JPH08140341A - Micro power supply device using switching element - Google Patents
Micro power supply device using switching elementInfo
- Publication number
- JPH08140341A JPH08140341A JP7234518A JP23451895A JPH08140341A JP H08140341 A JPH08140341 A JP H08140341A JP 7234518 A JP7234518 A JP 7234518A JP 23451895 A JP23451895 A JP 23451895A JP H08140341 A JPH08140341 A JP H08140341A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- switching element
- supply device
- voltage
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Insulated Gate Type Field-Effect Transistor (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、小型電子機器に、
安定化された直流電源電圧を供給するための、スイッチ
ング素子を用いたマイクロ電源装置に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a small electronic device,
The present invention relates to a micro power supply device using a switching element for supplying a stabilized DC power supply voltage.
【0002】[0002]
【従来の技術】種々の電子機器において、高性能化とと
もに機器の小型・軽量化、動作時間の長時間化等の特性
が要求されている。電子機器を構成するデバイスの高集
積化、パワー損失の低下は、上述した特性の要求に応え
るものである。同様に、電池、DC/DCコンバータな
どのスイッチング電源、シリーズレギュレータといった
電源にも、上述した特性が要求されている。また、電池
を電源とする携帯機器などでは、機器に安定した電源電
圧を供給し、電池に蓄えられたエネルギーを高効率に使
用することが大きな技術課題である。2. Description of the Related Art Various electronic devices are required to have characteristics such as higher performance, smaller size and lighter weight, and longer operating time. The high integration of devices constituting electronic equipment and the reduction of power loss meet the above-mentioned requirements for characteristics. Similarly, the above-mentioned characteristics are also required for batteries, switching power supplies such as DC / DC converters, and power supplies such as series regulators. Further, in a portable device or the like that uses a battery as a power source, it is a major technical issue to supply a stable power supply voltage to the device and use the energy stored in the battery with high efficiency.
【0003】このような要求に対して、電池などの直流
電源からの直流電圧を、チョッパ回路により高周波スイ
ッチングし、このスイッチングされた電圧を、整流平滑
回路により直流化して出力電圧を得るスイッチング電源
がある。このようなスイッチング素子を用いたマイクロ
電源装置は、小型でありながら高効率かつ安定した電源
電圧を供給できる電源として有効である。In response to such a demand, a switching power supply is used which obtains an output voltage by high-frequency switching a DC voltage from a DC power supply such as a battery by a chopper circuit and converting this switched voltage into a DC voltage by a rectifying and smoothing circuit. is there. A micro power supply device using such a switching element is effective as a power supply that is small in size and can supply a stable power supply voltage with high efficiency.
【0004】従来、電子機器に搭載すべき、スイッチン
グ素子を用いたマイクロ電源装置は、0.2〜0.3
(W/cm3 )の特性を満たすことが条件であった。こ
の単位[Wcm3 ] は、電子機器の体積容積(cm3 )当り
の電源容量(W)を示している。上述した条件を満たす
ため、大きなスペースを必要とするインダクタやコンデ
ンサは、小型でなければならない。何故ならば、電圧、
電流の高周波数化は、インダクタやコンデンサの小型化
につながるからである。Conventionally, a micro-power supply device using a switching element, which should be mounted on an electronic device, is 0.2 to 0.3.
The condition was that the characteristic of (W / cm 3 ) was satisfied. This unit [Wcm 3 ] indicates the power capacity (W) per volume volume (cm 3 ) of the electronic device. In order to satisfy the above conditions, inductors and capacitors that require a large space must be small. Because the voltage,
This is because increasing the frequency of current leads to miniaturization of inductors and capacitors.
【0005】上記条件を満たす小型インダクタや小型コ
ンデンサを使用することができるためには、スイッチン
グ素子のスイッチング周波数は、500KHz 程度を必要
とする。このような小型化を達成し、しかも前提条件で
ある高効率化を達成できるスイッチング素子として、従
来から縦型MOSFETが用いられていた。In order to be able to use a small inductor and a small capacitor satisfying the above conditions, the switching element requires a switching frequency of about 500 KHz. Conventionally, a vertical MOSFET has been used as a switching element that can achieve such miniaturization and also achieve high efficiency, which is a prerequisite.
【0006】しかし、近時の小型電子機器、とりわけ携
帯電話の如き小型電子機器においては、だいたい15
(W/cm3 )の特性を満たすことが条件である。この
条件を満たす小型インダクタや小型コンデンサを使用す
ることができるためには、スイッチング素子のスイッチ
ング周波数は、1MHz以上を必要とする。However, in recent small electronic devices, especially small electronic devices such as mobile phones, the number is about 15.
The condition is that the characteristic of (W / cm 3 ) is satisfied. In order to be able to use a small inductor or a small capacitor that satisfies this condition, the switching frequency of the switching element needs to be 1 MHz or higher.
【0007】しかし、周波数1MHzで縦型MOSFE
Tをスイッチングすると、ON抵抗損失が大きいがため
に、結局、15(W/cm3 )の特性を満たすことはで
きない。However, the vertical type MOSFE is used at a frequency of 1 MHz.
When T is switched, the ON resistance loss is large, so that the characteristic of 15 (W / cm 3 ) cannot be satisfied in the end.
【0008】さらに、MOSFETをスイッチング素子
として用いた場合、入力直流電源の電圧に制約があり、
その電圧がVth+Vds(Vth:しきい値電圧、Vds:ド
レイン・ソース間電圧)以下のときは、MOSFETを
線形領域でオン状態にできないため、高いオン抵抗によ
り電流が制限されたり、発熱が大きくなるなどの問題が
ある。このため、MOSFETを用いたスイッチング電
源は、実用上、入力直流電源の電圧がVth+Vdsより十
分に高い場合にのみに使用が限られていた。Further, when a MOSFET is used as a switching element, there is a restriction on the voltage of the input DC power source,
When the voltage is V th + V ds (V th : threshold voltage, V ds : drain-source voltage) or less, the MOSFET cannot be turned on in the linear region, so the current is limited by high on-resistance. However, there is a problem that heat generation becomes large. Therefore, the switching power supply using the MOSFET is practically limited to use only when the voltage of the input DC power supply is sufficiently higher than V th + V ds .
【0009】上述したように、従来の、スイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置では、MHz帯のスイッチ
ング周波数で実用的な効率を実現できず、また入力電圧
が低い場合には使用できないという問題があった。As described above, the conventional micro power supply device using the switching element has a problem that it cannot achieve practical efficiency at the switching frequency in the MHz band and cannot be used when the input voltage is low. It was
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】本発明の第1の目的
は、MHz帯のスイッチング周波数でも高効率のスイッ
チング動作を実現できるスイッチング素子を用いたマイ
クロ電源装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is a first object of the present invention to provide a micro power supply device using a switching element capable of realizing highly efficient switching operation even at a switching frequency in the MHz band.
【0011】本発明の第2の目的は、入力電圧が低い場
合でも安定して高効率に動作できるスイッチング素子を
用いたマイクロ電源装置を提供することにある。A second object of the present invention is to provide a micro power supply device using a switching element which can operate stably and efficiently even when the input voltage is low.
【0012】[0012]
【課題を解決するための手段】上記目的は次のようなス
イッチング素子を用いたマイクロ電源装置により達成さ
れる。すなわち、直流電源の出力をスイッチング周波数
1(MHz)以上且つON抵抗値1[Ω/mm2 (素子片
面の単位面積)]以下のスイッチング条件でスイッチン
グする半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチ
ング素子によりスイッチングされた前記直流電源の出力
を整流する整流素子と、前記半導体スイッチング素子及
び前記整流素子のうち少なくとも一つに設けられるイン
ダクタンス素子とを含むチョッパ部と、このチョッパ部
の前記整流素子の出力に基づき前記チョッパ部の前記半
導体スイッチング素子の制御電極にスイッチング制御信
号を供給する制御部とを具備するスイッチング素子を用
いたマイクロ電源装置。The above object can be achieved by a micro power supply device using a switching element as described below. That is, a semiconductor switching device that switches the output of the DC power supply under a switching condition of a switching frequency of 1 (MHz) or more and an ON resistance value of 1 [Ω / mm 2 (unit area of one side of the device)] and a switching device using this semiconductor switching device. Based on the output of the rectifying element of the rectifying element for rectifying the output of the DC power source, and a chopper section including an inductance element provided in at least one of the semiconductor switching element and the rectifying element, A micro power supply device using a switching element, comprising: a control section that supplies a switching control signal to a control electrode of the semiconductor switching element of the chopper section.
【0013】上記目的は次のようなスイッチング素子を
用いたマイクロ電源装置により達成される。すなわち、
直流電源の出力電圧をPWMスイッチングする横型MO
SFETと、前記直流電源と前記横型MOSFETとの
間に設けられるインダクタと、前記横型MOSFETに
よりPWMスイッチングされた前記直流電源の出力電圧
を整流する整流素子と、この整流素子の出力に基づき前
記横型MOSFETのゲート電極にPWM制御信号を供
給する制御部と前記制御部の電源電圧として、前記直流
電源の出力電圧と前記整流素子の出力電圧とを選択的に
前記制御部に供給する選択手段と、を具備するスイッチ
ング素子を用いたマイクロ電源装置。The above object is achieved by a micro power supply device using a switching element as described below. That is,
Horizontal MO that PWM-switches the output voltage of the DC power supply
SFET, an inductor provided between the DC power supply and the lateral MOSFET, a rectifying element that rectifies the output voltage of the DC power source PWM-switched by the lateral MOSFET, and the lateral MOSFET based on the output of the rectifying element. A control unit for supplying a PWM control signal to the gate electrode and a selection unit for selectively supplying the output voltage of the DC power supply and the output voltage of the rectifying element to the control unit as the power supply voltage of the control unit. A micro power supply device using a switching element provided.
