JPH0795110A - Radio equipment - Google Patents
Radio equipmentInfo
- Publication number
- JPH0795110A JPH0795110A JP5234364A JP23436493A JPH0795110A JP H0795110 A JPH0795110 A JP H0795110A JP 5234364 A JP5234364 A JP 5234364A JP 23436493 A JP23436493 A JP 23436493A JP H0795110 A JPH0795110 A JP H0795110A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- output
- transmission
- reference signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transceivers (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、無線通信システムで使
用される携帯無線端末及び無線基地局に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a portable wireless terminal and a wireless base station used in a wireless communication system.
【0002】[0002]
【従来の技術】近年の移動通信の発展に伴い、移動端末
及び無線基地局の小形化に対する要求が強まっている。
このような移動端末及び無線基地局では、送受信部共に
無線部の小形化が重要な課題である。2. Description of the Related Art With the recent development of mobile communication, there is an increasing demand for miniaturization of mobile terminals and radio base stations.
In such a mobile terminal and a radio base station, miniaturization of the radio unit is an important issue for both the transmitting and receiving units.
【0003】従来、移動通信分野において、移動端末及
び無線基地局の無線部として広く用いられていた方式と
して、図15に示すようなスーパーヘテロダイン送受信
方式がある。これは、受信部においては、アンテナ部1
501で受信された無線周波数(Radio Frequncy)の信
号から、同調部1502で所望の周波数帯域の信号成分
を選択、増幅して、第1周波数変換部1503で第1中
間周波数(Intermediated Frequency )信号に周波数変
換を行なう。さらに第1中間周波数処理部1504で信
号をフィルタリングし、同調増幅、第2周波数変換部1
505で第2中間周波数信号に周波数変換して、第2中
間周波数処理部1506でフィルタリング、増幅した
後、信号処理部1507でデジタル信号処理、通信路符
号化、音声符号化等を行なうことにより、音声情報等を
復調するものである。また送信部においては、受信部と
逆の動作により、音声情報等を無線周波数信号に変換し
て情報送信をおこなうものである。Conventionally, in the field of mobile communication, there is a super-heterodyne transmission / reception system as shown in FIG. 15 as a system widely used as a radio unit of a mobile terminal and a radio base station. This is because in the receiving unit, the antenna unit 1
From the radio frequency (Radio Frequency) signal received at 501, the tuning unit 1502 selects and amplifies a signal component in a desired frequency band, and the first frequency conversion unit 1503 converts the signal component into a first intermediate frequency (Intermediated Frequency) signal. Perform frequency conversion. Further, the signal is filtered by the first intermediate frequency processing unit 1504 to perform tuning amplification and second frequency conversion unit 1.
By performing frequency conversion into a second intermediate frequency signal at 505, filtering and amplifying at the second intermediate frequency processing unit 1506, by performing digital signal processing, channel coding, voice coding at the signal processing unit 1507, It demodulates voice information and the like. Further, in the transmitting section, the information is transmitted by converting the voice information into a radio frequency signal by the operation reverse to that of the receiving section.
【0004】しかし、スーパーヘテロダイン送受信方式
を用いた無線部は、図16に示すように、例えば800
MHzの無線周波数(RF)の信号を、第1の周波数変
換を行い例えば70MHz程度の第1中間周波数の信号
を得て、さらに第2の周波数変換を行い例えば455k
Hz程度の第2中間周波数の信号を得ることにより、受
信信号を復調するものであり、中間周波数における周波
数変換に伴い所望波の他にイメージ応答成分が発生する
ため、イメージ応答除去用の急峻な減衰特性をもった高
周波フィルタが必要であり、中間周波数処理部にはチャ
ネル選択用のセラミクスフィルタ、基準信号源としての
水晶発振器等が必要であり、これらの数多くの部品は無
線部の小型化の障害となっていた。However, the radio unit using the super-heterodyne transmission / reception system, as shown in FIG.
A radio frequency (RF) signal of MHz is subjected to a first frequency conversion to obtain a signal of a first intermediate frequency of, for example, about 70 MHz, and further a second frequency conversion is performed, for example, 455k.
The received signal is demodulated by obtaining the signal of the second intermediate frequency of about Hz, and since the image response component other than the desired wave is generated along with the frequency conversion at the intermediate frequency, a steep image response removal is performed. A high-frequency filter with attenuation characteristics is required, a ceramic filter for channel selection, a crystal oscillator as a reference signal source, etc. are required for the intermediate frequency processing unit. It was an obstacle.
【0005】一方、無線機の小形化の実現方法として直
接変換送受信方式(ダイレクトコンバージョン送受信方
式)は、先に説明したヘテロダイン方式と比較して部品
点数を減らすことができるため有利であるが、無線周波
数帯域の信号を直交復調したり、基底帯域の信号を直接
無線周波数に直交変調したりするため、回路的に実現が
困難であったり、無線通信の品質が不十分となる場合が
ある。On the other hand, the direct conversion transmission / reception method (direct conversion transmission / reception method) is a method for realizing the miniaturization of the wireless device, which is advantageous because it can reduce the number of parts as compared with the heterodyne method described above. Since the signal in the frequency band is orthogonally demodulated or the signal in the base band is directly orthogonally modulated to the radio frequency, it may be difficult to realize in a circuit or the quality of radio communication may be insufficient.
【0006】さらにいずれの送受信方式を採用するとし
ても、周波数変換を行なう場合に基準信号源が必要であ
るが、例えば基準信号源として周波数シンセサイザを用
いた場合には、中心周波数の5%程度までしか発振周波
数を切り替えることができないため、単一の周波数シン
セサイザでは十分な切り替え周波数範囲を確保できない
といった問題があった。Whichever transmission / reception system is adopted, a reference signal source is required for frequency conversion. For example, when a frequency synthesizer is used as the reference signal source, the frequency is up to about 5% of the center frequency. However, since the oscillation frequency can only be switched, there is a problem that a single frequency synthesizer cannot secure a sufficient switching frequency range.
【0007】[0007]
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来のスーパーヘテロダイン送受信方式を用いた無線機
においては、部品点数が膨大で無線機の小型化に適して
いなかった。また直接変換送受信方式を用いても、現在
の技術水準では通信品質を確保することが困難であり、
さらに基準信号源のの切り替え周波数範囲が狭いといっ
た問題があった。そこで本発明は通信品質を損なうこと
なく、小型化に適する無線機を提供することを目的とす
る。As described above,
A conventional wireless device using the super-heterodyne transmission / reception method has an enormous number of parts and is not suitable for downsizing the wireless device. Even if the direct conversion transmission / reception method is used, it is difficult to secure communication quality at the current technical level.
Further, there is a problem that the switching frequency range of the reference signal source is narrow. Therefore, an object of the present invention is to provide a wireless device suitable for downsizing without impairing communication quality.
【0008】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明の無線機において
は、変調された受信信号の中心周波数とほぼ等しい周波
数の局部発振信号に基づきその受信信号を周波数変換す
ることにより得られる基底帯域信号を復調して受信デー
タを出力する受信部と、基底帯域で送信データを変調し
た信号を送信信号の中心周波数とほぼ等しい周波数の局
部発振信号に基づき周波数変換することにより、周波数
変調された送信信号を出力する送信部とを備えた無線機
において、基準信号発生器は前記受信信号の周波数範囲
にある第1の局部発振信号を前記受信部に供給すると共
に、前記受信信号の周波数範囲と異なる前記送信信号の
周波数範囲にある第2の基準信号を前記送信部に供給す
ることを特徴とする。In the radio of the present invention, a baseband signal obtained by frequency-converting a local oscillation signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the modulated reception signal is obtained. A frequency-modulated transmission signal is obtained by frequency-converting a reception section that demodulates and outputs reception data, and a signal obtained by modulating transmission data in the base band based on a local oscillation signal whose frequency is approximately equal to the center frequency of the transmission signal. And a transmitter for outputting, wherein a reference signal generator supplies a first local oscillation signal within the frequency range of the received signal to the receiver and the transmission different from the frequency range of the received signal. A second reference signal within a frequency range of the signal is supplied to the transmitter.
【0009】また望ましくは、前記基準信号発生器は、
電圧制御発振部と、この電圧制御発振部の出力信号を分
周する分周器と、参照信号を発生する基準発振器と、前
記分周器の出力信号の周波数と前記基準発振器からの参
照信号の周波数とを比較して差分信号を出力する比較器
と、前記差分信号から不要信号成分を除去するフィルタ
部とを具備し、低域通過フィルタ部の出力電圧に応じて
前記電圧制御発振部の出力信号の周波数を制御する可変
周波数発振器であって、前記電圧制御発振部は前記第
1、第2の局部発振信号に対応した複数の制御特性を有
し、前記フィルタ部は前記第1、第2の局部発振信号に
対応した複数の不要信号成分除去特性を有することによ
り、前記第1、第2の局部発振信号を交互に切り替える
ことを特徴とする。Preferably, the reference signal generator is
A voltage controlled oscillator, a frequency divider for dividing the output signal of the voltage controlled oscillator, a reference oscillator for generating a reference signal, a frequency of the output signal of the frequency divider and a reference signal from the reference oscillator. Comprising a comparator for comparing the frequency and outputting a difference signal, and a filter unit for removing unnecessary signal components from the difference signal, the output of the voltage controlled oscillator according to the output voltage of the low-pass filter unit A variable frequency oscillator for controlling the frequency of a signal, wherein the voltage controlled oscillator has a plurality of control characteristics corresponding to the first and second local oscillation signals, and the filter unit has the first and second By having a plurality of unnecessary signal component removal characteristics corresponding to the local oscillation signal, the first and second local oscillation signals are alternately switched.
【0010】また本発明の無線機においては、変調され
た受信信号の中心周波数とほぼ等しい周波数の基準信号
を出力する基準信号発生器の出力信号に基づきその受信
信号を周波数変換することにより得られる基底帯域信号
を復調して受信データを出力する受信部と、基底帯域で
送信データを変調した信号を局部発振器からの基準信号
に基づき周波数変換することにより中間周波数の変調信
号に変換し、その中間周波数の変調信号を前記基準信号
発生器の出力信号により周波数変換することにより、周
波数変調された送信信号を出力する送信部とを備えたこ
とを特徴とする。Further, in the radio device of the present invention, it can be obtained by frequency-converting the received signal based on the output signal of the reference signal generator which outputs the reference signal having the frequency substantially equal to the center frequency of the modulated received signal. A receiving unit that demodulates the baseband signal and outputs received data, and a signal that modulates the transmitted data in the baseband is frequency-converted based on the reference signal from the local oscillator to convert it to an intermediate-frequency modulated signal, and the intermediate And a transmitter for outputting a frequency-modulated transmission signal by frequency-converting the frequency-modulated signal with the output signal of the reference signal generator.
【0011】また本発明の無線機においては、基底帯域
で送信データを変調した信号を送信信号の周波数とほぼ
等しい周波数の基準信号を出力する基準信号発生器の出
力信号に基づき周波数変換することにより、周波数変調
された送信信号を出力する送信部と、周波数変調された
受信信号を前記基準信号発生器の出力信号により中間周
波数の変調信号に変換し、その中間周波数の変調信号を
局部発振器からの基準信号に基づき周波数変換すること
により得られる基底帯域信号を復調して受信データを出
力する受信部とを備えたことを特徴とする。Further, in the radio device of the present invention, the signal obtained by modulating the transmission data in the base band is frequency-converted based on the output signal of the reference signal generator which outputs the reference signal having the frequency substantially equal to the frequency of the transmission signal. , A transmitter that outputs a frequency-modulated transmission signal, and the frequency-modulated reception signal is converted into an intermediate-frequency modulation signal by the output signal of the reference signal generator, and the intermediate-frequency modulation signal from the local oscillator. And a receiver for demodulating a baseband signal obtained by frequency conversion based on a reference signal and outputting received data.
【0012】[0012]
【作用】本発明の無線機は複数の周波数帯域の基準信号
を出力可能な基準信号発生器を用いて直接変換方式の送
受信部を構成することにより、送信周波数、受信周波数
が大きく離調している場合にも一つの基準信号発生器で
送受信可能となる。In the radio device according to the present invention, the transmission and reception frequencies are largely detuned by constructing the direct conversion type transmission / reception unit using the reference signal generator capable of outputting the reference signals in a plurality of frequency bands. Even if there is, it is possible to transmit and receive with one reference signal generator.
【0013】また送受信部を直接変換方式、ヘテロダイ
ン方式のハイブリッドで構成することによりそれぞれの
方式の欠点を補完しつつ、小型軽量化の要求を満たした
無線機を提供することができる。Further, by constructing the transmitting / receiving unit by a hybrid of a direct conversion system and a heterodyne system, it is possible to provide a wireless device which satisfies the demands for downsizing and weight saving while complementing the drawbacks of each system.
【0014】[0014]
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例について
説明する。 (実施例1)図1は、本発明たる無線機の第1の構成を
示す図である。基準信号源106に対して図面上側が受
信装置の構成を示しており、図面下側が送信装置の構成
を示している。本実施例では、送信装置、受信装置共、
ダイレクトコンバージョン(直接変換)無線方式の構成
を示しており、以下にダイレクトコンバージョン無線方
式について説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. (Embodiment 1) FIG. 1 is a diagram showing a first configuration of a wireless device according to the present invention. The upper side of the figure with respect to the reference signal source 106 shows the configuration of the receiving apparatus, and the lower side of the figure shows the configuration of the transmitting apparatus. In this embodiment, both the transmitter and the receiver are
The configuration of the direct conversion wireless system is shown, and the direct conversion wireless system will be described below.
【0015】概略的には、ダイレクトコンバージョン受
信方式は受信した高周波(Radio Frequency )信号を、
これと略同じ周波数の基準信号によって、一回の周波数
変換操作でベースバンドに周波数変換して検波を行う無
線方式であり、送信方式、受信方式は信号の流れから見
れば逆の操作であるため、ここではまず受信方式につい
て詳しく説明する。アンテナ部101より受信された高
周波信号は高周波増幅器102aで増幅され、高周波フ
ィルタ103aを通過した後、2チャネルに分けられ、
周波数変換器104a1 、a2 において、基準信号源1
06からの受信高周波信号とほぼ同じ周波数の搬送波と
ミキシングされる。基準信号源106は90°移相器1
05aを介して、第1の周波数変換器104a1 、第2
の周波数変換器104a2 にそれぞれ接続されている。
受信された高周波信号は第1、第2の周波数変換器10
4a1 、104a2 によって90°の位相関係にある基
底周波数信号に変換され、ローパスフィルタ108a1
、108a2 を通過後、ベースバンドアンプ109a1
、109a2 によって増幅され、A/D変換器110
a1 、110a2によってディジタル信号に変換された
後、ディジタル復調部111aで通常の直交検波で用い
られる検波方式、例えば遅延検波等によって検波され
る。この後、通信路符号化(復号)112a、音声符号
化(復号)113a等によって音声が再生される。In general, the direct conversion receiving system converts the received high frequency (Radio Frequency) signal into
This is a wireless system that performs detection by converting the frequency to the baseband in one frequency conversion operation using a reference signal of approximately the same frequency as this, and the transmission method and the reception method are reverse operations from the viewpoint of the signal flow. First, the receiving method will be described in detail. The high frequency signal received from the antenna unit 101 is amplified by the high frequency amplifier 102a, passed through the high frequency filter 103a, and then divided into two channels,
In the frequency converters 104a1 and a2, the reference signal source 1
The received high frequency signal from 06 is mixed with a carrier wave having substantially the same frequency. The reference signal source 106 is a 90 ° phase shifter 1
05a through a first frequency converter 104a1 and a second frequency converter 104a1
Of the frequency converter 104a2.
The received high frequency signal is transmitted to the first and second frequency converters 10
4a1 and 104a2 convert into a base frequency signal having a phase relationship of 90 °, and the low-pass filter 108a1
, 108a2 and then the baseband amplifier 109a1
, 109a2 and A / D converter 110
After being converted into a digital signal by a1 and 110a2, the digital demodulation unit 111a detects the signal by a detection method used for normal quadrature detection, for example, delay detection. After that, the voice is reproduced by the channel coding (decoding) 112a, the voice coding (decoding) 113a, and the like.
【0016】以上の構成によるダイレクトコンバージョ
ン受信方式は、受信高周波信号を直接、基底帯域信号に
変換するため、中間周波数を持たず、原理的にイメージ
応答が存在しないという利点を有する。このため従来の
ヘテロダイン方式の高周波段に通常使用されているイメ
ージ除去用の急峻で高価なフィルタが不要であり、他の
システムの干渉波のみを減衰させるための比較的広帯域
で安価な高周波フィルタ103aで置き換えられるとい
う利点がある。The direct conversion reception system having the above configuration has the advantage that it does not have an intermediate frequency and in principle has no image response because it converts the received high frequency signal directly into a baseband signal. Therefore, a steep and expensive filter for image removal which is usually used in the conventional high frequency stage of the heterodyne system is unnecessary, and a relatively wide band and low frequency filter 103a for attenuating only interference waves of other systems is inexpensive. It has the advantage of being replaced with.
【0017】また、従来のヘテロダイン方式で必要であ
った、中間周波数段の高価なチャネル選択用セラミック
フィルタや周波数変換用基準水晶等を用いる必要もな
い。さらに基底周波数のチャネル選択用のフィルタ10
8a1 、108a2 は近年のLSI技術の進歩によりL
SI化可能となっており、ヘテロダイン方式で使用され
ていた中間周波数フィルタよりも小形化・低価格化が図
れるという利点がある。Further, it is not necessary to use an expensive intermediate frequency stage ceramic filter for channel selection, a reference crystal for frequency conversion, etc., which are required in the conventional heterodyne system. Further, a filter 10 for selecting a channel of the base frequency
8a1 and 108a2 are L due to recent advances in LSI technology.
It is possible to realize SI, and there is an advantage that it can be made smaller and less expensive than the intermediate frequency filter used in the heterodyne system.
【0018】この様な理由により、ダイレクトコンバー
ジョン受信方式を用いた無線機は、従来のヘテロダイン
受信方式を用いた無線機と比較して、小形化・低価格化
を実現することが可能となる。For this reason, the radio device using the direct conversion reception system can be made smaller and less expensive than the radio device using the conventional heterodyne reception system.
【0019】ここで、検波方式がアナログ方式の場合に
は、ベースバンドアンプ109a1、109a2 の後段
のA/D変換器を省き、例えば乗算器・加算器などを用
いて検波を行なうことも可能である。また、周波数変換
器の後段のACカップリング107a1 、107a2 は
周波数変換器で生じた直流成分によってアンプ109a
1 、109a2 が飽和すること防ぐためのものであり、
これを挿入することにより直流成分を有効に除去するこ
とが可能となる。Here, when the detection method is an analog method, it is possible to omit the A / D converter in the subsequent stage of the baseband amplifiers 109a1 and 109a2 and perform detection using, for example, a multiplier / adder. is there. Further, the AC couplings 107a1 and 107a2 in the subsequent stage of the frequency converter are connected to the amplifier 109a by the DC component generated in the frequency converter.
To prevent 1 and 109a2 from saturating,
By inserting this, the DC component can be effectively removed.
【0020】また図1では、90°移相器105a、1
05bの互いに90°の移相差を有する出力信号を、そ
れぞれ周波数変換器104a1 、104a2 に入力して
いるが、このような構成とする代わりに、基準信号源1
06の出力信号を一方の周波数変換器104a1 に入力
し、基準信号源106の出力信号に対して位相を90°
進み、または遅らせる90°移相器を介して、その90
°移相器の出力を周波数変換器104a2 に入力するこ
ととしてもよい。また高周波増幅器102aと高周波フ
ィルタ103aの順序はシステムの仕様により配置を逆
にすることも可能である。Further, in FIG. 1, 90 ° phase shifters 105a, 1a
Output signals 05b having a phase shift difference of 90 ° from each other are input to the frequency converters 104a1 and 104a2, respectively. Instead of such a configuration, the reference signal source 1
The output signal of No. 06 is input to one of the frequency converters 104a1 and its phase is 90 ° with respect to the output signal of the reference signal source 106.
90 degrees through a 90 ° phase shifter that leads or slows
The output of the phase shifter may be input to the frequency converter 104a2. The order of the high-frequency amplifier 102a and the high-frequency filter 103a can be reversed depending on the system specifications.
【0021】次に図1を用いて、ダイレクトコンバージ
ョン送信方式について説明する。送信方式では受信方式
と逆の順序で信号処理がされており、音声符号化113
b、通信路符号化112bされた信号は、ディジタル変
調111bされた後、D/A変換器110b1 、110
b2 によってアナログ信号に変換される。この信号は、
アンチエリアジングフィルタ108b1 、108b2 を
通過後、周波数変換器104b1 、104b2 によっ
て、直接無線周波数に周波数変換される。ここで周波数
変換器104b1 、104b2 には基準信号源106と
90°移相器105bによって生成された互いに90°
の位相差のある基準搬送波信号がそれぞれ供給されてい
る。周波数変換器104b1 、b2 によって無線周波数
に周波数変換された信号は、高周波フィルタ103bに
よって高調波成分が除去された後、電力増幅器102b
によって電力増幅された後、アンテナ部101によって
空中に放射される。Next, the direct conversion transmission system will be described with reference to FIG. In the transmission method, signal processing is performed in the reverse order of the reception method.
b, the channel-coded signal 112b is digitally modulated 111b, and then D / A converters 110b1 and 110b.
It is converted into an analog signal by b2. This signal is
After passing through the anti-aliasing filters 108b1 and 108b2, the frequency is directly converted into a radio frequency by the frequency converters 104b1 and 104b2. Here, the frequency converters 104b1 and 104b2 have 90 ° relative to each other generated by the reference signal source 106 and the 90 ° phase shifter 105b.
The reference carrier signals having the phase difference of are respectively supplied. The signal whose frequency has been converted into the radio frequency by the frequency converters 104b1 and b2 has its harmonic component removed by the high frequency filter 103b, and then the power amplifier 102b.
After power amplification by the antenna unit 101, it is radiated into the air by the antenna unit 101.
【0022】このダイレクトコンバージョン送信方式に
おいても、受信方式の場合と同様に、中間周波数段のチ
ャネルフィルタや基準発振器などが不要となるため、従
来の無線機と比較して部品点数の削減が実現出来、送信
機の小形化・低価格化を図ることができる。なお高周波
増幅器102bと高周波フィルタ103bの順序は、シ
ステムの仕様によっては逆でもかまわない。Also in this direct conversion transmission system, as in the case of the reception system, a channel filter in the intermediate frequency stage, a reference oscillator, etc. are not required, so that the number of parts can be reduced as compared with the conventional radio equipment. It is possible to reduce the size and cost of the transmitter. The order of the high frequency amplifier 102b and the high frequency filter 103b may be reversed depending on the specifications of the system.
【0023】次に本発明の無線機を用いるのに適する通
信システムの例について説明する。図2はこの通信シス
テムにおける送信、受信周波数の割当て等を説明するた
めの図である。Next, an example of a communication system suitable for using the wireless device of the present invention will be described. FIG. 2 is a diagram for explaining transmission and reception frequency allocation in this communication system.
【0024】図2上段には、この通信システムにおける
送信、受信周波数の割当ての例を示す。この例では移動
局から無線基地局への通信を上り周波数帯、無線基地局
から移動局への通信を下り周波数帯で行なうこととす
る。例えば移動局側からすると、図2の201が受信帯
域、202が送信帯域として割り当てられる。203は
送信、受信周波数間隔を示す。そして204は受信周波
数帯域201における1つの受信チャネルであり、20
5は送信周波数帯域202における1つの送信チャネル
である。具体的には、受信周波数帯域201に800〜
815MHz、送信周波数帯域202に900〜915
MHz、送信、受信周波数間隔203に100MHzを
割り当てるとすると、送信、受信の各周波数帯域幅は1
5MHzとなる。通常、単独の周波数シンセサイザの切
り替え可能な周波数帯域は中心周波数の5%程度である
ため、800〜915MHzの帯域を一つの周波数シン
セサイザでカバーすることは不可能である。The upper part of FIG. 2 shows an example of allocation of transmission and reception frequencies in this communication system. In this example, communication from the mobile station to the wireless base station is performed in the up frequency band, and communication from the wireless base station to the mobile station is performed in the down frequency band. For example, from the mobile station side, 201 in FIG. 2 is assigned as a reception band and 202 is assigned as a transmission band. Reference numeral 203 indicates a transmission / reception frequency interval. 204 is one reception channel in the reception frequency band 201, and 20
5 is one transmission channel in the transmission frequency band 202. Specifically, in the reception frequency band 201, 800 to
815 MHz, 900 to 915 in the transmission frequency band 202
Assuming that 100 MHz is assigned to the frequency band 203 for transmission and reception, the frequency bandwidth for transmission and reception is 1
It becomes 5 MHz. Normally, the frequency band that can be switched by a single frequency synthesizer is about 5% of the center frequency, so it is impossible to cover the band of 800 to 915 MHz with a single frequency synthesizer.
【0025】また本システムにおいては送信周波数帯域
が受信周波数帯域よりも低い場合について説明したが、
この例と逆に、送信周波数帯域が受信周波数帯域よりも
高い場合についても同様である。In this system, the case where the transmission frequency band is lower than the reception frequency band has been described.
The same applies to the case where the transmission frequency band is higher than the reception frequency band, contrary to this example.
【0026】次に時分割多重接続(Time Division Mult
iple Access )方式を用いて、通信を行なう場合の送
信、受信チャネルのタイムスロットの構成例を図2下段
に示す。(a)は受信チャネルのタイムスロットの構成
例であり、(b)は送信チャネルのタイムスロットの構
成例である。受信チャネルは図2の受信周波数帯域20
1の内の1つの受信チャネルが割り当てられており、同
様に送信チャネルは送信周波数帯域202の内の1つの
送信チャネルが割り当てられている。各チャネルは単位
時間毎にR1 〜Rn 、T1 〜Tn に分割されており、複
数の移動局にタイムスロットを割り当てることにより、
周波数の共有化を図っている。またこの例では移動局の
送信、受信のタイミングを分離して、送信チャネル、受
信チャネルのタイムスロットが交互に割り当てられる方
式を示している。Next, time division multiple connection
The lower part of FIG. 2 shows a configuration example of time slots of transmission and reception channels when communication is performed using the iple access) method. (A) is a configuration example of a time slot of a reception channel, and (b) is a configuration example of a time slot of a transmission channel. The reception channel is the reception frequency band 20 of FIG.
One of the reception channels is allocated to one of the transmission frequency bands 202, and one of the reception channels of the transmission frequency band 202 is allocated to the transmission channel. Each channel is divided into R1 to Rn and T1 to Tn for each unit time. By allocating time slots to a plurality of mobile stations,
We are trying to share frequencies. In this example, the transmission and reception timings of the mobile station are separated and the time slots of the transmission channel and the reception channel are alternately assigned.
【0027】次に図3から図6に基準信号源106の構
成例を示す。図3(a)は基準信号源の第1の構成例で
ある。第1の基準発振器302は周波数可変発振器であ
り、その発振信号が出力端306から出力されると共
に、周波数変換器301に入力される。周波数変換器3
01には第1の基準発振器302と第2の基準発振器3
03からの信号が注入されており、周波数変換器301
の出力信号はフィルタ304を介して305の出力端3
05から出力される。Next, FIGS. 3 to 6 show examples of the configuration of the reference signal source 106. FIG. 3A shows a first configuration example of the reference signal source. The first reference oscillator 302 is a variable frequency oscillator, and its oscillation signal is output from the output end 306 and also input to the frequency converter 301. Frequency converter 3
01 includes a first reference oscillator 302 and a second reference oscillator 3
03 signal is injected and the frequency converter 301
Output signal of 305 through filter 304
It is output from 05.
【0028】ここで第1の基準発振器302の出力信号
の周波数と出力端305、306からの出力信号の周波
数との関係を図3(b)に示す。第1の基準発振器30
2の出力信号の周波数をF2 とすると、出力端306に
は第1の基準発振器302の出力信号がそのまま出力さ
れるため、出力端306の出力信号の周波数もF2 とな
る。第2の基準発振器303の出力信号の周波数をfc
とすると、第1の基準発振器302の出力信号が周波数
変換器301により、 F3 = F2 +fc F1 = F2 −fc なる2つの成分に周波数変換される。フィルタ304で
は所望のF1 の周波数のみを選択し、F2 、F3 の周波
数を除去するため、出力端305からの出力信号の周波
数はF1 となる。例えば図2に示した通信システムに応
用する場合には、第1の基準発振器302の発振周波数
F2 の範囲を900〜915MHzとし、第2の基準発
振器303の発振周波数fc を100MHzとすればよ
い。The relationship between the frequency of the output signal of the first reference oscillator 302 and the frequency of the output signal from the output terminals 305 and 306 is shown in FIG. 3 (b). First reference oscillator 30
Assuming that the frequency of the second output signal is F2, the output signal of the first reference oscillator 302 is output to the output terminal 306 as it is, and thus the frequency of the output signal of the output terminal 306 is also F2. The frequency of the output signal of the second reference oscillator 303 is set to fc
Then, the output signal of the first reference oscillator 302 is frequency-converted by the frequency converter 301 into two components of F3 = F2 + fc F1 = F2-fc. Since the filter 304 selects only the desired frequency of F1 and removes the frequencies of F2 and F3, the frequency of the output signal from the output end 305 becomes F1. For example, when applied to the communication system shown in FIG. 2, the oscillation frequency F2 of the first reference oscillator 302 may be set to 900 to 915 MHz, and the oscillation frequency fc of the second reference oscillator 303 may be set to 100 MHz.
【0029】このように図1の基準信号源106を構成
すれば、可変の基準発振器単独では(F2 −F1 )のよ
うに広範囲の周波数を出力可変とすることができない場
合にも、広範囲に出力信号の周波数を変化させることが
可能となる。By constructing the reference signal source 106 of FIG. 1 in this way, even if the variable reference oscillator alone cannot change the output of a wide range of frequencies such as (F2-F1), it outputs a wide range. It is possible to change the frequency of the signal.
【0030】図4に基準信号源の第2の構成例を示す。
出力端405から第1の基準発振器402の発振信号が
出力され、出力端406からは、フィルタ404を介し
て第1、第2の基準発振器の出力信号を周波数変換した
信号が出力される点で、図3に示す基準信号源の第1の
構成例と相違する。すなわち、第1の基準発振器402
の出力信号の周波数をF1 とすると、出力端405から
出力される信号の周波数はF1 となり、第2の基準発振
器403の出力信号の周波数をfc とすると、周波数変
換器401でF2 、F4 の周波数成分が合成され、フィ
ルタ404によりF1 、F4 等の周波数成分が除去さ
れ、出力端406から出力される信号の周波数はF2 =
F1 +fc となる。FIG. 4 shows a second configuration example of the reference signal source.
The oscillation signal of the first reference oscillator 402 is output from the output end 405, and the signal obtained by frequency-converting the output signals of the first and second reference oscillators is output from the output end 406 via the filter 404. 3 is different from the first configuration example of the reference signal source shown in FIG. That is, the first reference oscillator 402
If the frequency of the output signal of F is F1, the frequency of the signal output from the output terminal 405 is F1, and if the frequency of the output signal of the second reference oscillator 403 is fc, the frequency of the frequency converter 401 is F2 and F4. The components are combined, the frequency components such as F1 and F4 are removed by the filter 404, and the frequency of the signal output from the output end 406 is F2 =
It becomes F1 + fc.
【0031】例えば図2に示した通信システムに応用す
る場合には、第1の基準発振器402の発振周波数F1
の範囲を800〜815MHzとし、第2の基準発振器
403の発振周波数fc を100MHzとすればよい。For example, when applied to the communication system shown in FIG. 2, the oscillation frequency F1 of the first reference oscillator 402 is
Is set to 800 to 815 MHz, and the oscillation frequency fc of the second reference oscillator 403 is set to 100 MHz.
【0032】次に図5に基準信号源の第3の構成例を示
す。502、503はそれぞれ第1、第2の基準発振器
である。第1、第2の基準発振器の出力信号は周波数変
換器501により周波数変換され、変換された信号がフ
ィルタ504−a、bを介して出力端505、506よ
りそれぞれ出力される。Next, FIG. 5 shows a third configuration example of the reference signal source. Reference numerals 502 and 503 are first and second reference oscillators, respectively. The output signals of the first and second reference oscillators are frequency-converted by the frequency converter 501, and the converted signals are output from the output terminals 505 and 506 via the filters 504-a and b, respectively.
【0033】ここで、第1、第2の基準発振器の出力信
号の周波数をそれぞれF5 、fc とすると、周波数変換
器の出力は(F5 +fc )、(F5 −fc )となる。し
たがって(F5 +fc )、(F5 −fc )がそれぞれ送
信周波数帯域、受信周波数帯域と一致するよう、第1、
第2の基準発振器の発振周波数を設定しておくことによ
り、周波数変換後の出力信号は送信周波数、受信周波数
となる。例えば図2に示した通信システムに応用する場
合には、第1の基準発振器501の発振周波数F5 の範
囲を850〜865MHzとし、第2の基準発振器の発
振周波数fc を50MHzとすれば、これらの出力信号
を周波数変換することにより、F1 (800〜815M
Hz)、F2 (900〜915MHz)の信号を合成す
ることができる。If the frequencies of the output signals of the first and second reference oscillators are F5 and fc, the output of the frequency converter is (F5 + fc) and (F5-fc). Therefore, it is necessary to make (F5 + fc) and (F5 -fc) match the transmission frequency band and the reception frequency band, respectively.
By setting the oscillation frequency of the second reference oscillator, the output signal after frequency conversion becomes the transmission frequency and the reception frequency. For example, in the case of application to the communication system shown in FIG. 2, if the oscillation frequency F5 of the first reference oscillator 501 is set to 850 to 865 MHz and the oscillation frequency fc of the second reference oscillator is set to 50 MHz, these By converting the frequency of the output signal, F1 (800-815M
Hz) and F2 (900 to 915 MHz) signals can be combined.
【0034】次に図6に基準信号源の第4の構成例を示
す。602、603は第1、第2の基準発振器であり、
604−a、bはフィルタ、607は第1、第2の基準
発振器の動作を制御する制御回路である。フィルタ60
4−a、bはそれぞれ基準発振器602、603の出力
信号のうち、送信周波数帯域、受信周波数帯域以外の成
分を除去するためのものである。ここで第1の基準発振
器602の出力信号の周波数をF1 、第2の基準発振器
603の出力信号の周波数をF2 とすると、図2に示し
た通信システムに応用する場合には、F2 の範囲を90
0〜915MHz、F1 の範囲を800〜815MHz
とすればよい。また、制御回路607により、第1、第
2の基準発振器の出力信号を選択的に出力するよう制御
してもよいし、また第1、第2の基準発振器の出力信号
が同時に出力されるよう制御してもよいし、第1、第2
の基準発振器の出力信号の出力レベルを制御してもよ
い。特に第1、第2の基準発振器を選択的に動作させる
よう動作させれば、送信、受信の一方のみを行なう場合
にも、他方の基準信号発振器の動作を停止させることが
できるため、基準信号発振器の全体の消費電力を低減す
ることができる。Next, FIG. 6 shows a fourth configuration example of the reference signal source. Reference numerals 602 and 603 denote first and second reference oscillators,
Reference numerals 604-a and b are filters, and 607 is a control circuit that controls the operations of the first and second reference oscillators. Filter 60
4-a and 4-b are for removing components other than the transmission frequency band and the reception frequency band from the output signals of the reference oscillators 602 and 603, respectively. Assuming that the frequency of the output signal of the first reference oscillator 602 is F1 and the frequency of the output signal of the second reference oscillator 603 is F2, the range of F2 can be set in the application to the communication system shown in FIG. 90
0-915MHz, F1 range 800-815MHz
And it is sufficient. Further, the control circuit 607 may be controlled to selectively output the output signals of the first and second reference oscillators, or the output signals of the first and second reference oscillators may be simultaneously output. May be controlled, first, second
The output level of the output signal of the reference oscillator may be controlled. In particular, when the first and second reference oscillators are selectively operated, the operation of the other reference signal oscillator can be stopped even when only one of transmission and reception is performed. The overall power consumption of the oscillator can be reduced.
【0035】また図2に示した通信システムにおいて、
例えば受信周波数R1 を用いて基地局からの信号を受信
するときに、送信周波数T1 を用いて基地局への送信を
行うように、送信、受信周波数が常に予め定められた周
波数差を有するようにチャネル選択を行なうシステム構
成を採用する場合には、図3〜図6に示したいずれの基
準信号源をも利用することができるのに対し、図6に示
した基準信号源を用いる場合には、送信、受信周波数を
それぞれ独立に変化させることができるので、図2に示
した通信システムの構成に関わらず、どのような通信シ
ステムに対しても柔軟に対応できる。In the communication system shown in FIG.
For example, when a signal from a base station is received using the reception frequency R1, transmission and reception frequencies should always have a predetermined frequency difference so that transmission to the base station is performed using the transmission frequency T1. When the system configuration for channel selection is adopted, any of the reference signal sources shown in FIGS. 3 to 6 can be used, whereas when the reference signal source shown in FIG. 6 is used, Since the transmission frequency and the reception frequency can be independently changed, it is possible to flexibly cope with any communication system regardless of the configuration of the communication system shown in FIG.
【0036】また図6に示した基準信号源では、第1、
第2の基準発振器の回路部分を1チップ内に構成するこ
とができるので、それぞれの基準発振器の回路構成要素
の特性のばらつきを抑えることができるメリットを有
し、出力端605、606での信号出力レベル比のばら
つきを小さくすることができる。In the reference signal source shown in FIG. 6, the first,
Since the circuit portion of the second reference oscillator can be configured in one chip, there is an advantage that it is possible to suppress variations in the characteristics of the circuit components of the respective reference oscillators, and the signals at the output terminals 605 and 606 can be suppressed. It is possible to reduce variations in the output level ratio.
【0037】また第1、第2の基準発振器の回路部分の
特性のばらつきを小さくできることにより、基準信号源
の出力レベルの調整が容易になる。通常、送信、受信に
用いる周波数変換器に注入される信号振幅、電力等には
制約があり、基準信号源からの信号レベルを調整するこ
とが必要であるが、第1、第2の基準発振器の回路部分
が共通の基板上の構成されていれば、個々の特性のばら
つきが小さくなるので、それぞれ別々に調整しなくても
よい。Further, since it is possible to reduce variations in the characteristics of the circuit portions of the first and second reference oscillators, it becomes easy to adjust the output level of the reference signal source. Normally, there are restrictions on the signal amplitude, power, etc. injected into the frequency converter used for transmission and reception, and it is necessary to adjust the signal level from the reference signal source. However, the first and second reference oscillators are required. If the circuit portion of 1 is configured on a common substrate, variations in individual characteristics are reduced, and therefore it is not necessary to adjust each separately.
【0038】次に本実施例の無線機に好適な基準信号源
たる周波数シンセサイザの構成について、図7〜図10
を用いて説明する。図7は、周波数シンセサイザの第1
の構成例を示す図である。1001は基準信号発振器、
1002は位相比較器、1003は第1のスイッチ、1
004−a、bはそれぞれ第1、第2のループフィル
タ、1005−a、bはそれぞれ第2、第3のスイッ
チ、1006は電圧制御発振器(VCO)、1007は
可変分周器、1008は制御装置である。Next, the configuration of the frequency synthesizer which is a reference signal source suitable for the wireless device of this embodiment will be described with reference to FIGS.
Will be explained. FIG. 7 shows a first frequency synthesizer.
It is a figure which shows the structural example. 1001 is a reference signal oscillator,
1002 is a phase comparator, 1003 is a first switch, 1
004-a and b are first and second loop filters respectively, 1005-a and b are second and third switches respectively, 1006 is a voltage controlled oscillator (VCO), 1007 is a variable frequency divider, and 1008 is control. It is a device.
【0039】基本的な動作は以下の通りである。電圧制
御発振器1006からの信号が可変分周器1007を介
して位相比較器1002に入力される。位相比較器10
02には基準信号発振器1001からの信号も入力され
ており、位相比較器1001ではこれら2つの入力信号
の位相の差分に比例した電圧を出力する。この電圧に応
じた信号がループフィルタ1004を介して電圧制御発
振器1006に伝達されると、電圧制御発振器1006
の出力信号の周波数が変化する。この動作を繰り返すこ
とにより、位相比較器の出力電圧が一定となり、電圧制
御発振器の発振周波数が安定する。また発振周波数を変
えるには、可変分周器の分周数を変化させればよい。The basic operation is as follows. The signal from the voltage controlled oscillator 1006 is input to the phase comparator 1002 via the variable frequency divider 1007. Phase comparator 10
The signal from the reference signal oscillator 1001 is also input to 02, and the phase comparator 1001 outputs a voltage proportional to the phase difference between these two input signals. When a signal corresponding to this voltage is transmitted to the voltage controlled oscillator 1006 via the loop filter 1004, the voltage controlled oscillator 1006
The frequency of the output signal of changes. By repeating this operation, the output voltage of the phase comparator becomes constant and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator becomes stable. To change the oscillation frequency, the frequency division number of the variable frequency divider may be changed.
【0040】ここでこの周波数シンセサイザにおいて
は、電圧制御発振器1006が図8に示すような複数の
制御特性を有することを特徴とする。そして制御装置1
008の制御信号により、電圧制御発振器は同一の電圧
制御範囲に対して、選択的に制御パターンを切り替えら
れるものとする。例えば、図7のように、第1高周波発
振部1006−a、第2高周波発振部1006−bの2
つの発振モードを有する場合に、低周波発振部動作時に
は、周波数の低い領域(図8のF1 )で周波数シンセサ
イザの発振周波数が制御され、逆に高周波発振部動作時
には、周波数の高い領域(図8のF2 )で周波数シンセ
サイザの発振周波数が制御される。また目標とする発振
周波数に応じて、ループフィルタ1004−a、bを選
択する制御を行なう。Here, the frequency synthesizer is characterized in that the voltage controlled oscillator 1006 has a plurality of control characteristics as shown in FIG. And the control device 1
The control signal of 008 allows the voltage controlled oscillator to selectively switch control patterns in the same voltage control range. For example, as shown in FIG. 7, two of the first high-frequency oscillator 1006-a and the second high-frequency oscillator 1006-b are used.
In the case of having two oscillation modes, the oscillation frequency of the frequency synthesizer is controlled in the low frequency region (F1 in FIG. 8) during the operation of the low frequency oscillation unit, and conversely, in the high frequency region (F1 of FIG. 8) during the operation of the high frequency oscillation unit. F2) controls the oscillation frequency of the frequency synthesizer. In addition, control is performed to select the loop filters 1004-a, b according to the target oscillation frequency.
【0041】このような制御特性を有する周波数シンセ
サイザによれば、単一の特性を有する周波数シンセサイ
ザではカバーすることができなかった広範囲にわたって
出力周波数を変化させることが可能となる。また電圧制
御発振器の発振特性を選択的に設定できるため、必要な
周波数範囲のみを発振させることができ、周波数シンセ
サイザとして発振周波数領域の無駄を省くことができ
る。According to the frequency synthesizer having such a control characteristic, it becomes possible to change the output frequency over a wide range which cannot be covered by the frequency synthesizer having a single characteristic. Further, since the oscillation characteristic of the voltage controlled oscillator can be selectively set, only the required frequency range can be oscillated, and waste of the oscillation frequency region can be eliminated as a frequency synthesizer.
【0042】図9に、この周波数シンセサイザの動作状
態の例を示す。縦軸は周波数、横軸は時間を表わす。ま
た#1は発振周波数の高い制御領域、#2は発振周波数
の低い制御領域を示す。電圧制御発振器1006は時刻
t1 に低周波発振モードに切り替えられ、周波数シンセ
サイザは発振周波数f1 で安定するよう動作する。そし
て発振周波数をf2 に切り替える場合には、時刻t2 に
おいて、制御装置1008により電圧制御発振器100
6が高周波発振モードに切り替えられ、周波数シンセサ
イザは発振周波数f2 で安定するように動作する。以
下、時刻t3 、t5 において、発振周波数をf1 に切り
替えるために、電圧制御発振器を低周波発振モードで動
作させ、時刻t4 、t6 において、発振周波数をf2 に
切り替えるために、電圧制御発振器を高周波発振モード
で動作させるよう制御を行なう。このような周波数制御
を行なうことにより、期間T1 、T3 、T5では周波数
f1で通信を行い、期間T2 、T4 では周波数f2で通
信を行なうことができる。FIG. 9 shows an example of the operating state of this frequency synthesizer. The vertical axis represents frequency and the horizontal axis represents time. Further, # 1 indicates a control region where the oscillation frequency is high, and # 2 indicates a control region where the oscillation frequency is low. The voltage controlled oscillator 1006 is switched to the low frequency oscillation mode at time t1, and the frequency synthesizer operates so as to stabilize at the oscillation frequency f1. When the oscillation frequency is switched to f2, the control device 1008 causes the voltage-controlled oscillator 100 to operate at time t2.
6 is switched to the high frequency oscillation mode, and the frequency synthesizer operates so as to stabilize at the oscillation frequency f2. Hereinafter, at times t3 and t5, the voltage controlled oscillator is operated in the low frequency oscillation mode in order to switch the oscillation frequency to f1, and at times t4 and t6, the voltage controlled oscillator is oscillated to a high frequency in order to switch the oscillation frequency to f2. Control to operate in mode. By performing such frequency control, it is possible to perform communication at the frequency f1 in the periods T1, T3 and T5 and to perform communication at the frequency f2 in the periods T2 and T4.
【0043】また図10に、周波数シンセサイザの第2
の構成例を示す。図7に示した第1の構成例と共通部分
については、共通の符号を用いる。第1の構成例とは、
ループフィルタ1004−a、bの出力端に電圧保持回
路1009を付与した点で異なる。電圧保持回路100
9はループフィルタの出力電圧を保持するものであり、
これを挿入することにより、電圧制御発振器の発振モー
ドを切り替えた場合にも、高速に発振周波数を安定させ
ることができる。Further, FIG. 10 shows the second frequency synthesizer.
A configuration example of is shown. Common reference numerals are used for common parts with the first configuration example shown in FIG. 7. The first configuration example is
The difference is that a voltage holding circuit 1009 is added to the output ends of the loop filters 1004-a and b. Voltage holding circuit 100
9 holds the output voltage of the loop filter,
By inserting this, it is possible to stabilize the oscillation frequency at high speed even when the oscillation mode of the voltage controlled oscillator is switched.
【0044】すなわち図7の構成例では、電圧制御発振
器の動作モードに合わせてループフィルタを切り替える
と、動作していない側のループフィルタの出力電圧はグ
ランドに落ちており、再びループフィルタが動作した際
に出力電圧の立ち上がり時間を要するため、発振周波数
を安定させるまでにより多くの時間がかかる。一方、図
10の構成例では、ループフィルタが動作していない場
合にも動作時の出力電圧を保持し続けているので、再び
ループフィルタが動作した際に出力電圧の立ち上がりを
待つ必要がなく、直ちに目標とする発振周波数で安定さ
せることが可能となる。That is, in the configuration example of FIG. 7, when the loop filter is switched according to the operation mode of the voltage controlled oscillator, the output voltage of the loop filter on the non-operating side drops to the ground, and the loop filter operates again. At this time, it takes a longer time to stabilize the oscillation frequency because the rise time of the output voltage is required. On the other hand, in the configuration example of FIG. 10, since the output voltage during operation is kept held even when the loop filter is not operating, there is no need to wait for the output voltage to rise when the loop filter operates again. It becomes possible to immediately stabilize the oscillation frequency at the target.
【0045】なおループフィルタが容量性素子を含む場
合、ループフィルタ自身に電圧保持機能をもたせること
も可能であり、その場合には新たに電圧保持回路付与す
る必要はない。 (実施例2)図11は本発明たる無線機の第2の構成を
示す図である。基準信号源106に対して図面上側の受
信装置の構成において、先に説明した無線機の実施例1
に示した受信装置の構成と共通部分については共通の符
号を用い、動作説明を省略する。本実施例は基準信号源
106に対して図面下側の送信装置の構成が実施例1と
相違するので、以下送信装置について詳細に説明する。When the loop filter includes a capacitive element, the loop filter itself can have a voltage holding function, and in that case, it is not necessary to add a new voltage holding circuit. (Embodiment 2) FIG. 11 is a diagram showing a second configuration of a wireless device according to the present invention. In the configuration of the receiving device on the upper side of the drawing with respect to the reference signal source 106, the first embodiment of the wireless device described above
The same parts as those in the configuration of the receiving device shown in FIG. In the present embodiment, the configuration of the transmission device on the lower side of the drawing with respect to the reference signal source 106 is different from that of the first embodiment, so the transmission device will be described in detail below.
【0046】入力された音声データは音声符号化、通信
路符号化等の信号処理された後、変調部で変調信号に変
換される。この変調信号は低域通過フィルタ1110−
1、2、低周波増幅器1109−1、2を通過した後、
基準発振器1108と90°移相器1107によって生
成された互いに90°の位相差を有する基準信号に基づ
き、周波数変換器1106−1、2により、互いに直交
する中間周波数信号に変換される。これらの互いに直交
する中間周波数信号は加算され、高調波成分をフィルタ
1105で除去し、増幅段1104により増幅された
後、基準信号源1に基づき周波数変換器1103にて送
信搬送周波数に周波数変換される。そして高周波フィル
タ1102により高調波成分が除去された後、電力増幅
器1101により電力増幅され、高周波スイッチまたは
高周波合波器(デュプレクサ)を含むアンテナ部101
から空中放射される。The input voice data is subjected to signal processing such as voice coding and communication channel coding, and then converted into a modulated signal by the modulator. This modulated signal is a low pass filter 1110-
1,2, after passing through the low frequency amplifier 1109-1,2,
Based on the reference signals generated by the reference oscillator 1108 and the 90 ° phase shifter 1107 and having a phase difference of 90 ° with each other, the frequency converters 1106-1 and 2 convert the intermediate frequency signals into mutually orthogonal intermediate frequency signals. These mutually orthogonal intermediate frequency signals are added, the harmonic component is removed by the filter 1105, amplified by the amplification stage 1104, and then frequency-converted to the transmission carrier frequency by the frequency converter 1103 based on the reference signal source 1. It After the harmonic components are removed by the high frequency filter 1102, the power is amplified by the power amplifier 1101 and the antenna unit 101 including the high frequency switch or the high frequency multiplexer (duplexer) is provided.
Emitted from the air.
【0047】このように送信装置を構成すると、周波数
変換が複数回行われるため、周波数変換により生ずるイ
メージ信号除去フィルタの帯域を、周波数変換の各段に
おいて、適宜選択することが可能となるため、それぞれ
のフィルタの負担を軽減することができ、ひいては無線
機全体として良好な特性を得ることができる。When the transmitter is configured as described above, the frequency conversion is performed a plurality of times, so that the band of the image signal removal filter generated by the frequency conversion can be appropriately selected at each stage of the frequency conversion. The load on each filter can be reduced, and good characteristics can be obtained as a whole of the wireless device.
【0048】また送信装置、受信装置共に直接変換方式
を採用した場合と比較すると、本実施例では基準発振器
106は受信周波数帯域を切り替えることができれば十
分であるので、図3〜図6で説明したような複雑な基準
発振器を構成する必要がない。Compared to the case where the direct conversion system is adopted for both the transmitter and the receiver, it is sufficient in the present embodiment that the reference oscillator 106 can switch the reception frequency band. It is not necessary to construct such a complicated reference oscillator.
【0049】さらにダイバーシチ受信方式を採用した通
信システムに応用する場合には、無線機内に複数系統の
受信装置を備えてより品質のよい受信信号を選択するよ
う制御が行われるが、本実施例では部品点数が少なくて
すむ直接変換受信装置を用いており、送信、受信ともス
ーパーヘテロダイン方式を用いた無線機と比較して無線
機全体の小型化を図ることができる。Further, in the case of application to a communication system adopting the diversity reception system, control is performed so that a receiving device of a plurality of systems is provided in the radio to select a reception signal of higher quality. Since the direct conversion receiving device that requires a small number of parts is used, the size of the entire wireless device can be reduced as compared with the wireless device using the super heterodyne system for both transmission and reception.
【0050】なおこの実施例では送信側で基底周波数帯
で直交変調器を用いる方式について説明したが、変調信
号により電圧制御発振器を変調をかける方式を用いても
よい。 (実施例3)図12は本発明たる無線機の第3の構成を
示す図である。基準信号源106に対して図面下側の送
信装置の構成において、先に説明した無線機の実施例1
に示した送信装置の構成と共通部分については共通の符
号を用い、動作説明を省略する。本実施例は基準信号源
に対して図面上側の受信装置の構成が実施例1と相違す
るので、以下受信装置について詳細に説明する。In this embodiment, the method of using the quadrature modulator in the base frequency band on the transmitting side has been described, but a method of modulating the voltage controlled oscillator by the modulation signal may be used. (Embodiment 3) FIG. 12 is a diagram showing a third configuration of a wireless device according to the present invention. In the configuration of the transmission device on the lower side of the drawing with respect to the reference signal source 106, the first embodiment of the wireless device described above
The same parts as those of the transmitter shown in FIG. In this embodiment, the configuration of the receiving device on the upper side of the drawing with respect to the reference signal source is different from that of the first embodiment, and therefore the receiving device will be described in detail below.
【0051】高周波スイッチ、または送受信の分波器
(デュプレクサ)を含むアンテナ部101は送受信共用
であり、アンテナ部101により受信された信号は高周
波増幅器1201により増幅され、イメージ信号の抑圧
のための高周波フィルタ1202を透過後、 基準信号
源106から供給される基準搬送波信号に基づき周波数
変換器1203にて第1中間周波数信号に変換される。
第1中間周波数信号の周波数は基準発振器106の基準
信号の周波数と受信信号周波数との差に対応するため、
基準発振器106の基準信号の周波数を適宜選択するこ
とにより、所望の周波数の中間周波数信号に変換するこ
とができる。例えば受信信号の周波数が800MHzの
ときには、周波数70MHz程度の中間周波数信号を得
るため、基準発振器の周波数を(800−70)MHz
に設定する。The antenna section 101 including a high-frequency switch or a duplexer for transmission / reception is used for both transmission and reception. A signal received by the antenna section 101 is amplified by a high-frequency amplifier 1201 and a high frequency for suppressing an image signal. After passing through the filter 1202, the frequency converter 1203 converts the reference carrier signal supplied from the reference signal source 106 into a first intermediate frequency signal.
Since the frequency of the first intermediate frequency signal corresponds to the difference between the frequency of the reference signal of the reference oscillator 106 and the received signal frequency,
By appropriately selecting the frequency of the reference signal of the reference oscillator 106, it is possible to convert it to an intermediate frequency signal of a desired frequency. For example, when the frequency of the received signal is 800 MHz, the frequency of the reference oscillator is (800-70) MHz in order to obtain an intermediate frequency signal of about 70 MHz.
Set to.
【0052】第1中間周波数に変換された受信信号は増
幅段1204により増幅され、イメージ応答抑圧のため
の中間周波数フィルタ1205を通過後、基準発振器1
208と90°移相器1207によって生成される互い
に直交する基準信号に基づき、周波数変換器1206−
1、2により基底帯域信号に変換される。ここで基準発
振器1208の発振周波数は固定であり、基準発振器1
208の発振周波数は、先の例では70MHzとなる。
そして基底帯域信号は低周波フィルタ1209−1、2
により不要波を除去し、低域通過増幅器1210−1、
2により信号を増幅した後、検波器1211により情報
信号が検波される。そしてデジタル復調部(信号処理
部)、通信路復号化、音声復号化等の処理1212が行
なわれて、音声信号が得られる。ここで検波器1211
はアナログ検波方式でもデジタル検波方式でも可能であ
り、デジタル復調の場合にはアナログ・デジタル変換し
た後、デジタル復調を行なうことも可能である。The reception signal converted into the first intermediate frequency is amplified by the amplification stage 1204, passes through the intermediate frequency filter 1205 for suppressing the image response, and then is passed through the reference oscillator 1.
Based on the mutually orthogonal reference signals generated by the 208 and 90 ° phase shifters 1207, the frequency converter 1206-
It is converted into a baseband signal by 1 and 2. Here, the oscillation frequency of the reference oscillator 1208 is fixed,
The oscillation frequency of 208 is 70 MHz in the above example.
Then, the baseband signals are low-frequency filters 1209-1, 2
Unnecessary wave is removed by the low pass amplifier 1210-1,
After the signal is amplified by 2, the information signal is detected by the detector 1211. Then, processing 1212 such as digital demodulation section (signal processing section), channel decoding, voice decoding, etc. is performed to obtain a voice signal. Here, the detector 1211
Can be an analog detection method or a digital detection method. In the case of digital demodulation, it is also possible to perform digital demodulation after analog-to-digital conversion.
【0053】このように受信装置を構成すれば、増幅
段、周波数変換器等の増幅作用を備えた部分を複数設け
ることができるため、各構成要素に要求される利得仕様
の制限が緩やかになり、受信装置の設計の自由度を高め
ることができる。特に受信装置では如何なるレベルの信
号が受信されるか事前に知ることができないため、ダイ
ナミックレンジの余裕を大きくすることができるのは、
無線機にとって大きな利点となる。If the receiving device is constructed in this manner, a plurality of parts having an amplifying action such as an amplification stage and a frequency converter can be provided, so that the restrictions on the gain specifications required for the respective constituent elements are loosened. The degree of freedom in designing the receiving device can be increased. In particular, since it is not possible for the receiving device to know in advance what level of signal is received, it is possible to increase the margin of the dynamic range.
This is a great advantage for radios.
【0054】また、直接変換受信部を用いる場合と比較
して、中間周波数フィルタ1205を受動素子で構成す
ることが可能であるため、能動フィルタだけによってチ
ャネル選択を行なう直接変換受信装置よりも比較的ダイ
ナミックレンジの広い受信部を構成することも可能であ
るとの利点も有する。Further, as compared with the case where the direct conversion receiving section is used, since the intermediate frequency filter 1205 can be constructed by passive elements, it is comparatively easier than the direct conversion receiving apparatus which performs channel selection only by the active filter. There is also an advantage that it is possible to configure a receiver having a wide dynamic range.
【0055】次にここで説明した第3実施例の別の構成
例を図13に示す。図12を用いて説明した構成例と共
通する部分については共通する符号を用いる。ここでは
図12における周波数変換器1203及び増幅段120
4をイメージ応答抑圧機能を有する周波数変換器130
1で置き換えた点に特徴を有する。Next, another configuration example of the third embodiment described here is shown in FIG. The same reference numerals are used for the portions common to the configuration example described using FIG. Here, the frequency converter 1203 and the amplification stage 120 in FIG.
4 is a frequency converter 130 having an image response suppressing function
It is characterized in that it is replaced by 1.
【0056】イメージ応答抑圧機能を有する周波数変換
器とは、例えば図14(a)、(b)に示す構成のもの
である。図14(a)において、周波数変換部1401
−1、2に入力した信号は、90度移相器1402、基
準信号源1403を介して互いに直交する基準信号に基
づいて、直交する信号成分に周波数変換される。この互
いに直交する信号成分の一方は容量1401−2、帯域
通過フィルタ1405−2を介して加算器1407に入
力され、他方は帯域通過フィルタ1405−1及び90
度移相器1406を介して加算器1407に入力され
る。このような処理を行うと、加算器において入力信号
のイメージ応答の直交成分が互いに打ち消し合い、イメ
ージ応答を抑圧した周波数変換を行なうことができる。The frequency converter having the image response suppressing function has, for example, the structure shown in FIGS. 14 (a) and 14 (b). In FIG. 14A, the frequency conversion unit 1401
The signals input to -1, 2 are frequency-converted into orthogonal signal components based on the reference signals that are orthogonal to each other via the 90-degree phase shifter 1402 and the reference signal source 1403. One of the mutually orthogonal signal components is input to the adder 1407 via the capacitor 1401-2 and the bandpass filter 1405-2, and the other is input to the bandpass filters 1405-1 and 90.
Input to the adder 1407 via the phase shifter 1406. When such processing is performed, the orthogonal components of the image response of the input signal cancel each other in the adder, and the frequency conversion in which the image response is suppressed can be performed.
【0057】なお図14(a)の構成において、90度
移相器1406を除去して、帯域通過フィルタ1405
−2の後段に90度移相器を挿入してもよい。図14
(b)には、第2のイメージ応答抑圧機能を有する周波
数変換器の構成を示す。第1の周波数変換部1411−
1、2に入力した信号は90度移相器1412、基準信
号源1413を介して互いに直交する基準信号に基づい
て、直交する信号成分に周波数変換される。この互いに
直交する信号成分はそれぞれ帯域通過フィルタ1414
−1、2を通過後、90度移相器1416、基準信号源
1417を介して互いに直交する基準信号に基づいて第
2の周波数変換部1415−1、2により周波数変換さ
れ、加算器1418により加算処理がなされる。このよ
うな処理によっても、図14(a)に示したものと同様
に、イメージ応答を抑圧した周波数変換を行なうことが
可能である。In the configuration of FIG. 14A, the 90-degree phase shifter 1406 is removed and the band pass filter 1405 is used.
A 90-degree phase shifter may be inserted after the -2. 14
(B) shows a configuration of a frequency converter having a second image response suppressing function. First frequency conversion unit 1411-
The signals input to 1 and 2 are frequency-converted into orthogonal signal components based on mutually orthogonal reference signals via a 90-degree phase shifter 1412 and a reference signal source 1413. The signal components orthogonal to each other are respectively passed through the band pass filter 1414.
After passing through −1 and 2, the 90 ° phase shifter 1416 and the reference signal source 1417 are used to perform frequency conversion on the basis of the reference signals that are orthogonal to each other, and the adder 1418 performs the frequency conversion. Addition processing is performed. By such processing, it is possible to perform frequency conversion with the image response suppressed, as in the case shown in FIG.
【0058】このようなイメージ応答抑圧機能を有する
周波数変換器においては、周波数変換に伴うイメージ応
答の影響を原理的に除去することができるため、周波数
変換器に前置される高周波フィルタに要求される性能を
軽減することができる。すなわち、従来用いられていた
周波数変換器においては、周波数変換後の出力信号から
所望信号とは別の周波数のイメージ応答の影響を除去す
ることは原理的に不可能であったが、これらの周波数変
換器であれば周波数変換に伴うイメージ応答が発生しな
いため、その周波数変換器の前段において必要となるイ
メージ抑圧用のフィルタよりも、特性の比較的緩やかな
フィルタですむといった製造上の利点がある。In the frequency converter having such an image response suppressing function, the influence of the image response due to the frequency conversion can be removed in principle, so that it is required for the high frequency filter before the frequency converter. Performance can be reduced. That is, in the frequency converter used in the past, it was impossible in principle to remove the influence of the image response of a frequency different from the desired signal from the output signal after frequency conversion. Since a converter does not generate an image response due to frequency conversion, it has a manufacturing advantage that it requires a filter with relatively gentle characteristics compared to the image suppression filter required in the preceding stage of the frequency converter. .
【0059】[0059]
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、基準信号発生器、送受信方式を改善することによ
り、無線機の小型化、軽量化を図ることが可能となる。As described above, in the present invention, by improving the reference signal generator and the transmission / reception system, it is possible to reduce the size and weight of the radio device.
【図1】 本発明の無線機の第1の実施例の構成を示す
図。FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a wireless device of the present invention.
【図2】 本発明の無線機に適する通信システムの周波
数割当ての例。FIG. 2 is an example of frequency allocation in a communication system suitable for the wireless device of the present invention.
【図3】 本発明の無線機に適する基準信号源の第1の
構成例を示す図。FIG. 3 is a diagram showing a first configuration example of a reference signal source suitable for the wireless device of the present invention.
【図4】 本発明の無線機に適する基準信号源の第2の
構成例を示す図。FIG. 4 is a diagram showing a second configuration example of a reference signal source suitable for the wireless device of the present invention.
【図5】 本発明の無線機に適する基準信号源の第3の
構成例を示す図。FIG. 5 is a diagram showing a third configuration example of a reference signal source suitable for the wireless device of the present invention.
【図6】 本発明の無線機に適する基準信号源の第4の
構成例を示す図。FIG. 6 is a diagram showing a fourth configuration example of a reference signal source suitable for the wireless device of the present invention.
【図7】 本発明の無線機に適する周波数シンセサイザ
の構成例を示す図。FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a frequency synthesizer suitable for the wireless device of the present invention.
【図8】 本発明の無線機に適する周波数シンセサイザ
の原理を説明するための図。FIG. 8 is a diagram for explaining the principle of a frequency synthesizer suitable for the wireless device of the present invention.
【図9】 本発明の無線機に適する周波数シンセサイザ
の動作を説明するための図。FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the frequency synthesizer suitable for the wireless device of the present invention.
【図10】 本発明の無線機に適する周波数シンセサイ
ザの別の構成例を示す図。FIG. 10 is a diagram showing another configuration example of the frequency synthesizer suitable for the wireless device of the present invention.
【図11】 本発明の無線機の第2の実施例の構成を示
す図。FIG. 11 is a diagram showing the configuration of a second embodiment of a wireless device of the present invention.
【図12】 本発明の無線機の第3の実施例の構成を示
す図。FIG. 12 is a diagram showing the configuration of a third embodiment of a wireless device of the present invention.
【図13】 本発明の無線機の第3の実施例の別の構成
を示す図。FIG. 13 is a diagram showing another configuration of the third embodiment of the wireless device of the present invention.
【図14】 イメージ応答抑圧機能を有する周波数変換
器の構成を示す図。FIG. 14 is a diagram showing a configuration of a frequency converter having an image response suppressing function.
【図15】 従来の無線機の構成例を示す図。FIG. 15 is a diagram showing a configuration example of a conventional wireless device.
【図16】 従来の無線機の各段の周波数スペクトルを
示す図。FIG. 16 is a diagram showing a frequency spectrum of each stage of a conventional wireless device.
101…アンテナ部、102−a、b…高周波増幅器 103a、b…高周波フィルタ、104a1 、a2 、b
1 、b2 …周波数変換器 105a、b…90°移相器、106…基準信号源 107a、b…ACカップリング、108a1 、a2 、
b1 、b2 …低域通過フィルタ 109a1 、a2 、b1 、b2 …ベースバンドアンプ 110a1 、a2 …A/D変換器、110b1 、b2 …
D/A変換器 111a、b…ディジタル復調器(変調器) 112a、b…通信路符号化器(復号化器) 113a、b…音声符号化器(復号化器)101 ... Antenna part, 102-a, b ... High frequency amplifier 103a, b ... High frequency filter, 104a1, a2, b
1, b2 ... Frequency converter 105a, b ... 90 ° phase shifter, 106 ... Reference signal source 107a, b ... AC coupling, 108a1, a2,
b1, b2 ... Low-pass filter 109a1, a2, b1, b2 ... Baseband amplifier 110a1, a2 ... A / D converter, 110b1, b2.
D / A converters 111a, b ... Digital demodulators (modulators) 112a, b ... Channel encoders (decoders) 113a, b ... Speech encoders (decoders)
Claims (4)
の局部発振信号に基づきその受信信号を周波数変換する
ことにより得られる基底帯域信号を復調して受信データ
を出力する受信部と、 基底帯域で送信データを変調した信号を送信信号の中心
周波数とほぼ等しい周波数の局部発振信号に基づき周波
数変換することにより、送信信号を出力する送信部とを
備えた無線機において、 基準信号発生器は前記受信信号の周波数範囲にある第1
の基準信号を前記受信部に供給すると共に、前記受信信
号の周波数範囲と異なる前記送信信号の周波数範囲にあ
る第2の基準信号を前記送信部に供給することを特徴と
する無線機。1. A receiver for demodulating a baseband signal obtained by frequency-converting the received signal based on a local oscillation signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the received signal to output received data, and a baseband In a radio equipped with a transmitter that outputs a transmission signal by frequency-converting a signal obtained by modulating transmission data based on a local oscillation signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the transmission signal, the reference signal generator is the reception unit. First in the frequency range of the signal
And a second reference signal in the frequency range of the transmission signal different from the frequency range of the reception signal, the radio signal being supplied to the reception unit.
と、この電圧制御発振部の出力信号を分周する分周器
と、参照信号を発生する基準発振器と、前記分周器の出
力信号の周波数と前記基準発振器からの参照信号の周波
数とを比較して差分信号を出力する比較器と、前記差分
信号から不要信号成分を除去するフィルタ部とを具備
し、低域通過フィルタ部の出力電圧に応じて前記電圧制
御発振部の出力信号の周波数を制御する可変周波数発振
器であって、前記電圧制御発振部は前記第1、第2の基
準信号に対応した複数の制御特性を有し、前記フィルタ
部は前記第1、第2の基準信号に対応した複数の不要信
号成分除去特性を有することにより、前記第1、第2の
局部発振信号を出力することができるものであることを
特徴とする請求項1記載の無線機。2. The reference signal generator comprises a voltage controlled oscillator, a divider for dividing an output signal of the voltage controlled oscillator, a reference oscillator for generating a reference signal, and an output of the divider. Comprising a comparator for comparing the frequency of the signal and the frequency of the reference signal from the standard oscillator to output a differential signal, and a filter unit for removing unnecessary signal components from the differential signal, the low-pass filter unit of A variable frequency oscillator for controlling a frequency of an output signal of the voltage controlled oscillator according to an output voltage, wherein the voltage controlled oscillator has a plurality of control characteristics corresponding to the first and second reference signals. The filter unit has a plurality of unnecessary signal component removal characteristics corresponding to the first and second reference signals, and thus can output the first and second local oscillation signals. Claim 1 characterized by the above-mentioned. Radio.
しい周波数の基準信号を出力する基準信号発生器の出力
信号に基づきその受信信号を周波数変換することにより
得られる基底帯域信号を復調して受信データを出力する
受信部と、 基底帯域で送信データを変調した信号を局部発振器から
の基準信号に基づき周波数変換することにより中間周波
数の変調信号に変換し、その中間周波数の変調信号を前
記基準信号発生器の出力信号により周波数変換すること
により、変調された送信信号を出力する送信部とを備え
たことを特徴とする無線機。3. A baseband signal obtained by frequency-converting the received signal based on the output signal of a reference signal generator that outputs a reference signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the modulated received signal is demodulated. The receiving unit that outputs the received data and the signal that is obtained by modulating the transmitted data in the base band are frequency-converted based on the reference signal from the local oscillator to the intermediate frequency modulated signal, and the intermediate frequency modulated signal is converted into the reference signal. And a transmitter that outputs a modulated transmission signal by performing frequency conversion on the output signal of the signal generator.
信信号の周波数とほぼ等しい周波数の基準信号を出力す
る基準信号発生器の出力信号に基づき周波数変換するこ
とにより、変調された送信信号を出力する送信部と、 変調された受信信号を前記基準信号発生器の出力信号に
より中間周波数の変調信号に変換し、その中間周波数の
変調信号を局部発振器からの基準信号に基づき周波数変
換することにより得られる基底帯域信号を復調して受信
データを出力する受信部とを備えたことを特徴とする無
線機。4. A modulated transmission signal is obtained by frequency-converting a signal obtained by modulating transmission data in a base band based on an output signal of a reference signal generator that outputs a reference signal having a frequency substantially equal to the frequency of the transmission signal. By converting the transmitting section that outputs and the modulated received signal to an intermediate frequency modulated signal by the output signal of the reference signal generator, and performing frequency conversion of the intermediate frequency modulated signal based on the reference signal from the local oscillator. A radio unit comprising: a receiving unit that demodulates the obtained baseband signal and outputs received data.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23436493A JP3503964B2 (en) | 1993-09-21 | 1993-09-21 | transceiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23436493A JP3503964B2 (en) | 1993-09-21 | 1993-09-21 | transceiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0795110A true JPH0795110A (en) | 1995-04-07 |
JP3503964B2 JP3503964B2 (en) | 2004-03-08 |
Family
ID=16969857
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23436493A Expired - Lifetime JP3503964B2 (en) | 1993-09-21 | 1993-09-21 | transceiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3503964B2 (en) |
Cited By (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0983595A (en) * | 1995-09-19 | 1997-03-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct conversion receiver |
JPH09168037A (en) * | 1995-12-15 | 1997-06-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct conversion receiver |
JPH09191264A (en) * | 1996-01-08 | 1997-07-22 | Mitsubishi Electric Corp | Transmitter-receiver, receiver, communication system and reception section evaluation device |
JPH10322407A (en) * | 1997-05-16 | 1998-12-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dual band data communication equipment |
WO2000054421A1 (en) * | 1999-03-11 | 2000-09-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio terminal device |
WO2000054420A1 (en) * | 1999-03-11 | 2000-09-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio terminal device |
JP2003518805A (en) * | 1999-12-21 | 2003-06-10 | エリクソン インコーポレイテッド | Frequency generation in CDMA terminal in slot reception mode operation |
WO2003090368A1 (en) * | 2002-04-22 | 2003-10-30 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Image signal cancel type heterodyne reception method and direct conversion orthogonal frequency division multiplex reception method |
KR100663104B1 (en) * | 2003-10-31 | 2007-01-02 | 샤프 가부시키가이샤 | Frequency conversion circuit, radio frequency wave receiver, and radio frequency wave transceiver |
KR100692920B1 (en) * | 2005-11-08 | 2007-03-12 | 충남대학교산학협력단 | Sar measurement system and method of electron wave |
JP2007525877A (en) * | 2003-12-26 | 2007-09-06 | 韓國電子通信研究院 | Direct conversion RF front-end transceiver and its components |
JP2009223627A (en) * | 2008-03-17 | 2009-10-01 | Mitsubishi Electric Corp | Rfid reader/writer |
JP2020504936A (en) * | 2016-12-19 | 2020-02-13 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン(パブル) | System and method for switching a reference crystal oscillator for a transceiver of a wireless device |
-
1993
- 1993-09-21 JP JP23436493A patent/JP3503964B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0983595A (en) * | 1995-09-19 | 1997-03-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct conversion receiver |
JPH09168037A (en) * | 1995-12-15 | 1997-06-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct conversion receiver |
JPH09191264A (en) * | 1996-01-08 | 1997-07-22 | Mitsubishi Electric Corp | Transmitter-receiver, receiver, communication system and reception section evaluation device |
JPH10322407A (en) * | 1997-05-16 | 1998-12-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Dual band data communication equipment |
WO2000054421A1 (en) * | 1999-03-11 | 2000-09-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio terminal device |
WO2000054420A1 (en) * | 1999-03-11 | 2000-09-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio terminal device |
US6449471B1 (en) | 1999-03-11 | 2002-09-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Wireless terminal device |
JP2003518805A (en) * | 1999-12-21 | 2003-06-10 | エリクソン インコーポレイテッド | Frequency generation in CDMA terminal in slot reception mode operation |
WO2003090368A1 (en) * | 2002-04-22 | 2003-10-30 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Image signal cancel type heterodyne reception method and direct conversion orthogonal frequency division multiplex reception method |
US7558189B2 (en) | 2002-04-22 | 2009-07-07 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Image signal cancel-type heterodyne reception method and direct conversion orthogonal frequency division multiplexing reception method |
KR100663104B1 (en) * | 2003-10-31 | 2007-01-02 | 샤프 가부시키가이샤 | Frequency conversion circuit, radio frequency wave receiver, and radio frequency wave transceiver |
JP2007525877A (en) * | 2003-12-26 | 2007-09-06 | 韓國電子通信研究院 | Direct conversion RF front-end transceiver and its components |
KR100692920B1 (en) * | 2005-11-08 | 2007-03-12 | 충남대학교산학협력단 | Sar measurement system and method of electron wave |
JP2009223627A (en) * | 2008-03-17 | 2009-10-01 | Mitsubishi Electric Corp | Rfid reader/writer |
JP2020504936A (en) * | 2016-12-19 | 2020-02-13 | テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン(パブル) | System and method for switching a reference crystal oscillator for a transceiver of a wireless device |
US10784902B2 (en) | 2016-12-19 | 2020-09-22 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Systems and methods for switching reference crystal oscillators for a transceiver of a wireless device |
US11476877B2 (en) | 2016-12-19 | 2022-10-18 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Systems and methods for switching reference crystal oscillators for a transceiver of a wireless device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3503964B2 (en) | 2004-03-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0813312B1 (en) | Multiband mobile unit communication apparatus | |
EP0979557B1 (en) | Configurable single-chip transceiver integrated circuit architecture | |
US5530929A (en) | Homodyne receiver minimizing oscillator leakage | |
US5511236A (en) | Half duplex RF transceiver | |
KR0143023B1 (en) | Digital telephone | |
US7477886B1 (en) | Cascading-synchronous mixer and method of operation | |
US6415001B1 (en) | System and process for shared frequency source multi-band transmitters and receivers | |
US5825813A (en) | Transceiver signal processor for digital cordless communication apparatus | |
JP3503964B2 (en) | transceiver | |
US20040259518A1 (en) | Multi standard transceiver architecture for wlan | |
US5898907A (en) | Radio transmitter-receiver adopting both a single frequency and a double frequency conversion | |
JP5345858B2 (en) | Device for receiving and / or transmitting radio frequency signals with noise reduction | |
JP3672189B2 (en) | Radio signal receiving apparatus and demodulation processing circuit | |
KR20100111616A (en) | Fsk modulation signal receiver with high sensitivity in low rate mode | |
US7965994B2 (en) | Method and system for an analog zero-IF interface for GSM receivers | |
RU2325758C2 (en) | New architecture for inexpensive/low power analogue transceiver | |
JP3309904B2 (en) | Wireless transceiver | |
US6021164A (en) | Digital radio communication system having reduced phase-locked loop, and its synchronization | |
EP1083673A1 (en) | Radio device and transmitting/receiving method | |
WO2018207499A1 (en) | Wireless communication device and wireless communication method | |
US20020137469A1 (en) | Radio communication apparatus and radio communication method | |
JP2000092021A (en) | Digital broadcast receiver | |
JPH1155142A (en) | Digital satellite broadcasting receiver | |
JP3057522B2 (en) | Transceiver | |
JPH10313261A (en) | Interference wave suppression circuit, interference wave suppression method and radio receiver |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20031205 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20031209 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071219 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081219 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091219 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091219 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101219 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101219 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 8 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 8 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121219 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121219 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131219 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131219 Year of fee payment: 10 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |