホログラムは例えば
特願平５−２６４７号「ホログラフィックレーダ」に述
べられていることから理解されるように、対象空間１１
内の送信源となるべき位置から放射器１２より周波数ｆ
1 の電波と周波数ｆ2 の電波とを放射し、任意の受信点
に観測面１３を配し、観測面１３の各点に走査アンテナ
１４を位置させて受信すると共に、これと比較的接近し
た位置に固定的に設けた固定アンテナ１５で受信する。
アンテナ１４，１５の各受信出力は前置増幅器１６，１
７を通じ、更にフィルタ１８，１９で不要波が除去され
た後、周波数混合器２１，２２で局部発振器２３よりの
局部信号と周波数混合され、その各差周波数成分（例え
ば２１．４ＭＨｚ）が帯域通過フィルタ２４，２５でそ
れぞれ取出され、これらは更に周波数混合器２６，２７
で局部発振器２８の局部信号（例えば２２．４ＭＨｚ）
と周波数混合され、その各差周波数成分（例えば１ＭＨ
ｚ）が低域通過フィルタ２９，３１でそれぞれ取出され
る。フィルタ２９，３１の各出力はフーリエ積分器３
２，３３に供給され、発振器３４からのパルス（例えば
１０．２４ＭＨｚ）によりそれぞれサンプリングされ、
各サンプル値がディジタル信号に変換され、それぞれ離
散的フーリエ積分される。これらフーリエ積分結果Ｓm
（ｘ，ｙ），Ｓr はホログラム演算部３５において、フ
ーリエ積分器３３の出力Ｓr を基準としたホログラム演
算 Ｈ（ｘ，ｙ）＝（Ｓm （ｘ，ｙ）／Ｓr ）・｜Ｓr ｜ …(1) がなされ干渉データが得られる。ｘ，ｙは観測面１３上
の直交座標の各点を示す。発振器２３，２８，３４は基
準発振器３６からの安定した基準信号（例えば１０ＭＨ
ｚ）により同期化されている。局部発振器２３の周波数
を調整して、周波数ｆ1 の電波を受信した時の複素ホロ
グラム（二次元干渉データ）と、周波数ｆ 2 の電波を受
信した時の複素ホログラムとを測定する。観測面１３の
大きさは例えば２８×２８ｃｍ2 であり、走査アンテナ
１４のｘ，ｙの各方向における移動ピッチはそれぞれ例
えば０．４５ｃｍである。
【００１０】Ｈ（ｘ，ｙ）は観測面１３における各点の
固定アンテナ１５の受信波を基準とした受信信号の振幅
と位相とを求めたことになる。このＨ（ｘ，ｙ）を二次
元フーリエ積分すると、 Ｉ（ξ，η）exp （ｊθ（ξ，η）） ＝Ｋ-1（ξ，η，ｚ）∫∫Ｈ(x,y)exp（−ｊ２π（ξｘ＋ηｙ) ）ｄx ｄy …(2) となる。ｚは観測面１３と垂直なｚ軸上の観測面１３か
らの距離、ξはｚ軸に対する方位角、ηはｚ軸に対する
仰角である。
固定アンテナ１５の受信波を基準とした受信信号の振幅
と位相とを求めたことになる。このＨ（ｘ，ｙ）を二次
元フーリエ積分すると、 Ｉ（ξ，η）exp （ｊθ（ξ，η）） ＝Ｋ-1（ξ，η，ｚ）∫∫Ｈ(x,y)exp（−ｊ２π（ξｘ＋ηｙ) ）ｄx ｄy …(2) となる。ｚは観測面１３と垂直なｚ軸上の観測面１３か
らの距離、ξはｚ軸に対する方位角、ηはｚ軸に対する
仰角である。
【００１１】このＩ（ξ，η）は観測面１３から各方向
を見た時の振幅と、位相とが求まり、電波源像が再生さ
れたことになる。Ｋ-1（ξ，η，ｚ）は従来においては
単なる定数として使われていたが、これを次式に示すよ
うに周波数で微分すると距離情報が得られる。 ｄ〔Ｋ-1（ξ，η，ｚ）〕phase ／ｄω＝ｒ／ｃ …(3) つまり前記周波数ｆ1 とｆ2 との差を小さい値としてお
き、その各Ｋ-1（ξ，η,z）の差をとり、ｆ1 −ｆ2 で
割算すると微分値、つまり（３）式とほぼ等しいものと
なる。つまり距離を光速で割算した遅延時間が得られ
る。このようにして受信点において各方向（ξ，η）か
らの受信波の振幅と遅延とが求まる。例えば周波数ｆ1
の受信により得られたＩ（ξ，η）が図２Ａに示すよう
になり、周波数ｆ2 の受信により得られたＩ（ξ，η）
が図２Ｂに示すようになり、これらの差が図２Ｃに示す
ようになる。図２において、山の高さはＩ（ξ，η）の
大きさ（振幅）を示し、図に示していないが各山に色が
付けられ、その色は位相（図２Ｃでは遅延量）を表わ
し、色と位相（遅延量）との関係が縦軸３７で示されて
いる。この場合のｆ1 は１８８１７ＭＨｚ、ｆ2 は１８
８１４ＭＨｚである。
を見た時の振幅と、位相とが求まり、電波源像が再生さ
れたことになる。Ｋ-1（ξ，η，ｚ）は従来においては
単なる定数として使われていたが、これを次式に示すよ
うに周波数で微分すると距離情報が得られる。 ｄ〔Ｋ-1（ξ，η，ｚ）〕phase ／ｄω＝ｒ／ｃ …(3) つまり前記周波数ｆ1 とｆ2 との差を小さい値としてお
き、その各Ｋ-1（ξ，η,z）の差をとり、ｆ1 −ｆ2 で
割算すると微分値、つまり（３）式とほぼ等しいものと
なる。つまり距離を光速で割算した遅延時間が得られ
る。このようにして受信点において各方向（ξ，η）か
らの受信波の振幅と遅延とが求まる。例えば周波数ｆ1
の受信により得られたＩ（ξ，η）が図２Ａに示すよう
になり、周波数ｆ2 の受信により得られたＩ（ξ，η）
が図２Ｂに示すようになり、これらの差が図２Ｃに示す
ようになる。図２において、山の高さはＩ（ξ，η）の
大きさ（振幅）を示し、図に示していないが各山に色が
付けられ、その色は位相（図２Ｃでは遅延量）を表わ
し、色と位相（遅延量）との関係が縦軸３７で示されて
いる。この場合のｆ1 は１８８１７ＭＨｚ、ｆ2 は１８
８１４ＭＨｚである。
【００１２】このようにして測定した観測点における、
各方向よりの受信波の振幅ａ（ξ，η）、遅延ｄ（ξ，
η）と、使用しようとする受信アンテナの指向特性ｇ
（ξ，η）（無指向性も、各方向（ξ，η）で同一値の
指向特性とする）とから周波数選択性フェージング特性
Ｘ(f) を次式で求めることができる。 Ｘ(f) ＝∫∫ｇ（ξ，η）・ａ（ξ，η） ・exp(−ｊ２πｆｄ（ξ，η））ｄξｄη …(4) この特性Ｘ(f) をもつ各方向からの合成伝搬路に周波数
帯域幅Δｆの変調信号をもつ搬送波信号（周波数ｆc ）
を伝搬させた時の複素時間応答を、次式に示すように特
定の周波数帯域（ｆc ±ｋΔｆ）で正の周波数に対して
のみフェージング特性Ｘ(f) を逆フーリエ変換して求め
る。
各方向よりの受信波の振幅ａ（ξ，η）、遅延ｄ（ξ，
η）と、使用しようとする受信アンテナの指向特性ｇ
（ξ，η）（無指向性も、各方向（ξ，η）で同一値の
指向特性とする）とから周波数選択性フェージング特性
Ｘ(f) を次式で求めることができる。 Ｘ(f) ＝∫∫ｇ（ξ，η）・ａ（ξ，η） ・exp(−ｊ２πｆｄ（ξ，η））ｄξｄη …(4) この特性Ｘ(f) をもつ各方向からの合成伝搬路に周波数
帯域幅Δｆの変調信号をもつ搬送波信号（周波数ｆc ）
を伝搬させた時の複素時間応答を、次式に示すように特
定の周波数帯域（ｆc ±ｋΔｆ）で正の周波数に対して
のみフェージング特性Ｘ(f) を逆フーリエ変換して求め
る。
【００１３】 ｘ(t) ≒∫Ｘ(f) exp(ｊ２πｆｔ）ｄｆ …(5) ∫はｆc −ｋΔｆからｆc ＋ｋΔｆまで ｋ≫１．０ ここでΔｆをｋ倍するのは通信帯域の少し外側をも含め
て時間応答を求めるためである。この時間応答を、変調
搬送波信号に畳み込み、その結果に対し、無変調搬送波
信号を乗算して復調ベースバンド信号を得る。例えば図
３Ａに示すように入力端子４１からベースバンド変調信
号をベースバンドフィルタ４２に通し搬送波信号Ｒf を
乗算器４３で乗算して変調搬送波信号ｙ(t) を得、この
ｙ(t) に対し、時間応答（（５）式）の実部Ｒe 〔ｘ
(t) 〕と虚部Ｉm 〔ｘ(t) 〕とを畳み込み演算部４４，
４５で畳み込む。つまり下記式を演算する。
て時間応答を求めるためである。この時間応答を、変調
搬送波信号に畳み込み、その結果に対し、無変調搬送波
信号を乗算して復調ベースバンド信号を得る。例えば図
３Ａに示すように入力端子４１からベースバンド変調信
号をベースバンドフィルタ４２に通し搬送波信号Ｒf を
乗算器４３で乗算して変調搬送波信号ｙ(t) を得、この
ｙ(t) に対し、時間応答（（５）式）の実部Ｒe 〔ｘ
(t) 〕と虚部Ｉm 〔ｘ(t) 〕とを畳み込み演算部４４，
４５で畳み込む。つまり下記式を演算する。
【００１４】 ∫ｙ(t) ・Ｒe 〔ｘ（ｔ−τ）〕ｄτ …(6) ∫ｙ(t) ・Ｉm 〔ｘ（ｔ−τ）〕ｄτ …(7) これら（６）式、（７）式の演算により前記ａ（ξ，
η），ｄ（ξ，η），ｇ（ξ，η）で決るマルチパスフ
ェージング伝送系を伝送された信号が得られる。このフ
ェージングを受けた信号、つまり演算部４４，４５の各
演算結果にそれぞれ無変調搬送波の同相成分Ｒf と、そ
の直交成分Ｒf * とを乗算器４６，４７で乗算し、その
両乗算結果を加算すると、復調ベースバンド信号Ｒ
e 〔ｒ(t) 〕が得られる。このＲe 〔ｒ(t) 〕は次式で
示される。
η），ｄ（ξ，η），ｇ（ξ，η）で決るマルチパスフ
ェージング伝送系を伝送された信号が得られる。このフ
ェージングを受けた信号、つまり演算部４４，４５の各
演算結果にそれぞれ無変調搬送波の同相成分Ｒf と、そ
の直交成分Ｒf * とを乗算器４６，４７で乗算し、その
両乗算結果を加算すると、復調ベースバンド信号Ｒ
e 〔ｒ(t) 〕が得られる。このＲe 〔ｒ(t) 〕は次式で
示される。