【0014】本発明の作用は次の通りである。すなわ
ち、本発明では、直流電源の出力をスイッチング周波数
1[MHz]以上且つON抵抗値1[Ω/mm2 (素子片
面の単位面積)]以下のスイッチング条件でスイッチン
グする半導体スイッチング素子、好ましくは、横型MO
SFETを採用する。このような半導体スイッチング素
子は、高効率にて、周波数1MHzでスイッチングする
ことができる。周波数が1MHzであると、15(W/
cm3 )の特性を満たすインダクタ及びコンデンサを用
いることができ、結局、電源装置は、15(W/c
m3 )の特性を満たすことになる。The operation of the present invention is as follows. That is, in the present invention, a semiconductor switching element that switches the output of the DC power source under a switching condition of a switching frequency of 1 [MHz] or more and an ON resistance value of 1 [Ω / mm 2 (unit area of one side of the element)] or less, preferably, Horizontal MO
Adopt SFET. Such a semiconductor switching element can switch at a frequency of 1 MHz with high efficiency. If the frequency is 1 MHz, 15 (W /
An inductor and a capacitor satisfying the characteristics of 3 cm 3 can be used, and as a result, the power supply device has a capacity of 15 (W / c).
m 3 ) will be satisfied.
【0015】また、本発明において、横型MOSFET
は、通常、ゲートにオン信号が与えられたとき、30n
sec以内では、オン抵抗が直流でのオン抵抗より低い
値を示し、オン抵抗の応答性が早いという特性を持つ。
しかも、横型MOSFETは、寄生容量が縦型MOSF
ETに比較して格段に低いため、MHz帯のスイッチン
グ周波数でも、スイッチング損失は十分に低く抑えられ
る。Further, in the present invention, a lateral MOSFET
Is normally 30n when an ON signal is applied to the gate.
Within sec, the on-resistance has a value lower than the on-resistance at direct current, and the on-resistance has a quick response characteristic.
Moreover, the lateral MOSFET has a vertical MOSF because of its parasitic capacitance.
Since it is much lower than ET, the switching loss can be suppressed sufficiently low even at the switching frequency in the MHz band.
【0016】従って、横型MOSFETをスイッチング
電源のスイッチング素子に用いることにより、MHz帯
のスイッチング周波数においても高い効率を実現でき
る。Therefore, by using the lateral MOSFET as the switching element of the switching power supply, high efficiency can be realized even at the switching frequency in the MHz band.
【0017】また、スイッチング用のMOSFETをパ
ルス幅変調信号によりオン・オフ制御する制御部の駆動
手段に対して、直流入力電源からの入力電圧および負荷
へ供給する出力電圧のうちMOSFETを線形領域で動
作させるための必要最小限以上の電圧を有する方か、ま
たは電圧の高い方を選択して電源入力として供給するこ
とにより、入力直流電源からの入力電圧が低下しても、
MOSFETをできるだけ線形領域で動作させて、安定
かつ高効率を実現することができる。Further, for the driving means of the control unit for controlling on / off of the switching MOSFET by the pulse width modulation signal, the MOSFET is linear in the input voltage from the DC input power supply and the output voltage supplied to the load. Even if the input voltage from the input DC power supply drops, by selecting the one that has the minimum required voltage for operation or the one with the higher voltage and supplying it as the power supply input,
The MOSFET can be operated in the linear region as much as possible, and stable and high efficiency can be realized.
【0018】[0018]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0019】まず、横型MOSFETと、縦型MOSF
ETをスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置のス
イッチング素子として用いた場合の相違について、図1
及び図4〜図6を参照して説明する。なお、横型MOS
FETは基板の表面側に各電極が形成され、電流が素子
表面方向に流れるものであって、図2に示す素子は、横
型MOSFETの一例である。縦型MOSFETは基板
の裏面側に主電極の一方が形成され、電流が素子垂直方
向に流れるものであって、図3に示す素子は、縦型MO
SFETの一例である。横型MOSFET及び縦型MO
SFETの構造は公知であるため、ここでは詳しい説明
は省略する。First, a lateral MOSFET and a vertical MOSF.
FIG. 1 shows the difference when ET is used as a switching element of a micro power supply device using a switching element.
Also, description will be made with reference to FIGS. Lateral MOS
In the FET, each electrode is formed on the surface side of the substrate, and a current flows in the device surface direction. The device shown in FIG. 2 is an example of a lateral MOSFET. In the vertical MOSFET, one of the main electrodes is formed on the back surface side of the substrate, and a current flows in the element vertical direction. The element shown in FIG.
It is an example of SFET. Horizontal MOSFET and vertical MO
Since the structure of the SFET is known, detailed description thereof will be omitted here.
【0020】本発明のように横型MOSFETをスイッ
チング素子として用いた場合の第1の利点は、次の通り
である。The first advantage of using the lateral MOSFET as a switching element as in the present invention is as follows.
【0021】すなわち、横型MOSFETと縦型MOS
FETとでは、ゲートにオン信号が加えられてから数百
nsec間におけるオン抵抗の時間依存性が異なる。縦
型MOSFETの場合、DC(直流)から数MHzの範
囲で、オン抵抗は増大するに対し、横型MOSFETの
場合、同じ範囲で、オン抵抗は減少する。That is, a lateral MOSFET and a vertical MOS
The FET is different from the FET in the time dependency of the ON resistance for several hundreds nsec after the ON signal is applied to the gate. In the case of the vertical MOSFET, the on-resistance increases in the range of DC (direct current) to several MHz, whereas in the case of the lateral MOSFET, the on-resistance decreases in the same range.
【0022】図1は、横型MOSFETおよび縦型MO
SFETにおいて、ゲートにオン信号を加えた時点(具
体的にはVgsが0Vから4Vに立ち上がった時点(t=
0))からの経過時間tに対するオン抵抗の変化を示す
図である。FIG. 1 shows a lateral MOSFET and a vertical MO.
In the SFET, when an ON signal is applied to the gate (specifically, when V gs rises from 0 V to 4 V (t =
It is a figure which shows the change of ON resistance with respect to the elapsed time t from (0)).
【0023】同図に示すように、横型および縦型MOS
FETのオン抵抗は、いずれも、DCでのオン抵抗(V
gs=4Vdcでのオン抵抗)よりも一旦小さくなる。As shown in the figure, horizontal and vertical MOS
The on-resistance of each FET is DC on-resistance (V
The on resistance at gs = 4V dc ) is once smaller.
【0024】そして、縦型MOSFETのオン抵抗は、
ほぼt=80nsecの時点まではDCでのオン抵抗
(0.2Ω)より高く、ほぼ平均で1Ωである。これに
対し、横型MOSFETのオン抵抗は、ほぼt=100
nsec以内の時点でDCでのオン抵抗(0.5Ω)よ
りも低いほぼ0.1Ωである。縦型及び横型MOSFE
Tのオン抵抗は、t=100nsec以後ずっと0.1
Ωの状態を維持する。この相違は、横型MOSFETと
縦型MOSFETとでは、オン信号をゲートに印加した
ときの応答速度が相違するからである。The on-resistance of the vertical MOSFET is
It is higher than the on-resistance (0.2Ω) at DC until about t = 80 nsec, and is about 1Ω on average. On the other hand, the on-resistance of the lateral MOSFET is approximately t = 100.
It is about 0.1Ω, which is lower than the on-resistance (0.5Ω) at DC within the time of nsec. Vertical and horizontal MOSFE
ON resistance of T is 0.1 after t = 100 nsec.
Maintain the Ω state. This difference is because the lateral MOSFET and the vertical MOSFET have different response speeds when an ON signal is applied to the gate.
【0025】従って、MHz帯の動作域では、スイッチ
ング損失は、従来の縦型MOSFETに代えて横型MO
SFETを採用することにより、ほぼ1桁減少させるこ
とが可能である。なお、実用上はt=30nsecの時
点、好ましくはt=10nsec内の時点でオン抵抗が
DCでのオン抵抗より低い値を示すような特性であれば
よい。具体的に、このような横型MOSFETは、スイ
ッチング周波数1(MHz)以上で且つON抵抗値1
(Ω/ゲート電極の面積)以下のスイッチング条件を満
たすものである。Therefore, in the operating range of the MHz band, the switching loss is the lateral MO instead of the conventional vertical MOSFET.
By adopting SFET, it is possible to reduce by almost one digit. It should be noted that in practical use, the characteristic may be such that the on-resistance shows a value lower than the on-resistance at DC at the time t = 30 nsec, preferably at the time t = 10 nsec. Specifically, such a lateral MOSFET has a switching frequency of 1 (MHz) or more and an ON resistance value of 1
(Ω / area of gate electrode) The following switching conditions are satisfied.
【0026】横型MOSFETのスイッチング素子とし
て第2の利点は次の通りである。すなわち、横型MOS
FETにおける、スイッチング損失の原因である入力容
量Ciss 、出力容量Coss および帰還容量Crss は、縦
型MOSFETのそれら(入力容量Ciss 、出力容量C
oss および帰還容量Crss )に比較して、1桁近く小さ
いことである。The second advantage of the lateral MOSFET switching element is as follows. That is, lateral MOS
The input capacitance C iss , the output capacitance C oss, and the feedback capacitance C rss , which are the causes of switching loss in the FET, are the same as those of the vertical MOSFET (the input capacitance C iss , the output capacitance C
Compared with oss and feedback capacitance C rss ), it is smaller by almost one digit.
【0027】まず、入力容量Ciss について述べる。す
なわち、MOSFETのスイッチング動作において、V
gs(ゲート・ソース間電圧)を、Vth(しきい値電圧)
より高い電圧と低い電圧とに切り換える時は、ゲートを
通じた充放電を行う必要がある。この充放電の際には、
入力容量に蓄えられたエネルギーは全て放出され、スイ
ッチング損失の一部となる。First, the input capacitance C iss will be described. That is, in the switching operation of the MOSFET, V
gs (gate-source voltage) is V th (threshold voltage)
When switching between a higher voltage and a lower voltage, it is necessary to charge and discharge through the gate. During this charging and discharging,
All the energy stored in the input capacitance is released and becomes part of the switching loss.
【0028】MOSFETのオン状態のときのVgsをV
gsonとし、スイッチング周波数をfとすると、その損失
の大きさは、ほぼf・Ciss ・Vgson 2 に比例する。V gs when the MOSFET is in the on state is V
Letting gson and the switching frequency be f, the magnitude of the loss is approximately proportional to f · C iss · V gson 2 .
【0029】縦型MOSFETのCiss が100〜10
00pFであるに対し、横型MOSFETのCiss は1
0〜100pFと小さい。この縦型MOSFETと横型
MOSFETとのCiss の差は、1桁違う損失の差とな
る。The vertical MOSFET C iss is 100 to 10
It is 00pF, whereas C iss of the lateral MOSFET is 1
It is as small as 0 to 100 pF. The difference in C iss between the vertical MOSFET and the lateral MOSFET is a difference in loss that differs by one digit.
【0030】一方、Coss ,Crss によるスイッチング
損失は、充電された電荷がオン信号が入力された時点で
放出されるエネルギーであるから、スイッチング損失の
大きさは、1/2 ・f・(Crss +Coss )・Vgson 2 で
ある。但し、スイッチングされた瞬間のVgsを、Vgso
とする。On the other hand, the switching loss due to C oss and C rss is the energy released when the charged electric charge is input to the ON signal, so the switching loss has a magnitude of 1 / 2f ( C rss + C oss ) · V gson 2 . However, V gs at the moment of switching is V gso
And
【0031】この場合、Crss +Coss は、ほぼCiss
に比例するため、この損失の差もほぼ1桁である。In this case, C rss + C oss is approximately C iss
Since this is proportional to, the difference in this loss is almost one digit.
【0032】このように横型MOSFETは、オン信号
を印加したときのオン抵抗の応答性が早い事と、寄生容
量が小さい事とにより、MHz帯のスイッチング周波数
であつても、スイッチング損失を十分に低減できること
が分かる。As described above, the lateral MOSFET has a sufficient on-resistance response when an ON signal is applied and a small parasitic capacitance, so that the switching loss is sufficient even at a switching frequency in the MHz band. It can be seen that it can be reduced.
【0033】以上述べた横型MOSFETの有利性を図
4、図5、図6を参照して確認する。すなわち、図4に
示すように、周波数とON抵抗損失との関係において、
周波数ほぼ1MHzまでは縦型MOSFETは横型MO
SFETに比べてON抵抗損失が小さいが、周波数1M
Hzを超えると、逆に、横型MOSFETは縦型MOS
FETに比べてON抵抗損失が小さくなる。この周波数
がほぼ1MHzにおけるON抵抗損失は225mWレベ
ルである。The advantages of the lateral MOSFET described above will be confirmed with reference to FIGS. 4, 5 and 6. That is, as shown in FIG. 4, in the relationship between the frequency and the ON resistance loss,
Vertical MOSFETs are horizontal MO up to a frequency of approximately 1MHz
ON resistance loss is smaller than SFET, but frequency 1M
On the contrary, when the frequency exceeds Hz, the lateral MOSFET is a vertical MOS.
ON resistance loss is smaller than that of a FET. The ON resistance loss at a frequency of approximately 1 MHz is 225 mW level.
【0034】また図5に示すように、周波数とスイッチ
ング損失との関係において、周波数が上昇するに伴っ
て、縦型MOSFETのスイッチング損失と横型MOS
FETのスイッチング損失とは大きな差が生じる。もち
ろん、横型MOSFETのスイッチング損失は、縦型M
OSFETのスイッチング損失より小さい。As shown in FIG. 5, in the relationship between the frequency and the switching loss, as the frequency increases, the switching loss of the vertical MOSFET and the lateral MOS
There is a big difference from the switching loss of the FET. Of course, the switching loss of the lateral MOSFET is
It is smaller than the switching loss of OSFET.
【0035】さらに図6に示すように、周波数とFET
の全損失との関係において、周波数が500kHzまで
は縦型MOSFETは横型MOSFETに比べて全損失
が小さいが、周波数500kHzを超えると、逆に、横
型MOSFETは縦型MOSFETに比べてON抵抗損
失が小さくなる。この周波数が500kHzにおける全
損失は250mWである。Further, as shown in FIG. 6, the frequency and the FET
In relation to the total loss of the vertical MOSFET, the total loss of the vertical MOSFET is smaller than that of the horizontal MOSFET up to a frequency of 500 kHz, but when the frequency exceeds 500 kHz, the ON resistance loss of the horizontal MOSFET is opposite to that of the vertical MOSFET. Get smaller. The total loss at this frequency of 500 kHz is 250 mW.
【0036】次に、本発明によるスイッチング素子を用
いたマイクロ電源装置の具体的な実施形態を説明する。Next, a specific embodiment of the micro power supply device using the switching element according to the present invention will be described.
【0037】(実施形態1)図7に示す実施形態1に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置は、チョ
ッパ部と制御部とからなるスイッチング電源装置であ
る。ここでいうチョッパ部は、直流電源、スイッチング
素子、インダクタ、トランス、整流回路、平滑回路等を
含む概念である。また、制御部は、帰還回路、PWM制
御回路等を含む概念である。(Embodiment 1) A micro power supply device using a switching element according to Embodiment 1 shown in FIG. 7 is a switching power supply device including a chopper section and a control section. The chopper part here is a concept including a DC power supply, a switching element, an inductor, a transformer, a rectifier circuit, a smoothing circuit, and the like. The control unit is a concept including a feedback circuit, a PWM control circuit, and the like.
【0038】図7に示すスイッチング電源装置は、入力
直流電源1の電圧を入力として、これを昇圧すると共に
安定化して直流出力電圧を得る昇圧型DC/DCコンバ
ータを示している。図7において、入力直流電源1は例
えば電池である。The switching power supply device shown in FIG. 7 shows a step-up DC / DC converter which receives the voltage of the input DC power supply 1 as an input and boosts and stabilizes the voltage to obtain a DC output voltage. In FIG. 7, the input DC power supply 1 is, for example, a battery.
【0039】図7において、入力直流電源1には、該電
源1からの入力電圧Vinを安定化するための安定化用コ
ンデンサ2が並列に接続されると共に、インダクタ3を
介してスイッチング素子としての横型のNチャネルMO
SFET(以下、FETという)4が接続されている。
このFET4は、パルス幅変調制御IC(以下、PWM
制御ICという)5からの制御信号によってオン・オフ
(スイッチング)される。In FIG. 7, a stabilizing capacitor 2 for stabilizing the input voltage V in from the power source 1 is connected in parallel to the input DC power source 1 and a switching element is provided via an inductor 3 as a switching element. Horizontal N-channel MO
An SFET (hereinafter referred to as FET) 4 is connected.
This FET 4 is a pulse width modulation control IC (hereinafter, PWM
It is turned on / off (switched) by a control signal from a control IC 5.
【0040】FET4のスイッチングによりFET4の
両端に発生する電圧は、整流用ダイオード6と平滑用コ
ンデンサ7により整流・平滑され、つまり直流化された
後、例えば携帯電話機その他の電子機器からなる負荷8
に出力電圧Vout として供給される。また、この出力電
圧Vout は可変抵抗器9を介してPWM制御IC5に帰
還される。The voltage generated at both ends of the FET 4 by the switching of the FET 4 is rectified and smoothed by the rectifying diode 6 and the smoothing capacitor 7, that is, converted into a direct current, and then the load 8 composed of, for example, a mobile phone or other electronic equipment.
To the output voltage V out . The output voltage V out is fed back to the PWM control IC 5 via the variable resistor 9.
【0041】PWM制御IC5は、スイッチング素子を
用いたマイクロ電源装置の小型化、動作の高速化を目的
として集積化されており、外付け素子としてコンデンサ
10,11および抵抗12が接続されている。The PWM control IC 5 is integrated for the purpose of downsizing a micro power supply device using a switching element and accelerating the operation, and is connected with capacitors 10, 11 and a resistor 12 as external elements.
【0042】このようなスイッチング素子を用いたマイ
クロ電源装置の動作は既によく知られているが、簡単に
説明すると以下の通りである。FET4は、パルス幅制
御回路5からゲートに印加されるパルス幅変調信号によ
りスイッチング、つまりオン・オフされる。ここで、F
ET4がオンの期間では、入力直流電源1からインダク
タ3に電流が流れ、インダクタ3にエネルギーが蓄積さ
れる。次に、FET4がオフになると、インダクタ3に
蓄積されたエネルギーがダイオード6を介して負荷8に
放出される。コンデンサ7の平滑作用により、負荷8に
は常時、直流電圧が印加されることになる。The operation of the micro power supply device using such a switching element is well known, but it will be briefly described as follows. The FET 4 is switched, that is, turned on / off by a pulse width modulation signal applied to the gate from the pulse width control circuit 5. Where F
While the ET 4 is on, current flows from the input DC power supply 1 to the inductor 3 and energy is stored in the inductor 3. Next, when the FET 4 is turned off, the energy stored in the inductor 3 is released to the load 8 via the diode 6. Due to the smoothing action of the capacitor 7, a DC voltage is always applied to the load 8.
【0043】負荷8に印加される出力電圧Vout は、可
変抵抗器9を介してPWM制御IC5に帰還され、PW
M制御IC5は帰還された出力電圧Vout が一定となる
ように、つまり出力電圧Vout と基準電圧との誤差電圧
が最小化するように、PWM変調信号の波形(デューテ
ィ比)を変化させる。すなわち、出力電圧Vout が基準
電圧より大きくなると、パルス幅変調信号のデューティ
比を小さくすることで、インダクタ3に蓄えるエネルギ
ーを減少させ、逆に出力電圧Vout が基準電圧より小さ
くなると、パルス幅変調信号のデューティ比を大きくし
てインダクタ3に蓄えるエネルギーを増加させる。この
ようにして負荷8には、入力直流電源1からの入力電圧
Vinをもとに安定化しかつ昇圧した出力電圧Vout が供
給される。 上記構成において、スイッチング素子とし
て使用される横型MOSFETの前述した二つの特徴を
有効に生かすためには、FET4のゲート電位を10数
nsec程度で駆動することが望まれる。また、負荷8
の変動を考えてFET4をパルス幅制御、つまりパルス
幅変調信号でオン・オフする制御を行う場合、無負荷に
対してはパルス幅変調信号のデューティ比を0、最大負
荷に対しては最大デューティ比とすることが必要であ
る。The output voltage V out applied to the load 8 is fed back to the PWM control IC 5 via the variable resistor 9 and PW
The M control IC 5 changes the waveform (duty ratio) of the PWM modulation signal so that the fed back output voltage V out becomes constant, that is, the error voltage between the output voltage V out and the reference voltage is minimized. That is, when the output voltage V out becomes larger than the reference voltage, the duty ratio of the pulse width modulation signal is made smaller to reduce the energy stored in the inductor 3, and conversely, when the output voltage V out becomes smaller than the reference voltage, the pulse width becomes smaller. The duty ratio of the modulation signal is increased to increase the energy stored in the inductor 3. In this way, the load 8 is supplied with the output voltage V out which is stabilized and boosted based on the input voltage V in from the input DC power supply 1. In the above configuration, in order to effectively utilize the above-mentioned two characteristics of the lateral MOSFET used as the switching element, it is desired to drive the gate potential of the FET 4 at about 10's of nanoseconds. Also, load 8
In the case of controlling the FET4 with pulse width, that is, turning on / off with a pulse width modulation signal, the duty ratio of the pulse width modulation signal is 0 for no load and the maximum duty for maximum load. It is necessary to make it a ratio.
【0044】図8は、PWM制御IC5の具体的な回路
図であり、上記のような要求に応えることができるもの
である。このPWM制御IC5は、パルス幅変調信号発
生回路部20と、パルス幅変調信号を増幅してFET4
をオン・オフ駆動する駆動回路部30とからなる。FIG. 8 is a concrete circuit diagram of the PWM control IC 5, which can meet the above requirements. This PWM control IC 5 amplifies the pulse width modulation signal generation circuit section 20 and the pulse width modulation signal to FET 4
And a drive circuit section 30 for driving the ON / OFF.
【0045】パルス幅信号発生回路20においては、帰
還入力端子NFに帰還される出力電圧Vout が誤差増幅
器21に入力され、誤差増幅器21の内部に設定された
基準電圧との誤差電圧が増幅される。増幅された誤差電
圧はリミッタ22により振幅制限され、比較器23の一
方の入力となる。比較器23の他方の入力には、発振器
24で発生される三角波信号が与えられている。なお、
コンデンサ25は発振器24の発振周波数を決定する要
素の一つである。比較器23は、発振器24からの三角
波信号のレベルがリミッタ22の出力信号のレベルを越
えた期間に高レベル、それ以外の期間に低レベルとなる
信号、つまり誤差電圧に応じてデューティ比が変化する
パルス幅変調信号を発生する。このパルス幅変調信号は
波形整形器26により正しい矩形波に整形され、パルス
幅変調信号発生回路20の出力となる。In the pulse width signal generation circuit 20, the output voltage V out fed back to the feedback input terminal NF is input to the error amplifier 21, and the error voltage with the reference voltage set inside the error amplifier 21 is amplified. It The amplified error voltage is amplitude-limited by the limiter 22 and is one input of the comparator 23. The triangular wave signal generated by the oscillator 24 is applied to the other input of the comparator 23. In addition,
The capacitor 25 is one of the factors that determine the oscillation frequency of the oscillator 24. The comparator 23 is a signal that is high level when the level of the triangular wave signal from the oscillator 24 exceeds the level of the output signal of the limiter 22, and is low level during the other period, that is, the duty ratio changes according to the error voltage. Pulse width modulated signal is generated. The pulse width modulation signal is shaped into a correct rectangular wave by the waveform shaper 26 and becomes the output of the pulse width modulation signal generation circuit 20.
【0046】一方、駆動回路部30は、複数(この例で
は4個)の増幅器31,32,33,34を並列に配置
したものである。入力されたパルス幅変調信号は、これ
らの増幅器31,32,33,34により増幅され、4
個の駆動出力端子D1,D2,D3,D4から出力され
る。駆動出力端子D1,D2,D3,D4は図7に示し
たように外部で共通接続されており、この共通接続端子
がFET4のゲートに接続される。On the other hand, the drive circuit section 30 comprises a plurality of (four in this example) amplifiers 31, 32, 33, 34 arranged in parallel. The input pulse width modulation signal is amplified by these amplifiers 31, 32, 33, 34, and 4
The signals are output from the individual drive output terminals D1, D2, D3, D4. The drive output terminals D1, D2, D3 and D4 are commonly connected to the outside as shown in FIG. 7, and this common connection terminal is connected to the gate of the FET4.
【0047】なお、図8においてVCCは電源端子であ
り、図7のように入力直流電源1の正側端子に接続され
る。また、AGおよびPGは接地端子であり、入力直流
電源1の負側端子に接続される。比較器27は帰還入力
端子NFに帰還される出力電圧Vout と電源端子VCC
に印加される電源入力電圧(すなわち、入力直流電源1
からの入力電圧Vin)を比較して比較出力端子CMPに
Vin<Vout のとき高レベルの信号、Vin>Vout のと
き低レベルの信号を出力するものであり、後述する別の
実施形態で使用されるものである。図7では比較出力端
子CMPは使用しないため、図示していない。In FIG. 8, VCC is a power supply terminal and is connected to the positive side terminal of the input DC power supply 1 as shown in FIG. Further, AG and PG are ground terminals and are connected to the negative side terminal of the input DC power supply 1. The comparator 27 outputs the output voltage V out fed back to the feedback input terminal NF and the power supply terminal VCC.
Input voltage applied to the power supply (that is, input DC power supply 1
Input voltage V in ) is compared and a high level signal is output to the comparison output terminal CMP when V in <V out, and a low level signal is output when V in > V out . It is used in the embodiment. In FIG. 7, the comparison output terminal CMP is not used and therefore not shown.
【0048】FET4をMHz帯の周波数でオン・オン
する必要があるため、PWM制御IC5の駆動回路部3
0には、特に高速応答性が要求される。このため、PW
M制御IC5は、高速応答性に優れているBi−CMO
Sで実現することが望ましい。この場合、図7のスイッ
チング素子を用いたマイクロ電源装置は、Bi−CMO
SIC(またはBi−CMOSLSI)を用いて構成さ
れることになる。また、横型MOSFETの別の利点と
して、PWM制御IC5とともに1チップ上に作り込む
ことが縦型MOSFETに比べて容易であることが挙げ
られる。これによる実装の簡略化は、装置の小型化、コ
ストダウンの点で有利である。Since it is necessary to turn on / off the FET 4 at a frequency in the MHz band, the drive circuit unit 3 of the PWM control IC 5
0 requires particularly high-speed response. Therefore, PW
The M control IC5 is a Bi-CMO with excellent high-speed response.
It is desirable to realize with S. In this case, the micro power supply device using the switching element of FIG.
It is configured by using SIC (or Bi-CMOS LSI). Another advantage of the lateral MOSFET is that it is easier to form it together with the PWM control IC 5 on one chip as compared with the vertical MOSFET. This simplification of mounting is advantageous in terms of downsizing of the device and cost reduction.
【0049】次に、本実施形態の具体的な仕様例を示
す。図9は、図7に示す電源装置の効率=(出力電力/
入力電力)×100%の変化を、FET4として横型M
OSFETを用いた実施形態1と、縦型MOSFETと
を用いた比較例について示したものである。なお、この
比較例は、入力直流電源1からの入力電圧Vinを3.6
Vとし、負荷8に供給される出力電圧Vout を5Vとし
て、FET4のスイッチング周波数を1MHzから11
MHzまで変化させた場合である。Next, a specific example of specifications of this embodiment will be shown. FIG. 9 shows the efficiency of the power supply device shown in FIG. 7 = (output power /
Input power) x 100% change as lateral type M as FET4
1 shows a first comparative example using an OSFET and a vertical MOSFET. In this comparative example, the input voltage V in from the input DC power supply 1 is 3.6.
V, the output voltage V out supplied to the load 8 is 5 V, and the switching frequency of the FET 4 is from 1 MHz to 11 MHz.
This is the case when changing to MHz.
【0050】図9に示すように、MHz帯のスイッチン
グ周波数では、比較例1が周波数1MHzを越えると効
率が下がり始め、数MHzでは80%を大きく下回るの
に対し、実施形態1では1MHz〜11MHzの周波数
で80%以上の効率が実現されている。両者を比較する
と、5MHzでは13%、10MHzでは34%も実施
形態1の方が高い効率を示していることが分かる。As shown in FIG. 9, in the switching frequency in the MHz band, the efficiency of Comparative Example 1 begins to decrease when the frequency exceeds 1 MHz, and falls significantly below 80% at several MHz, while in the first embodiment 1 MHz to 11 MHz. The efficiency of 80% or more is realized at the frequency of. Comparing the two, it can be seen that the efficiency of the first embodiment is 13% at 5 MHz and 34% at 10 MHz.
【0051】次に、本発明の他の実施形態を説明する。
なお、以下の実施形態においては図7と同一部分ないし
同一機能を有する部分については同一符号を付して説明
を省略するか、簡略化するものとする。Next, another embodiment of the present invention will be described.
In the following embodiments, the same parts as those in FIG. 7 or parts having the same functions are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted or simplified.
【0052】(実施形態2)図10は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、低入力電圧にも対応できるようにした昇圧型D
C/DCコンバータを示している。本実施形態は、電源
電圧選択回路13が追加されている点が図7の実施形態
と異なる。(Embodiment 2) FIG. 10 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment, which is a step-up type D capable of supporting a low input voltage.
A C / DC converter is shown. The present embodiment is different from the embodiment of FIG. 7 in that a power supply voltage selection circuit 13 is added.
【0053】この電源電圧選択回路13は、PWM制御
IC5の図8中に示した駆動回路部30の電源端子VC
Cに供給する電源入力として、入力直流電源1からの入
力電圧Vinと負荷8への出力電圧Vout のうち高い方を
選択する回路である。この電源電圧選択回路13は、入
力直流電源1の正側端子にアノード側が接続されたダイ
オード14aと、負荷8の一端にアノード側が接続され
たダイオード14bを有し、各ダイオード14a,14
bのカソード側は電源端子VCCに接続されている。This power supply voltage selection circuit 13 is a power supply terminal VC of the drive circuit section 30 of the PWM control IC 5 shown in FIG.
As a power supply input for supplying and C, it is a circuit for selecting the higher of the output voltage V out to the input voltage V in and load 8 from the input DC power source 1. This power supply voltage selection circuit 13 has a diode 14a whose anode side is connected to the positive side terminal of the input DC power supply 1, and a diode 14b whose anode side is connected to one end of the load 8 and which has diodes 14a, 14
The cathode side of b is connected to the power supply terminal VCC.
【0054】本実施形態によると、入力直流電源1から
の入力電圧Vinが、Vth+Vds(Vth:しきい値電圧、
Vds:ドレイン・ソース間電圧)に達しない場合でも、
安定に高効率の動作が可能である。According to this embodiment, the input voltage V in from the input DC power supply 1 is V th + V ds (V th : threshold voltage,
V ds : drain-source voltage)
Stable and highly efficient operation is possible.
【0055】図11の(a),(b)に、電力変換効率
の入力電圧依存性を図7に示した実施形態1と、図10
に示した実施形態2とについて示す。出力電力は、1W
(出力電圧Vout =5V、負荷8の抵抗20Ω)とし
た。11 (a) and 11 (b), the first embodiment shown in FIG. 7 showing the dependence of the power conversion efficiency on the input voltage, and FIG.
Embodiment 2 shown in FIG. Output power is 1W
(Output voltage V out = 5V, resistance of load 8 is 20Ω).
【0056】図11の(a),(b)に示されるよう
に、実施形態2は、実施形態1では動作しない入力電圧
Vinが3.1V未満においても動作することができ、5
V出力が可能であり、入力電圧Vinが2.3Vでも80
%の効率を達成できる。実施形態1では、3.1V未満
ではFET4の線形領域のオン抵抗が低い状態ではなく
飽和領域に近い高抵抗状態のものとなり、これによる損
失のために5V出力ができなくなる。これに対し、実施
形態2では電源電圧選択回路13の働きによりPWM制
御IC5の駆動回路部30には、入力電圧Vinと出力電
圧Vout のうち高い方が電源入力として供給されるた
め、一旦昇圧動作が開始されれば、入力電圧VinがVth
+Vdsに達しなくともVout が与えられる。これにより
電源装置は、5V出力が可能となる。As shown in FIGS. 11A and 11B, the second embodiment can operate even when the input voltage V in, which does not operate in the first embodiment, is less than 3.1V.
V output are possible, the input voltage V in even 2.3V 80
% Efficiency can be achieved. In the first embodiment, when the voltage is less than 3.1 V, the on-resistance of the FET 4 in the linear region is not low but in the high resistance state close to the saturation region, and the loss due to this makes it impossible to output 5 V. In contrast, in the driver circuit portion 30 of the PWM control IC5 is by the action of the second embodiment in the power supply voltage selection circuit 13, since the higher of the input voltage V in and the output voltage V out is supplied as a power supply input, once When the boosting operation is started, the input voltage V in is V th
V out is provided even if + V ds is not reached. This allows the power supply device to output 5V.
【0057】また、図12に入力電圧Vinの下限の出力
依存性を、実施形態1および実施形態2について示す。
実施形態1および2のいずれの場合も、入力電圧Vinを
0Vから上げてゆくと、パルス幅制御信号は入力電圧V
inが1.8Vの時点から発生する。しかし、入力電圧V
inが、Vth+Vdsには達しない間は昇圧動作を行わな
い。昇圧動作(Vin<Vout )を開始する時の入力電圧
は、実施形態1ではFET4の動作が線形領域のオン抵
抗が低い状態となる入力電圧=3.1Vである。これに
対し、実施形態2の場合は入力電圧が3Vに達するまで
に駆動回路部30に5Vが供給されるため、実施形態1
よりも0.6V低い電圧で昇圧動作を開始することがで
きる。なお、図12に示すように出力が大きくなるに従
って昇圧動作可能な入力電圧の下限は上昇する。しか
し、入力電圧の下限の値にかかわらず、実施形態1に対
して実施形態2の方が0.6V低い電圧から昇圧動作を
開始することが分かる。 なお、上記実施形態では電源
電圧選択回路13により、入力電圧Vinおよび電源電圧
出力のうち高い方を駆動回路部30の電源入力として選
択している。しかし、入力電圧Vinおよび電源電圧出力
が共にFET4を線形領域で動作させるための必要最小
限以上の電圧を有していれば、いずれを駆動回路部30
の電源入力としても構わない。FIG. 12 shows the output dependence of the lower limit of the input voltage V in for the first and second embodiments.
In any of the first and second embodiments, when the input voltage V in is increased from 0V, the pulse width control signal becomes the input voltage V in.
It occurs from the time when in is 1.8V. However, the input voltage V
The boosting operation is not performed while in does not reach V th + V ds . In the first embodiment, the input voltage at the time of starting the boosting operation (V in <V out ) is the input voltage = 3.1 V at which the ON resistance of the FET 4 in the linear region is low. On the other hand, in the case of the second embodiment, 5V is supplied to the drive circuit unit 30 before the input voltage reaches 3V.
It is possible to start the boosting operation at a voltage lower by 0.6V. Note that, as shown in FIG. 12, the lower limit of the input voltage at which the boosting operation is possible increases as the output increases. However, regardless of the lower limit value of the input voltage, it can be seen that the second embodiment starts the boosting operation from a voltage lower than the first embodiment by 0.6V. Incidentally, the power supply voltage selection circuit 13 in the above embodiment, is selected as the power input of the drive circuit section 30 the higher of the input voltage V in and the supply voltage output. However, if both the input voltage V in and the power supply voltage output have a voltage higher than the minimum required to operate the FET 4 in the linear region, whichever is the drive circuit unit 30?
It may be used as the power input of.
【0058】(実施形態3)図13は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、昇圧比を高めるためにチョッパ回路を2段縦続
接続した昇圧型DC/DCコンバータを示している。1
段目のチョッパ回路はインダクタ3a、FET4a、ダ
イオード5aおよびコンデンサ6aからなり、2段目の
チョッパ回路はインダクタ3b、FET4b、ダイオー
ド5bおよびコンデンサ6bからなる。出力電圧Vout
は可変抵抗器9で調整できる。(Third Embodiment) FIG. 13 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment. A step-up DC / DC in which two chopper circuits are cascade-connected in order to increase the step-up ratio. Shows a converter. 1
The chopper circuit in the second stage is composed of an inductor 3a, an FET 4a, a diode 5a and a capacitor 6a, and the chopper circuit in the second stage is composed of an inductor 3b, a FET 4b, a diode 5b and a capacitor 6b. Output voltage V out
Can be adjusted by the variable resistor 9.
【0059】本実施形態によると、直流入力電源1から
の入力電圧Vinを5V、出力電圧Vout を40V、電源
出力を1Wとし、PWM制御IC5によるFET4a,
4bのスイッチング周波数を5MHzとしたとき、55
%の効率が得られた。[0059] According to this embodiment, the input voltage V in from the DC input power source 1 5V, the output voltage V out 40V, the power output and 1W, FETs 4a by PWM control IC 5,
When the switching frequency of 4b is 5 MHz, 55
% Efficiency was obtained.
【0060】(実施形態4)図14は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、部分的に共振動作を取り入れたものである。イ
ンダクタ3b,3cは出力トランスを構成している。こ
のトランスは結合係数が−1でなければよく、インダク
タ3a,3bは互いに独立したものでもよい。FET部
4a,4bそれそれは、複数(図示の例では2又は3
つ)の横型MOSFETからなる。(Embodiment 4) FIG. 14 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment, in which resonance operation is partially incorporated. The inductors 3b and 3c form an output transformer. This transformer need not have a coupling coefficient of -1, and the inductors 3a and 3b may be independent of each other. The FET parts 4a, 4b are each composed of a plurality (2 or 3 in the illustrated example).
3) lateral MOSFET.
【0061】本実施形態によると、実施形態3と同様の
条件で60%の効率が得られる。実施形態3の場合は、
FET部4a,4bのオン信号が発生したときに高い電
圧出Crss ,Coss の容量に充電された電荷が放出され
るが、実施形態4のように共振動作を取り入れることに
よりこれが回避され、効率が向上するのである。According to this embodiment, an efficiency of 60% can be obtained under the same conditions as in the third embodiment. In the case of the third embodiment,
When the ON signals of the FET parts 4a and 4b are generated, the charges charged in the capacitors of high voltage outputs C rss and C oss are discharged, but this is avoided by incorporating the resonance operation as in the fourth embodiment. Efficiency is improved.
【0062】(実施形態5)図15は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、整流平滑回路に昇圧比が2倍のチャージポンプ
回路15を用いた例である。チャージポンプ回路15
は、複数のダイオード15A及び複数のコンデンサ15
Bからなる。この場合、直流入力電源1からの入力電圧
Vin=5Vに対して、出力電圧は20Vと40Vが得ら
れる。(Fifth Embodiment) FIG. 15 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment, which is an example in which a charge pump circuit 15 having a step-up ratio of 2 is used as a rectifying / smoothing circuit. is there. Charge pump circuit 15
Is a plurality of diodes 15A and a plurality of capacitors 15
It consists of B. In this case, output voltages of 20 V and 40 V are obtained with respect to the input voltage V in = 5 V from the DC input power supply 1.
【0063】(実施形態6)図16は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、同様にチャージポンプ回路16を用いている
が、本実施形態でのチャージポンプ回路16は昇圧比
は、2〜5倍の出力を得るように構成されている。この
チャージポンプ回路16は、複数のダイオード16A及
び複数のコンデンサ16Bからなる。本実施形態による
と、直流入力電源1からの入力電圧Vin=5Vに対し
て、出力電圧Vout は最大100Vを越えることが可能
である。(Sixth Embodiment) FIG. 16 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment. A charge pump circuit 16 is also used. The circuit 16 is configured to obtain an output having a boosting ratio of 2 to 5 times. The charge pump circuit 16 includes a plurality of diodes 16A and a plurality of capacitors 16B. According to this embodiment, the output voltage V out can exceed 100 V at the maximum with respect to the input voltage V in = 5 V from the DC input power supply 1.
【0064】(実施形態7)図17は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、降圧型DC/DCコンバータを示している。図
のように、本実施形態の場合は直流入力電源1と負荷8
との間に横型PMOSFET41とインダクタ3を直列
に接続し、これに伴い整流ダイオード42の接続変更を
行っている。降圧型DC/DCコンバータの場合、FE
T41にPMOSFETを用いるため、パルス幅変調信
号の極性を反転させている。すなわち、この場合のPW
M制御IC43は図5の駆動出力端子D1,D2,D
3,D4を反転出力端子/D1,/D2,/D3,/D
4として構成されている。(Embodiment 7) FIG. 17 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to this embodiment, showing a step-down DC / DC converter. As shown in the figure, in the case of this embodiment, the DC input power supply 1 and the load 8
The horizontal PMOSFET 41 and the inductor 3 are connected in series between the line and the line, and the connection of the rectifying diode 42 is changed accordingly. In case of step-down DC / DC converter, FE
Since the PMOSFET is used for T41, the polarity of the pulse width modulation signal is inverted. That is, PW in this case
The M control IC 43 has drive output terminals D1, D2, D shown in FIG.
Inverted output terminals / D1, / D2, / D3, / D
It is configured as 4.
【0065】可変抵抗器9で出力電圧Vout を調整でき
るのは今までの実施形態と同様であり、本実施形態によ
ると直流入力電源1からの入力電圧Vin=5〜20Vに
対して、出力電圧Vout は6.5V,出力は1Wであ
り、スイッチング周波数5MHzにおいて85%の効率
が得られた。The output voltage V out can be adjusted by the variable resistor 9 as in the previous embodiments. According to this embodiment, the input voltage V in from the DC input power source 1 is 5 to 20 V, The output voltage V out was 6.5 V and the output was 1 W, and an efficiency of 85% was obtained at a switching frequency of 5 MHz.
【0066】(実施形態8)図18は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、昇圧動作と降圧動作の可能な昇降圧型DC/D
Cコンバータを示している。これは図1に示した昇圧型
DC/DCコンバータと図17に示した降圧型DC/D
Cコンバータを図のように組み合わせ、これらの各コン
バータに対して個別にPWM制御IC5,43を設けて
いる。(Embodiment 8) FIG. 18 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment. It is a step-up / down type DC / D capable of boosting operation and bucking operation.
The C converter is shown. This is the step-up DC / DC converter shown in FIG. 1 and the step-down DC / D shown in FIG.
The C converters are combined as shown in the figure, and the PWM control ICs 5 and 43 are individually provided for these converters.
【0067】ここで、昇圧用であるNMOSFET4を
オン・オン制御する昇圧コンバータ用PWM制御IC5
と、降圧用であるPMOSFET41をオン・オン制御
する降圧コンバータ用PWM制御IC43にはマスタと
スレーブの同期端子M,Sがそれぞれ設けられ、これら
両端子M,Sを結合することで同期駆動させている。そ
して、直流入力電源1からの入力電圧Vinが出力電圧V
out より低いときはNMOSFET4をオン・オン制御
し、PMOSFET41を常時オフとして昇圧DC/D
Cコンバータとして働き、入力電圧Vinが出力電圧V
out より高いときはPMOSFET41をオン・オン制
御し、NMOSFET4を常時オフとして降圧DC/D
Cコンバータとして働く。また、入力電圧Vinと出力電
圧Vout がほぼと等しいときは、両方のFET4,41
をオン・オフ制御させればよい。なお、符号44,45
は、IC5,43のNF端子に接続された抵抗である。Here, a step-up converter PWM control IC 5 for turning on / on the step-up NMOSFET 4
Further, the PWM control IC 43 for the step-down converter for controlling ON / ON of the PMOSFET 41 for step-down is provided with the synchronization terminals M and S of the master and the slave respectively, and these terminals M and S are coupled to drive them synchronously. There is. Then, the input voltage V in from the DC input power source 1 is the output voltage V
When it is lower than out , NMOSFET 4 is controlled to be turned on and on, and PMOSFET 41 is always turned off to boost DC / D.
It serves as a C converter, the input voltage V in the output voltage V
When it is higher than out , the PMOSFET 41 is controlled to be turned on / on, and the NMOSFET 4 is always turned off to step down the DC / D.
Works as a C converter. Further, when the input voltage V in and the output voltage V out is To substantially equal, both FET4,41
ON / OFF control. Note that reference numerals 44 and 45
Is a resistor connected to the NF terminals of the ICs 5 and 43.
【0068】(実施形態9)図19は、本実施形態に係
るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路図
であり、図18の昇圧コンバータ用PWM制御IC5と
降圧コンバータ用PWM制御IC43の機能を一体化し
たPWM制御IC50を用いている。このPWM制御I
C50の端子PWMは、先の駆動出力端子D1〜D4の
集合を意味しており、CMPは図8に示した比較器27
からの比較出力端子、/CMPはその反転出力端子であ
る。端子PWMの出力と端子CMPの出力がゲート回路
51の入力に与えられ、このゲート回路51の出力がN
MOSFET4のゲートに入力される。また、端子PW
Mの出力と端子/CMPの出力がゲート回路52の入力
に与えられ、このゲート回路52の出力がPMOSFE
T41のゲートに入力される。(Embodiment 9) FIG. 19 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to this embodiment, and shows the functions of the boost converter PWM control IC 5 and the step-down converter PWM control IC 43 of FIG. The integrated PWM control IC 50 is used. This PWM control I
The terminal PWM of C50 means the set of the above drive output terminals D1 to D4, and CMP is the comparator 27 shown in FIG.
, And / CMP is its inverting output terminal. The output of the terminal PWM and the output of the terminal CMP are given to the input of the gate circuit 51, and the output of the gate circuit 51 is N
It is input to the gate of the MOSFET 4. Also, the terminal PW
The output of M and the output of the terminal / CMP are given to the input of the gate circuit 52, and the output of this gate circuit 52 is PMOS FE.
Input to the gate of T41.
【0069】端子/CMPは昇圧動作時に降圧用である
PMOSFET41を常時オンとするために設けられ、
端子CMPは降圧動作時に昇圧用であるNMOSFET
4を常時オフとするために設けられている。すなわち、
/CMPが低レベル、CMPが高レベルのときは、PM
OSFET41が常時オンとなり、NMOSFET4が
PWMの高レベル、低レベルに応じてオン・オフするの
で、昇圧動作を行う。また、CMPが低レベル、/CM
Pが高レベルのときは、NMOSFET4が常時オフと
なり、PMOSFET41がPWMの低レベル、高レベ
ルに応じてオン・オフするので、降圧動作を行う。The terminal / CMP is provided to always turn on the PMOSFET 41 for step-down during the step-up operation,
The terminal CMP is an NMOSFET for boosting the voltage during the step-down operation.
It is provided in order to always turn off No. 4. That is,
/ CMP is low level, CMP is high level, PM
Since the OSFET 41 is always turned on and the NMOSFET 4 is turned on / off according to the high level and the low level of PWM, the boosting operation is performed. Also, CMP is low level, / CM
When P is at a high level, the NMOSFET 4 is always off and the PMOSFET 41 is turned on / off according to the low level and the high level of PWM, so that the step-down operation is performed.
【0070】(実施形態10)図20は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、昇圧コンバータ用PWM制御IC4とゲート
回路61,62の組み合わせで図19と同一機能を実現
するものである。(Embodiment 10) FIG. 20 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment, which is the same as FIG. 19 in a combination of a step-up converter PWM control IC 4 and gate circuits 61 and 62. It realizes a function.
【0071】(実施形態11)図21は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、降圧コンバータ用PWM制御IC43とゲー
ト回路71,72の組み合わせで図19と同一機能を実
現するものである。(Embodiment 11) FIG. 21 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to this embodiment, and is the same as FIG. 19 in a combination of a step-down converter PWM control IC 43 and gate circuits 71 and 72. It realizes a function.
【0072】(実施形態12)図22は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、駆動出力端子D1,D2,D3,D4のうち
D3,D4を反転出力端子/D3,/D4に置き換えた
昇降圧コンバータ用PWM制御IC81を用いて、つま
り換言すれば図19のゲート回路51,52機能をPW
M制御IC81の中に組み込んで図19と同一機能を実
現するものである。(Embodiment 12) FIG. 22 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment, in which D3 and D4 of drive output terminals D1, D2, D3 and D4 are inverted output terminals. By using the step-up / down converter PWM control IC 81 replaced with / D3, / D4, in other words, the gate circuits 51 and 52 of FIG.
It is incorporated in the M control IC 81 to realize the same function as in FIG.
【0073】(実施形態13)図23は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、図22のFET4,41およびダイオード
6,42を昇降圧コンバータ用PWM制御IC82の中
に作り込んだ例である。本実施形態によると、外付け部
品はL,C,Rのみとなり、部品点数が大幅に削減され
るため、小型・軽量化とコストの低減が可能となる。(Embodiment 13) FIG. 23 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment. The FETs 4, 41 and the diodes 6, 42 of FIG. It is an example built in. According to the present embodiment, the number of external parts is only L, C, and R, and the number of parts is greatly reduced, so that the size and weight can be reduced and the cost can be reduced.
【0074】(実施形態14)図24は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、図17におけるインダクタ3とダイオード4
2の位置を入れ替えて反転DC/DCコンバータを構成
した例である。この場合、帰還入力端子NFは極性が負
のため、吸い出される電流を感知するものとする。(Fourteenth Embodiment) FIG. 24 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment. The inductor 3 and the diode 4 in FIG.
In this example, the positions of 2 are interchanged to form an inverting DC / DC converter. In this case, since the feedback input terminal NF has a negative polarity, it is assumed that the feedback current is detected.
【0075】(実施形態15)図25は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、反転コンバータ用PWM制御IC90とゲー
ト回路91,92を組み合わせて反転DC/DCコンバ
ータを構成している。(Fifteenth Embodiment) FIG. 25 is a circuit diagram of a micro-power supply device using a switching element according to the present embodiment, which is a combination of a PWM control IC 90 for an inverting converter and gate circuits 91 and 92, and an inverting DC / DC circuit. It constitutes a converter.
【0076】(実施形態16)図26は、本実施形態に
係るスイッチング素子を用いたマイクロ電源装置の回路
図であり、図25の反転コンバータ用PWM制御IC9
0に代えて、図20の実施形態と同様に昇圧コンバータ
用PWM制御IC5を用い、これとゲート回路62を組
み合わせて反転DC/DCコンバータを構成している。
尚、符号100,101は、帰還回路に組込まれたトラ
ンジスタ及び抵抗である。(Sixteenth Embodiment) FIG. 26 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to the present embodiment. The PWM control IC 9 for the inverting converter shown in FIG.
Instead of 0, the boost converter PWM control IC 5 is used as in the embodiment of FIG. 20, and this is combined with the gate circuit 62 to form an inverting DC / DC converter.
Reference numerals 100 and 101 are transistors and resistors incorporated in the feedback circuit.
【0077】[0077]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
MHz帯のスイッチング周波数でもスイッチング損失を
十分に低く抑えて高い効率を実現するスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置を提供することができる。As described above, according to the present invention,
It is possible to provide a micro power supply device using a switching element that achieves high efficiency by sufficiently suppressing switching loss even at a switching frequency in the MHz band.
【0078】また、本発明によれば、入力直流電源から
の入力電圧が低下してもMOSFETをできるだけ線形
領域で動作させて、安定かつ高効率を実現するスイッチ
ング素子を用いたマイクロ電源装置を提供することがで
きる。Further, according to the present invention, there is provided a micro-power supply device using a switching element which realizes stable and high efficiency by operating the MOSFET in the linear region as much as possible even if the input voltage from the input DC power supply is lowered. can do.
【図1】横型MOSFETと縦型MOSFETのオン抵
抗の時間依存性を示す図。FIG. 1 is a diagram showing time dependence of on-resistances of a lateral MOSFET and a vertical MOSFET.
【図2】横型MOSFETの構造例を模式的に示す断面
図。FIG. 2 is a sectional view schematically showing a structural example of a lateral MOSFET.
【図3】縦型MOSFETの構造例を模式的に示す断面
図。FIG. 3 is a sectional view schematically showing a structural example of a vertical MOSFET.
【図4】縦型MOSFET及び横型MOSFETにおけ
る周波数−ON抵抗損失の特性図。FIG. 4 is a characteristic diagram of frequency-ON resistance loss in a vertical MOSFET and a lateral MOSFET.
【図5】縦型MOSFET及び横型MOSFETにおけ
る周波数−スイッチング損失の特性図。FIG. 5 is a characteristic diagram of frequency-switching loss in a vertical MOSFET and a lateral MOSFET.
【図6】縦型MOSFET及び横型MOSFETにおけ
る周波数−全損失の特性図。FIG. 6 is a characteristic diagram of frequency-total loss in a vertical MOSFET and a lateral MOSFET.
【図7】本発明の実施形態1に係るスイッチング素子を
用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 7 is a circuit diagram of a micro power supply device using the switching element according to the first embodiment of the present invention.
【図8】本発明で用いるPWM制御ICの具体的な回路
図。FIG. 8 is a specific circuit diagram of a PWM control IC used in the present invention.
【図9】実施形態1と比較例の電力変換効率のスイッチ
ング周波数依存性を示す図。FIG. 9 is a diagram showing the switching frequency dependence of the power conversion efficiency of the first embodiment and the comparative example.
【図10】本発明の実施形態2に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 10 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a second embodiment of the present invention.
【図11】電力変換効率の入力電圧依存性を実施形態1
および2について示す図。FIG. 11 shows the input voltage dependence of power conversion efficiency according to the first embodiment.
And FIG.
【図12】昇圧可能な入力電圧の下限の出力依存性を実
施形態1及び2について示す図。FIG. 12 is a diagram showing the output dependence of the lower limit of the input voltage that can be boosted for the first and second embodiments.
【図13】本発明の実施形態3に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 13 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a third embodiment of the present invention.
【図14】本発明の実施形態4に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 14 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a fourth embodiment of the present invention.
【図15】本発明の実施形態5に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 15 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a fifth embodiment of the present invention.
【図16】本発明の実施形態6に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 16 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a sixth embodiment of the present invention.
【図17】本発明の実施形態7に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 17 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a seventh embodiment of the present invention.
【図18】本発明の実施形態8に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 18 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to an eighth embodiment of the present invention.
【図19】本発明の実施形態9に係るスイッチング素子
を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 19 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a ninth embodiment of the present invention.
【図20】本発明の実施形態10に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 20 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a tenth embodiment of the present invention.
【図21】本発明の実施形態11に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 21 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to an eleventh embodiment of the present invention.
【図22】本発明の実施形態12に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 22 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a twelfth embodiment of the present invention.
【図23】本発明の実施形態13に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 23 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a thirteenth embodiment of the present invention.
【図24】本発明の実施形態14に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 24 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a fourteenth embodiment of the present invention.
【図25】本発明の実施形態15に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 25 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a fifteenth embodiment of the present invention.
【図26】本発明の実施形態16に係るスイッチング素
子を用いたマイクロ電源装置の回路図。FIG. 26 is a circuit diagram of a micro power supply device using a switching element according to a sixteenth embodiment of the present invention.
1…入力直流電源 2…安定化用コン
デンサ 3…インダクタ 4…横型NMOS
FET 5…PWM制御IC 6…整流ダイオー
ド 7…平滑コンデンサ 8…負荷 9…可変抵抗器 13…電源電圧選択
回路 15…チャージポンプ回路 16…チャージポ
ンプ回路 20…パルス幅変調信号発生回路部 30…駆動回路部 41…横型PMOSFET 42…整流ダイオ
ード 43…PWM制御IC 50…PWM制御
IC 51…ゲート回路 52…ゲート回路 61…ゲート回路 62…ゲート回路 81…PWM制御IC 82…PWM制御
IC 90… PWM制御IC 91…ゲート回路 92…ゲート回路1 ... Input DC power supply 2 ... Stabilizing capacitor 3 ... Inductor 4 ... Horizontal NMOS
FET 5 ... PWM control IC 6 ... Rectifier diode 7 ... Smoothing capacitor 8 ... Load 9 ... Variable resistor 13 ... Power supply voltage selection circuit 15 ... Charge pump circuit 16 ... Charge pump circuit 20 ... Pulse width modulation signal generation circuit unit 30 ... Drive Circuit part 41 ... Horizontal PMOSFET 42 ... Rectifying diode 43 ... PWM control IC 50 ... PWM control IC 51 ... Gate circuit 52 ... Gate circuit 61 ... Gate circuit 62 ... Gate circuit 81 ... PWM control IC 82 ... PWM control IC 90 ... PWM control IC 91 ... Gate circuit 92 ... Gate circuit
Claims (8)
[MHz]以上且つON抵抗値1[Ω/mm2 (素子片面
の単位面積)]以下のスイッチング条件でスイッチング
する半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチン
グ素子によりスイッチングされた前記直流電源の出力を
整流する整流素子と、前記半導体スイッチング素子及び
前記整流素子のうち少なくとも一つに設けられるインダ
クタンス素子とを含むチョッパ部と、 このチョッパ部の前記整流素子の出力に基づき前記チョ
ッパ部の前記半導体スイッチング素子の制御電極にスイ
ッチング制御信号を供給する制御部とを具備するスイッ
チング素子を用いたマイクロ電源装置。1. The switching frequency of the output of the DC power supply is 1
A semiconductor switching element that switches under a switching condition of [MHz] or more and an ON resistance value of 1 [Ω / mm 2 (a unit area of one side of the element)] or less, and rectifies the output of the DC power source switched by this semiconductor switching element. A chopper section including a rectifying element, an inductance element provided in at least one of the semiconductor switching element and the rectifying element, and control of the semiconductor switching element of the chopper section based on an output of the rectifying element of the chopper section. A micro power supply device using a switching element, comprising: a control unit that supplies a switching control signal to an electrode.
号を増幅して前記半導体スイッチング素子を駆動する駆
動手段と、 この駆動手段に供給する電源入力として前記直流電源の
出力電圧および前記整流素子の出力電圧のうち、前記半
導体スイッチング素子を線形領域で動作させるための必
要最小限以上の電圧を有する方を選択する選択手段とを
具備する請求項1に記載のスイッチング素子を用いたマ
イクロ電源装置。2. The control section includes a signal generating means for generating the switching control signal, a driving means for amplifying a switching control signal generated by the signal generating means to drive the semiconductor switching element, and a driving means for driving the semiconductor switching element. Selecting means for selecting one of the output voltage of the DC power supply and the output voltage of the rectifying element, which has a voltage more than the minimum necessary for operating the semiconductor switching element in a linear region, as a power supply input to the means; A micro power supply device using the switching element according to claim 1.
号を増幅して前記半導体スイッチング素子を駆動する駆
動手段と、 この駆動手段に供給する電源入力として前記直流電源の
出力電圧および前記整流素子の出力電圧のうち電圧の高
い方を選択する選択手段とを具備する請求項1に記載の
スイッチング素子を用いたマイクロ電源装置。3. The control section includes a signal generating means for generating the switching control signal, a driving means for amplifying a switching control signal generated by the signal generating means to drive the semiconductor switching element, and a driving means for driving the semiconductor switching element. 2. The micro power supply device using a switching element according to claim 1, further comprising a selection means for selecting a higher one of the output voltage of the DC power supply and the output voltage of the rectifying element as a power supply input to be supplied to the means.
素子は、 前記制御手段からパルス幅変調信号としてオン信号が与
えられたとき30ns以内にオン抵抗が直流でのオン抵
抗より低い値を示す特性を有するMOSFETを具備す
る請求項1に記載のスイッチング素子を用いたマイクロ
電源装置。4. The semiconductor switching element of the chopper section has a characteristic that the on-resistance shows a value lower than the on-resistance at direct current within 30 ns when an on-signal is given as a pulse width modulation signal from the control means. A micro power supply device using the switching element according to claim 1, comprising a MOSFET.
は、横型MOSFETを具備する請求項1に記載のスイ
ッチング素子を用いたマイクロ電源装置。5. The micro power supply device using the switching element according to claim 1, wherein the switching element of the chopper section includes a lateral MOSFET.
複数のチョッパ回路からなり、各チョッパ回路は直流電
源の出力をスイッチング周波数1[MHz]以上且つO
N抵抗値1[Ω/mm2 (素子片面の単位面積)]以下に
記載のスイッチング条件でスイッチングする半導体スイ
ッチング素子と、この半導体スイッチング素子によりス
イッチングされた前記直流電源の出力を整流する整流素
子と、前記半導体スイッチング素子及び前記整流素子の
うち少なくとも一つに設けられるインダクタンス素子と
を含む請求項1に記載のスイッチング素子を用いたマイ
クロ電源装置。6. The chopper section is composed of a plurality of chopper circuits connected in cascade, and each chopper circuit outputs the output of a DC power source at a switching frequency of 1 [MHz] or more and O.
N resistance value 1 [Ω / mm 2 (unit area of one side of element)] A semiconductor switching element that switches under the switching conditions described below, and a rectifying element that rectifies the output of the DC power source switched by this semiconductor switching element. The micro power supply device using the switching element according to claim 1, further comprising: an inductance element provided in at least one of the semiconductor switching element and the rectifying element.
する横型MOSFETと、 前記直流電源と前記横型MOSFETとの間に設けられ
るインダクタと、 前記横型MOSFETによりPWMスイッチングされた
前記直流電源の出力電圧を整流する整流素子と、 この整流素子の出力に基づき前記横型MOSFETのゲ
ート電極にPWM制御信号を供給する制御部と前記制御
部の電源電圧として、前記直流電源の出力電圧と前記整
流素子の出力電圧とを選択的に前記制御部に供給する選
択手段とを具備するスイッチング素子を用いたマイクロ
電源装置。7. A lateral MOSFET for PWM switching the output voltage of a DC power supply, an inductor provided between the DC power supply and the lateral MOSFET, and a rectified output voltage of the DC power supply PWM-switched by the lateral MOSFET. And a control unit that supplies a PWM control signal to the gate electrode of the lateral MOSFET based on the output of the rectifying device and a power supply voltage of the control unit, the output voltage of the DC power supply and the output voltage of the rectifying device. A micro power supply device using a switching element, comprising: a selection unit that selectively supplies the control unit.
力電圧および前記整流素子の出力電圧のうち、前記半導
体スイッチング素子を線形領域で動作させるための必要
最小限以上の電圧を有する方を選択する手段を具備する
請求項7に記載のスイッチング素子を用いたマイクロ電
源装置。8. The selection means is a minimum required for operating the semiconductor switching element in a linear region among the output voltage of the DC power supply and the output voltage of the rectifying element as a power supply input to be supplied to the control section. The micro power supply device using the switching element according to claim 7, further comprising means for selecting one having the above voltage.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7234518A JPH08140341A (en) | 1994-09-16 | 1995-09-12 | Micro power supply device using switching element |
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6-222244 | 1994-09-16 | ||
JP22224494 | 1994-09-16 | ||
JP7234518A JPH08140341A (en) | 1994-09-16 | 1995-09-12 | Micro power supply device using switching element |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08140341A true JPH08140341A (en) | 1996-05-31 |
Family
ID=26524770
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7234518A Pending JPH08140341A (en) | 1994-09-16 | 1995-09-12 | Micro power supply device using switching element |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH08140341A (en) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001103738A (en) * | 1999-09-28 | 2001-04-13 | Sanyo Electric Co Ltd | Dc-dc converter |
JP2001211640A (en) * | 2000-01-20 | 2001-08-03 | Hitachi Ltd | Electronic device, semiconductor integrated circuit, and information processing system |
JP2002272120A (en) * | 2001-03-05 | 2002-09-20 | Fujitsu Ltd | Dc-dc converter control circuit and dc-dc converter |
JP2002291234A (en) * | 2001-03-27 | 2002-10-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc-dc converter |
JP2008079448A (en) * | 2006-09-22 | 2008-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Voltage boosting power supply unit |
JP2008252113A (en) * | 2008-05-19 | 2008-10-16 | Renesas Technology Corp | Semiconductor device |
WO2010150427A1 (en) * | 2009-06-26 | 2010-12-29 | パナソニック株式会社 | Electric power conversion device |
JP2011205020A (en) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Sanken Electric Co Ltd | Semiconductor device |
US8232595B2 (en) | 1999-09-21 | 2012-07-31 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor device including a power MISFET and method of manufacturing the same |
-
1995
- 1995-09-12 JP JP7234518A patent/JPH08140341A/en active Pending
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8232595B2 (en) | 1999-09-21 | 2012-07-31 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor device including a power MISFET and method of manufacturing the same |
US8482058B2 (en) | 1999-09-21 | 2013-07-09 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor device including a power MISFET |
JP2001103738A (en) * | 1999-09-28 | 2001-04-13 | Sanyo Electric Co Ltd | Dc-dc converter |
JP2001211640A (en) * | 2000-01-20 | 2001-08-03 | Hitachi Ltd | Electronic device, semiconductor integrated circuit, and information processing system |
JP2002272120A (en) * | 2001-03-05 | 2002-09-20 | Fujitsu Ltd | Dc-dc converter control circuit and dc-dc converter |
JP2002291234A (en) * | 2001-03-27 | 2002-10-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dc-dc converter |
JP2008079448A (en) * | 2006-09-22 | 2008-04-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Voltage boosting power supply unit |
JP2008252113A (en) * | 2008-05-19 | 2008-10-16 | Renesas Technology Corp | Semiconductor device |
WO2010150427A1 (en) * | 2009-06-26 | 2010-12-29 | パナソニック株式会社 | Electric power conversion device |
JP2011205020A (en) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Sanken Electric Co Ltd | Semiconductor device |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6756772B2 (en) | Dual-output direct current voltage converter | |
US6920055B1 (en) | Charge pumping system and method | |
KR100201430B1 (en) | Micro-power supply device using switching element | |
US7345894B2 (en) | Cascode switch power supply | |
US7288854B2 (en) | Power linear and switching regulators commonly controlled for plural loads | |
US7202643B2 (en) | High efficiency DC-to-DC synchronous buck converter | |
US7098639B2 (en) | DC-DC converter and method for controlling DC-DC converter | |
JP4347249B2 (en) | DC-DC converter, control circuit for DC-DC converter, and control method for DC-DC converter | |
KR100281862B1 (en) | Secondary battery unit using electric double layer condenser | |
US7304463B2 (en) | DC-DC converter | |
US20080122291A1 (en) | Switching Power Supply Control Circuit, Switching Power Supply Device and Electronic Apparatus Employing the Same | |
US8803495B2 (en) | Pre-bias control for switched mode power supplies | |
US6734656B2 (en) | Buck regulator with monolithic N- channel upper FET and pilot current sensing | |
US7453303B2 (en) | Control circuit for lossless switching converter | |
JPH06311736A (en) | Dc/dc converter | |
US8541994B2 (en) | Switched-mode power supply | |
US9209691B2 (en) | Fast transient buck regulator with dynamic charge/discharge capability | |
US6307359B1 (en) | DC-DC converter powered by doubled output voltage | |
JP2004096816A (en) | Multi-output dc-dc converter | |
JPH08140341A (en) | Micro power supply device using switching element | |
CN114583984A (en) | Power supply circuit and power supply conversion system and control chip thereof | |
JP2002078325A (en) | Dc-dc converter and electronic apparatus using the same | |
US12003180B2 (en) | Power supply for driving synchronous rectification elements of SEPIC converter | |
JP4739901B2 (en) | Switching power supply device and control circuit thereof, and electronic device using the same | |
JP2007236141A (en) | Multiple output dc-dc converter and power supply device |