JPH0799934B2 - Boost converter - Google Patents
Boost converterInfo
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- JPH0799934B2 JPH0799934B2 JP8859989A JP8859989A JPH0799934B2 JP H0799934 B2 JPH0799934 B2 JP H0799934B2 JP 8859989 A JP8859989 A JP 8859989A JP 8859989 A JP8859989 A JP 8859989A JP H0799934 B2 JPH0799934 B2 JP H0799934B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力電圧よりも出力電圧を高くすることが可
能な昇圧コンバータに関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a boost converter capable of increasing an output voltage higher than an input voltage.
（従来の技術） 第６図は昇圧コンバータの基本回路を示し、同図におい
て、Ｅは直流電源、Ｌはインダクタンス、Ｄは逆流防止
用ダイオード、Ｃは平滑用コンデンサ、SWはスイッチン
グ素子、Ｒは負荷である。(Prior Art) FIG. 6 shows a basic circuit of a step-up converter, in which E is a DC power supply, L is an inductance, D is a backflow prevention diode, C is a smoothing capacitor, SW is a switching element, and R is R. Is a load.
次に、動作を説明する。スイッチング素子SWのスイッチ
ング動作によって、スイッチング素子SWの両端電圧
Vsw、インダクタンスＬを流れる入力電流IL、スイッチ
ング素子SWを流れる電流ISW、負荷Ｒを流れる直流出力
電流IDは、夫々第７図に示すようになる。そして、スイ
ッチング素子SWがオンしているオン期間TONの間には直
流電源ＥよりインダクタンスＬに電流i1が流れる。電源
Ｅからの入力電圧をｅ、インダクタンスＬのインダクタ
ンス値をＬ、スイッチング素子SWのオン期間をTONとす
ると、電流i1は時間と共に一次関数的に増加し、時点t
onで最大値iIPとなる。その値は、 で与えられる。Next, the operation will be described. Due to the switching operation of switching element SW, the voltage across switching element SW
FIG. 7 shows V sw , the input current I L flowing through the inductance L, the current I SW flowing through the switching element SW, and the DC output current I D flowing through the load R, respectively. Then, during the ON period T ON during which the switching element SW is ON, the current i 1 flows from the DC power source E to the inductance L. When the input voltage from the power source E is e, the inductance value of the inductance L is L, and the ON period of the switching element SW is T ON , the current i 1 increases linearly with time, and the time t
The maximum value is i IP when on. Its value is Given in.
この電流によってイダクタンスＬにエネルギーPLが蓄え
られ、１周期当りでは、 となる。Energy P L is stored in the inductance L by this current, and per cycle, Becomes
スイッチング素子SWがオフすると、インダクタスＬに逆
起電力が発生し、この起電力は電流i1と同方向に電流を
流し続けようとし、逆流防止用ダイオードＤを通して電
流i2が流れ、この電流i2は平滑用コンデンサＣの充電電
流となる。When the switching element SW is turned off, a counter electromotive force is generated in the inductor L, the electromotive force tries to keep the current flowing in the same direction as the current i 1, and the current i 2 flows through the backflow prevention diode D. i 2 is the charging current of the smoothing capacitor C.
ここで、直流出力電圧をVD、直流出力電流IDとすると、
インダクタンスＬの蓄積エネルギー量と直流出力電力が
等しくなるため、 の関係が成立する。Here, if the DC output voltage is V D and the DC output current I D ,
Since the stored energy amount of the inductance L and the DC output power become equal, The relationship is established.
従って、この式から、出力電源VDは、 となる。Therefore, from this equation, the output power supply V D is Becomes
今、入力電圧ｅ及び出力電流IDが変化した場合、スイッ
チング素子SWのオン期間TONもしくはスイッチング素子S
Wの周波数ｆを変化させる事により、出力電圧VDを定電
圧化することができる。Now, when the input voltage e and the output current ID change, the ON period T ON of the switching element SW or the switching element S
The output voltage V D can be made constant by changing the frequency f of W.
一般に、この回路動作では、オフ期間TOFFは電流i2の流
れる期間TDONに対しTOFF＞TDONに設定され、期間Δtoff
を存在させている。これは、TOFF≦TDONとなった場合、
逆流防止用ダイオードＤが導通期間中にスイッチング素
子SWがオンするため、ダイオードＤの逆回復時間の間、
−i2なる電流が流れ、損失が増加すると共に、ノイズ発
生の原因となり、好ましくないからである。Generally, in this circuit operation, the off period T OFF is set to T OFF > T DON with respect to the period T DON in which the current i 2 flows, and the period Δt off
Is present. If T OFF ≤ T DON ,
Since the switching element SW is turned on during the conduction period of the backflow prevention diode D, during the reverse recovery time of the diode D,
This is because a current of −i 2 flows, the loss increases, and noise is generated, which is not preferable.
第８図は、従来の昇圧コンバータをアクティブ平滑フィ
ルタとして用いた場合の回路図を示し、直流電源Ｅを、
ブリッジ整流器BDと平滑コンデンサC1とにより交流電源
E1を整流平滑するように構成している。FIG. 8 shows a circuit diagram when a conventional boost converter is used as an active smoothing filter, and the DC power source E is
AC power supply with bridge rectifier BD and smoothing capacitor C 1
E 1 is configured to be rectified and smoothed.
この場合、スイッチング素子SWを数十KHz以上の周波数
で全周期にわたりスイッチングすると、第９図に示すよ
うに入力電流ILの波形は各スイッチング電流の各周期ご
との平均値となり、純抵抗負荷と等価となり、交流電源
E1を整流平滑した脈流ｅと同様な正弦波の波形となり、
理論的には力率の向上、高周波の低下を達成し得る。な
お、この条件として 前式 より、インダクタンス値Ｌ及びオン期間TONは常に等し
いことは明白である。In this case, when the switching element SW is switched at a frequency of several tens KHz or more over the entire period, the waveform of the input current I L becomes an average value of each switching current for each period as shown in FIG. Equivalent, AC power supply
A sine wave similar to pulsating flow e obtained by rectifying and smoothing E 1
Theoretically, improvement of power factor and reduction of high frequency can be achieved. In addition, as the condition, From the above, it is clear that the inductance value L and the ON period T ON are always the same.
（発明が解決しようとする課題） ところで、第７図に示す前記期間Δtoffに注目すると、
第６図に示す従来の昇圧コンバータの基本動作において
は、電流i1、電流i2は共に零であり、電圧VSWは出力電
圧VDと略等しい電圧に保持されたままである。しかしな
がら、実際の回路においては、電流i2はインダクタンス
Ｌのエネルギーが完全に放出されるまで、流れ続けるの
ではなくダイオードＤのオン電圧或いはオン電流以下に
なると流れなくなる。従って、インダクタンスＬにわず
かな残留エネルギーΔPLが存在す結果となる。そして、
一般的にスイッチング素子SWには半導体スイッチング素
子が用いられるため、これらのスイッチング素子SWには
分布容量Coが存在する。この分布容量Coとインダクタン
スＬとは、第10図に示すように直列共振回路を形成する
ため、残留エネルギーΔPLにより共振し、スイッチング
素子SWの両端電圧VSWは第11図に示すようになり、分布
容量Coには第12図に示すように共振電流icoが流れる。(Problems to be Solved by the Invention) By the way, focusing on the period Δt off shown in FIG.
In the basic operation of the conventional boost converter shown in FIG. 6, both the current i 1 and the current i 2 are zero, and the voltage V SW is maintained at a voltage substantially equal to the output voltage V D. However, in the actual circuit, the current i 2 does not continue to flow until the energy of the inductance L is completely discharged, but does not flow when the voltage becomes lower than the ON voltage or ON current of the diode D. Therefore, there is a slight residual energy ΔPL in the inductance L. And
Since a semiconductor switching element is generally used for the switching element SW, distributed capacitance Co exists in these switching elements SW. Since the distributed capacitance Co and the inductance L form a series resonance circuit as shown in FIG. 10, they resonate due to the residual energy ΔPL, and the voltage V SW across the switching element SW becomes as shown in FIG. A resonant current i co flows through the distributed capacitance Co as shown in FIG.
ここで、次周期にスイッチング素子SWがオンするオン期
間TONは、周波数一定のため常に一定であるが、分布容
量Co、インダクタンスＬの残留エネルギーのばらつき等
で、共振電流icoが第13図に示すように変化し、共振位
置の０クロス点とスイッチング素子SWのオン位置とを一
致させるのは（第13図の点a,b,cのようになる）、非常
に困難である。Here, the ON period T ON in which the switching element SW is turned on in the next cycle is always constant because the frequency is constant, but due to variations in the residual energy of the distributed capacitance Co, the inductance L, etc., the resonance current i co is shown in FIG. It is very difficult to make the change as shown in (1) and to make the 0 cross point of the resonance position coincide with the ON position of the switching element SW (as shown by points a, b, c in FIG. 13).
従って、例えば第８図の回路の場合には、上記共振電流
icoにより、各周期ごとに電流iIPのレベルが変化するの
で、各周期ごとの平均値が正弦波と同じにならない場合
が生ずる。その結果、入力電流波形は、第14図に示すよ
うに正弦波とはならずに、歪を持った波形となる。この
ため、入力力率の低下を招くのみならず、高調波成分が
大きくなり、本来の目的である力率の向上、高調波の低
下が達成できなくなる。Therefore, for example, in the case of the circuit of FIG.
Since i co changes the level of the current i IP in each cycle, the average value in each cycle may not be the same as the sine wave. As a result, the input current waveform does not become a sine wave as shown in FIG. 14, but becomes a distorted waveform. For this reason, not only the input power factor is lowered, but also the harmonic component is increased, and the original purpose of improving the power factor and lowering the harmonic cannot be achieved.
本発明は上記問題点に鑑み、力率の向上、高調波の低下
を充分に達成することができる昇圧コンバータを提供す
ることを目的とする。In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide a boost converter capable of sufficiently improving power factor and lowering harmonics.
（課題を解決するための手段） この技術的課題を解決する本発明の技術的手段は、直流
電源Ｅの両端に、インダクタンスＬと逆流防止用ダイオ
ードＤと平滑用コンデンサＣとの直列回路が接続され、
前記逆流防止用ダイオードＤと平滑用コンデンサＣとの
直列回路に、スイッチング素子SWが、該スイッチング素
子SWと前記直流電源ＥとインダクタンスＬとの閉ループ
を構成するように、並列接続され、スイッチング素子SW
のオンオフ制御により、平滑用コンデンサＣの両端から
直流出力を取出すようにした昇圧コンバータにおいて、 前記スイッチング素子SWに、逆流防止用ダイオードD1が
直列に接続され、スイッチング素子SWに並列にコンデン
サC2が接続され、前記逆流防止用ダイオードD1に並列に
インピーダンスR1が接続されている点にある。(Means for Solving the Problem) In the technical means of the present invention for solving this technical problem, a series circuit of an inductance L, a backflow prevention diode D, and a smoothing capacitor C is connected to both ends of a DC power source E. Is
The switching element SW is connected in parallel to the series circuit of the backflow prevention diode D and the smoothing capacitor C so as to form a closed loop of the switching element SW, the DC power source E and the inductance L, and the switching element SW is connected.
In a step-up converter configured to extract a DC output from both ends of a smoothing capacitor C by controlling the ON / OFF of, a backflow prevention diode D 1 is connected in series to the switching element SW, and a capacitor C 2 is connected in parallel to the switching element SW. Is connected, and the impedance R 1 is connected in parallel to the backflow prevention diode D 1 .
（作用） 逆流防止用ダイオードD1により、インダクタンスＬとス
イッチング素子SWの分布容量Coとで形成される直流共振
ループをなくすことができ、インダクタンスＬの残留エ
ネルギーによって共振電流icoが流れることがなくな
り、入力電流波形を第９図に示すように正弦波波形に極
力近ずけることができる。(Function) The backflow prevention diode D 1 can eliminate a DC resonance loop formed by the inductance L and the distributed capacitance Co of the switching element SW, and the residual energy of the inductance L prevents the resonance current i co from flowing. The input current waveform can be made as close as possible to the sine wave waveform as shown in FIG.
また、コンデンサC2によって、スイッチング素子SWに使
用する半導体スイッチのオン時のdv/dtの耐量を保証す
ると共に、第３図に示すように両端電圧VSWの立上りを
ゆるやかにして、スイッチングSWの損失Ａを低減するこ
とができる。Further, the capacitor C 2, as well as guarantee the capability of dv / dt at the time on the semiconductor switches used for switching elements SW, in the gradual rise of the voltage across V SW as shown in FIG. 3, the switching SW The loss A can be reduced.
さらに、コンデンサC2があるため、第２図及び第４図に
示すように、スイング素子SWのオン時に、コンデンサC2
よりの突入電流がスイッチング素子SWに流れ、この突入
電流とスイッチング素子SWの両端電圧VSWとの重なり
が、スイッチング素子SWの損失Ｂを生じることとなる
が、逆流防止用ダイオードD1に並列にインピーダンスR1
を設けているので、インピーダンスR1によって共振エネ
ルギー（インダクタンスＬの残留エネルギーを含む）を
消費させ、第５図に示すようにコンデンサC2の電圧を低
下させることができ、上記損失Ｂを低減させることがで
きる。Furthermore, since there is a capacitor C 2 , as shown in FIGS. 2 and 4, when the swing element SW is turned on, the capacitor C 2
Current flows into the switching element SW, and the overlap between the inrush current and the voltage V SW across the switching element SW causes the loss B of the switching element SW, but it is parallel to the backflow prevention diode D 1. Impedance R 1
Since the impedance R 1 consumes the resonance energy (including the residual energy of the inductance L), the voltage of the capacitor C 2 can be reduced as shown in FIG. 5, and the loss B can be reduced. be able to.
（実施例） 以下、本発明を図示の実施例に従って説明すると、第１
図において、D1は逆流防止用ダイオードで、スイッチン
グ素子SWに直列に接続されている。この逆流防止用ダイ
オードD1は、インダクタンスＬとスイッチング素子SWの
分布容量Coとにより共振周波数に対し対応できる高速ダ
イオードが使用されている。C2はコンデンサで、スイッ
チング素子SWに並列に接続されている。R1は抵抗等のイ
ンピーダンスで、逆流防止用ダイオードD1に並列に接続
されている。(Example) Hereinafter, the present invention will be described with reference to the illustrated example.
In the figure, D 1 is a backflow prevention diode, which is connected in series with the switching element SW. As the backflow prevention diode D 1 , a high speed diode which can cope with the resonance frequency by the inductance L and the distributed capacitance Co of the switching element SW is used. C 2 is a capacitor, which is connected in parallel with the switching element SW. R 1 is an impedance such as a resistor and is connected in parallel to the backflow prevention diode D 1 .
なお、前記実施例では直流電源Ｅを、ブリッジ整流器DB
と平滑コンデンサC1とにより交流電源E1を整流平滑する
ように構成しているが、直流電源Ｅはこれに限定され
ず、直流を出力するものであれば他の構成のものであっ
てもよい。In the above embodiment, the DC power source E is connected to the bridge rectifier DB
And the smoothing capacitor C 1 are used to rectify and smooth the AC power supply E 1 , but the DC power supply E is not limited to this, and any other structure may be used as long as it outputs DC. Good.
（発明の効果） 本発明によれば、逆流防止用ダイオードD1により、イン
ダクタンスＬとスイッチング素子SWの分布容量Coで形成
される直列共振ループをなくすことができ、従ってイン
ダクタンスＬの残留エネルギーによる共振電流icoが流
れなくなり、インダクタンスＬの入力電流波形を正弦波
波形に極力近ずけることができ、このため入力力率の低
下を防止し得ると共に、高調波成分が少なくなり、十分
に力率を向上させかつ高調波を低下させることができ
る。(Effect of the Invention) According to the present invention, the backflow prevention diode D 1 can eliminate the series resonance loop formed by the inductance L and the distributed capacitance Co of the switching element SW, and thus the resonance due to the residual energy of the inductance L. The current i co does not flow, and the input current waveform of the inductance L can be made as close as possible to a sine wave waveform. Therefore, it is possible to prevent the input power factor from decreasing, and the harmonic components are reduced, resulting in a sufficient power factor. Can be improved and harmonics can be reduced.
また、コンデンサC2によって、スイッチング素子SWの電
圧変化に対する耐量を改善し得ると共に、スイッチング
素子SWの損失を低減できるし、さらに、インピーダンス
R1によってもスイッチング素子SWの損失を防止でき、そ
の結果は著大である。In addition, the capacitor C 2 can improve the withstand voltage of the switching element SW, reduce the loss of the switching element SW, and further improve the impedance.
R 1 can also prevent the loss of the switching element SW, and the result is significant.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は動作
説明用の波形図、第３図は第２図の鎖線ａ部分の拡大波
形図、第４図は第２図の鎖線ｂ部分の拡大波形図、第５
図は動作説明用の波形図である。第６図は従来の昇圧コ
ンバータの基本回路を示す回路図、第７図は回路動作説
明用の波形図、第８図は従来の昇圧コンバータを示す回
路図、第９図は同図回路動作説明用の波形図、第10図は
従来の問題点説明用の回路図、第11図乃至第14図は同波
形図である。 Ｅ……直流電源、Ｌ……インダクタンス、Ｄ……逆流防
止用ダイオード、Ｃ……平滑コンデンサ、SW……スイッ
チング素子、D1……逆流防止用ダイオード、C2……コン
デンサ、R1……インピーダンス。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation, FIG. 3 is an enlarged waveform diagram of a chain line a portion of FIG. 2, and FIG. 4 is a waveform diagram of FIG. Enlarged waveform diagram of chain line b part, No. 5
The figure is a waveform diagram for explaining the operation. FIG. 6 is a circuit diagram showing a basic circuit of a conventional boost converter, FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the circuit operation, FIG. 8 is a circuit diagram showing a conventional boost converter, and FIG. FIG. 10 is a circuit diagram for explaining conventional problems, and FIGS. 11 to 14 are the same waveform diagrams. E ...... DC power source, L ...... inductance, D ...... diode for preventing reverse current, C ...... smoothing capacitor, SW ...... switching element, D 1 ...... diode for preventing reverse current, C 2 ...... capacitors, R 1 ...... Impedance.
Claims (1)
（Ｌ）と逆流防止用ダイオード（Ｄ）と平滑用コンデン
サ（Ｃ）との直列回路が接続され、前記逆流防止用ダイ
オード（Ｄ）と平滑用コンデンサ（Ｃ）との直列回路
に、スイッチング素子（SW）が、該スイッチング素子
（SW）と前記直流電源（Ｅ）とインダクタンス（Ｌ）と
の閉ループを構成するように、並列接続され、スイッチ
ング素子（SW）のオンオフ制御により、平滑用コンデン
サ（Ｃ）の両端から直流出力を取出すようにした昇圧コ
ンバータにおいて、 前記スイッチング素子（SW）に、逆流防止用ダイオード
（D1）が直列に接続され、スイッチング素子（SW）に並
列にコンデンサ（C2）が接続され、前記逆流防止用ダイ
オード（D1）に並列にインピーダンス（R1）が接続され
ていることを特徴とする昇圧コンバータ。1. A series circuit of an inductance (L), a backflow prevention diode (D) and a smoothing capacitor (C) is connected to both ends of a DC power supply (E), and the backflow prevention diode (D) is connected to the series circuit. A switching element (SW) is connected in parallel to a series circuit with a smoothing capacitor (C) so as to form a closed loop of the switching element (SW), the DC power supply (E) and the inductance (L), In a step-up converter configured to extract a DC output from both ends of a smoothing capacitor (C) by controlling on / off of a switching element (SW), a backflow prevention diode (D 1 ) is connected in series to the switching element (SW). is connected a capacitor (C 2) in parallel with the switching element (SW), said impedance in parallel with the reverse current preventing diode (D 1) (R 1) is connected A boost converter and said Rukoto.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8859989A JPH0799934B2 (en) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | Boost converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8859989A JPH0799934B2 (en) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | Boost converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02269467A JPH02269467A (en) | 1990-11-02 |
| JPH0799934B2 true JPH0799934B2 (en) | 1995-10-25 |
Family
ID=13947294
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8859989A Expired - Lifetime JPH0799934B2 (en) | 1989-04-07 | 1989-04-07 | Boost converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0799934B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2578931B (en) * | 2019-01-28 | 2021-01-13 | Megger Instruments Ltd | Switched mode power supply |
-
1989
- 1989-04-07 JP JP8859989A patent/JPH0799934B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02269467A (en) | 1990-11-02 |
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