【００１５】 Ｒe 〔ｒ(t) 〕≒∫ｙ(t) ・Ｒe 〔ｘ（ｔ−τ）〕cos （２πｆc ｔ） ＋ｙ(t) ・Ｉm 〔ｘ（ｔ−τ）〕 ・sin （２πｆc ｔ）ｄτ このベースバンド信号ｒ(t) から、伝搬中のフェージン
グにもとづく影響を知ることができる。つまりこのよう
な演算を行うことにより、図１中の対象空間１１内の電
波伝搬をシミュレートし、そのマルチパスフェージング
下の伝搬信号の影響を各種ベースバンド信号、搬送波信
号Ｒf についてシミュレートすることができる。図３Ａ
を実部のみを見ればよい、つまりＢＰＳＫ変調信号に対
する伝送シミュレートである。
グにもとづく影響を知ることができる。つまりこのよう
な演算を行うことにより、図１中の対象空間１１内の電
波伝搬をシミュレートし、そのマルチパスフェージング
下の伝搬信号の影響を各種ベースバンド信号、搬送波信
号Ｒf についてシミュレートすることができる。図３Ａ
を実部のみを見ればよい、つまりＢＰＳＫ変調信号に対
する伝送シミュレートである。
【００１６】図３Ｂに示すように変調搬送波信号ｙ(t)
は伝搬路時間応答実部Ｒe 〔ｘ(t)〕と虚部Ｉm 〔ｘ(t)
〕をそれぞれ畳み込んだものに対し、乗算器４６，４
７でそれぞれ無変調搬送波信号より中間周波数だけ低い
信号の同相成分と直交成分とを乗算し、その乗算結果を
加算する。この加算結果は受信機の中間周波出力信号と
対応し、よってこれに対し、乗算器４８，４９でそれぞ
れ中間周波信号の同相成分及び直交成分を乗算し、その
乗算結果をそれぞれベースバンドフィルタ５１，５２に
通して復調ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑ
とを得て、受信機の影響をも含めてシミュレートするこ
ともできる。このシミュレートもＢＰＳＫ変調信号に対
するものである。
は伝搬路時間応答実部Ｒe 〔ｘ(t)〕と虚部Ｉm 〔ｘ(t)
〕をそれぞれ畳み込んだものに対し、乗算器４６，４
７でそれぞれ無変調搬送波信号より中間周波数だけ低い
信号の同相成分と直交成分とを乗算し、その乗算結果を
加算する。この加算結果は受信機の中間周波出力信号と
対応し、よってこれに対し、乗算器４８，４９でそれぞ
れ中間周波信号の同相成分及び直交成分を乗算し、その
乗算結果をそれぞれベースバンドフィルタ５１，５２に
通して復調ベースバンド信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑ
とを得て、受信機の影響をも含めてシミュレートするこ
ともできる。このシミュレートもＢＰＳＫ変調信号に対
するものである。
【００１７】ＱＰＳＫ変調信号のようにベースバンド信
号に同相成分Ｉの他に直交成分Ｑを有する場合は図３Ｃ
に示すように、変調信号の同相成分Ｉをベースバンドフ
ィルタ５３を通して乗算器５４で搬送波信号Ｒf の同相
成分を乗算し、変調信号の直方成分Ｑをベースバンドフ
ィルタ５５を通して乗算器５６で搬送波信号の直交成分
Ｒf * を乗算し、乗算器５４，５６の各乗算結果を加算
してベクトル変調搬送波信号ｙ(t) を得る。このｙ(t)
を畳み込み演算部４４，４５へ供給すると共に、畳み込
み演算部５７，５８でそれぞれ時間応答関数ｘ(t) をヒ
ルベルト変換した関数にｙ(t) に畳み込む。これら畳み
込み演算結果が乗算器６１，６２でそれぞれ無変調搬送
波信号の同相成分Ｒf 、直交成分Ｒf * がそれぞれ乗算
され、これ等乗算結果を加算してベースバンドフィルタ
５２へ供給して復調ベースバンド信号の直交成分Ｑを得
る。乗算器４６，４７の両乗算結果を加算しベースバン
ドフィルタ５１を通して復調ベースバンド信号の同相成
分Ｉを得る。なおベースバンドフィルタ５２の入力は次
式で示される。
号に同相成分Ｉの他に直交成分Ｑを有する場合は図３Ｃ
に示すように、変調信号の同相成分Ｉをベースバンドフ
ィルタ５３を通して乗算器５４で搬送波信号Ｒf の同相
成分を乗算し、変調信号の直方成分Ｑをベースバンドフ
ィルタ５５を通して乗算器５６で搬送波信号の直交成分
Ｒf * を乗算し、乗算器５４，５６の各乗算結果を加算
してベクトル変調搬送波信号ｙ(t) を得る。このｙ(t)
を畳み込み演算部４４，４５へ供給すると共に、畳み込
み演算部５７，５８でそれぞれ時間応答関数ｘ(t) をヒ
ルベルト変換した関数にｙ(t) に畳み込む。これら畳み
込み演算結果が乗算器６１，６２でそれぞれ無変調搬送
波信号の同相成分Ｒf 、直交成分Ｒf * がそれぞれ乗算
され、これ等乗算結果を加算してベースバンドフィルタ
５２へ供給して復調ベースバンド信号の直交成分Ｑを得
る。乗算器４６，４７の両乗算結果を加算しベースバン
ドフィルタ５１を通して復調ベースバンド信号の同相成
分Ｉを得る。なおベースバンドフィルタ５２の入力は次
式で示される。
【００１８】 Ｉm 〔ｒ(t) 〕≒∫ｙ(t) ・Ｒe 〔ｘ* （ｔ−τ）〕cos （２πｆc ｔ） ＋ｙ(t) ・Ｉm 〔ｘ* （ｔ−τ）〕sin （２πｆc ｔ）ｄτ ｘ* (t) はｘ(t) のヒルベルト変換したもの、つまり下
記式で示される。 ｘ* (t) ＝∫（−Ｉm 〔Ｘ(f) 〕＋ｊＲe 〔Ｘ(f) 〕)exp（ｊ２πｆｔ）ｄf ∫はｆc −ｋΔｆからｆc ＋ｋΔｆまで Ｉm 〔ｒ(t) 〕の式中の右辺第１項のcos （２πｆ
c ｔ）の乗算を除く畳み込み演算が演算部５７で行わ
れ、第２項のsin （２πｆc ｔ）の乗算を除く畳み込み
演算が演算部５８で行われる。このようにしてＩ，Ｑ信
号からなるベースバンド信号により搬送波を変調した信
号のマルチパスフェージングの影響を受けた伝送信号の
復調ベースバンドのＩ，Ｑ成分を、シミュレートするこ
とができる。時間応答関数ｘ(t) をｙ(t) に畳み込む演
算は、演算周期（サンプリング周期）を小さくする程、
精度が上るが演算周期を小さくすると計算量が著しく多
くなる。
記式で示される。 ｘ* (t) ＝∫（−Ｉm 〔Ｘ(f) 〕＋ｊＲe 〔Ｘ(f) 〕)exp（ｊ２πｆｔ）ｄf ∫はｆc −ｋΔｆからｆc ＋ｋΔｆまで Ｉm 〔ｒ(t) 〕の式中の右辺第１項のcos （２πｆ
c ｔ）の乗算を除く畳み込み演算が演算部５７で行わ
れ、第２項のsin （２πｆc ｔ）の乗算を除く畳み込み
演算が演算部５８で行われる。このようにしてＩ，Ｑ信
号からなるベースバンド信号により搬送波を変調した信
号のマルチパスフェージングの影響を受けた伝送信号の
復調ベースバンドのＩ，Ｑ成分を、シミュレートするこ
とができる。時間応答関数ｘ(t) をｙ(t) に畳み込む演
算は、演算周期（サンプリング周期）を小さくする程、
精度が上るが演算周期を小さくすると計算量が著しく多
くなる。
【００１９】前述では、 Ｒｆ ＝ｃｏｓ（２πｆc ｔ） Ｒｆ* ＝ｓｉｎ（２πｆc ｔ） ｆc は実際の搬送波周波数 として計算シミュレーションと実際に用いられる搬送波
周波数を一致させたが、ｆc の代わりにｆc ′すなわ
ち、 ｆc ′＝ｆc −ｆ0 を用いてかつ、（５）式を ｘ(t) ≒∫Ｘ（ｆ＋ｆ0 ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）ｄf …（５）′ ただし、∫は、ｆc ′−ｋΔｆからｆc ′＋ｋΔｆまで
ｋ≫１．０とすれば、計算シミュレーションに用いる搬
送波周波数ｆc ′を実際の搬送波周波数ｆc より低く設
定でき Ｒｆ ＝ｃｏｓ（２πｆc ′ｔ） Ｒｆ* ＝ｓｉｎ（２πｆc ′ｔ） とする事ができる。これにより、変化の速い変調波信号
を比較的低い周波数に変換し、遅いサンプリング周波数
（演算時間間隔が比較的長い）でも比較的忠実に波形を
シミュレートできる。しかしＣＤＭＡ（符号分割多元接
続）のように変調信号の周波数帯域が広い場合は、周波
数帯域を制限することができない。この場合は下記のよ
うにして演算量を減少すればよい。
周波数を一致させたが、ｆc の代わりにｆc ′すなわ
ち、 ｆc ′＝ｆc −ｆ0 を用いてかつ、（５）式を ｘ(t) ≒∫Ｘ（ｆ＋ｆ0 ）ｅｘｐ（ｊ２πｆｔ）ｄf …（５）′ ただし、∫は、ｆc ′−ｋΔｆからｆc ′＋ｋΔｆまで
ｋ≫１．０とすれば、計算シミュレーションに用いる搬
送波周波数ｆc ′を実際の搬送波周波数ｆc より低く設
定でき Ｒｆ ＝ｃｏｓ（２πｆc ′ｔ） Ｒｆ* ＝ｓｉｎ（２πｆc ′ｔ） とする事ができる。これにより、変化の速い変調波信号
を比較的低い周波数に変換し、遅いサンプリング周波数
（演算時間間隔が比較的長い）でも比較的忠実に波形を
シミュレートできる。しかしＣＤＭＡ（符号分割多元接
続）のように変調信号の周波数帯域が広い場合は、周波
数帯域を制限することができない。この場合は下記のよ
うにして演算量を減少すればよい。
【００２０】伝搬路の時間応答ｘ(t) としてインパルス
応答を次の式で求める。 ｘ(t) ＝∫∫ｇ（ξ，η）・ａ（ξ，η）・δ（ｔ−ｄ（ξ，η））ｄξｄη …(11) δ(u) はデルタ関数でｕ＝０で１、ｕ≠０で０である。
ｙ(t) にｘ(t) を畳み込むには時間間隔Δｔでｙ(t) ，
ｘ(t) をサンプリング（時間量子化）して下記の演算を
行う。
応答を次の式で求める。 ｘ(t) ＝∫∫ｇ（ξ，η）・ａ（ξ，η）・δ（ｔ−ｄ（ξ，η））ｄξｄη …(11) δ(u) はデルタ関数でｕ＝０で１、ｕ≠０で０である。
ｙ(t) にｘ(t) を畳み込むには時間間隔Δｔでｙ(t) ，
ｘ(t) をサンプリング（時間量子化）して下記の演算を
行う。
【００２１】 ｒ（ｎΔｔ）≒Σｙ（ｎΔｔ）・ｘ（ｎΔｔ−ｋΔｔ） …(12) Σはｋについて行い、ｋの範囲は全観測時間範囲であ
る。（11）式をΔｔ間隔でサンプリングすると、δ関数
が１、つまりｔ＝ｄ（ξ，η）となった時にしかｘ(t)
が値をもたないから、図４Ａに示すようにサンプリング
パルスに対し、ｘ(t) が値をもつ時点との差Δｄは最大
Δｔ／２となり、つまりこの時間誤差の時、周波数ｆの
成分に対してπｆΔｔ（ｒａｄ）の位相誤差が生じる。
そこで（11）式を複素数で搬送周波数ｆc を中心に展開
する、つまり時間応答関数ｘ(t) に位相を加える。１つ
の伝搬路の遅延をｄ＝ｎΔｔ＋Δｄとして、 ｘ（ｎΔｔ）＝ｘ(t) exp （−ｊ２πｆc Δｄ） …(13) を演算して、この結果を（12）式の演算に用いる。この
ようにすれば位相項ｅｘｐ（ｊ２πｆc Δｄ）により、
Δｔ間隔のサンプリングにもとづく位相誤差を補償する
ことになり、それだけサンプリング間隔Δｔを大とし、
計算量を少くすることができる。
る。（11）式をΔｔ間隔でサンプリングすると、δ関数
が１、つまりｔ＝ｄ（ξ，η）となった時にしかｘ(t)
が値をもたないから、図４Ａに示すようにサンプリング
パルスに対し、ｘ(t) が値をもつ時点との差Δｄは最大
Δｔ／２となり、つまりこの時間誤差の時、周波数ｆの
成分に対してπｆΔｔ（ｒａｄ）の位相誤差が生じる。
そこで（11）式を複素数で搬送周波数ｆc を中心に展開
する、つまり時間応答関数ｘ(t) に位相を加える。１つ
の伝搬路の遅延をｄ＝ｎΔｔ＋Δｄとして、 ｘ（ｎΔｔ）＝ｘ(t) exp （−ｊ２πｆc Δｄ） …(13) を演算して、この結果を（12）式の演算に用いる。この
ようにすれば位相項ｅｘｐ（ｊ２πｆc Δｄ）により、
Δｔ間隔のサンプリングにもとづく位相誤差を補償する
ことになり、それだけサンプリング間隔Δｔを大とし、
計算量を少くすることができる。
【００２２】なお、ｙ(t) の搬送周波数ｆc が変調信号
によりΔｆだけずれた場合、ｘ（ｎΔｔ）における位相
誤差の実時間表現では θe ＝２πΔｄ（ｆc ＋Δｆ） 〔ｒａｄ〕 となるが、複素拡張表現では θe ′＝２πΔｄΔｆ 〔ｒａｄ〕 となり、ｆc ＋Δｆ≫Δｆであるから、θe とθe ′と
を比較すると、複素拡張表現は精密なシミュレーション
が可能であることが理解される。
によりΔｆだけずれた場合、ｘ（ｎΔｔ）における位相
誤差の実時間表現では θe ＝２πΔｄ（ｆc ＋Δｆ） 〔ｒａｄ〕 となるが、複素拡張表現では θe ′＝２πΔｄΔｆ 〔ｒａｄ〕 となり、ｆc ＋Δｆ≫Δｆであるから、θe とθe ′と
を比較すると、複素拡張表現は精密なシミュレーション
が可能であることが理解される。
【００２３】インパルス応答を（11）式により求め、こ
の時間応答関数ｘ(t) を用いて、図３Ａ、又はＢあるい
はＣに示すようにして、同様に電波伝搬のシミュレート
を行うことができる。その場合時間応答関数ｘ(t) を
（13）式のように補正して演算量を小とすることもでき
る。電波ホログラムＨ（ｘ，ｙ）を得るにはスペクトル
領域ではなく、時間領域での積分により求めることもで
きる。その例を図４Ｂに、図１と対応する部分に同一符
号を付けて示す。低域通過フィルタ２９，３１よりのベ
ースバンド信号は乗算器６４，６５へ供給される。一方
基準となる固定アンテナ１５側の帯域通過フィルタ２５
の出力は、局部発振器２８の出力を移相差６６でπ／２
ずらされたものと乗算器６７で乗算され、その乗算出力
は低域通過フィルタ６８によりベースバンド信号が取出
される。低域通過フィルタ３１，６８の各出力はそれぞ
れ乗算器６４，６５へ供給される。つまり帯域通過フィ
ルタ２５の出力は直交検波される。その検波出力の同相
成分と、直交成分とが走査アンテナ１４側のベースバン
ド信号と乗算器６４，６５で乗算される。乗算器６４，
６５の各出力は積分器７１，７２で発振器３４からのク
ロックによりサンプリングされ、時系列デジタル信号に
された後、それぞれ時間領域で積分され、実部Ｒe 、虚
部Ｉm として演算部７３へ供される。低域通過フィルタ
３１，６８の各出力はそれぞれ分岐され、二乗器７４，
７5 で二乗算された後、加算開平器７６で加算され、そ
の加算結果の開平がとられて固定アンテナ１５の受信出
力の大きさ｜Ｓr ｜が得られ、これが演算部７３へ供給
される。演算部７３ではＲe ＋ｊＩm ＝Ｓm ・Ｓr * を
演算し、これを｜Ｓr ｜で割算して、電波ホログラムＨ
（ｘ，ｙ）を得る。
の時間応答関数ｘ(t) を用いて、図３Ａ、又はＢあるい
はＣに示すようにして、同様に電波伝搬のシミュレート
を行うことができる。その場合時間応答関数ｘ(t) を
（13）式のように補正して演算量を小とすることもでき
る。電波ホログラムＨ（ｘ，ｙ）を得るにはスペクトル
領域ではなく、時間領域での積分により求めることもで
きる。その例を図４Ｂに、図１と対応する部分に同一符
号を付けて示す。低域通過フィルタ２９，３１よりのベ
ースバンド信号は乗算器６４，６５へ供給される。一方
基準となる固定アンテナ１５側の帯域通過フィルタ２５
の出力は、局部発振器２８の出力を移相差６６でπ／２
ずらされたものと乗算器６７で乗算され、その乗算出力
は低域通過フィルタ６８によりベースバンド信号が取出
される。低域通過フィルタ３１，６８の各出力はそれぞ
れ乗算器６４，６５へ供給される。つまり帯域通過フィ
ルタ２５の出力は直交検波される。その検波出力の同相
成分と、直交成分とが走査アンテナ１４側のベースバン
ド信号と乗算器６４，６５で乗算される。乗算器６４，
６５の各出力は積分器７１，７２で発振器３４からのク
ロックによりサンプリングされ、時系列デジタル信号に
された後、それぞれ時間領域で積分され、実部Ｒe 、虚
部Ｉm として演算部７３へ供される。低域通過フィルタ
３１，６８の各出力はそれぞれ分岐され、二乗器７４，
７5 で二乗算された後、加算開平器７６で加算され、そ
の加算結果の開平がとられて固定アンテナ１５の受信出
力の大きさ｜Ｓr ｜が得られ、これが演算部７３へ供給
される。演算部７３ではＲe ＋ｊＩm ＝Ｓm ・Ｓr * を
演算し、これを｜Ｓr ｜で割算して、電波ホログラムＨ
（ｘ，ｙ）を得る。
【００２４】放射器１２から円偏波の電波を放射し、走
査アンテナ１４、固定アンテナ１５でそれぞれ水平偏波
を受信して、電波ホログラムＨH （ｘ，ｙ）を求め、ま
た垂直偏波を受信して電波ホログラムＨV （ｘ，ｙ）を
求め、複素重み係数αH ，α V を選定して任意の偏波に
ついての電波ホログラムＨ′（ｘ，ｙ）を次式により求
め、 Ｈ′（ｘ，ｙ）＝αH ＨH （ｘ，ｙ）＋αV ＨV （ｘ，ｙ） このＨ′（ｘ，ｙ）について前述したようにＩ（ξ，
η）を求め、更に伝搬路の時間応答関数を求め、電波伝
搬シミュレーションを同様に求めることもできる。上述
では構内の電波伝搬のシミュレートにこの発明を適用し
たが、例えば市街地を含む空間における電波伝搬のシミ
ュレートにもこの発明を適用することができる。
査アンテナ１４、固定アンテナ１５でそれぞれ水平偏波
を受信して、電波ホログラムＨH （ｘ，ｙ）を求め、ま
た垂直偏波を受信して電波ホログラムＨV （ｘ，ｙ）を
求め、複素重み係数αH ，α V を選定して任意の偏波に
ついての電波ホログラムＨ′（ｘ，ｙ）を次式により求
め、 Ｈ′（ｘ，ｙ）＝αH ＨH （ｘ，ｙ）＋αV ＨV （ｘ，ｙ） このＨ′（ｘ，ｙ）について前述したようにＩ（ξ，
η）を求め、更に伝搬路の時間応答関数を求め、電波伝
搬シミュレーションを同様に求めることもできる。上述
では構内の電波伝搬のシミュレートにこの発明を適用し
たが、例えば市街地を含む空間における電波伝搬のシミ
ュレートにもこの発明を適用することができる。
【００２５】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば少く
とも２つの周波数について電波ホログラムを観測し、こ
れより例えば４０９６の伝搬路に分離して各伝搬路の受
信波の振幅及び遅延（ＰＳ分解能）を求め、これら振
幅、遅延、受信アンテナ特性から各伝搬路の時間応答関
数を求め、この時間応答関数を変調搬送波信号に畳み込
んでいるため、つまり実測により時間応答関数を求めて
いるため、複雑な反射物体が多く、かつ複雑に配置され
ている状態で多数の複雑なパスが生じる場合でも、室内
領域での各パスを４０９６に分離する場合、時間幅１ｎ
ｓ間に存在する数十のマルチパスを分離でき、かつ観測
面での電界分布を正確に反映し、正しく時間応答関数を
求めることができ、それだけ正確に電波伝搬をシミュレ
ートでき、どのような受信復調信号が得られるかをシミ
ュレートすることもできる。例えば高速無線ＬＡＮ（１
９ＧＨｚ帯、２００Ｍｂｐｓ）をアンテナ系及び変復調
系を含めたシミュレーションなどに適用できる。
とも２つの周波数について電波ホログラムを観測し、こ
れより例えば４０９６の伝搬路に分離して各伝搬路の受
信波の振幅及び遅延（ＰＳ分解能）を求め、これら振
幅、遅延、受信アンテナ特性から各伝搬路の時間応答関
数を求め、この時間応答関数を変調搬送波信号に畳み込
んでいるため、つまり実測により時間応答関数を求めて
いるため、複雑な反射物体が多く、かつ複雑に配置され
ている状態で多数の複雑なパスが生じる場合でも、室内
領域での各パスを４０９６に分離する場合、時間幅１ｎ
ｓ間に存在する数十のマルチパスを分離でき、かつ観測
面での電界分布を正確に反映し、正しく時間応答関数を
求めることができ、それだけ正確に電波伝搬をシミュレ
ートでき、どのような受信復調信号が得られるかをシミ
ュレートすることもできる。例えば高速無線ＬＡＮ（１
９ＧＨｚ帯、２００Ｍｂｐｓ）をアンテナ系及び変復調
系を含めたシミュレーションなどに適用できる。
【図１】電波ホログラムを観測する例を示すブロック
図。
図。
【図２】Ａ及びＢはそれぞれ周波数ｆ1 ，ｆ2 の電波源
像の例を示し、Ｃは両電波源像の差を示す図である。
像の例を示し、Ｃは両電波源像の差を示す図である。
【図３】時間応答関数を用いて変調−伝搬−復調の系を
シミュレートする場合の各種手法における機能構成を示
すブロック図。
シミュレートする場合の各種手法における機能構成を示
すブロック図。
【図４】Ａは演算タイミングと、インパルス応答関数と
の関係例を示すタイムチャート、Ｂは電波ホログラムを
得る他の構成例を示すブロック図である。
の関係例を示すタイムチャート、Ｂは電波ホログラムを
得る他の構成例を示すブロック図である。
Claims (7)
- 【請求項１】 対象空間を２周波電波ホログラムで観測
して各伝搬路よりの受信波の振幅及び遅延を求め、 これら振幅及び遅延と受信アンテナ指向特性とから上記
各伝搬路の時間応答関数を生成し、 上記伝搬路時間応答関数を、変調搬送波信号に畳み込
み、 その畳み込み結果に対し、無変調搬送波信号を乗算して
受信ベースバンド信号を得る電波伝搬シミュレート方
法。 - 【請求項２】 上記無変調搬送波信号の乗算は、上記伝
搬路時間応答関数の実部を上記変調搬送波信号に畳み込
んだものに対し、上記無変調搬送波信号の同相成分を乗
算し、上記伝搬路時間応答関数虚部に上記変調搬送波信
号を畳み込んだものに対し上記無変調搬送波信号の直交
成分を乗算し、これら両乗算結果を加算して行い上記受
信ベースバンド信号の実部を得ることであることを特徴
とする請求項１記載の電波伝搬シミュレート方法。 - 【請求項３】 上記変調搬送波信号はベクトル変調搬送
波信号であり、上記無変調搬送波信号の乗算は、上記伝
搬路時間応答関数をヒルベルト変換したものの実部を上
記変調搬送波信号に畳み込んだものに対し、上記無変調
搬送波信号の同相成分を乗算し、上記ヒルベルト変換し
たものの虚部を上記変調搬送波信号に畳み込んだものに
対し、上記無変調搬送波信号の直交成分を乗算し、これ
ら両乗算結果を加算して上記受信ベースバンド信号の虚
部を得ることも含むことを特徴とする請求項２記載の電
波伝搬シミュレート方法。 - 【請求項４】 上記無変調搬送波信号の乗算は、 上記伝搬路時間応答関数の実部を上記変調搬送波信号に
畳み込んだものに対し、上記無変調搬送波信号より中間
周波数だけ低い搬送波信号の同相成分を乗算し、上記伝
搬路時間応答関数の虚部を上記変調搬送波信号に畳み込
んだものに対し、上記無変調搬送波信号より中間周波数
だけ低い搬送波信号の直交成分を乗算し、これら両乗算
結果を加算し、 その加算結果に上記中間周波数の搬送波の同相成分を乗
算して上記ベースバンド信号を得、上記加算結果に上記
中間周波数の搬送波信号の直交成分を乗算して直交成分
ベースバンド信号を得ることであることを特徴とする請
求項１記載の電波伝搬シミュレート方法。 - 【請求項５】 上記時間応答関数の生成は、上記各受信
波の振幅、遅延、上記アンテナ指向特性から周波数選択
性フェージングを求め、そのフェージングを伝搬周波数
帯域と対応した正の周波数範囲について逆フーリエ変換
して求めることを特徴とする請求項１乃至４の何れかに
記載の電波伝搬ミシュレート方法。 - 【請求項６】 上記時間応答関数は、上記各受信波の振
幅、遅延、上記アンテナ指向特性を重ね合せたインパル
ス応答を求めることであることを特徴とする請求項１乃
至４記載の電波伝搬シミュレート方法。 - 【請求項７】 上記時間応答関数のその演算タイミング
に対するずれを求め、そのずれだけ上記時間応答関数の
位相をずらして上記畳み込み演算を行うことを特徴とす
る請求項６に記載の電波伝搬シミュレート方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP849595A JPH08204590A (ja) | 1995-01-23 | 1995-01-23 | 電波伝搬シミュレート方法 |
| DE19680108T DE19680108T1 (de) | 1995-01-23 | 1996-01-23 | Funkausbreitungs-Simulationsverfahren, Wellen-Feldstärken-Ableitungsverfahren und dreidimensionales Verzögerungssteuerungs-Ableitungsverfahren |
| US08/716,289 US5752167A (en) | 1995-01-23 | 1996-01-23 | Radio propagation simulation method, wave field strength inference method and three-dimensional delay spread inference method |
| PCT/JP1996/000110 WO1996023363A1 (fr) | 1995-01-23 | 1996-01-23 | Procedes de simulation de la propagation d'ondes radio, d'estimation de l'intensite d'un champ d'onde et d'estimation d'une dispersion de retard a trois dimensions |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP849595A JPH08204590A (ja) | 1995-01-23 | 1995-01-23 | 電波伝搬シミュレート方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08204590A true JPH08204590A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=11694706
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP849595A Pending JPH08204590A (ja) | 1995-01-23 | 1995-01-23 | 電波伝搬シミュレート方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08204590A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008059629A1 (fr) * | 2006-11-14 | 2008-05-22 | National Institute Of Information And Communications Technology | Appareil et méthode d'analyse d'une caractéristique d'un canal |
-
1995
- 1995-01-23 JP JP849595A patent/JPH08204590A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008059629A1 (fr) * | 2006-11-14 | 2008-05-22 | National Institute Of Information And Communications Technology | Appareil et méthode d'analyse d'une caractéristique d'un canal |
| US8306496B2 (en) | 2006-11-14 | 2012-11-06 | National Institute Of Information And Communications Technology | Channel characteristic analyzing apparatus and method |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040427 |
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| A521 | Written amendment |
Effective date: 20040628 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 |
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| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20050301 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |