JPH0795009A - Digital filter circuit - Google Patents
Digital filter circuitInfo
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- JPH0795009A JPH0795009A JP25899193A JP25899193A JPH0795009A JP H0795009 A JPH0795009 A JP H0795009A JP 25899193 A JP25899193 A JP 25899193A JP 25899193 A JP25899193 A JP 25899193A JP H0795009 A JPH0795009 A JP H0795009A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はオーバサンプリング型デ
ィジタル・アナログ（ＤＡ）変換器におけるディジタル
フィルタ回路に関し、特にサンプリングレートを上げる
ためのディジタルフィルタ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital filter circuit in an oversampling type digital-analog (DA) converter, and more particularly to a digital filter circuit for increasing a sampling rate.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のオーバサンプリング型ＤＡ変換器
を図５を参照して以下に説明する。2. Description of the Related Art A conventional oversampling DA converter will be described below with reference to FIG.
【０００３】入力ディジタルデータは第１のインターポ
レーションフィルタでデータレートが上げられ、更に第
２のインターポレーションフィルタにてデータレートが
上げられ、高くオーバーサンプリングされた入力信号は
ノイズシェーパ回路にてワード長を１ビット或いは数ビ
ットに変換され、ＤＡ変換回路によりアナログ信号に変
換される。ノイズシェーパは、一般に、積分器、１ビッ
ト量子化器をループ内に含むデルタ・シグマ変調器によ
り負帰還回路を構成し、本来周波数について一な量子化
雑音の周波数特性を低周波では雑音レベルを下げ、周波
数が高くなるほど雑音レベルを上げている。そして、Ｄ
Ａ変換器のアナログ信号出力は不図示の低域通過フィル
タによりフィルタリングされ、高域雑音が除去される。The input digital data is increased in data rate by the first interpolation filter, further increased in data rate by the second interpolation filter, and the highly oversampled input signal is inputted by the noise shaper circuit. The word length is converted into 1 bit or several bits and converted into an analog signal by the DA conversion circuit. A noise shaper generally comprises a negative feedback circuit with a delta-sigma modulator that includes an integrator and a 1-bit quantizer in a loop, and has a frequency characteristic of quantization noise that is essentially the same as the frequency, but a noise level at a low frequency. The noise level is raised as the frequency is lowered. And D
The analog signal output of the A converter is filtered by a low pass filter (not shown) to remove high frequency noise.
【０００４】第１のインターポレーションフィルタに
は、通常２倍のオーバーサンプリングを行なうハーフバ
ンドフィルタで構成される。ここでハーフバンドフィル
タとは、帯域内（ナイキスト周波数内）でパスバンド幅
とストップバンド幅を等しくした、奇数タップ数のＦＩ
Ｒ（Finite Impulse Response）フィルタであって、例
えば、RemezのExchange法等によるＦＩＲフィルタ設計
法により求められる係数は、その係数の約半分が零とな
る（なお、ハーフバンドフィルタについては、例えば湯
川著、「オーバーサンプリングＡ−Ｄ変換技術」、日経
ＢＰ社、１９９０年１２月刊、第127頁参照）。The first interpolation filter is usually composed of a half-band filter that performs double oversampling. Here, a half-band filter is an FI with an odd number of taps in which the pass band width and the stop band width are made equal within a band (within the Nyquist frequency).
About an R (Finite Impulse Response) filter, for example, about half of the coefficients obtained by the FIR filter designing method such as Remez's Exchange method are zero. , "Oversampling A-D conversion technology", Nikkei BP, December 1990, p. 127).
【０００５】また、第２のインターポレーションフィル
タには通常くし型特性を有する、移動平均フィルタとい
う次式（１）に示す特性のフィルタが用いられる。As the second interpolation filter, a moving average filter having a characteristic shown by the following equation (1), which usually has a comb-shaped characteristic, is used.
【０００６】[0006]
【数１】 [Equation 1]
【０００７】ここに、Ｎは移動平均フィルタのタップ
数、Ｍは式（１）の括弧内の伝達関数が定める移動平均
フィルタの縦続接続の段数である。またＮはレイト比
（「インターポレーションファクタ」ともいいデータレ
ートの比を意味する）と等しい。Here, N is the number of taps of the moving average filter, and M is the number of cascaded stages of the moving average filter determined by the transfer function in parentheses in the equation (1). Further, N is equal to a rate ratio (also referred to as "interpolation factor", which means a ratio of data rates).
【０００８】この移動平均フィルタの周波数特性（利
得）は次式（２）にて与えられ、周波数ｆ＝１／ＮＴ毎
に大きく減衰するくし型の特性を示し、したがって帯域
内において減衰が生じる。但しＴはサンプリング周期で
ある。The frequency characteristic (gain) of this moving average filter is given by the following equation (2), and exhibits a comb-shaped characteristic in which it greatly attenuates at each frequency f = 1 / NT, and therefore attenuation occurs in the band. However, T is a sampling period.
【０００９】[0009]
【数２】 [Equation 2]
【００１０】このため、この減衰の補正を第１のインタ
ーポレーションフィルタで行う必要がある。Therefore, it is necessary to correct this attenuation with the first interpolation filter.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】前述したように、第１
のインターポレーションフィルタは通常ハーフバンドフ
ィルタで構成される。ハーフバンドフィルタは、係数が
一つ置きに零となるため演算量を半分にすることができ
るとともに、回路規模、ハードウェア量を削減できる。As described above, the first
The interpolation filter of is usually composed of a half band filter. The half-band filter can halve the amount of calculation because every other coefficient becomes zero, and can reduce the circuit scale and the amount of hardware.
【００１２】しかしながら、ハーフバンドフィルタは帯
域内において任意の周波数特性に設計することができな
い。However, the half band filter cannot be designed to have an arbitrary frequency characteristic within the band.
【００１３】このため、ハーフバンドフィルタの他に別
途フィルタを設けて補正するか、あるいはハーフバンド
フィルタを使用せず通常のフィルタを用いて補正する必
要がある。この結果、第１のインターポレーションフィ
ルタの回路規模が増加し、コスト高になるという問題が
生じる。Therefore, it is necessary to provide a filter separately from the half band filter for the correction, or to use the normal filter without using the half band filter. As a result, there is a problem that the circuit scale of the first interpolation filter increases and the cost increases.
【００１４】オーディオ用途等の民生用の安価なＤＡ変
換器においては、上述の理由により第２のインターポレ
ーションフィルタの減衰を補正することは困難であっ
た。In an inexpensive DA converter for consumer use such as audio use, it was difficult to correct the attenuation of the second interpolation filter due to the above reason.
【００１５】ところで、オーディオ用のＤＡ変換器で
は、プリエンファシス処理されている入力信号の再生出
力のディエンファシスフィルタ処理演算が要求される場
合が多い。ディエンファシスフィルタ内蔵のＤＡ変換器
はディエンファシス演算を行う場合と行わない場合とが
有り、外部からコントロール信号等により容易に切り換
える必要がある。By the way, an audio DA converter often requires a de-emphasis filter processing operation of a reproduction output of an input signal which has been pre-emphasized. The DA converter with a built-in de-emphasis filter may or may not perform the de-emphasis operation, and it is necessary to easily switch it by an external control signal or the like.
【００１６】この切り換えの方法として、従来、例えば
特開昭63-83962には、デイエンファシス切換え回路とし
て、出力増幅段（アナログ回路）をディエンファシス処
理機能に固定しておき、入力信号がプリエンファシス処
理されていない場合には入力手段の周波数特性をディジ
タル信号処理によってプリエンファシス特性に切換える
ようにして、出力増幅段の周波数特性の切り換えの必要
性をなくした構成が提案されている。すなわち、特開昭
63-83962では、ディエンファシス処理を行なわない場
合、入力信号はＤＡ変換器前段に設けられたプリエンフ
ァシス特性を有するデイジタルフィルタに切換えられ
る。As a switching method, for example, in Japanese Patent Laid-Open No. 63-83962, an output amplification stage (analog circuit) is fixed to a de-emphasis processing function as a de-emphasis switching circuit, and an input signal is pre-emphasis. It has been proposed that the frequency characteristic of the input means is switched to the pre-emphasis characteristic by digital signal processing when it is not processed, thereby eliminating the need to switch the frequency characteristic of the output amplification stage. That is,
In 63-83962, when the de-emphasis process is not performed, the input signal is switched to the digital filter having the pre-emphasis characteristic provided in the preceding stage of the DA converter.
【００１７】上記特開昭63-83962には、ディエンファシ
ス演算の有無に従いデータパスを切り換える方法が開示
されているが、出力増幅段をディエンファシス特性に固
定しているためプリエンファシス特性を具備する専用の
デイジタルフィルタを別途設けることが必要とされる。The above Japanese Patent Laid-Open No. 63-83962 discloses a method of switching the data path according to the presence / absence of de-emphasis operation. However, since the output amplification stage is fixed to the de-emphasis characteristic, it has a pre-emphasis characteristic. It is necessary to provide a dedicated digital filter separately.
【００１８】ディエンファシスフィルタ内蔵のＤＡ変換
器がディエンファシス演算を行う場合と行わない場合の
切り換え方法としては、さらに、ディジタルフィルタの
フィルタ係数を切り換えるという方法がある。As a switching method when the DA converter with a built-in de-emphasis filter performs the de-emphasis operation and when it does not, there is a method of switching the filter coefficient of the digital filter.
【００１９】したがって、本発明は、前記問題点を解消
し、ディエンファシス演算の有無に従いフィルタの係数
を切り換え制御することにより、オーディオ用途の安価
なＤＡＣにおいても回路規模を増大させることなく、デ
ィエンファシス処理を選択実行するとともに、併せて第
２のインタポレーションフィルタ（移動平均フィルタ）
にて発生する帯域内の減衰をも補正するディジタルフィ
ルタ回路を提供することを目的とする。Therefore, the present invention solves the above-mentioned problems and controls the switching of the filter coefficient according to the presence / absence of de-emphasis calculation, so that the de-emphasis can be performed without increasing the circuit scale even in an inexpensive DAC for audio applications. A second interpolation filter (moving average filter) is also executed along with selective execution of processing.
It is an object of the present invention to provide a digital filter circuit that also corrects the attenuation in the band generated at 1.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】本発明は前記目的を達成
するため、ディエンファシスフィルタと、第１及び第２
のインターポレーション演算手段と、ノイズシェーパ
と、を含み、前記ディエンファシスフィルタはプレエン
ファシスされた入力信号をディエンファシス処理し、前
記第１のインターポレーション演算手段は前記ディエン
ファシス演算手段の出力を入力しデータレートを上げて
出力し、前記第２のインターポレーション演算手段は前
記第１のインターポレーション演算手段の出力を入力し
データレートを更に上げて出力し、該出力は前記ノイズ
シェーパを介してディジタルアナログ変換器に伝達され
るオーバサンプリング型ディジタル・アナログ変換器に
おける前記ディエンファシスフィルタを構成するディジ
タルフィルタ回路であって、前記第２のインターポレー
ション演算手段にて生じる帯域内信号の誤差の補正を行
うための第１群のフィルタ係数と、ディエンファシス処
理のための周波数特性と前記第２のインターポレーショ
ン演算手段にて生じる帯域内信号の誤差の補正の周波数
特性とを合成して成る特性の第２群のフィルタ係数と、
を備え、ディエンファシス処理を行なわない場合には前
記第１群のフィルタ係数が選択され、ディエンファシス
処理を行なう場合には前記第２群のフィルタ係数が選択
されてフィルタ演算を行なうように構成したことを特徴
とするディジタルフィルタ回路を提供する。In order to achieve the above object, the present invention provides a de-emphasis filter and first and second de-emphasis filters.
Interpolation processing means and a noise shaper, the de-emphasis filter de-emphasiss the pre-emphasized input signal, and the first interpolation calculation means outputs the output of the de-emphasis calculation means. The data is input, the data rate is increased and output, the second interpolation operation means inputs the output of the first interpolation operation means, further increases the data rate and outputs, and the output outputs the noise shaper. A digital filter circuit constituting the de-emphasis filter in an oversampling type digital-analog converter which is transmitted to a digital-analog converter via an error of the in-band signal generated in the second interpolation calculating means. The first group for correction of Filter coefficient, a frequency coefficient for de-emphasis processing, and a frequency coefficient for correcting an error of an in-band signal generated by the second interpolation calculating means are combined into a second group of filter coefficients. ,
When the de-emphasis process is not performed, the filter coefficient of the first group is selected, and when the de-emphasis process is performed, the filter coefficient of the second group is selected to perform the filter operation. A digital filter circuit is provided.
【００２１】また、本発明におけるディエンファシスフ
ィルタのディジタルフィルタ回路は巡回型（ＩＩＲ）の
ディジタルフィルタで構成されている。The digital filter circuit of the de-emphasis filter according to the present invention is composed of a cyclic (IIR) digital filter.
【００２２】さらに、本発明においては、ディエンファ
シスフィルタが、第１のインターポレーション演算手段
と第２のインターポレーション演算手段との間に挿入さ
れた構成としてもよい。Further, in the present invention, the de-emphasis filter may be inserted between the first interpolation calculation means and the second interpolation calculation means.
【００２３】そして、本発明においては、好ましくは、
第１のインターポレーション演算手段にハーフバンドフ
ィルタが用いられ、第２のインターポレーション演算手
段にはくし型特性のフィルタが用いられる。In the present invention, preferably,
A half-band filter is used for the first interpolation calculation means, and a comb-shaped filter is used for the second interpolation calculation means.
【００２４】[0024]
【実施例】図面を参照して、本発明の実施例を以下に説
明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００２５】[0025]
【実施例】図１は本発明の第１の実施例に係るデジタル
フィルタが実装されるオーバーサンプリング型ＤＡ変換
器（ＤＡＣ）の概略構成を示すブロック図を示してい
る。1 is a block diagram showing a schematic configuration of an oversampling DA converter (DAC) in which a digital filter according to a first embodiment of the present invention is mounted.
【００２６】図１において、第１のインターポレーショ
ンフィルタは２倍にオーバサンプルするハーフバンドフ
ィルタで構成され、第２のインターポレーションフィル
タはリニアインターポレータである。移動平均フィルタ
演算を２回行うフィルタを特にリニアインターポレータ
という。In FIG. 1, the first interpolation filter is composed of a half-band filter that oversamples by a factor of 2, and the second interpolation filter is a linear interpolator. A filter that performs the moving average filter calculation twice is called a linear interpolator.
【００２７】図２は、図１のブロック図におけるディエ
ンファシスフィルタのシグナルフローグラフの一例を示
している。同図に示すように、このディジタルフィルタ
は、分子分母とも一次の巡回型（ＩＩＲ；Infinite Imp
ulse Response）フィルタで構成されている。具体的に
は、フィルタ出力ｙ（ｎ）は次式（３）にて与えられ
る。FIG. 2 shows an example of a signal flow graph of the de-emphasis filter in the block diagram of FIG. As shown in the figure, this digital filter has a linear denominator and a first-order cyclic type (IIR; Infinite Impedance).
ulse Response) filter. Specifically, the filter output y (n) is given by the following equation (3).
【００２８】 ｙ（ｎ）＝ｂ0ｙ（ｎ−１）＋ｋａ0ｕ（ｎ）＋ｋａ1ｕ（ｎ−１） …（３）Y (n) = b 0 y (n−1) + ka 0 u (n) + ka 1 u (n−1) (3)
【００２９】ここに、ｕ（ｎ）は入力データの現在のサ
ンプル値を表わし、ｕ（ｎ−１）は１サンプル分前の入
力データを、ｙ（ｎ−１）は１サンプル分遅延されたフ
ィルタ出力をそれぞれ表わしている。Here, u (n) represents the current sample value of the input data, u (n-1) is the input data one sample before, and y (n-1) is delayed by one sample. Each represents a filter output.
【００３０】図３は、図２のディジタルフィルタ回路の
具体的構成を示すブロック図を示している。同図に示す
ように、入力されたデータは乗算回路にてフィルタ係数
が乗じられアキュームレータに累算され上式（３）のフ
ィルタ出力が出力される。FIG. 3 is a block diagram showing a specific structure of the digital filter circuit of FIG. As shown in the figure, the input data is multiplied by the filter coefficient in the multiplication circuit and accumulated in the accumulator to output the filter output of the above equation (3).
【００３１】図１の回路において、ディエンファシスフ
ィルタ演算の有無の切り換えは、図２のフィルタの係数
k,a0,a1,b0を切り変えることによって行う。図４に切り
換え回路の一例を示す。In the circuit of FIG. 1, switching of the presence / absence of the de-emphasis filter calculation is performed by changing the coefficient of the filter of FIG.
This is done by switching k, a0, a1, b0. FIG. 4 shows an example of the switching circuit.
【００３２】図４において、k,a0,a1,b0はディエンファ
シスフィルタ演算を行わない場合の係数であり、kD,a0
D,a1D,b0Dはディエンファシスフィルタ演算を行う場合
の係数である。図４に示すように、ディエンファシス選
択信号によりＲＯＭデータの出力信号を選択することに
より係数を切り換えることができる。In FIG. 4, k, a0, a1, b0 are coefficients when the de-emphasis filter operation is not performed, and kD, a0
D, a1D, b0D are coefficients when performing de-emphasis filter calculation. As shown in FIG. 4, the coefficient can be switched by selecting the output signal of the ROM data by the de-emphasis selection signal.
【００３３】上述の構成により、ディエンファシス演算
の有無に関係なく、図２のフィルタを動作させることが
できる。これにより、リニアインタポレータで発生する
帯域内の減衰を同時に補正することができる。With the above configuration, the filter of FIG. 2 can be operated regardless of the presence or absence of de-emphasis calculation. This makes it possible to simultaneously correct the in-band attenuation that occurs in the linear interpolator.
【００３４】ディエンファシスフィルタ演算を行わない
場合には、図２のフィルタ回路の係数k,a0,a1,b0とし
て、リニアインタポレータの帯域内の減衰を補正するた
めの周波数特性を有する係数が与えられる。When the de-emphasis filter calculation is not performed, the coefficients having the frequency characteristic for correcting the attenuation in the band of the linear interpolator are set as the coefficients k, a0, a1, b0 of the filter circuit of FIG. Given.
【００３５】図６に、この場合のディエンファシスフィ
ルタの周波数特性の一例を示す。図６に示すように、帯
域内（ナイキスト周波数内）における高域側において、
リニアインタポレータの帯域内の減衰を補正すべく、フ
ィルタの利得がもち上げられている。FIG. 6 shows an example of frequency characteristics of the de-emphasis filter in this case. As shown in FIG. 6, on the high frequency side in the band (within the Nyquist frequency),
The gain of the filter is raised to compensate for the in-band attenuation of the linear interpolator.
【００３６】またディエンファシスフィルタ演算を行う
場合には、ディエンファシスフィルタの特性とリニアイ
ンタポレータの減衰補正特性の両者を合成して得られる
係数kD,a0D,a1D,b0Dがフィルタ係数に切り換えられフィ
ルタ係数として与えられる。この場合のフィルタの周波
数特性の一例を図７に示す。When performing the de-emphasis filter operation, the coefficients kD, a0D, a1D, b0D obtained by combining both the characteristics of the de-emphasis filter and the attenuation correction characteristics of the linear interpolator are switched to the filter coefficients. It is given as a filter coefficient. FIG. 7 shows an example of the frequency characteristic of the filter in this case.
【００３７】図７において、点線で示す曲線はリニア
インタポレータにおける減衰の補正フィルタの特性であ
り、点線で示す曲線がディエンファシスフィルタの特
性である。曲線のディエンファシス特性は、帯域内の
高周波領域にて、プリエンファシス処理に対応して定め
られる所定の減衰特性を示している。そして実線で示す
曲線がとを重畳して成る所望のフィルタ特性であ
る。In FIG. 7, the curve indicated by the dotted line is the characteristic of the attenuation correction filter in the linear interpolator, and the curve indicated by the dotted line is the characteristic of the de-emphasis filter. The de-emphasis characteristic of the curve shows a predetermined attenuation characteristic determined in correspondence with the pre-emphasis processing in the high frequency region within the band. The curve indicated by the solid line is a desired filter characteristic formed by superimposing and.
【００３８】なお、本実施例では、第１のインタポレー
ション回路の前段にディエンファシスフィルタ回路を設
けた構成のオーバーサンプリング型ＤＡ変換器について
説明したが、本発明は、第１のインタポレーション回路
の後段にディエンファシスフィルタ回路を設けた回路構
成についても、同様にして適用できることは勿論であ
る。In the present embodiment, the oversampling DA converter having the de-emphasis filter circuit provided in the preceding stage of the first interpolation circuit has been described, but the present invention is applicable to the first interpolation circuit. It is needless to say that the same can be applied to the circuit configuration in which the de-emphasis filter circuit is provided in the subsequent stage of the circuit.
【００３９】また、本実施例ではデイジタルフィルタと
して簡易なＩＩＲ型フィルタによる構成を示したが、本
発明はこの構成に限定されず、本発明の原理に準ずる各
種実施態様を含む。In this embodiment, a simple IIR type filter is used as the digital filter, but the present invention is not limited to this structure and includes various embodiments according to the principle of the present invention.
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、ＲＯＭ
に予め第２のインタポーレーションフィルタの帯域内の
減衰を補正するための周波数特性の第１群のフィルタ係
数と、ディエンファシス処理と第２のインタポーレータ
フィルタの減衰補正用の特性を合成して成る第２群のフ
ィルタ係数を選択可能に格納しておき、ディエンファシ
スフィルタ演算処理の必要性の有無に応じていずれか一
方の群の係数を用いることにより、専用の補正フィルタ
を付加する必要なく、回路規模の低減を達成している。As described above, according to the present invention, the ROM
In advance, the filter coefficient of the first group of frequency characteristics for correcting the attenuation within the band of the second interpolation filter, the de-emphasis processing and the characteristics for attenuation correction of the second interpolator filter are combined. It is necessary to add a dedicated correction filter by storing the filter coefficients of the second group, which is made up of, in a selectable manner, and by using the coefficient of one of the groups depending on the necessity of the de-emphasis filter calculation processing. In other words, reduction in circuit scale is achieved.
【００４１】そして、本発明によれば、第１のインタポ
ーレータフィルタとしてハーフバンドフィルタを利用す
ることができ、回路規模を増加させることなく、帯域内
特性が平坦で安価なステレオ用のオーバサンプリング型
ＤＡ変換器を実現することができる。According to the present invention, the half band filter can be used as the first interpolator filter, and the oversampling for stereo, which has a flat in-band characteristic and is inexpensive, can be performed without increasing the circuit scale. Type DA converter can be realized.
【図１】本発明の実施例に係るディジタルフィルタが実
装されたオーバーサンプリング型ＤＡ変換器の構成を示
すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an oversampling DA converter in which a digital filter according to an embodiment of the present invention is mounted.
【図２】本発明の実施例に係るディエンファシスフィル
タのシグナルフローグラフの一例である。FIG. 2 is an example of a signal flow graph of the de-emphasis filter according to the embodiment of the present invention.
【図３】本発明のディジタルフィルタの実施例に係る図
２のフィルタの回路構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a circuit configuration of the filter of FIG. 2 according to an embodiment of the digital filter of the present invention.
【図４】本発明の実施例に係るディジタルフィルタの係
数の切換え回路の一例である。FIG. 4 is an example of a coefficient switching circuit of a digital filter according to an embodiment of the present invention.
【図５】オーバサンプリング型ＤＡ変換器の概略構成を
示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of an oversampling DA converter.
【図６】補正フィルタの周波数特性の一例である。FIG. 6 is an example of frequency characteristics of a correction filter.
【図７】本発明の実施例に係るディエンファシスフィル
タの周波数特性の一例である。FIG. 7 is an example of frequency characteristics of the de-emphasis filter according to the embodiment of the present invention.
１〜４ 乗算回路 ５ 記憶回路 ６，７ 加算回路 k,a0,a1,b0 フィルタ係数 ＤＡＣ ＤＡ変換器 1 to 4 multiplication circuit 5 storage circuit 6 and 7 addition circuit k, a0, a1, b0 filter coefficient DAC DA converter
Claims (5)
２のインターポレーション演算手段と、ノイズシェーパ
と、を含み、 前記ディエンファシスフィルタはプレエンファシスされ
た入力信号をディエンファシス処理し、 前記第１のインターポレーション演算手段は前記ディエ
ンファシス演算手段の出力を入力しデータレートを上げ
て出力し、 前記第２のインターポレーション演算手段は前記第１の
インターポレーション演算手段の出力を入力しデータレ
ートを更に上げて出力し、該出力は前記ノイズシェーパ
を介してディジタルアナログ変換器に伝達されるオーバ
サンプリング型ディジタル・アナログ変換器における前
記ディエンファシスフィルタを構成するディジタルフィ
ルタ回路であって、 前記第２のインターポレーション演算手段にて生じる帯
域内信号の誤差の補正を行うための第１群のフィルタ係
数と、 ディエンファシス処理のための周波数特性と前記第２の
インターポレーション演算手段にて生じる帯域内信号の
誤差の補正の周波数特性とを合成して成る特性の第２群
のフィルタ係数と、を備え、 ディエンファシス処理を行なわない場合には前記第１群
のフィルタ係数が選択され、ディエンファシス処理を行
なう場合には前記第２群のフィルタ係数が選択されてフ
ィルタ演算を行なうように構成したことを特徴とするデ
ィジタルフィルタ回路。1. A de-emphasis filter, first and second interpolation calculation means, and a noise shaper, wherein the de-emphasis filter de-emphasis processes a pre-emphasized input signal, Of the de-emphasis operation means inputs the output of the de-emphasis operation means to increase the data rate and outputs the data, and the second interpolation operation means inputs the output of the first interpolation operation means and outputs the data. A digital filter circuit which forms the de-emphasis filter in an oversampling type digital-analog converter, which outputs at a higher rate and is output to the digital-analog converter via the noise shaper, 2 interpolation calculation means In the first group, the filter coefficient for correcting the error of the in-band signal generated in step 1, the frequency characteristic for the de-emphasis process, and the correction of the error of the in-band signal generated in the second interpolation calculation means And a second group filter coefficient having a characteristic obtained by synthesizing the frequency characteristic of the first group, and the first group filter coefficient is selected when de-emphasis processing is not performed, and when the de-emphasis processing is performed. A digital filter circuit, characterized in that the filter coefficient of the second group is selected to perform a filter operation.
１のインターポレーション演算手段と前記第２のインタ
ーポレーション演算手段との間に挿入されたことを特徴
とするディジタルフィルタ回路。2. A digital filter circuit, wherein the de-emphasis filter is inserted between the first interpolation calculation means and the second interpolation calculation means.
にハーフバンドフィルタを用いた請求項１又は２記載の
ディジタルフィルタ回路。3. The digital filter circuit according to claim 1, wherein a half band filter is used in the first interpolation calculation means.
にくし型特性のフィルタを用いた請求項１又は２記載の
ディジタルフィルタ回路。4. A digital filter circuit according to claim 1, wherein a comb type filter is used as said second interpolation calculating means.
ディジタルフィルタで構成された請求項１又は２記載の
ディジタルフィルタ回路。5. The digital filter circuit according to claim 1, wherein the de-emphasis filter is a cyclic digital filter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25899193A JPH0795009A (en) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | Digital filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25899193A JPH0795009A (en) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | Digital filter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0795009A true JPH0795009A (en) | 1995-04-07 |
Family
ID=17327840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25899193A Pending JPH0795009A (en) | 1993-09-24 | 1993-09-24 | Digital filter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0795009A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017135673A (en) * | 2016-01-29 | 2017-08-03 | オムロン株式会社 | Signal processor, method of controlling signal processor, control program, and record medium |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH044675A (en) * | 1990-04-23 | 1992-01-09 | Canon Inc | Electronic camera |
| JPH05175785A (en) * | 1991-12-25 | 1993-07-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital filter for decimation |
-
1993
- 1993-09-24 JP JP25899193A patent/JPH0795009A/en active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH044675A (en) * | 1990-04-23 | 1992-01-09 | Canon Inc | Electronic camera |
| JPH05175785A (en) * | 1991-12-25 | 1993-07-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Digital filter for decimation |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017135673A (en) * | 2016-01-29 | 2017-08-03 | オムロン株式会社 | Signal processor, method of controlling signal processor, control program, and record medium |
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| A02 | Decision of refusal |
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