JPH07505995A - 連続同位相スイッチド・モード共振コンバータ電源 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 連続同位相スイッチド・モード共振コンバータ電源本発明は、電源に関し、特に 新規な改善された連続同位相スイッチド・モード共振コンバータ電源に関する。

更に、本発明はＸ線装置用の高圧電源の改善に関する。

発明の背景技術 電源は、一般に、１つの特性の電力を別の特性の電力へ変換する電気的装置と見 做される。典型的には、電源は、商用交流（ＡＣ）電力を直流（ＤＣ）電力へ変 換するために、またＤＣ電力をＡＣ電力へ変換するために使用される。時には、 電源は、電力の所定のレベルまたは特性を得るため２回以上の変換を行う。この ような変換は多岐にわたる理由のため望ましいか必要であり、この理由の大半は 周知でありよく理解されており、またこの理由の多くは給電されるべき特定装置 の特性の故に望ましい。更に、電源の動作概念の多くは周知であり、また本発明 が関わるこれらの動作概念に対する改善である。

１つの形式のコンバータは、共振コンバータである。共振コンバータは、電源変 圧器の一次巻線回路における容量性および誘導性素子によって形成される共振回 路を用いる。共振−次巻線回路における電流は、そのキャパシタンスおよびイン ダクタンスの値により確立される固有周波数で交番する。−次巻線電流は、−次 巻線回路の固有共振周波数と同じ周波数で交番する磁束を変圧器に誘起する。

この磁束は、変圧器の二次巻線回路をして一次巻線電流と同じ周波数で交番する 電圧および電流を生じさせる。変圧器がらの出力電圧および電流は、変圧器の一 次側および二次側の巻線数の比によって確立される。共振−次回路へ供給される エネルギは、最終的には電気的出力電力へ変換されて一部の電力が損失により消 費される。このエネルギ変換損および寄生損は、−次共振電流を減衰させ、これ により共振−次回路を再び励起することを必要とする。

共振コンバータは、共振−次電流が再励起される方法に従って連続タイプかある いは不連続タイプかである。連続共振コンバータは、共振−次回路に対して再励 起電流を連続的に供給する。その結果、共振−次回路における電流は、減衰また は変動をほとんど生じることなく所定の調整度を得るに充分なだけ変化させられ る。

不連続共振コンバータは、共振−次回路を再励起するため一次回路へＤＣ電流を 間欠的に切換える。一般に、不連続共振コンバータは、−次巻線で共振する電流 と完全に一致して、即ち同位相で共振−次回路を再励起することはないが、これ は−次回路が再励起される前に固有周波交流が略々あるいは完全に減衰する故で ある。不連続コンバータの電力供給特性は、共振−次回路に対する電力供給の間 欠的間隔間の持続時間を制御することにより調整される。より大きな出力電力が 要求される時は、共振−次回路に対する間欠的エネルギ供給間の時間は減少し、 またその反対である。

不連続共振コンバータは、出力電力レベルを調整する際の高精度が要求されるか あるいは望ましい状況においては選好されない。不連続共振コンバータの動作の 間欠的特性は、ある時間に供給される間欠的電力に比較的大きな変化をもたらす 結果となり、このため非常に高度な調整を不可能あるいは困難にする。不連続共 振コンバータが使用され連続的に比較的高い電力供給塵が要求される場合には、 出力のＡＣ電力は一般に整流器と蓄積コンデンサによってＤＣ電力へ変換される 。

この蓄積コンデンサは、不連続共振コンバータからの電力供給における著しい変 動を吸収し補償するため通常はかなりの大きさのものとなる。更に、共振−次回 路に電流を供給する変圧器および電流スイッチの大きさは更に大きな容量となり 、このため、比較的短い期間に比較的多量の電力を供給しなければならない故に 更にコストが高くなる。

連続共振コンバータは、連続的に更に均一な電力供給を達する能力を提供するの で、構成要素の大きさおよびコストを減少することができる。しかし、連続共振 コンバータを実現することの実際的な難しさがかなりのものであった故に、これ らの考慮の大半は理論的にのみ認識されてきた。著しい難しさの１つは、電力の 調整であった。出力電力に対する比較的高度な制御を獲得するに充分な応答性お よび精度で共振−次回路にエネルギを加えあるいはこの共振−次回路からエネル ギを取出すことは非常に難しいことであった。

連続共振コンバータにおける電力を低減することの１つの理論的な試みは、−次 巻線で固有に振動する電流に抗する方向に電流を切換えることである。この対向 する電流は、−次回路の電流の大きさを低減し、これによりミノＪ出力を低減す る。別の試みは、電流を固有周波数と僅かに異なる周波数で電流を切換えること である。切換えられた電流は固有周波交流と位相が僅かにずれているため、共振 −次回路の共振効果が減衰して出力電力における対応する減少を生じる結果とな る。電力の低減の両方の試みにおける実際的な問題は、切換え電流と固有振動電 流との間の位相差が電流スイッチに切換え中に大量の電力を吸収することを要求 することである。この電力吸収要件は非常に大きいためスイッチを破壊する危険 が存在する。

充分に調整された電源は充分な電力調整を達成するため電力出力を連続的に増減 するので、電力吸収における諸問題は連続共振コンバータを成功裏に実現するこ とに対する著しい妨げとなっていた。これらの制約の故に、通常は、電力変圧器 の一次巻線を駆動するために共振回路ではなくパルス幅変調（ＰＷＭ）駆動回路 がしばしば用いられている。ＰＷＭ電源においては、ＰＷＭドライバのスイッチ により供給される電流量は更に容易に制御される。

連続共振コンバータにおける別の問題は、共振−次電流へ切換えられる電流量を 迅速に調整する能力である。より高い周波数における実際の変圧器の一次巻線と 二次巻線との間の磁束のより良好な結合の故に、電力転送効率はより高い動作周 波数において増加するので、高効率の電源の動作周波数は一般に非常に高（、例 えば１００ＫＨｚまでに達する。金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯ Ｓ−ＦＥＴ）の如き高電力の比較的高速で動作するトランジスタ電流スイッチは ・比較的高い周波数で充分な電流を切換えることができるが、電流スイッチを制 御するには充分に応答性の高い制御信号を得ることは更に非常に難しい。制御信 号は、通常は、電圧または電流の如き出力特性を表わす信号を所要量の出力特性 を表わす予め定めた信号と比較することにより得られるフィードバック信号であ る。電源の応答と、出力条件が補正されるべき決定との間には、固有の時間的遅 れが存在する。多（の用途において望ましいかあるいは必要とされるより高度の 調整精度を結果として得る故に、時間的に遅れが少ない応答が望ましい。

電源用として１つの特に要求される用途は、Ｘ線装置におけるＸ線管の制御であ る。このＸ線電源は、像形成される特定種類の人体部分に対して最良品質のイメ ージを保証するようい出力電圧レベルを調整する能力を持たねばならない。骨の 如き体部を更に高い密度でＸ線照射するためにはより高い電圧が必要とされ、臓 器の如き柔軟組織をＸ線照射するためにはより低い電圧で充分である。Ｘ線イメ ージの品質は、調整精度およびＸ線管に印加される電圧レベルと直接関連する。

より高い印加電圧は、Ｘ線管に更に大量の「硬い」即ち高エネルギの照射を行わ せる。この硬い照射は、より少ない露光時間によるコントラストを増すことによ って良好なイメージを生じる。人体に対するＸ線の潜在的な損傷効果を低減する ためには、最小露光時間が望ましい。比較的低い印加電圧は「柔らかい」照射レ ベルを生じ、これは良好なイメージの生成にはほとんど役に立たず、総連光時間 を増加する。所要レベルの出力電圧を確立して保持することで、最良のイメージ 品質と、特定用途毎の最小量の露光時間とを得る。

Ｘ線電源は、出力電圧の迅速な変更、即ち短時間に調整しなければならない。

大部分のＸ線管は、Ｘ線が放出されないレベルからＸ線管が導通状態にトリガー されるレベルまでＸ線管電圧を迅速に増加することによってトリガーされる。Ｘ 線管の導通は、電圧を迅速に低下させることにより終了される。Ｘ線管をトリガ ーする電圧の増加とＸ線放射を終了する電圧の減少とは、柔らかいＸ線の放射を 最小化しかつ露光時間を更に正確に制御するため、できるだけ迅速に生じなけれ ばならない。Ｘ線管に印加される高電圧、例えば１５０，０００ボルトが、Ｘ線 管に跨がって不要な点弧を生じることがある。点弧状態は、危険量のエネルギを 発してＸ線管を劣化させる。点弧状態では、出力電圧の供給をほとんど瞬時に終 了することが望ましい。

また、Ｘ線電源は出力電圧レベルをできるだけ所要レベル近くに維持するように 迅速にかつ有効に応答する能力を持たねばならない。この電圧を所要レベルに維 持することは、イメージ品質を変化させ、またおそらくは柔らかいＸ線の望まし くない放射量を結果として生じるおそれのある電圧のリップルおよび電圧の変動 を避ける。あるＸｖｉ像形成用途は、放射Ｘ線の狭いスペクトルを必要とし、Ｘ 線管両端の低いリップルまたは変動は狭いスペクトルのＸ線を生じる上で非常に 重要である。Ｘ線管を導通状態にトリガーすることで電源に接続された負荷を変 化させ、この状態は所要の出力電圧を維持することの難しさを更に増す。出力電 圧の調整における良好な応答性は、Ｘ線電源の満足し得る性能において非常に重 要である。

電圧出力レベルを増し、リップルを減らし、更なる応答性の調整を得るために、 より高い周波数のコンバータが望ましい。例えば、現在得られる最良のＸ線電源 は、約８０乃至１００ＫＨｚの範囲の変換周波数で動作する。

本発明が結果としてもたらしたものは、このような一般的な背景的情報に関する ものであり、また特に本文に記載されない他の更に特定の情報に関するものであ る。

発明の概堡 本発明の一般的特質は、新規な改善された連続同位相スイッチド・モードの高周 波共振コンバータ電源である。スイッチングは、−次共振電流と同位相で生じ、 その時−次共振電流の大きさは各半交番サイクルにおけるゼロ交差点において略 々ゼロの値にある。従って、スイッチング動作中に人足の電力を吸収するために スイッチング−トランジスタは不要である。ゼロ交差点の同位相スイッチングは 、「駆動状態」と呼ばれる電源からの出力電力を増加するため電流が固有周波共 振電流に対して電流が加えられる状態と、「クランプ」状態と呼ばれる電源の出 力電力を減少するため電流が固有周波共振電流から吸収される状態の両方におい て生じる。

本発明の改善の特定の１つの特質は、前の半サイクルにおいて存在した駆動また はクランプ状態とは独立的に、連続共振コンバータの共振−次回路における固有 周波交流の各半サイクルに対する駆動状態またはクランプ状態を得る能力である 。スイッチング・コントローラ、スイッチ・セレクタおよび電流スイッチは、駆 動状態において更に多くの電流を共振−次回路へ供給し、あるいはクランプ状態 において共振交流を自然減衰させる。各半コントローラにおける駆動またはクラ ンプ動作の結果として、より少ない応答の時間的遅れで更に正確かつ有効な電力 の調整が生じる。

本発明の改善の別の特定の特質は、１００ＫＨｚの如き非常に高い周波数におい てさえ、連続共振コンバータの共振−次回路における固有周波交流の半サイクル による駆動またはクランプ動作を制御する決定を迅速に行う能力である。半サイ クル電流検出器は、各半サイクルにおいて流れる電流の大きさを決定し、対応す る半サイクル単位で制御フィードバック信号のレベルを複雑にする。スイッチン グ・コントローラは、制御フィードバック信号のレベルにおける変化に応答して 駆動およびクランプ状態を制御する。その結果、電力調整における強化された応 答性が得られる。

本発明の改善の更に特定の特質は、最も有効な電力調整と連続共振コンバータに おける状態の変更に対する最良の応答性とを得るため、駆動およびクランプ状態 のパターンを確立する能力である。安定な出力条件下の調整を達成するための有 効技術は、半サイクル単位でクランプおよび駆動状態の非常に高い頻度の即ち最 も高度の交番を得ることである。このように動作させることにより、所要の安定 な出力条件に対する最高の感度が得られ、これは安定な条件からの僅かな範囲が 交番する駆動とクランプ状態における適当な変化を直ちに生じることになるため である。一方、所要の安定状態の条件に近づきこれに達するまで、所要の安定な 出力条件からの大きな逸脱がクランプまたはクランプ状態の一貫した適用を結果 としてもたらす故に、著しく変化する条件に対する応答性は妥協によるものでは ない。更にまた、駆動およびクランプ状態のパターンは、フィードバック制御シ ステムの非常に高度な応答性を得ようとする際に時に生じるかなりのオーバーシ ュートまたはハンチング条件を生じることなく有効な程度の応答性を得るように 、実際の条件と所要の条件との間の相違の程度に従って変化させられる。

更にまた、本発明の改善の別の特定の特質は、駆動およびクランプ状態のパター ンを確立するアルゴリズムの能力である。１つの特定のパターンのアルゴリズム は、その時の駆動およびクランプ・パターンを確立するようにフィードバック制 御信号を前の駆動およびクランプ状態の平均を表わすレベルと比較することによ り達成される。別のアルゴリズムは、駆動およびクランプ・パターンを確立する ようにフィードバック制御信号を予め定めた数の前の駆動およびクランプ状態の 加重平均と比較する。この加重平均は、前の状態によるある緩和を依然として達 成しながら、その時の状態に対する応答性を増すように更に後の駆動およびクラ ンプ状態に近づけるバイアスを提供する。別のアルゴリズムは、フィードバック 制御信号のレベルを用いて、フィードバック制御信号により表わされる影響度を 得るように生じる駆動およびクランプ状態の予め定めたパターンを生じる。更に 他のアルゴリズ１、は、フィードバック制御信号のレベルを表わすディジタル信 号の２進律の乗算の結果生じる。これらあるいは他のアルゴリズム例は、本発明 による有効な電力調整のための駆動およびクランプ状態の所要のパターンを達成 　゛するため有効に用いられる。

本発明の改善の別の特質は、共振コンバータの共振−次回路における電流を駆動 しあるいはクランプするための新規なスイッチ形態に関するものである。４個の 電流スイッチのスタックが共振−次回路に導通するように接続される。共振−次 回路は、応答要素の一部である蓄積コンデンサを含み、４個の電流スイッチの２ 個が、駆動状態の半サイクルの間ＤＣ電源からの蓄積コンデンサの充電を制御す る。駆動状態の他の半サイクルにおいて、他の２個の電流スイッチが蓄積サイク ルを放電させる。１対のバイアス・コンデンサが４個の電流スイッチのスタック に跨がって配置されて、電圧バイアスの中間点を確立する。このバイアス中間点 が、駆動およびクランプ状態において電流スイッチに跨がって印加される電圧を 有効に制限する。この電圧を制限することにより、性能または信頼性の低下を生 じることなく多くの状況においてより安い電流スイッチを用いることができる。

更にまた、本発明の改善の別の特質は、導通状態の間に生じる自然発熱を均等に 分配するためにクランプ状態においてどの電流スイッチが導通状態にすべきかを 選択する能力である。クランプ状態は、２つのスイッチのいずれか一方を導通状 態にさせることにより得られる。スイッチ・セレクタが、２つのスイッチをそれ らの間の熱を均等に発散させるように交互のパターンで選択する。クランプ状態 におけるスイッチ間の選択もまた、バイアス中間点を所要のレベルに維持する。

中間点バイアス・コンデンサにより確立されたこのバイアス中間点が予め定めた 範囲の受入れ得る値から外れるならば、スイッチ・セレクタがクランプ状態にお ける交互のパターンでの電流スイッチの制御を停止し、その代わりに中間点バイ アス・コンデンサを充電して中間点バイアスを所要の範囲内に復帰するように電 流スイッチを制御する。その結果、より安い電流スイッチを使用することができ 、クランプ状態において電流スイッチにより消費された電力が均等に分配される 。

本発明の改善の別の特質は、高電圧コンバータに対する電力変圧器に関するもの である。電力変圧器の二次巻線は、複数の印刷回路板（Ｐ　ＣＢ）上の回路トレ ースとして形成され、ＰＣＢは必要な大きさの出力電圧を得るように一つに接続 される。変圧器の閉ループ・コアが、ＰＣＢにおける穴を経てＰＣＢの二次巻線 まで伸びている。−次巻線はコアを囲繞する１枚の板状導体である。二次ＰＣＢ 巻線に対する一次板状導体の位置が、−次巻線と二次巻線との間の巻線間の結合 キャパシタンスを最小化する。−次巻線と二次巻線間のキャパシタンスが、−次 巻線と二次巻線間の電圧における差による実質的な寄生損を生じ得る。この結合 キャパシタンスを最小化することによって損失が減少し効率が増加する。二次巻 線をＰＣＢの導体トレースとすることにより、各トレースは隣接するＰＣＢのト レース相互に対して予め定めた位置に均等に配置される。間隔の均一性は、二次 巻線のＰＣＢトレースを包囲する絶縁の破壊の可能性を少な（し、また巻線間の キャパシタンスにおける変動を少なくする。その結果、変圧器はより少ない破壊 の可能性を呈し、より少ない高価な材料から作ることができ、かつ他の方法では 必要とされる程度および量の絶縁を必要としない。

本発明の改善の別の特質は、供給され得る最大電流量を制限し、かつ電流を送る 周波数または間隔を制限する、電源の電流制限能力である。最大の電流増加率は 予め定められ、このような増加率を越える電流を供給しようとすることが直ちに 電流の供給を禁止することになる。更にまた、過剰電流を供給しようとする各動 作もまたその後の動作が行われ得る間隔を制限する。この間隔は、共振−次回路 の固有周波数より低い頻度で生じる。これらの特徴は、短絡回路あるいは点弧状 態における動作の安全の確保において特に重要である。

本発明の最後の特質は、Ｘ線装置または類似の苛酷な用途を促す実質的な利点を 提供する電源における上記および他の改善の具現である。

本発明およびその範囲の更に完全な理解は、以降に簡単に説明される添付図面、 本発明の現在望ましい実施例の以降の詳細な説明および請求の範囲の参照によっ て得ることができる。

図面の簡単な説明 図１は、本発明の特徴を盛込んだＸ線管用の電源の全体ブロック図、図２は、図 １に示された１つの電源のコントローラ・インターフェース、スイッチ、高電圧 変圧器および高電圧整流器を特に示す本発明の電源の諸特徴の更に詳細なブロッ ク図、 図３は、図２に示された電源において使用される従来のＨ−ブリッジ・スイッチ と接続された高電圧変成器との概略図、図４は、図３に示された如き高電圧変成 器の一次巻線回路における共振正弦波電流を示す波形図、 図５は、図３に示された如き高電圧変成器の共振−次回路へスイッチにより送ら れる同位相電流を示す図４と同じ時間軸を用いる波形図、図６は、図３に示され たものに代わるものとして望ましくは図２に示された電源において用いられる高 電圧変成器の一次巻線に対して共振回路において接続された本発明による改善さ れたスイッチの概略図、図７は、図２に示された電源において用いられる差動増 幅器に対するフィードバック経路において接続された差動増幅器とフィルタおよ び配分回路との概略図、 図８は、図２に示された電源において用いられる半サイクル電流検出器の現在望 ましい形態の概略図、 図９乃至図１９は、全てが図４および図５に示された波形図と共通の時間軸を持 つ図８に示された半サイクル電流検出器に与えられその内部で生じた信号を示す 波形図、 図２０乃至図２３は、図２に示された電源において用いられるアルゴリズム・ス イッチング−コントローラの代替例を示す概略ブロック図、図２４Ａおよび図２ ４Ｂは、図２に示された電源において用いられるスイッチ・セレクタの簡単な機 能ロジックを示す図、図２５は、図２に示されたスイッチ・セレクタにおいて用 いられることが望ましい電流制限回路を持つ電流スイッチの概略図、図２６は、 明瞭にするため一部が破断された図２に示された電源において用いられることが 望ましい改善された高電圧電力変圧器の斜視図、図２７は、図２６における線２ ７−２７に関する図２６の変圧器の閉ループ・コアの断面図、 図２８は、図２６における線２８−２８に関する図２６の変圧器の閉ループ・コ アの部分断面図、 図２９は、図２６における線２９−２９に関する図２６の変圧器の印刷回路板の 二次巻線の組立体の部分拡大断面図である。

詳細な記述 本発明の新規な改善された特徴は、図１に示された電源５ｏの如きＸ線装置用電 源に有効に盛込まれている。図１に示されたＸ線電源５ｏは、５２で示される如 き４８０ポルトで供給される３相電流であることが望ましい周知の商用回線電力 を受取る。この回線電力５２は、整流されたＤＣ電力５６を略々６８０ポルトＤ Ｃで供給する周知の３相全波ブリツジ整流器５４へ与えられる。このＤＣ電力５ ６は、スイッチ５８および５８仄与えられる。制御信号６ｏは、コントローラ・ インターフェース６２により供給されてスイッチ５８および５８′をしてＤＣ電 力５６を高電圧変圧器６４および６４′の一次巻線に流れるよう切換えさせる。

高電圧変圧器６４および６４′は、電圧を予め定めた高レベル、例えば７５゜０ ００ポル）（７５ｋｖ）まで昇圧し、この予め定めた高電圧は従来の高電圧整流 器６６および６６′に与えられる。正の高電圧整流器６６は正の高レベル電圧を 確立し、負の高電圧整流器６６′は負の基準電圧を確立する。高電圧整流器６６ および６６′から得られる正負の電圧は、Ｘ線管６８のアノードとカソードへそ れぞれ与えられる。Ｘ線管６８は、このＸ！９管６８の両端の電圧の急速な増加 により、あるいは図示しない異なる種類のＸ線管のグリッドへ与えられる信号に よって導通状態へトリガーされる。

Ｘ線電源５０のこれらの構成要素は、２つの別個の電源を形成する。正の電圧電 源８０は、コントローラ・インターフェース６２と関連して動作するスイッチ５ ８と正の高電圧変圧器６４と高電圧整流器６６とによって形成されている。負の 電圧電源８０′は、これもまたコントローラ・インターフェース６２と関連して 動作するスイッチ５８′と高電圧変圧器６４′と負の高電圧整流器６６′とによ って形成される。正の電圧電源８０および負の電圧電源８０′は、各電源の高電 圧整流器６６および６６′により供給される出力電圧が反対の極性であることを 除いて略々類似している。本発明の諸特徴は、電圧電源８０．８０′の各々に盛 込まれている。しかし、本発明の特徴は、他の目的に用いられる他の形式の電源 に有効に盛込むこともできる。

従来のマイクロコンピュータまたはプロセッサ７０は、従来の入力装置７２から 入力信号を受取る。プロセッサ７０により与えられた出力信号は、とりわけコン トローラ・インターフェース６２を制御して高電圧整流器６６および６６′によ り与えられる出力電力のレベルを確立する。正の高電圧フィードバック信号７４ は、高電圧整流器６６からコントローラ・インターフェース６２へ与えられる。

正の高電圧フィードバック信号は、整流器６６により与えられる電圧と直接関連 している。正の電流フィードバック信号７６は、高電圧変圧器６４の一次巻線か らコントローラ・インターフェース６２へ与えられる。正の電流フィードバック 信号７６は、高電圧変圧器６４の一次巻線に流れる電流と直接関連している。同 様に、負の高電圧フィードバック信号７４′は、高電圧整流器６６′からコント ローラ・インターフェース６２へ与えられる。負の高電圧フィードバック信号７ ４′は、整流器６６′により与えられる電圧と直接関連している。負の電流フィ ードバック信号７６′は、高電圧変圧器６４の一次巻線からコントローラ・イン ターフェース６２へ与えられる。負の電流フィードバック信号７６′は、高電圧 変圧器６４の一次巻線に流れる電流と直接関連している。高電圧フィードバック 信号７４．７４′および電流フィードバック信号７６．７６′は、コントローラ ・インターフェース６２と関連して動作して、制御信号６０を変化させることに よりＸ線電源５０の２つの電源８０．８０′の電圧および電力出力を制御し調整 する。

ある状況においては、制御信号６０は所要の効果を得るように電源８０．８０′ の各々に対して異なる。

正の電圧電源８０に関する詳細については図２に関して述べる。正の電圧電源８ ０および負の電圧電源８０′の双方における特徴が同じものである故、負の電圧 電源８０′は機能的に同じであるので、正の電圧電源８０と関連する構成要素と 機能のみを後で述べる。

電圧電源８０は、図２において、コントローラ・インターフェース６２と、整流 されたＤＣ電力５６を受取るスイッチ５８と高電圧変圧器６４とこの高電圧変圧 器６４に接続された高電圧整流？！３６６とを含むように示されている。前記ス イッチ５８と高電圧変圧器６４と高電圧整流器６６とに関連するコントローラ・ インターフェース６２の一部のみが示される。

電圧設定点指令信号８２がプロセッサ７０により与えられて、電圧電源８０から の所要の出力電圧のレベルを確立する。この指令信号８２は、電圧フィードバッ ク制御ループの差動増幅器８４の非反転入力端子へ与えられる。差動増幅器８４ に加えて、電圧フィードバック制御ループもまた、整流器６６により与えられた 高電圧出力を検出してこの電圧を比例的に低い電圧フィードバック信号８８に変 換する電圧センサ８６を含んでいる。この電圧センサ８６は、整流器６６により 与えられる正の出力電圧のレベルを差動増幅器８４の動作と両立し得る大きさま で単に低減する適当な容量性のフィルタ動作を持つ抵抗による分圧器ネットワー クであることが望ましい。

電圧フィードバック信号８８は、差動増幅器８４の反転入力端子へ与えられる。

信号８２と８８間の差が電流設定点指令信号９ｏを生じる。電圧制御ループ・フ ィルタおよび配分回路９２が、差動増幅８Ｓ８４の出力と負の入力端子との間に 接続される。このフィルタおよび比例回路９２は、制御の応答を改善して電圧フ ィードバック信号８８のスプリアス成分の影響を低減するフィルタ度を確立する 。フィルタおよび比例回路９２はまた、差動増幅器８４に対する所定の利得度を 確立する。プロセッサ７０からの指令信号９４は、所定のフィルタ動作および利 得の程度を確立するためにフィルタおよび比例回路９２へ与えられる。

電流フィードバック制御ループもまた、電圧電源８ｏの出力電力を調整するため に用いられる。この電流フィードバック制御ループは、電圧フィードバック制御 ループ内に内蔵されている。カスケード形態とも呼ばれるこの内蔵された形態は 、電圧電源８０により与えられるＤＣ出出方圧の電圧レベルを調整する際に両方 の制御ループを有効なものにする。電圧および電流制御ループのカスケード接続 は、ＤＣ出力電圧における電圧変化に対するより迅速で更に安定した応答を提供 し、かつＤＣ出ツノ電圧を固定された電圧レベルに調整する制御ループの能力を 改善する。このフィードバック制御構成はまた、適当な修正により出力電流を制 御するために用いることができる。

前記電流フィードバック制御ループは、フィードバック装置内で電流制御差動増 幅器１０２に跨がって接続された電流検出変圧器９６と、半サイクル電流検出器 ９８と、前記差動増幅器１０２と、電流制御ループ・フィルタおよび比例回路１ ０６とを含んでいる。電流検出変圧器９６は、共振−次回路の一部である変圧器 ６４の一次巻線に流れる電流を検出するように接続されている。この検出変圧器 は、−次共振電流のこのような特性と直接関連するＡＣ周波数および強さを持つ 電流フィードバック信号７６を生じる。

この電流フィードバック信号７６は半サイクル電流検出器９８へ与えられ、この 検出器は半サイクル単位で一次共振電流の強さを決定することにより応答する。

正の各半サイクルにおける一次共振電流の強さは、共振電流の負の各半サイクル の間に共振電流の強さから個々に決定される。半サイクル電流検出器９８は、以 降の各半サイクルの間に電流のピーク強さを表わすアナログ・レベルを持つ電流 レベル信号１００を与える。

前記電流レベル信号１００は差動増幅器１．０２の負の入力端子へ与えられる。

電圧制御差動増幅器８４からの電流設定点指令信号９ｏは、差動増幅ａ１０２の 非反転入力端子へ与えられる。指令信号９ｏと電流レベル信号１００との間の差 は、制御出力信号１０４として与えられる。制御出力信号１０４の一部は、電流 制御ループ・フィルタおよび比例回路１０６を介して差動増幅器１０２の反転入 力端子へフィードバックされる。この電流制御ループ・フィルタおよび比例回路 １０６は、制御ループの利得を確立し、制御応答を改善し、さもなければ制御出 力信号１０４に影響を及ぼず電流レベル信号１００のスプリアス成分を低減する 。

プロセッサ７０は更に、このプロセッサ７ｏにより選択される如き電圧電源８゜ により送られる電力即ち電圧量に従って適正量の利得およびフィルタ動作を確立 する目的のために、制御信号１０８をフィルタおよび比例回路１０６へ与える。

アルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０は、制御出力信号１０４のレ ベルに応答してスイッチ・セレクタ１１４ヘアルゴリズム出力信号１１２を与え る。アルゴリズム出力信号１１２は、どのスイッチ・セレクタ１１４をして制御 出力信号１０４により表わされる調整量を得るように送らせる駆動信号またはク ランプ信号のパターンを表わす。アルゴリズム出力信号１１２は、スイッチ・セ レクタ１１４をしてスイッチ５８に対して対応する駆動信号またはクランプ信号 １１６を与えさせるようにスイッチ・セレクタ１１４によって解釈される。駆　 。

動信号１１６は、スイッチ５８をしてＤＣ電力５６からの電力を高電圧変圧器６ ４の一次巻線に流れるように切換えさせる。−次巻線へ送られる電流は、共振− 次回路において固有周波数で共振する電流と同位相にある。クランプ信号１１６ は、スイッチ５６をして共振−次回路に対する電力５６の供給を終了させて、共 振−次回路のインピーダンスおよび高電圧変圧器６４を介する電力の転送の結果 として、−次巻線において固有周波で共振する電流を減衰させる。

スイッチ・セレクタ１１４をして変圧器６４の一次巻線において正常に共振する 電流と連続的な同位相モードで動作させるため、かつ半サイクル電流検出器９８ の動性を同期させるため、共振−次回路において固有周波共振電流に関するタイ ミング情報が得られねばならない。共振−次回路における共振電流と強いおよび 周波数において直接関連するこのタイミング情報は、電流フィードバック信号７ ６を用いることにより得られる。電流フィードバック信号７６は、ゼロ交差検出 器１１８と、位相コンパレータ１２０により形成される位相ロック・ループ発振 回路と、電圧制御発振８３１２２と、分周器１２４と、タイミング計算回路１３ ４と、スイッチ・セレクタ１１４内部のタイミング・ロジックとを含む回路へ与 えられる。

電流フィードバンク信号７６は、ゼロ交差検出器１１８へ与えられて、ゼロ交差 検出器が正の半サイクルから負の半サイクルへの電流フィードバック信号７６の 遷移と同時に状態を変化する。ゼロ交差検出器１１８からの半サイクル出力即ち 位相（ｉｔ号１２６は、正の半サイクルの間はハイ、即ち正となり、また負の半 サイクルの間はローまたはゼロとなる。この位相信号１２６は、スイッチ・セレ クタ１１４およびアルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０へ与えられ る。

スイッチ・セレクタ１１４およびアルゴリズム・スイッチング・コントローラ１ １０は、位相信号１２６を用いて、電流の正の半サイクルが共振−次回路に流れ ている時と、負の電流の半サイクルが共振−次回路に流れている時とを認識する 。

位相信；；　１２６はまた、位相ロック・ループ発振回路のコンパレータ１２０ へも与えられる。電圧制御発振器１２２は、位相二７ンパレータ１２０がらの出 力信号１２８に応答して、位相信号１２６および電流フィードバック信号７６の 対応する周波数より非常に大きい周波数を持つ高周波出力（ｉ号１３０を生じる 。この高周波出力信号１３０は分周器１２４へ与えられ、これが信号１３０の周 波数を分割して高周波出力信号１３０の周波数の選択された分数でありがっ位相 信号］２６の周波数の数倍である周波数を持つ複数の１８増された周波数信号１ ３２を生じる。分周器１２４は、選択された倍増周波数信号１３２、例えば高周 波出力信号１３０の周波数の１／２乃至１１５１２の範囲の周波数を持つ信号を 生じるようにプログラム可能である。

倍増された周波数信号の１っ１３２ａは、位相信号１２６の周波数と略々同じ周 波数を持つ。位相信号１２６および１３２ａは、位相コンパレータ１２０の入力 端子へ与えられる。位相コンパレータ１２０は、信号１２６．１３２ａの位相関 係を比較して位相差を表わす大きさの出力信号１２８を供給する。電圧制御発振 器１２２は、出力信号１２８に応答して高周波出力信号１３０の周波数を変化さ せる。信号１３０の周波数の変化は、信号１３２ａおよび１２６間の位相エラー がゼロかあるいは持続した一定値のいずれかとなるまで、倍増された周波数信号 １３２の周波数および位相における変化を生じる。ゼロか持続した位相エラー信 号の場合は、信号１３２ａおよび１２６の周波数は等しく、分周器１２４からの 倍増された周波数信号１３２は位相信号１２６および電流フィードバック信号７ ６の周波数の整数倍である。倍増された周波数信号１３２は、各位相信号１２６ の発生中に数分の１の正確な時点を得るために有効であり、これは共振−次回路 に流れる固有周波共振電流の各半サイクル内の分数点と対応する。

倍増された周波数信号１３２は、プログラム可能なロジック・アレイ（ＰＡＬ） として構成されることが望ましいタイミング計算回路１３４へ与えられる。この タイミング計算回路１３４は、倍増された周波数信号１３２の選択されたものを 論理的に組合わせて複数のサンプリングおよび制御信号１３６を得る。サンプリ ングおよび制９０信号１３６は、共振−次回路に流れる固有周波共振電流と同期 して半サイクル電流検出器９８の動作を制御する。４２’５増された周波数信号 １３２はまたスイッチ・セレクタ１１４へも与えられ、ここでこれら信号はスイ ッチ５８へ与えられた駆動信号およびクランプ信号１１６のタイミングを制御す る。駆動信号およびクランプ信号１１６の一次共振電流との同期により、スイッ チ５８は共振−次回路における固有周波共振電流と同位相、かっこの電流のゼロ 点で切換わる。

スイッチ５８の一実施例が従来のＨ−ブリッジ・スイッチとして図３に示される 。このＨ−ブリッジ形態は、以降の記述から明らかなように、本発明の改善の全 てではないがその一部として充分に使用することができる。スイッチ５８は、上 方の入力ノード１３８、下方の入力ノード１４０と、左の出力ノード１４２と、 右の出力ノード１４４とを持つ単相インバータ回路である。ＤＣ電力５６は入力 ノード１３８．１４０に接続され、正のＤＣ電圧は上方の入力ノード１３８に接 続され、負のＤＣ電圧は下方の入力ノード１４０に接続される。高電圧変圧器６ ４の共振−次回路１４６は、左の出力ノード１４２と右の出力ノード１４４との 間に直列に接続されている。左上の電流スイッチ１４８は、上方の入力ノード１ ３８と左の出力ノード１４２の間に接続されている。左上のダイオード１５０は 、左上の電流スイッチ１４８と並列に接続され、かつ左の出力ノード１４２から 上方の入力ノード１３８へのみ電流を通すように指向されている。右上の電流ス イッチ１５２は、上方の入ツノノード１３８および右の出力ノード１４４間に接 続され、ダイオード１５４はスイッチ１５２と並列に接続され、かつ右の出力ノ ード１４４から上方の入力ノード１３８へのみ電流を通すように指向されている 。左下の電流スイッチ１５６は、下方の入力ノード１４０と左の出力ノード１４ ２との間に接続され、左下のダイオード１５８は電流スイッチ１５６と並列に接 続され、かつ下方の入力ノード４０から左の出力ノード１４２へのみ電流を通す ように指向されている。右下の電流スイッチ１６０は、下方の入力ノード１４０ と右の出力ノード１４４との間に接続され、右下のダイオード１６２は電流スイ ッチ１６０と並列に接続され、かつ下方の入力ノードから右の出力ノードへのみ 電流を通すように指向されている。

電流スイッチ１４８．１５２．１５６および１６０は、比較的高い周波数で動作 し得るどんな形式の被制御スイッチでもよい。望ましい実施例においては、金属 酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）が用いられるが、シリコ ン制御整流器（ＳＣＲ）、分離ゲート・バイポーラ−トランジスタ（ＩＧＢＴ） 、サイリスタおよび他の形式のトランジスタもまた一部の用途において用いるこ とができる。ＭＯＳ−ＦＥＴ電流スイッチ１４８．１５２．１５６、および１６ ０は、他の形式の電流スイッチに勝る実質的な利点を有する。ＭＯＳ−ＦＥＴは 、その通電状態の如何に拘わらず非常に迅速に切換わることができる。更に、Ｍ ＯＳ−ＦＥＴは、典型的にはＳＣＲおよびサイリスタよりも高い周波数で動作す ることができる。

実際には、電流スイッチ１４８．１５２．１５６．１６０の各々は、並列に接続 された複数のＭＯＳ−ＦＥＴでもよい。この複数の並列ＭＯ３−ＦＥＴは、各ス イッチの電流搬送能力を増す。しかし、機能的には、電流スイッチ１４８．１５ ２．１５６．１６０の各々に対する複数のＭＯＳ−ＦＥＴは、単一の電流スイッ チとして機能し、単一の電流スイッチとして記載される。

高電圧変圧器６４の一次回路１４６は、この変圧器の一次巻線１６８と直列に接 続された共振誘導子１６４と共振コンデンサ１６６とを含んでいる。電流検出変 圧器９６もまたこの一次回路１４６と直列に接続されている。−次巻線１６８に 流れる電流は、変圧器６４のコア１６９に磁束を生じてこれが二次巻線１７０に 電圧を誘導し、これが更に変圧器６４の二次巻線に電流を流れさせる。二次巻線 １７０の両端の電圧は、−次巻線１６８の巻線数に対する二次巻線１７０の巻線 数の比により一次巻線１６８に跨がる電圧から昇圧される。二次巻ｇ１７ｏの巻 線数は一次巻線１６８の巻線数よりかなり太き（、これにより二次巻線に跨がる 出力電圧を一次巻線１６８に跨がる電圧よりはるかに大きくさせる。巻線比によ り生じるもの以外の二次巻線１７０における電圧に対する影響を低減するために は、−次巻線１６８に跨がる電圧をできるだけ低（維持することが望ましい。

一次巻線１６８と、共振誘導子１６４と、共振コンデンサ１６６とは、共振−次 回路１４６を形成する。共振誘導子１６４と変成器の一次巻線１６８は交番する 極性で磁化し、共振コンデンサ１６６は固有周波共振周波数で周知の方法で交番 する極性で充電し放電することになる。共振−次回路１４６の共振周波数は、共 振誘導子１６４および一次巻線１６８のインピーダンスによって、また共振コン デンサ１６６のキャパシタンスによって確立される。電流検出変圧器９６は、非 常に小さなインダクタンスを持ち、共振−次回路１４．６のリアクタンスに対す る無視し得る影響を有する。高電圧変圧器６４の一次巻線１６８および共振誘導 子１６４のインダクタンスと共振コンデンサ１６６のキャパシタンスとの組合わ せは、共振−次回路１４６が８０．０００乃至１００．０００Ｈｚ（ＬＯＯＫ） ｌｚ）の略々範囲内の固有共振周波数を持つように選定される。共振−次回路１ ４６および一次巻線１６８における電流は、図４に示されるように、正の半サイ クル１７２と負の半サイクル１７４との間で固有共振周波数で正弦波状に振動し ようとする傾向を有する。

出力ノード１４２．１４４においてスイッチ５８により高電圧変圧器６４の一次 回路１４６へエネルギが注入される。エネルギの伝送を最大化しかつ共振−次回 路１４６を連続的に共振させるため、エネルギが出方ッー゛ド１４２および１４ ４において共振−次回路１４６の共振周波数の正と負の両方の駆動パルスで共振 −次回路１４６に流れる固有周波共振電流の半サイクル１７２．１７４と同位相 で一次回路１４６へ注入される。図５は、駆動パルス１７６．１７８と、図４に 示したその電流の半サイクル１７２．１７４と同位相関係と、半サイクル１７２ ．１７４のゼロの点における発生と消滅とを示している。

エネルギの駆動パルスを共振−次回路へ注入するため、電流スイッチ１４６．１ ５２．１５６．１６０が予め定めたシーケンスで駆動信号１１６により付勢され 、これが交番する電流のパルス１７６．１７８（図５）を生じる。電流は、スイ ッチ５８の左の出力ノード１４２から変圧器６４の一次回路１４６を経てスイッ チ５８の右の出力ノード１４４へ、またスイッチ５８の右の出力ノード１４４か ら高電圧変圧器６４の一次回路１４６を経て左の出力ノード１４２へ流れる。電 流スイッチ１４６．１５２．１５６および１６０の各々の通電状態は、スイッチ ・セレクタ１１４（図２）により供給される個々の駆動信号またはクランプ信号 １１６ａ、１１６ｂ、１１６Ｃおよび１１６ｄ　（図２に全体的に）によりそれ ぞれ制御される。

正の駆動パルス１７６を共振−次回路１４６に注入するため、スイッチ・セレク タ１１４から与えられた２つの駆動信号１１６ａおよび１１６ｄ（図２）が、左 」二の電流スイッチ１４８と右下の電流スイッチ１６０とを閉路させる。他の２ つの駆動信号１１６ｂおよび１１６ｃは、右上の電流スイッチ１５２と左下の電 流スイッチ１５６とを開路させる。駆動信号１１６ａおよび１１６ｄの印加は、 共振電流の正の半サイクル１７２と同期されて正の駆動信号１７６を共振電流の 正の半サイクル１７２のゼロのレベルでこれと同位相に開始し終了する。正の上 方の人力ノード１３８から左上の電流スイッチ１４８、左の出力ノード１４２、 共振誘導子１６４、共振コンデンサ１６６、−次巻線１６８および電流検出変圧 器９６を経て右の出力ノード１４４に至る電流経路が確立される。右の出力ノー ド１４４から、電流経路は右下の電流スイッチ１６０を経て下方の入力ノード１ ４０へ至る。整流電力５６が、正の上方の入力ノード１３８から一次回路１４６ を経て負の下方の入力ノード１４０に向けて共振電流の正の半サイクル１７２の 方向に流れる。

負の駆動パルス１７８（図５）を共振−次回路１４６へ注入するため、スイッチ ・セレクタ１１４からの２つの駆動信号１１６ｂおよび１１６ｃ　（図２）が、 右上の電流スイッチ１５２と左下の電流スイッチ１５６を閉路させる。２つの別 の駆動信号１１６ａおよび１１６ｄが、右下の電流スイッチ１６０と左上の電流 スイッチ１４８を開路させる。駆動信号１１６は、共振電流の負の半サイクル１ ７４（図４）と同期させられて、共振電流の負の半サイクル１７４と同位相で負 の駆動パルス１７８（図５）を開始し終了する。電流は、正の上方の入力ノード １３８から右上の電流スイッチ１５２を経て右の出力ノード１４４へ流れる。右 の出力ノード１４４からは、電流は、電流検出変圧器９６と、−次巻線１６８と 、共振コンデンサ１６６と、共振誘導子１６４を経てスイッチ５８の左の出力ノ ード１４２に対する方向に流れる。左の出力ノード１４２からは、電流は、閉路 された左下の電流スイッチ１５６を通って負の下方の入力ノード１４０へ流れる 。

共振−次回路１４６に対してエネルギを加えることが望ましくなければ、電流ス イッチ１４８．１５２．１５６または１６０の１つを閉路することにより共振− 次回路をクランプすることができる。共振−次回路を駆動する代わりにクランプ することにより、電流は共振−次回路において共振周波数で減衰させられる。

インピーダンスは共振−次回路に固有であり、負荷もまた変圧器６４の二次巻線 に接続された負荷から共振−次回路に対して反射される。このインピーダンスは 、共振−次回路１４６がクランプされる時、共振−次エネルギを、またこれによ り出力電流および電圧を減衰させる。このように、高電圧変圧器６４により整流 器６６（図２）へ送られた電流は、エネルギを共振−次回路へ注入するように駆 動パルス１７６．１７８（図５）を選択的に加えることにより、かつエネルギを 減衰させるように共振−次回路を選択的にクランプすることによって制御できる ことが判る。

クランプ条件は、スイッチ・セレクタ１１４（図２）からのクランプ信号１１６ により生成される。−次共振電流が正の半サイクル１７２（図４）の方向に流れ る間にクランプするためには、１つのクランプ信号１１６ｄまたは１１６ａが右 下の電流スイッチ１６０または左上の電流スイッチ１４８をそれぞれ閉路させる が、他の３つの電流スイッチは開路させる。これは、電流が左の出力ノード１４ ２から共振誘導子１６４、共振コンデンサ１６６、−次巻線１６８および電流検 出変圧器９６を経て右の出力ノード１４４に至る正の方向に流れ得る閉路回路を 確立する。

右下の電流スイッチ１６０がクランプ信号１１６ｄにより閉路されるならば、右 の出力ノード１４４から右下の電流スイッチ１６０、左下のダイオード１５８を 経て左の出力ノード１４２に至る経路が完成される。整流電力５６の入力は、開 路した左上の電流スイッチ１４８および右上の電流スイッチ１５２により、また 左上のダイオード１５０および右上のダイオード１５４によりブロックされ、こ れが正の上方の入力ノード１３８からの導通をブロックする。

左上の電流スイッチ１４８がクランプ信号１１６ａにより閉路されると、右の出 力ノード１４４から右上のダイオード１５４および左上の電流スイッチ１４８を 経て左の出力ノード１４２に至る経路が完成される。整流電力５６からの電流は 、開路した左下の電流スイッチ１５６および左下のダイオード１５８、および開 路した右下の電流スイッチ１６０および右下のダイオード１６２によってブロッ クされ、これらが共働して負の下方の入力端子１４０に対する電流をブロックす る。

一次共振電流が負の半サイクル１７４（図４）の方向に流れる間にクランプする ためには、左下の電流スイッチ１５６または右上の電流スイッチ１５２の選択さ れた一方がスイッチ・セレクタ１１４（図２）からの１つのクランプ信号１１６ ｃまたは１１６ｂによってそれぞれ閉路されるが、他の３つの電流スイッチは他 の３つのクランプ信号１１６によって開路された状態に保持される。このように 、右の出力ノード１４４から電流検出変圧器９６、高電圧変圧器６４の一次巻線 １６８、共振コンデンサ１６６および共振誘導子１６４を経て左の出力ノード１ ４２に至る経路が負の電流に対して確立される。

クランプ信号１１６ｃが左下の電流スイッチ１５６を閉路させたならば、左の出 力ノード１４２から左下の電流スイッチ１５６および右下のダイオード１６２を 経て右の出力ノード１４４に至る電流経路が完成される。整流電力５６からの電 流は、開路した左上の電流スイッチ１４８および右上の電流スイッチ１５２によ り、また左上のダイオード１５０および右上のダイオード１５４によってブロッ クされ、これらが共働して正の上方の入力ノード１３８からの電流の流れをブロ ックする。

クランプ信号１１６ｂが右上の電流スイッチ１５２を閉路するならば、左の出力 ノード１４２から左上のダイオード１５０および右上の電流スイッチ１５２を閉 路した右の出力ノード１４４に至る経路が完成される。整流電力５６からの電流 は、開路した左下の電流スイッチ１５６および右下の電流スイッチ１６０により 、また左下のダイオード１５８および右下のダイオード１６２によってブロック され、これらが共働して負の下方の入力ノード１４０からの電流の流れをブロッ クする。

クランプ・サイクルの間の閉路された電流スイッチ１４８．１５２．１５６また は１６０に流れる電流は、閉路された電流スイッチがある量のエネルギを消費す ることを要求する。このようなエネルギの消費は、予め定めた閉路された電流ス イッチ１４８．１５２．１５６または１６０をして熱および温度上昇を吸収させ る。過剰な温度上昇は電流スイッチを破損することがある。電流スイッチ１４８ ．１５２．１５６、または１６０により得られるクランプ効果を切換えることに より、このような発熱効果を電流スイッチ間に分散させること力呵能であり、こ れによりクランプによる電流スイッチのどれかの発熱を低減する。

ＭＯＳ−ＦＥＴスイッチは、典型的には、５００ボルトまたは１０００ポルトの いずれかに耐えるように定格が与えられている。５００ポルトに耐えるように設 計されたＭＯＳ−ＦＥＴは、１０００ポルトに耐えるよう設計されたＭＯＳ−Ｆ ＥＴよりも更に広く使用される。大きくなる市場の故に、５００ポルトのＭＯＳ −ＦＥＴは１０００ポルトのＭＯＳ−ＦＥＴより安価である。従って、５００ポ ルトのＭＯＳ−ＦＥＴを使用できることが有利である。しかし、従来のＨ−ブリ ッジ形態（図３）では、各電流スイッチが略々６８０ポルトＤＣである５６にお ける整流電力の全電圧に耐え得ることを要求する故に、５００ボルトのＭＯＳ− ＦＥＴの使用は許されない。

スタック状に配置された５００ボルトＭＯ３−ＦＥＴ電流スイッチを用いるスイ ッチ５８に対する改善されたブリッジ設計が図６に関して示され説明される。

整流電力５６は、正の上方の入力ノード１３８および負の下方の入力ノード１４ ０に接続されている。共振誘導子１６４、共振コンデンサ１６６、−次巻線１６ ８および電流検出変圧器９６を含む共振−次回路１４６は、スイッチ５８の上方 の出力ノード１８０と下方の出力ノード１８２との間に直列に接続されている。

第１の電流スイッチ１８４と並列の第１のダイオード１８６とは、上方の入力ノ ード１３８と上方の出力ノード１８０との間に接続され、ダイオード１８６は上 方の出力ノード１８０から上方の入力ノード１３８へのみ導通するように指向さ れる。第２の電流スイッチ１８８と並列の第２のダイオード１９０とは、上方の 出力ノード１８０と介在する中間点ノード１９２との間に接続されている。この 第２のダイオード１９０は、中間点ノード１９２から上方の出力ノード１８０へ のみ電流を通すように指向されている。第３の電流スイッチ１９４と並列の第３ のダイオード１９６とは、中間点ノード１９２と下方の出力ノード１８２の間に 接続され、第３のダイオード１９６は中間点ノード１９２から中間点ノード１９ ２へのみ電流を通すように指向されている。第４の電流スイッチ１９８と並列の 第４のダイオード２００とは、下方の出力ノード１８２から下方の入力ノード１ ４０に対して接続され、第４のダイオード２００は下方の入力ノード１４０から 下方の出力ノード１８２へのみ電流を通すように指向されている。第１および第 ２の電流スイッチ１８４．１８８は、上方の半ブリッジ２０２を形成し、第３の 電流スイッチ１９４と第４の電流スイッチ１９８とは下方の半ブリッジ２０４を 形成している。

上方の半ブリッジ・コンデンサ２０６は、上方の入力ノード１３８と中間点ノー ド１９２との間に接続され、下方の半ブリッジ・コンデンサ２０８は、中間点ノ ード１９２と下方の入力ノード１４０との間に接続されている。上方の半ブリッ ジ・コンデンサ１９８と下方の半ブリッジ・コンデンサの値は、典型的な公差が 許すものに略々近くなるように選定される。充電されたコンデンサ２０６．２０ ８は、上方の入力ノード１３８から中間点ノード１９２への上方の半ブリッジ２ ０２に跨がる電圧の大きさを、中間点ノード１９２と下方の入力ノード１４０と の間の下方の半ブリッジ２０４に跨がる電圧の大きさに略々等しくさせる分圧器 として働く。各半ブリッジに跨がる電圧は、整流電力５６の電圧の略々半分、即 ち、略々３４０ポルトＤＣである。このように、電流スイッチ１８６．１９ｏ１ １９６および２００は、いずれかの半ブリッジの電流スイッチのいずれかが閉路 され他のものが開路される時に略々３４０ポルトに耐えることを要求されるに過 ぎない。このように、５００ボルトのＭＯＳ−ＦＥＴを図６に示されたスイッチ 構造５８において使用することができる。

共振−次回路１４６へエネルギを加えるため、２つの駆動信号１１６ａおよび１ １６ｄが第１および第４の電流スイッチ１８４．１９８を１４６の電流の正の半 サイクル１７２（図４）と同位相で閉路させる。他の駆動信号１１６ｃおよび１ １６ｂは、第２および第３の電流スイッチ１８８．１９４を開路させる。整流電 力５６からの電流は、正の上方の入力ノード１３８から閉路された第１の電流ス イッチ１８０を経て、共振誘導子１６４、共振コンデンサ１６６、高電圧変圧？ ！３６４の一次巻線１６８および下方の出力ノード１８２に対する電流検出変圧 器９６を介して第１の出力ノード１８４へ流れる。電流は、下方の出力ノード１ ８２から開路された第４の電流スイッチ１９８を経て下方の入力ノード１４０へ 流れる。

負の半サイクル１７４（図４）の間に駆動するため、２つの駆動信号１１６ｂお よび１１６ｃが第２および第３の電流スイッチ１８８．１９４を、共振−次回路 １４６における電流の負の半サイクル１７４（図４）と同位相で閉路させる。

２つの他の駆動信号１１６ａおよび１１６ｄは、第１および第４の電流スイッチ １８４．１９８を開路させる。負の駆動パルス１７８（図５）に対する駆動エネ ルギは、共振コンデンサ１６６の放電によって生じる。上方の出力ノード１８０ から閉路された第２および第３の電流スイッチ１８８．１９４を経て下方の出力 ノード１８２に至る、また下方の出力ノード１８２から電流検出変圧器９６およ び高電圧変圧器６４の一次巻線１６８、共振コンデンサ１６６および共振誘導子 １６４を経てスイッチ５８の上方の出力ノード１８０に至る電流経路が生成され る。

正の半サイクル１７２（図４）の間にクランプするため、クランプ信号１１６ａ または１１６ｄが第１の電流スイッチ１８４または第４の電流スイッチ１９８の 選択された一方をして、共振−次回路１４６における電流の正の半サイクル１７ ２と同位相に閉路させる。他の３つのクランプ信号１１６は、他の３つの電流ス イッチを開路させる。第１の電流スイッチ１８４が閉路される時、上方の入力ノ ード１３８から第１の電流スイッチ１８４を経て上方の出力ノード１８０に至る 、またこれから共振誘導子１６４、共振コンデンサ１６６、−次巻線１６８およ び電流検出変圧器９６を経て下方の出力ノード１８２に至る経路が生成される。

下方の出力ノード１８２から、電流は、第３のダイオード１９６を経て中間点ノ ード１９２へ流れる。中間点ノード１９２における電流は、これから下方の半ブ リッジ・コンデンサ２０８を経て下方の入力ノード１４０へ流れる。このような りランプ動作は、下方の半ブリッジ・コンデンサ２０８を充電して上下の入力ノ ード１３８．１４０の電圧に対して中間点ノード１９２の電圧を上昇させる。

正の半サイクル１７２（図４）もまた、第４の電流スイッチ１９８を閉路するク ランプ信号１１６ｄの印加によってクランプされる。この場合、正の半サイクル １７２は正の上方の入力ノード１３８から上方の半ブリッジ・コンデンサ２０６ を経て中間点ノード１９２へ、中間点ノード１９２から第２のダイオード１９０ を経て第２のダイオード１９０へ流れる。上方の出力ノード１８０からは、電流 は、共振誘導子１６４、共振コンデンサ１６６、−次巻線１６８および電流検出 変圧器９６を経て下方の出力ノード１８２へ流れる。下方の出力ノード１８２か ら、電流は、第４の電流スイッチ１９８を経て下方の入力ノード１４０へ流れる 。正の半サイクル１７２が第４の電流スイッチ１９８を閉路することによりクラ ンプされる時、上方の半ブリッジ・コンデンサ２０６が充電されて中間点ノード １９２の電圧は上下の入力ノード１３８．１４０に対して降下させられる。

電流の負の半サイクル１７４（図４）は、同様な方法でクランプされる。負のク ランプ信号１１６Ｃまたは１１６ｂは、負の半サイクル１７４と同位相で第２お よび第３の電流スイッチ１８８または１９４の選択された１つを閉路するように 印加される。他の３つのクランプ信号１１６は、他の３つの電流スイッチを開路 状態に保持する。負の半サイクル１７４をクランプするため第２の電流スイッチ １８８を閉路する場合、上方の出力ノード１８０から第２の電流スイッチ１８８ を経て中間点ノード１９２に至る電流経路が確立される。中間点ノード１９２か ら、電流は下方の半ブリッジ・コンデンサ２０８を経て負の下方の入力ノード１ ４０へ、また下方の入力ノード１４０から第４のダイオード２００を経て下方の 出力ノード１８２へ流れる。下方の出力ノード１８２から、電流は、電流検出変 圧器９６、−次巻線１６８、共振コンデンサ１６６、および共振−次回路１４６ の共振誘導子１６４を経て上方の出力ノード１８０へ流れる。下方の半ブリッジ ・コンデンサ２０８に流れる電流は、コンデンサ２０８を充電して中間点ノード １９２の電圧を上昇させようとする。

第３の電流スイッチ１９４が負の半サイクル１７４をクランプするため閉路され るならば、電流経路は第２の電流スイッチ１８８から第１のダイオード１８６を 閉路正の上方の入力ノード１３８へ、また上方の半ブリッジ・コンデンサ２０６ を経て中間点ノード１９２に至る。中間点ノード１９２から、電流経路は、第３ の電流スイッチ１９４を経て下方の出力ノード１８２に至り、またここから電流 検出変圧器９６、−次巻線１６８、共振コンデンサ１６６および一次回路の共振 誘導子１６４を経て上方の出力ノード１８０に至る。第１の電流スイッチ１８４ を開路する場合、上方の半ブリッジ・コンデンサ２０６が充電されて中間点ノー ド１９２の電圧を低下させる。

図３に示されたＨ−ブリッジ形態と同様な図６に示された改善されたスイッチ５ ８の形態が、電流スイッチ対を交互に開路することにより、正および負の半サイ クル（図４．１７２．１７４）のゼロ点においてこれと同位相で駆動パルス（図 ５．１７６．１７８）を得ることが明らかである。同様に、両方のスイッチ形態 によるクランプ条件は、２対のスイッチの一方を閉路することにより、かつ正お よび負の半サイクルにおいてクランプする各対のスイッチの選択を切換えること によって達成される。更にまた、クランプ条件における各対の２つのスイッチの 交互の閉路を交互にすることで、破損の危険が経ることからより大きな信頼性を 生じる熱の吸収を分散する。

電圧制御差動増幅器８４およびその関連するフィルタおよび比例回路９２の詳細 については、図７に述べ示される。差動増幅器８４および回路９２の記述が電流 制御差動増幅器１０２（図２）およびその関連するフィルタおよび比例回路１０ ６（図２）にも適用できることを理解すべきである。

差動増幅器８４は、正の、または非反転入力端子２１０、および負の、または反 転入力端子２１２を持つ従来の電圧応答差動増幅器である。差動増幅器８４から の誤差出力信号２１４は、正の入力端子２１０に与えられた信号と負の入力端子 ２１２に与えられた信号との間の代数的差である。正の入力端子２１０は、プロ セッサ７０（図２）により生じる電圧設定点指令信号８２を受取るように接続さ れる。整流器６６（図２）からの高電圧フィードバック信号７４に比例する電圧 フィードバック信号８８が負の入力端子２１２に与えられる。フィルタおよび比 例回路９２の効果を無視すれば、誤差出力信号２１４は、整流器６６（図１）に おける実際の電圧が電圧設定点指令信号８２と異なる量を表わす。

フィルタおよび比例回路９２は、誤差出力信号２１４が比例項と積分項とを持つ ように差動増幅器８４の応答を修正する。比例項は、電圧設定点指令信号８２と 電圧フィードバック信号８８との間の差に比例する。積分項は、時間に関する差 の積分を表わし、これが差の大きさのみならずどれだけ差が存続するかにも比例 する。

フィルタおよび比例回路９２は、入力抵抗２１６．２１８、フィードバック抵抗 ２１６．２２０．２２２、およびフィードバック・コンデンサ２２４のネットワ ークである。フィードバッターコンデンサ２２４は、積分項を出力信号２１４に 導入する。入力抵抗２１６．２１８およびフィードバック抵抗２１６．２２０． ２２２は、比例項の利得値を決定する。フィルタおよび比例回路９２による増幅 器８２の実際の出力エラー信号は、フィードバック抵抗２１６．２２０．２２２ およびフィードバック・コンデンサ２２４により決定された有効フィードバック ・インピーダンスである伝達関数で乗じられ、入力抵抗２１６．２１８により決 定された有効入力インピーダンスにより除された信号８２．８８間の代数的差と なる。

電圧設定点指令信号８２の異なる値の如き異なる演算条件の場合は、回路９２９ ２において、別のフィードバック抵抗２２６または別のフィードバック・コンデ ンサ２２８、あるいはその両方を付加することにより、あるいは各要素の回路構 成を変更することにより、あるいはまた異なる形態の他の回路要素を付加するこ とによって行われ、これにより有効フィードバック・インピーダンスを変化させ る。プロセッサ７０（図２）からの制御信号９４に応答してアナログ・スイッチ ２３０を閉路することにより、別のフィードバック抵抗２２６および別のフィー ドバック・コンデンサ２２８がフィルタおよび比例回路９２に対して選択的に接 続される。複数のアナログ・スイッチ２３０と、別のフィードバック抵抗２２６ と、別のフィードバック・コンデンサ２２８とが設けられることが望ましく、こ れらがフィルタおよび比例回路９２に対してインピーダンスを種々の組合わせで 選択的に加えることができ、これにより先に述べたように、増幅器８４の伝達関 数を修正する。ツェナー・ダイオード２３２または電圧制限トランジスタの如き 出力電圧リミッタが、出力信号２１４を最大値に制限して、高電圧整流器６６（ 図１）の電圧出力を過剰駆動することを防止する。

半サイクル電流検出器９８については、図８に関して更に詳細に記述する。共振 −次回路に流れる電流を表わす電流フィードバック信号７６が、この電流フィ− ドバブク信号７６を半サイクル電流検出器９８による使用に適するレベルに変換 する電流検出変圧器２３６へ送られる。電流検出変圧器２３６の二次巻線２３８ は、正の検出ノード２４０と負の検出ノード２４２との間に接続される。正の検 出ノード２４０は、正の半サイクル電流検出器２４４に対する入力ノードとして 働き、負の入力ノード２４２は、負の半サイクル電流検出器２４６に対する電流 人力ノードとして働く。正の半サイクル電流検出！２４４は、共振−次回路１４ ６における正の半サイクル１７２（図４）の間続く電流に比例する電圧信号２４ ８を得る。負の半サイクル電流検出器２４６は、共振−次回路１４６における負 の半サイクル１７４（図４）の間流れる電流に比例する電圧出力信号２５０を生 じる。正の半サイクル電流検出器２４４からの電圧信号２４８は、負の半サイク ル電流検出器２４６からの電圧出力信号２５０と交番されて、電流制御差動増幅 Ｗ３１．０２（図２）へ与えられる電流レベル信号１００を生じる。

正の半サイクル電流検出器２４４および負の半サイクル電流検出器２４６は、同 じ回路形態および機能を持っている。正の半サイクル電流検出器２４４について は、負の半サイクル電流検出器２４６が信号１３６のタイミングを除いて正の半 サイクル電流検出器２４４と同じであるという了解において詳細に述べる。

正の半サイクル電流検出器２４４においては、第１のダイオード２５２が、基準 接地電位２５４と正の半サイクル検出ノード２４０との間に接続される。第１の ダイオード２５２は、接地基準電位２５４から正の検出ノード２４０へのみ電流 を通すように指向され、反対方向への電流の流れをブロックする。第２のダイオ ード２５６は、正の検出ノード２４０と第１の基準電圧ノード２５８との間に接 続される。第２のダイオード２５６は、正の検出ノード２４０から第１の基準電 圧ノード２５８へのみ電流を通すように指向され、反対方向の電流の流れをブロ ックする。第１および第２のダイオード２５２．２５６はそれぞれ、負の半サイ クル電流検出器２４６の同様に指向された第３および第４のダイオード２６０． ２６２と共働して、電流の正の半サイクルを変圧器２３６から正の半サイクル電 流検出器２４４へ指向され、また変圧器２３６から負の半サイクル電流検出器２ ４６への電流の負の半サイクルを指向する。変圧器２３６からの電流の正の半サ イクルは、共振−次回路１４６における電流の正の半サイクルの大きさを表わし 、変圧器２３６からの電流の半サイクルは、共振−次回路１４６における電流の 負の半サイクルの大きさを表わす。

第１のコンデンサ２６４は、接地基準電位２５４と第１の基準電圧ノード２５８ との間に接続される。電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）　・スイッチ２６６もま た、接地基準電位２５４と第１の基準電圧ノード２５８との間に接続される。Ｆ ＥＴスイッチ２６６は、タイミング計算回路１３４（図２）からの信号１３６ａ に応答する。第１の基準電圧ノード２５８は、第１のアナログ・スイッチ２７０ を介して第２の基準電圧ノード２６８に接続される。第１のアナログ・スイッチ ２７０は、タイミング計算回路１３４（図２）からの信号１３６ｂにより制御さ れる。第２のコンデンサ２７２は、第２の基準電圧ノード２６８と接地基準電位 ２５４との間に接続される。第２の基準電圧ノード２６８はバッファ演算増幅器 ２７４に接続されて、正の半サイクル電圧信号２４８を与える。正の半サイクル 電圧信号２４８は、第２のアナログ・スイッチ２７６を介して電流レベル信号１ ００として与えられる。第２のアナログ・スイッチ２７６は、タイミング計算回 路１３４（図２）からの信号１３６Ｃにより付勢される。

正の半サイクル電流検出器２４４の動作については、共振電流の正の半サイクル １７２および負の半サイクル１７４（図４）の時間軸に関して説明する。この論 議の目的のため、電流の全サイクル１７２．１７４の時間については、ゼロ度で 始まり１８０度で終る正の半サイクル１７２と、１８０度で始まり３６０度で終 る負の半サイクル１７４とに対して３６０度のサイクルとして述べられる。

ゼロ度では、ＦＥＴスイッチ２６６、および第１および第２のアナログ・スイッ チ２７０および２７６がそれぞれ信号１３６ａ、１３６ｂおよび１３６Ｃによツ 、１て開路状態に保持される。正の半サイクル１７２を表わす信号は、第１のダ イオード２５２と第４のダイオード２６２の動作により負の半サイクル電流検出 器２４６に悪影響を及ぼすことが防止されるが、この信号は第２の゛ダイオード ２５６および第３のダイオード２６０を介して正の半サイクル電流検出器２４４ へ流れて第１のコンデンサ２６４を充電する。図９の波形図に示されるように、 第１のコンデンサ２６４の充電は、正の半サイクルの間、第１の基準電圧ノード ２５８の電圧を電流の積分に比例して」−昇させる。１８０度の点においてコン デンサ２６４はその最大電荷に達して、これを正の半サイクル１７２の終りまで 保持する。

１８０度、即ち、コンデンサ２６４における充電における負の半サイクル１７４ の始めと共に電流が反転し、これにより第１の基準電圧ノード２５８の電圧が第 １および第２のダイオード２５２．２５６による放電が防止される。このように 、第１の基準電圧ノート２５８の電圧は１８０度の点を過ぎてその最大値に一定 に保持される。

１８０度の点を過ぎた時点で、信号１３６ｂは、図１３に示される波形図に示さ れる如き期間だけ第１のアナログ・スイッチ２７０を閉路する。スイッチ２７０ は、第１のコンデンサ２６４と第２のコンデンサ２７２の電荷が等しくなるのに 充分な長さだけ閉路される。コンデンサ２７２の容量値は、コンデンサ２５８の 容量値と比較して非常に小さく、従って電荷が等しくなった後、コンデンサ２７ ２に跨がる電圧が等しくなる前にコンデンサ２５８に跨がる電圧と実質的に同じ になる。望ましい実施例において、信号１３６ｂ、従って第１のアナログ・スイ ッチ２７０の閉路が略々２６３度で始まり、略々２７７度で終る。第２の基準電 圧ノート２６８で確立された電圧レベルは、バッファ演算増幅器２７４を通るよ うに送られる。

第１のコンデンサ２６４と第２のコンデンサ２７２における電荷が等しくなった 後、信号１３６ｃ　（図１４の波形図により示される）は、第２のアナログ・ス イッチ２７６を閉路させる。望ましい実施例において、スイッチ２７６は第１の アナログ・スイッチ２７０の開路と同時に開路する。第２のコンデンサ２７２に おける電荷は、開路した第１のアナログ・スイッチ２７０により第１のコンデン サ２６４と干渉しないようにされる。第２のアナログ・スイッチ２７６は、１８ ０度の期間中閉路状態のままであり、正の半サイクルの間、図１９に示される如 きその時のレベルの電圧レベルとして信号２４８を確立する。

第１のアナログ・スイッチ２７０が望ましい実施例では略々３０１度で開路した 後、第１のコンデンサ２６４を放電させるに充分な期間だけ信号１３６ａ　（図 １５）がＦＥＴスイッチ２６６を閉路させる。第１のコンデンサ２６４は、ＦＥ Ｔスイッチ２６６を経て放電し、これにより第１の基準電圧ノード２５８の電圧 を接地基準電位２５４（図９）の電圧にする。望ましい実施例では、この期間は 約３４度である。信号１３６ａ　（図１５）は、３６０度またはゼロ度における 次の正の半サイクル１７２が始まる前にＦＥＴスイッチを開路させる。

信号１３６ｄ、１３６ｅおよび１３６ｆおよびノード２７８．２８０における電 圧変化が信号１３６ａ、１３６ｂおよび１３６Ｃと１８０度だけ位相がずれてい ること、および図９および図１０、図１１、図１２、図１３および図１６、図１ ４、図１７および図１５および図１８における波形図の比較によってそれぞれ示 されるノード２５８．２７８において電圧が変化することを除いて、負の半サイ クル電流検出器２４６は正の半サイクルの電流検出器と同じ（機能する。正の半 サイクル電流検出器２４４において、コンデンサ２６４、ダイオード２５６およ び１６０、および−次巻線２３８は、正のサンプリングおよび保持手段の一例で あり、スイッチ２７０．２７６は検出器２４４における１つの点から別の点へ信 号を送るための伝送手段の多くの事例の１つであり、ＦＥＴスイッチ２６６は、 適当な時点におけるコンデンサ２６４に跨がる信号を終了させるリセット装置の 一例である。対比し得る要素は、負の半サイクル電流検出器２４６における同じ 装置の事例である。

正の半サイクル電流検出器２４４の第２のアナログ・スイッチおよび負の半サイ クル電流検出器２４６の第２のアナログ・スイッチは交互に開閉され、各スイッ チは１８０度だけ閉路され１８０度だけ開路されて、如何なる時もスイッチが同 時に閉路されることがない。このように、電流レベル信号１００の電圧レベルは 、正の半サイクル１７２と負の半サイクル１７４を表わす値を交互に取って、図 １９における波形図により示される如きアナログ信号を形成する。電流レベル信 号１００は、−次共振電流が変化する各半サイクルの量変化する。

アルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０に関する詳細については、図 ２０、図２１、図２２および図２３に関して記述する。このアルゴリズム・スイ ッチング・コントローラ１１０は、制御出力信号１０４に応答してスイッチ・セ レクタ１１４（図２）を制御し、駆動信号またはクランプ信号１１６（図２）の 予め定めたパターンを供給するように所要の電力調整度を達成する。

図２０乃至図２３に関して述べるアルゴリズム・スイッチング・コントローラ１ １０の各実施例は、本発明の異なる用途で有効であることを訂明することができ る。しかし、一般に、交互の駆動およびクランプ条件のより大きな頻度を生じる ことでオーバーシュートまたはハンチングからの影響が低減した電力調整を達成 する更に微細なあるいは更に正確な効果を結果としてもたらすことが判った。

交互の駆動およびクランプ条件の頻度をより高くすることは、所要の制御点付近 における制御フィードバックの混乱を非常に僅かにし、かつ所要の制御点からの 大きな逸脱を著しい変化として更に容易にするものである。フィードバック制御 が更に均一にかつより少ない混乱条件で行われるよりも短い応答時間遅れにより 変化する条件に対する更に迅速な応答力便に容易に生成される。混乱のない更に 均−即ち安定した条件においては、調整にオーバーシュートおよびハンチングを 生じることなく著しい変化に対して迅速に応答することは更に困難である。従っ て、幾つかの実施例が他のものより高い頻度の交互の駆動およびクランプ条件を 達成するとは言え、アルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０の全ての 実施例から駆動およびクランプ条件の比較的高い頻度が望まれ、また望ましい。

アルゴリズ１４・スイッチング・コントローラ１１０の一実施例について、図２ ０に関して記述される。電流制御差動増幅器１０２からの制御出力信号１ｏ４（ 図２）が、差動増幅器２９０の正の入力に接続される。差動増幅器２９０のアル ゴリズム出力信号１１２は、２つのフィードバック抵抗２９２．２９４および１ つのフィードバック・コンデンサ２９６を含むフィルタおよび比例回路を通って フィードバックされ、これら要素は差動増幅器２９０の反転入力に供給される補 償されたフィードバック信号２９８を生じる。フィードバック抵抗２９２．２９ ４とフィードバック・コンデンサ２９６の値は、予め定めた期間にわたって補償 フィードバック信号２９８が差動増幅器２９０からの前の出力１１２の平均に近 似するように選定される。制御出力信号１０４は、信号２９８により表わされる 差動増幅器２９０からの前の出力の期間平均と比較される。制御出力信号１０４ が補償フィードバック信号２９８より高ければ、差動増幅器１１２の出力信号は 正即ちハイとなり、駆動条件を要求する。制御出力信号１０４が補償フィードバ ック信号２９８より低ければ、差動増幅器１１２の出力信号は負またはゼロまた はローとなり、クランプ条件を示す。アルゴリズム・スイッチング・コントロー ラ１１０のアルゴリズム出力信号１１２は、アルゴリズム出力信号１１２の正の 極性を駆動条件と解釈するスイッチ・セレクタ１１４へ送られ、これにより適当 な駆動信号１１６（図２）を生じこれら信号をスイッチ５８へ送る。負の極性、 即ちロー・レベルのアルゴリズム出力信号１１２はスイッチ・セレクタ１１４に よってクランプ条件と解釈され、このセレクタは次に適当なりランプ信号１１６ （図２）を生じてこれをスイッチ５８へ送る。

アルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０の第２の実施例については、 図２１に関して述べる。アルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０のこ の第２の実施例は、コンパレータ即ち差動増幅８３３００を含んでいる。この差 動増幅器３００の正の入力は、電流制御差動増幅器１ｏ２（図２）がら制御出力 信号１０４を受取るように接続される。差動増幅器３００のアルゴリズム出力信 号１１２は、フィードバック補償ネットワークを介して差動増幅器３００の負の 入力へフィードバックされる。このフィードバック補償ネットワークは、シフト ・レジスタ３０２と抵抗ネットワーク３０４とを含む。シフト・レジスタ３０２ とネットワーク３０４は、予め定めた数の前の半サイクルの間に生成されたアル ゴリズム出力信号１１２の加重平均を得る。この加重平均信号３０６は、シフト ・レジスタ３０２および抵抗ネットワーク３０４がら差動増幅器３００の負の入 力へ送られる。制御出力信号１０４が加重平均信号３０６より大きければ、増幅 器３００はハイの即ち正のアルゴリズム出力信号１１２を与え、この信号をスイ ッチ・セレクタ１１４が駆動条件と解釈する。制御出力信号１０４が加重平均信 号３０６より小さければ、増幅器３００はローの即ち負のアルゴリズム出力信号 １１２を与え、これをスイッチ・セレクタ１１４がクランプ条件と解釈する。

シフト・レジスタ３０２は、ゼロ交差検出器１２８（図２）からの位相信号１２ ６によりクロックされて、シフト・レジスタ３０２のシフト動作を共振−次回路 に流れる電流の半サイクル１７２および１７４（図４）と同期させる。予め定め た数の半サイクル１７２．１７４（図４）の各シーケンス毎に、アルゴリズム出 力信号１１２のハイまたはローの値がシフト・レジスタ３０２の対応する出力端 子位置３０８ヘシフトされる。後続の各半サイクルはこの値を逐次出力端子位置 ３０８へ移動し、アルゴリズム出力信号１１２の新しい値が最初の出力端子位置 に加えられ、アルゴリズム出力信号の最も古い値が最後の出力端子位置から削除 される。抵抗３１０は、各出力端子３０８に接続される。ハイの値が出力端子３ ０８に存在する時、この値は出力端子３０８に接続された抵抗の値と直接的な関 連において加重平均信号３０６の値に寄与することになる。出力端子３０８にお けるローの信号は信号３０６に対してなんらの影響を生じない。抵抗ネットワー ク３０４における抵抗３１０の値は、更に後の値が比較的大きな重みが与えられ 、古い値は比較的小さな重みが与えられる。更に後の値を更に重く加重すること により、最も後の制御効果に利するバイアスが得られる。最も後の条件寄りのバ イアスは著しい実質的な変化の可能性を逓減する。

制御出力信号１０４が加重平均信号２９８より大きい時は常に、アルゴリズム出 力信号１１２は正となる。スイッチ・セレクタ１１４は、正のアルゴリズム出力 信号１１２を駆動条件と解釈し、適当な駆動信号１１６（図２）をスイッチ５８ （図２）へ送る。制御出力信号１０４が加重平均信号３９８より小さい時、アル ゴリスム出力信号１１２は負となる。スイッチ・セレクタ１１４は、アルゴリズ ム出力信月１１２をクランプ信号と解釈し、スイッチ・セレクタ１１４は適当な りランプ信号１１６（図２）をスイッチ５８（図２）へ送ることになる。

アルゴリズム・スイッチング−コントローラ１１０の第３の実施例については、 図２２に関して述べる。制御出力信号１０４は、レベル検出器３１２へ送られる 。

レベル検出器３１２は、制御出力信号１０４の値をあり得る出力値の予め定めた 数の範囲の１つに含まれると分類して、制御出力信号１０４が台頭する範囲を表 わす個々の信号であるレベル出力信号３１４を生じる。

選択可能パターン発生器３１６は、レベル出力信号３１４を受取りこれに応答し てアルゴリズム出力信号１１２を生じる。アルゴリズム出力信号１１２は、レベ ル検出器出力信号３１４の各個の値に対するクランプおよび駆動条件の予め定め たプログラムされたシーケンスを表わす。選択可能パターン発生器３１６は、ゼ ロ交差検出器］１８（図２）からのクロック出力信号１２６に応答して、位相信 号１２６と同期して予め定めたパターンの駆動およびクランプ条件を送出する。

次にスイッチ・セレクタ１１４は、クランプ信号および駆動信号１１６（図２） を生成してこれらをスイッチ５８（図２）へ送り、選択可能パターン発生器３１ ６により生じた駆動およびクランプ条件のパターンと対応してスイッチに共振− 次回路を駆動しクランプさせる。

アルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０の第４の代替例は、図２３に 示される。制御出力信号１０４はアナログ／ディジタル・コンバータ３２０へ送 られる。アナログ／ディジタル・コンバータ３２０は、アナログ制御出力信号１ ０４をこの制御出力信号１０４の値を表わすディジタル数３２２に変換する。

このディジタル数３２２は、従来の２進率倍増器３２４へ送られる。この２進率 倍増器は、アナログ／ディジタル・コンバータ３２０により生じたディジタル数 を一連のパルスに変換する。この一連のパルスは、スイッチ・セレクタ１１４を 介してアルゴリズム・スイッチング・コントローラ１１０のアルゴリズム出力信 号１１２として送られる。制御出力信号１０４が値において増加するに伴い、パ ルスが２進率倍増器３２４により生成される速度が増してアルゴリズム出力信号 １１２におけるパルス数を増す。パルス数が増すに伴い、スイッチ・セレクタ１ １４はクランプ条件数と関連する比較的多くの駆動条件を指令し、これにより整 流器６６（図２）の出力における電圧レベルを上昇させる。反対に、制御出力信 号１０４の値の減少は２進率倍増器３２４からスイッチ・セレクタ１１４ヘアル ゴリズム出力信号１１２により送られるパルス数の減少をもたらす結果となり、 その結果スイッチ・セレクタ１１４により送られるクランプ条件に対する駆動条 件を比較的少な（し、高電圧整流器６６（図２）からの出力電圧の低下を生じる 結果となる。

スイッチ・セレクタ１１４の望ましい実施例に関する詳細については、図６、図 ２４Ａおよび図２４Ｂに関して述べる。図２４Ａおよび図２４Ｂに示されたスイ ッチ・セレクタは、特に図６において示され先に述べた改善されたスイッチ５８ の形態と共に使用されるための諸特徴を含んでいる。しかし、図６に示された改 善されたスイッチ５８に特に使用されるためのこれらの特徴の省略により、スイ ッチ・セレクタ１１４は図３に示された従来のＨ−ブリッジ・スイッチ形態とも 共に使用できることを理解すべきである。図６に示されたスイッチに特定するス イッチ・セレクタ１１４の特徴は、バイアス中間点電圧１９２の平衡に関するも のである。

スイッチ・セレクタ１１４は、所要の論理的機能を得るようにプログラム可能な アレイ・ロジック（ＰＡＬ）において実現されることが望ましい。この論理的機 能は、図２４Ａおよび図２４Ｂに示される論理ゲートその他の要素により示され る。ゼロ交差検出器１１８（図２）からの位相信号１２６は、スイッチ・セレク タ１１４の動作を共振電流の正の半サイクル１７２および負の半サイクル１７４ （図４）と同期させる基準信号として使用される。この位相信号１２６は、基準 電流の正の半サイクル１７２（図４）の間はハイの値を持ち、負の半サイクル１ ７４（図４）の間はローの値を持つ。

アルゴリズム出力信号１１２は、４つのＯＲゲート３３０ａ、３３０ｂ、３３０ ｃおよび３３０ｄの各々の１つの入力端子に接続される。ＯＲゲート３３０ａ、 ３３０ｂ、３３０ｃおよび３３０ｄの各々の出力端子は、それぞれ関連するフリ ップ７０ツブ３３２ａ、３３２ｂ、３３２ｃおよび３３２ｄに接続される。フリ ップフロップ３３２ａ、３３２ｂ、３３２ｃおよび３３２ｄの各々の出力端子は 、それぞれ関連するＡＮＤゲート３３４ａ、３３４ｂ、３３４ｃおよび３３４ｄ の１つの入力端子に接続される。位相信号１２６は、インバータ３３６により反 転されて真の位相信号１２６と補完的な位相信号１２６′とを生じる。真の位相 信号１２６は、ＡＮＤゲーｈ３３４ａ、３３４ｄの入力端子へ与えられる。補完 的な位相信号１２６′は他の２つのＡＮＤゲート３３４ｂ、３３４ｃの入力端子 に与えられる。クロック回路３５８は、真の位相信号１２６と補完的な位相信号 １２６′とに応答シテ、ＯＲ’ｆ−４３３０ａ、３３０ｂ、３３０ｃおよび３３ ０ｄからＤ入力端子へ与えられる信号のレベルに従って、フリップ７０ツブ３３ ２ａ、３３２ｂ、３３２ｃおよび３３２ｄをクロックするクロック信号３５９を 与える。

このクロック信号３５９は、位相信号１２６がレベル間で、即ち電流の各半サイ クル］、　７２．１７４（図４）において遷移する毎に、正のレベルを呈する。

クロック信号３５９はこれにより、スイッチ・セレクタ１１４の論理的状態間の 遷移を共振−次回路における共振電流の正および負の半サイクル間の遷移に同期 させる。

ハイのアルゴリズム出力信号１１２の存在は、駆動条件を生じる必要を示す。

ハイ・レベルの信号１１２は、ＯＲゲート３３０ａ、３３０ｂ、３３０ｃおよび ３３０ｄを介してフリップ７０ツブ３３２ａ、３３２ｂ、３３２ｃおよび３３２ ｄのＤ入力端子へ送られる。フリップフロップ３３２ａ、３３２ｂ、３３２ｃお よび３３２ｄは、トリガーされてクロック信号３５９と関連するハイの出力信号 を与える。フリップフロップからのハイの出力信号は、ＡＮＤゲート３３４ａ。

３３４ｂ、３３４ｃおよび３３４ｄの入力端子に存在する。アルゴリズム出力信 号もまたハイである期間中真の位相信号１２６がハイであって、電流の正の半サ イクル１７２（図４）が共振−次回路において共振することを示すならば、ハイ の真の位相信号１２６はＡＮＤゲー１−３３４８．３３４ｄをしてそれぞれハイ ・レベルの駆動信号１１６ａ、１１６ｄを与えさせる。駆動信号１１６ａ、１１ ６ｄは、それぞれスイッチ５８（図６）の電流スイッチ１８４．１９８をオンに し、あるいはスイッチ５８（図３）の電流スイッチ１４８．１６０をオンにして 、正の駆動パルス１７６（図５）を生じる。アルゴリズム出力信号１１２がハイ である期間中に位相信号１２６がローであり、電流の負の半サイクル１７４（図 ４）が共振−次回路において共振するならば、ハイの補完的な位相信号１２６′ がそれぞれＡＮＤゲート３３４ｂ、３３４ｃをしてハイ・レベルの駆動信号１１ ６ｂ。

１１６Ｃを与えさせる。駆動信号１１６ｂ、１１６ｃは、それぞれスイッチ５８ （図６）の電流スイッチ１９４．１８８をオンにし、あるいはスイッチ５８（図 ６）の電流スイッチ１５２．１５６をオンにして、負の駆動パルス１７８（図５ ）を生じる。

ローのアルゴリズム出力信号１１２の存在は、クランプ条件を生じる必要を示す 。図３および図６に示されたスイッチ５８に関して先に述べたように、クランプ 動作中に生じた発熱を分散するため各半サイクルのクランプ条件の同各対の電流 スイッチの導通を交互にすることが望ましい。このような交番機能を得るために 、交番回路３４２が設けられる。交番回路３４２からの出力信号３４４．３４６ は常にそれぞれ反対の（ハイまたはロー）状態を占める。信号３４４および３４ ６の各々は、連続する各クランプ条件によりハイとローの状態間で通常トリガー する。半ブリッジ・コンデンサ２０６および２０８（図６）がノード１９２の中 間点電圧をノード１３８と１４０（図６）における電圧間に回復させるように充 電されねばならない状況では、前記トリガー動作は停止して、所要の中間点電圧 レベルが回復されるまで半ブリッジ・コンデンサ２０６または２０８の適当な一 方が充電される。電圧平衡回路３４７は、スイッチ５８（図６）の２つの半ブリ ッジ・コンデンサ２０６および２０８に跨がる必要な中間点電圧１９２が回復さ れるまで、クランプ条件の間に生じた交番する導通効果を無効化する平衡制御信 号３５０．３５１．３５２を与える。

ＡＮＤゲート３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよび３４０ｄ、および交番回路３ ４２は、主として交番するクランプ効果を生じる論理要素である。ＡＮＤゲート ３５６ａ、３５６ｂ、３５６ｃおよび３５６ｄ、および電圧平衡回路は、交番す るクランプ効果を不動作状態にして半ブリツジ平衡コンデンサの中間点電圧を結 果として回復する一貫したクランプ・パターンを確立する主要要素である。

クランプ条件は、ローのアルゴリズム出力信号１１２と同時に示される。アルゴ リズノ、出力信号１１２は、クランプ条件が示される時ハイの補完的アルゴリズ ム出力信号１１２′を生じるように、インバータ３３８によって反転される。こ の補完的信号１１２′は、ＡＮＤゲート３４０ａ、３４０ｂ、３４０Ｃおよび３ ４０ｄの各々の１つの入力端子へ与えられる。ＡＮＤゲート３４０ａ、３４０Ｃ は、それらの入力端子において交番回路３４２からの第１の交番出力信号３４４ を受取る。ＡＮＤゲート３４０ｂ、３４０ｄの入力端子は、交番回路３４２から 第２の交番出力信号３４６を受取るように接続されている。電圧平衡回路３４７ からの第３の入力信号３５１は、中間点電圧（図６の１９２）が予め定めた受入 れ得る範囲内にある時にハイとなる。このハイの信号３５１は、ＡＮＤゲート３ ４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよび３４０ｄが交番するクランプ条件を生じるよ うに論理的に応答することを許容する。

ＡＮＤゲート３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよび３４０ｄの出力信−号はそれ 端子に接続されている。クランプ条件の場合は、クランプ信号１１６ａ、１１６ ｂ、１１６ｃ、または１１６ｄの１つが、ＡＮＤゲート３３４ａ、３３４ｂ、３ ３４Ｃおよび３３４ｄにおける位相信号１２６の効果に従って、またＡＮＤゲー ト３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよび３４０ｄにおける交番出力信号３４４． ３４６の効果に従って動作可能状態にされる。

第１の交番出力信号３４４力いイであり第２の交番出力信号３４６がローである 時クランプ条件が示されるならば、ＡＮＤゲート３４０ａ、３４０ｃが動作可能 状態にされ、他の２つのＡＮＤゲート３３４ｂ、３３４ｄは不動作状態にされる ことになる。動作可能状態にされたＡＮＤゲート３３４ａ、３３４ｃの出力信号 は、関連するＯＲゲート３３０ａ、３３０ｃおよびフリップフロップ３３２ａ。

３３２ｃによりＡＮＤゲート３３４ａ、３３４ｃの入力へ通される。真のハイの 位相信号１２６が正の半サイクルを示す時、ＡＮＤゲート３３４ａのみがクラン プ信号１１６ａを送出することになる。負の半サイクルがこれらの同じ状況にお いてハイの補完的位相信号１２６′の存在により示される時、ＡＮＤゲート３３ ４Ｃがクランプ信号１１６ｃを送出することになる。

第２の交番出力信号３４６がハイでありかつ第１の交番出力信号３４４がローで ある時にクランプ条件が示されるならば、ＡＮＤゲート３４０ｂ、３４０ｄは動 作可能状態にされ、他の２つのＡＮＤゲート３３４ａ、３３４ｃは不動作状態に されることになる。動作可能状態にされたＡＮＤゲート３３４ｂ、３３４ｄの出 力信号は、関連するＯＲゲート３３０ｂ、３３０ｄおよびフリップフロップ３３ ２ｂ、３３２ｄにより、ＡＮＤゲート３３４ｂ、３３４ｄの入力へ通される。

真のハイの位相信号１２６が正の半サイクルを示す時、ＡＮＤゲート３３４ｄの みがクランプ信号１１６ｄを送出することになる。負の半サイクルがこれらの同 じ状況においてハイの補完的な位相信号１２６′の存在によって示されるならば 、ＡＮＤゲート３３４ｂがクランプ信号１１６ｂを送出することになる。

逐次の実行が駆動条件により分散される場合でさえ、第１および第２の交番する 出力信号３４４．３４６の状態のみがクランプ条件の連続する実行毎にトグルす る。このような機能は、交番するクランプ条件が示される時常にＡＮＤゲート３ ４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃまたは３４０ｄの１つから入力信号を受取るＯＲゲ ート３４３によって得られる。このような条件下のＯＲゲート３４３からのハイ の出力信号はインバータ３４５へ送られ、ここでこの信号はＡＮＤゲート３４７ の１つの入力端子へ与えられる。ＯＲゲート３４３からの信号はまた、ＡＮＤゲ ート３４９の１つの入力端子へも与えられる。ＡＮＤゲート３４７．３４９に対 する他の入力信号は、それぞれ第１および第２の交番出力信号３４４．３４６第 １の信号３４４がハイであり第２の信号３４６がローであるものとすると、ＡＮ Ｄゲート３４７または３４９はいずれもハイ信号をフリップフロップ３６０のＤ 入力端子に生じない。このため、次のクロック信号３５９が７リツプ７０ツブ３ ６０の状態を変化させ、第１および第２の交番出力信号３４４および３４６の状 態が逆になる。第１の信号３４４がローであり第２の信号３４９がハイであると 、ＡＮＤゲート３４９はハイ・レベル信号をＯＲゲート３５１を経てフリップフ ロップ３６０のＤ入力端子へ与える。次のクロック信号３５９により、フリップ フロップの状態および信号３４４．３４６が再び変化する。このため、ＯＲゲ− １−３４３からの各信号がクランプ条件を示すことにより、交番出力信号３４４ ．３４６の状態がトグル即ち変化する。

しかし、駆動条件がクランプ条件間に散在される時、信号３４４．３４６の状態 はこの駆動条件の間維持される。駆動条件の間、ＯＲゲート３４３は出力信号を 与えない。第１の信号３４４がハイであり第２の信号３４６がローであるならば 、ＡＮＤゲート３４９およびＯＲゲート３５１はハイ信号を７リツプフロツプ３ ６０のＤ入力端子へ与えることになる。フリップフロップ３６０は、各クロック ・パルス３５９により信号３４４のハイのレベルを維持して変化させない。一方 、第１の信号３４４がローであり第２の信号３４９がハイであれば、ＡＮＤゲー ト３４７または３４９はいずれもハイ信号を与えることがなく、その結果、ロー 信号がフリップフロップ３６０のＤ入力端子へ与えられることになる。フリップ フロップ３６０は、各クロック・パルス３５９により信号３４６のハイ・レベル を維持して変化させない。このため、駆動条件の介在中でも、交番回路３４２は 最後に生じるクランプ条件に対するクランプ条件の交番する性質を維持する。

電圧平衡回路３４７が中間点電圧が受入れ得る制限から外れることを示す時、信 号３５１はローとなってＡＮＤゲート３４０ａ、３４０ｂ、３４０ｃおよび３４ ０ｄを不動作状態にする。このような条件下で、ＡＮＤゲート３５６ａ、３５６ ｂ、３５６ｃおよび３５６ｄはクランプ信号の派生を制御する。

電圧平衡回路３４７は、図６に示された正の上方の入力ノード１３８、中間点電 圧１９２および改善されたスイッチ５８の負の下方の入力ノード１４０に接続さ れるウィンドウ・コンパレータ３４８を含む。このウィンドウ・コンパレータ３ ４８は、上方の入力ノード１３８と中間点電圧１９２との間の電圧の大きさを中 間点電圧１９２と下方の入力ノード１４０との間電圧の大きさと比較する。上方 の入力ノードと中間点電圧１９２との間の電圧が中間点電圧と下方の入力ノード １４０との間の電圧を予め定めた量販上越えるならば、ブリッジの上半部（図６ のコンデンサ２０６）に跨がる電圧が高すぎることを表わす信号３５０が生成さ れる。中間点電圧１９２と下方の入力ノード１４０間の電圧が上方の入力ノード １３８と中間点電圧１９２間の電圧を予め定めた量販上越えるならば、ウィンド ウ・コンパレータ３４８は、ブリッジの下半部（図６のコンデンサ２０８）に跨 がる電圧が高すぎることを表わす信号３５２を生成する。

信号３５０および３５２は、ＮＯＲゲート３５４の２つの入力端子に与えられる 。ＮＯＲゲート３５４の出力信号３５１は、ＡＮＤゲー）３４０ａ、３４０ｂ、 ３４０ｃおよび３４０ｄの入力端子に接続されて、信号３５０または３５２のい ずれも存在しないことによりブリッジ半部に跨がる中間点電圧の受入れ得る制限 内の条件を示す時にこれらのＡＮＤゲートの入力端子に接続される。補完的なア ルゴリズム出力信号１１２′は、４つのＡＮＤゲート３５６ａ、３５６ｂ、３５ ６ｃおよび３５６ｄの各々の１つの入力端子へ与えられる。ＡＮＤゲート３５６ ａ、３５６ｂ、３５６Ｃおよび３５６ｄの各々の出力信号は、それぞれＯＲゲー ト３３０ａ、３３０ｂ、３３０Ｃおよび３３０ｄの関連するものの入力端子に接 続される。信号３５０は、ＡＮＤゲ・−ト３５６ａ、３５’６ｃの入力端子に接 続される。信号３５２は、ＡＮＤゲー１−３５６ｂ、３５６ｄの入力端子に接続 される。

前記ブリッジの上半部に跨がる電圧がノゾ信号３５０により示される如（高すぎ 、かつローのアルゴリズム出力信号１１２がクランプ条件を要求するならば、信 号３５０および補完的なアルゴリズム出力信号１１２′はＡＮＤゲート３５６ａ 、３５６ｃをしてハイの出力信号を生じさせる。これらの出力信号は、関連する ＯＲゲート３３０ａ、３３０Ｃ，および関連するフリップフロップ３３２ａ、３ ３２ＣによりＡＮＤゲート３３４ａ、３３４ｃの入力端子へ通される。真の位相 信号１２６が共振電流の正の半サイクル１７２（図４）を示す時、ＡＮＤゲート ３３４ａはクランプ信号１１６ａを与えて、クランプ条件の開電流スイッチ１８ ４（図６）を通電させる。補完的な位相信号１２６′が共振電流の負の半サイク ル１７４（図４）を示す時、ＡＮＤＮＯゲート３５４Ｃランプ信号１１６Ｃを与 えて、クランプ条件の開電流スイブチ１８８を通電させる。先に述べたように、 電流スイッチ１８４を用いて電流の正の半サイクルをクランプするか、あるいは 電流スイッチ１８８を用いて電流の負の半サイクルをクランプすることは、中間 点電圧１９２の電圧を上昇させる傾向を生じ、これにより上方の入力ノード１３ ８と中間点電圧１９２との間の電圧が中間点電圧１９２と下方の入力ノード１４ ０との間の電圧より太き（なる条件を補正しようとする。

前記ブリッジの下半部に跨がる電圧がノゾ信号３５２により示される如（高すぎ 、またローのアルゴリズム出力信号１１２がクランプ条件を要求するならば、信 号３５２および補完的クランプ信号１１２′がＡＮＤＮＯゲート３５４３５６ｄ をしてハイの出力信号を生じさせる。これらの出力信号は、関連するＯＲゲート ３３０ｂ、３３０ｄおよび関連するフリップ７０ツブ３３２ｂ、３３２ｄにより ＡＮＤゲー１−３３４ｂ、３３４ｄの入力端子へ通される。真の位相信号１２６ が共振電流の正の半サイクル１７２（図４）を示す時、ＡＮＤゲート３３４ｄは クランプ信号１１６ｄを与えて電流スイッチ１９８（図６）をしてクランプ条件 の間通型させる。補完的な位相信号１１６′が共振電流の負の半サイクル１７４ （図４）を示す時は、ＡＮＤゲート３３４ｂはクランプ信号１１６ｂを与えて電 流スイッチ１９４（図６）をしてクランプ条件の間通型させる。先に述べたよう に、電流スイッチ１９８を用いて電流の正の半サイクルをクランプすること、あ るいは電流スイッチ１９４を用いて電流の負の半サイクルをクランプすることは 中間点電圧１９２の負の半サイクルを低下させる傾向を有し、これにより上方の 入力ノード１３８と中間点電圧１９２間の電圧が中間点電圧１９２と下方の入力 ノード１４０間の電圧より小さい条件を補正しようとする傾向を有する。

スイッチ５８の電流スイッチの各々は、図２５に関して述べる電流制限回路３６ ４を内蔵する。この電流制限回路は、電流スイッチを過剰電流および電流の過大 な変化率いよる破損から保護する。電流制限回路３６４については、このスイッ チが図６に示された改善されたスイッチ５８の電流スイッチ１８４の１つと関連 するように記述する。しかし、電流制限回路３６４が図３に示された従来のＨ− ブリッジ・スイッチの電流スイッチに対しても等しく適用し得ることを理解すべ きである。

各電流スイッチに対する電流制限回路３６４の作動要素は、ショットキー・ダイ オード３６８と直列に接続されたＭＯＳ−ＦＥＴ３６６である。電流検出変圧器 ３７０はＭＯＳ−ＦＥＴ３６６と直列に接続されて、電流制限回路３６４により 使用可能な電流および電圧値にＭＯＳ−ＦＥＴ３６６に流れる電流のレベルを変 換する。電流検出変圧器３７０の二次巻線の１つの端子が基準電位３７４に接続 される。ダイオード３７６は、二次巻線の他の端子と入力ノード３７８との間に 接続される。ダイオード３７６は、二次巻線３７２がら入力ノード３７８へのみ 電流を通すように指向されている。スケーリング抵抗３８０は、入カソード３７ ８と基準接地電位３７４との間に接続される。ダイオード３７６および信号スケ ーリング抵抗３８０に流れる電流は、入力ノード３７８に電圧信号を生じる。

基準接地電位３７４に関する入力ノード３７８における電圧は、検出変圧器３７ ０により検出される電流に比例する。

入力ノード３７８は、電流制限抵抗３８４と上昇率制限コンデンサ３８６の並列 組合わせを介して周知のツートン増幅器３８２の正の入力端子に接続されている 。電流制限抵抗３８４は、入力ノード３７８からの信号を電流検出変圧器３７０ により検出される電流の絶対値に比例するツートン増幅器３８２の正の入力へ通 す。上昇率制限コンデンサ３８６は、入力ノード３７８からの電流の微分である 信号をツートン増幅器３８２の正の入力端子へ通す。この信号は、電流検出変圧 器３７０により検出された電流が変化する率と関連している。

設定点抵抗３８８は、基準電圧ソース３９０とツートン増幅器３８２の負の入力 端子との間に接続される。設定点電流の値は、基準電圧３９０と設定点抵抗３８ ８とによって確立される。増幅器３８２からの出力信号３９２は、前記設定点値 と電流変圧器３７０により検出される電流の絶対値を表わす値との間の差に後者 の値が増加する率を加えたものに比例する。

差動増幅器３８２からの負のまたはゼロの出力信号３９２は、電流検出変圧器３ ７０により検出された電流が受入れ得る制限内にあることを示すが、正の出力信 号３９２は、予め定めた安全限度を越える電流を示す。差動増幅器３８２の出ツ Ｊ信号３９２は、突入電流（ｉｎｒｕｓｈ）制限抵抗３９６とダイオード３９８ を介して反転シュミット・トリガー３９４へ送られる。反転シュミット・トリガ ー３９４の出力信号４００は、ＡＮＤゲート４０２の入力端子に接続される。Ａ ＮＤゲートに対する別の入力信号は、スイッチ・セレクタ１１４（図２）からの 駆動信号またはクランプ信号１１６ａである。信号１１６ａは、電流スイッチ１ ８４を制御する。反転シュミット・トリガーの出力信号４００がハイで電流値に 上昇率の値を加えたものが安全限度を越えないことを示すならば、ＡＮＤゲート ４０２は動作可能状態にされ、信号１１６ａをＡＮＤゲート４０２およびバッフ ァ増幅器４０４に通して電流スイッチ１８４のＭＯＳ−ＦＥＴ３６６をオンにす る。

しかし、反転シュミット・トリガー３９４に対する入力信号がハイで電流値が安 全限度を越えることを示すならば、反転シュミット・トリガー３９４の出力信号 ４００はローとなる。ＡＮＤゲート４０２は、信号１１６ａをブロックすること によってＭＯＳ−ＦＥＴ３６６を不動作状態にする。

差動増幅器３８２の出力信号３９２もまた、時間遅延コンデンサ４０６を充電す る。時間遅延コンデンサ４０６がハイ信号３９２によって一旦充電されると、信 号３９２がＭＯＳ−ＦＥＴ３６６の開路により低減される時コンデンサ４０６が 放電することを阻止することによって、ダイオード３９８は予め定めた時間だけ コンデンサ４０６における電荷を保持する。時間遅延コンデンサ４０６は、その 電荷を並列放電抵抗４０８の値により定まる予め定めた時間だけ保持する。コン デンサ３９６および抵抗４００がＲＣ回路を構成し、この回路が、ＭＯＳ−ＦＥ Ｔ３６６が過剰電流または電流における過大変化の有害な影響から回復すること を許すのに充分な期間にわたって、反転シュミット・トリガー３９４に対する入 力信号をハイの状態のままにし、その出力信号４００をローの状態のままにする 。この時間的遅延は、前の制限外の条件が検出された後に再試行の頻度を制限す る効果を有する。この時間的遅延は、固有周波共振電流の期間より３倍または４ 倍以上のかなり長さであることが望ましい。このような遅延により、再試行の頻 度は固有周波共振周波数の３分の１乃至４分の１の割合となる。

本発明の共振コンバータ電源に内蔵されることが望ましい高電圧変圧器６４（図 ２、図３、図６）の一実施例が、図２６に４２０で示されている。変圧器４２０ は、各々が磁性材料から形成される複数のＵ字形のコア部材４２４によって形成 されたコア４２２を含んでいる。コア部材４２４は、図２７に示されるように矩 形状の中心開口４２６を持ち、前記コアの各部がこの中心開口４２６を包囲する ４つの辺上にコアの脚部を形成する略々閉ループ矩形状にコア４２２を形成する 対面する形態に保持されている。コア部材４２４は、それぞれ頂部枠板４１８と 底部枠板４３０により所定位置に保持されている。枠板４２８および４３０は、 ボルト４３２の如き固定具によって一緒に保持されている。枠板４２８および４ ３０、およびポルト４３２は、電気的に絶縁性の材料から作られる。閉ループの コア４２２を構成するコア部材４２４の数は、所要の磁束伝達容量を得るように 選択される。環形状の如き矩形状の閉ループ形態以外の形態でもよいが、このよ うな状況では、変圧器４２０の他の要素の形態も同様に変更しなければならない 。

変圧器４２０の一次巻線１６８（図３および図５）は、電気的に良導体、望まし くは銅製の単一の比較的広い平坦なシート４３４によって形成される。シート４ ３４は、開口４２６を貫通して図２６および図２８に示されるように、閉ループ 矩形状コア４２２の片側または片脚の周囲の一重の巻付は即ち覆いを形成してい る。平坦なシート４３４を用いて、１回の巻きから比較的高い電流伝搬能力を、 従って磁束生成能力を得る。１回の巻きは、変圧器４２０の比較的多くの二次巻 線数の故に比較的高い昇圧を得る。

複数の印刷回路板（ＰＣＢ）４４０は、それぞれ連続的な矩形状の螺旋パターン に形成された導体トレース４４２を含む。各ＰＣＢ４４０は、矩形状の中心開口 ４４４を持つ矩形状の形態に形成される。導体トレース４４２の螺旋状パターン は、中心開口４４４を包囲している。各ＰＣＢ４４０の片側および二次巻線の導 体トレース４４２は、図２６および図２７に示されるように、コア４２２におけ る開口４２６を貫通している。このように、導体トレース４４２は変圧器４２０ の１つの二次巻線を形成する。絶縁板４４８は、板ＰＣＢ４４０を分離して隣接 するＰＣＢ間に高電圧の絶縁をもたらす。各絶縁板４４８は、テフロンの如き高 電圧の絶縁材から作られる。

各ＰＣＢ４４０におけるトレース４４２のパターンは同じである。従って、図２ ９に示されるように、各二次巻線を形成する各トレース４４２は、隣接するＰＣ Ｂの他のトレースに関して同様かつ均一な隣接位置を占め、隣接するＰＣＢは絶 縁板４４８によって分離されている。従って、個々のトレース４４２が隣接する 各トレースに対して生じる電圧の勾配即ち電圧差の量は、トレース冠の予測可能 な距離の均一なパターンの故に非常に予測可能である。隣接するトレース間の最 大電圧勾配を決定することにより、前記電圧勾配に耐えるのに必要な所要絶縁量 もまた予測可能であり、かつ導体トレースの分離と絶縁板４４８の厚さとによっ てもたらされる。このように、ＰＣＢの二次巻線の使用は、図２９に示される如 き各導体に対する比較的正確な配置を得るという利点を有する。必要とされる絶 縁量はこのような配置とトレース間に予期される電圧勾配とによって確立される 。

ＰＣＢの二次巻線はまた、各個の二次巻線の無秩序なあるいは比較的管理されな い配置によって予測し得ない電圧勾配が絶縁の破壊および変圧器の故障を生じる おそれがあるような状況を回避する。

ＰＣＢの二次巻線トレース導体の正確な配置の別の利点は、隣接する二次巻線の トレース導体間の巻線間の容量を正確に決定できることであり、かつ配置の精度 の故に最小化できることである。二次的な巻線間の容量は、隣接する導体と、導 体間の空間および大きさとの間の電圧勾配と関連する。このような電圧勾配およ び配置は、ＰＣＢ導体トレースの正確な配置によって知られかつ管理される故に 、変わり得る漂遊容量がより大きな電荷または電圧の勾配をもたらす結果となり 、かつこれにより予期されない絶縁の破壊を生じる可能性が小さい。

単一シート導体の一次巻線４３４の使用はまた、実質的な利点を獲得する。−次 巻線を単一導体シートとして形成することにより、比較的大きな電流伝搬能力が 得られる。大きさのコンパクト性は、ＰＣＢの二次巻線および絶縁板がコア４２ ２の中心開口４２６内に嵌合することを許容しながら、図２８に示される如きシ ート巻線４３４によって維持される。最後に、またおそらくは最も重要なことは 、非常に重要な一次巻線と二次巻線間の容量が最小限に抑えられることである。

図２８に示されるように、比較的小さい面積が開口４２６および二次巻線に隣接 するコアの脚部の範囲に沿って存在するに過ぎない。この−次巻線と二次巻線間 容量は、−次巻線と二次巻線との間の面積に直接関連する。この面積を最小化す ることにより、巻線間の容量を最小化することもできる。−次巻線と二次巻線間 の容量は、その間の高い電圧勾配の故に高電圧の電力変圧器において比較的重要 な寄生損であり得、また高効率の獲得においてはこの巻線間の容量損を最小化す ることが重要である。

単一シート４３４の一次巻線は、例えばＰＣＢ上の導体トレースの如き一次巻線 を形成することに勝る実質的な利点を提供する。ＰＣＢの一次巻線が用いられた 場合には、−次巻締が載置されるＰＣＢは、図２６に示される如く２つの二次ｎ ｇＰｃＢ４４０が配置されるとちょうど同じ方法でＰＣＢの二次巻線に隣接する ことになる。このような状況では、−次と二次のＰＣＢの接近が相互にかなりの 面積で重なり合い、従って比較的大きな一次巻線と二次巻線間の容量を生じるこ とになる。効率の実質的な低下が生じる結果となる。

ＰＣＢの各二次巻線により得られる電圧は、導体４５０を経て、ＰＣＢ４４０お よび絶縁板４４８の組立体に隣接して配置された後部支持板４５２上に取付けら れる蓄積コンデンサおよび整流器（図示せず）の如き他の高電圧要素へ伝達され る。支持板４５２はまた、単一のＰＣＢにより得られるよりも多数の二次巻線を 得るためＰＣＢの各二次巻線を直列にリンクするのに必要な導体を含む。あるい はまた、各二次巻線から得る電圧は整流され、各巻線からの整流された電圧は所 要の電圧増加度を得るため直列に接続される。

本発明の現在？ましい実施例および多（のその改善について、特定的に記述した 。本文の記述は、望ましい実施例として行い、本発明に関して得られる知識の現 今の理解に基いている。しかし、本発明の範囲が請求の範囲によって規定され、 現在望ましい実施例の詳細な記述によって必ずしも限定されるものでないことを 理解すべきである。

ｉｇ−７ Ｔ＝００９０’１８００　２７０’　３６０’　９０’　１８０’ＣＣＩＪＮＴ ＝０　６４　１２８　１９２　２５６＝０　６４　１２８３５ｓパｆ：ｉｇ、　 ２４Ａ フロントページの続き （８１）指定国　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＥ、ＩＴ、ＬＵ、ＭＣ，ＮＬ、ＰＴ、ＳＥ） 、０Ａ（ＢＦ、ＢＪ、ＣＦ、ＣＧ、　ＣＩ、　ＣＭ、　ＧＡ、　ＧＮ、　ＭＬ、 　ＭＲ，ＮＥ、ＳＮ。

ＴＤ、　ＴＧ）、　ＡＵ、　ＣＡ、ＪＰ、　ＫＲ，Ｎｏ、　ＰＬ。

ＲＵ、ＵＡ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．一次巻線と二次巻線とを持つ変圧器と、固有周波共振電流が正および負の交 互の半サイクルで固有周波数において振動する一次巻線を含む共振一次回路と、 前記共振一次回路に接続されたスイッチ手段とを備え、該スイッチ手段が電流パ ルスを前記正および負の半サイクルと同位相でかつ実質的にその全持続時間のみ 共振一次回路に対して駆動し、前記スイッチ手段が更に、前記固有周波共振電流 が前記正および負の半サイクルの実質的に全持続時間のみ大きさにおいて減衰さ せるようにクランプし、前記スイッチ手段が、前記固有周波共振電流の実質的に ゼロの大きさにおける開始および終了を選択的に交互に駆動しまたはクランプす る 共振電源。 ２．共振電流の正および負の各半サイクルに応答して、半サイクル単位に駆動条 件またはクランプ条件を決定し、駆動記述を表わす駆動信号を供給し、かつクラ ンプ条件を表わすクランプ信号を供給する決定手段を更に備え、前記スイッチ手 段が、電流パルスを駆動することにより前記駆動信号に応答し、かつ前記共振電 流をクランプすることにより前記クランプ信号に応答する、請求の範囲第１項記 載の共振電源。 ３．前記決定手段が、前記条件が存在した半サイクルの直後の半サイクルの間、 前記駆動条件またはクランプ条件を決定し、かつ前記スイッチ手段が、前記決定 がなされた半サイクルの直後の半サイクルの間、前記電流パルスを駆動し、ある いは前記共振電流をクランプする請求の範囲第２項記載の共振電源。 ４．前記決定手段が、正と負の各半サイクルの間、前記共振電流のゼロの大きさ および最大の大きさに応答する請求の範囲第３項記載の共振電源。 ５．Ｘ線管に電圧を供給する請求の範囲第２項記載の共振電源。 ６．前記決定手段が、 前記一次巻線または二次巻線の少なくとも一方における電気的条件に応答し、か つ該条件を表わすフィードバック信号を得るように動作するフィードバック手段 と、 電源からの所要の電力レベルと関連する他の信号を供給する手段と、前記フィー ドバック信号と前記他の信号に応答して、該フィードバック信号と他の信号との 間の差と関連する制御信号を得るコンパレータ手段と、前記制御信号に応答し、 かつ該制御信号に対する予め定めたアルゴリズム関係を持つアルゴリズム出力信 号を供給するよう動作するコントローラ手段とを更に含み、 前記決定手段が、前記アルゴリズム出力信号に応答して駆動信号およびクランプ 信号を供給する、請求の範囲第２項記載の共振電源。 ７．前記アルゴリズム関係が、その時の半サイクルにおいて生じる制御信号の値 を予め定めた数の前の制御信号の値と比較することにより確立される請求の範囲 第６項記載の共振電源。 ８．前記アルゴリズム関係が、その時の半サイクルにおいて生じる制御信号の値 を、予め定めた同数の前の半サイクルの間に生じる予め定めた数の制御信号の値 の平均と比較することにより確立される請求の範囲第６項記載の共振電源。 ９．前記平均が、予め定めた数の前の連続的に生じる半サイクルに対して得られ る請求の範囲第８項記載の共振電源。 １０．前記アルゴリズム関係が、その時の半サイクルの間に生じる制御信号の値 を、予め定めた同数の前の半サイクルの間に生じる予め定めた数の制御信号の値 の加重平均と比較することにより確立される請求の範囲第６項記載の共振電源。 １１．前記平均が、より大きな意味を予め定めた数の半サイクルの間に生じる最 も後の制御信号の各々の値に帰するように加重される請求の範囲第１０項記載の 共振電源。 ｌ２．前記加重平均が、予め定めた数の前の連続的に生じる半サイクルから得ら れる請求の範囲第１１項記載の共振電源。 １３．前記制御信号が、前記フィードバック信号と前記他の信号との間の差と関 連する大きさのレベルを持ち、前記アルゴリズム関係が該制御信号のレベルによ り確立され、前記制御信号の各レベルにおける該アルゴリズム関係が交互の駆動 信号とクランプ信号のパターンを生じる請求の範囲第６項記載の共振電源。 １４．前記パターンが、駆動信号とクランプ信号の最大の交番度を獲得して制御 信号により表わされる制御効果を得る請求の範囲第１３項記載の共振電源。 １５．前記制御信号が、前記フィードバック信号と前記他の信号との間の差と関 連する大きさのレベルを持ち、前記アルゴリズム関係が、前記制御信号のレベル のディジタル値によって確立され、かつ該アルゴリズム関係が前記ディジタル値 の倍率と関連する請求の範囲第６項記載の共振電源。 １６．前記アルゴリズム関係が、予め定めたパターンの駆動信号とクランプ信号 とを確立し、前記予め定めたパターンが、前記制御信号により表わされる制御効 果を得る最大の交番度を獲得する請求の範囲第６項記載の共振電源。 １７．前記フィードバック手段が第１および第２のフィードバック信号を獲得し 、該第１のフィードバック信号は一次巻線における電気的条件を表わし、該第２ のフィードバック信号が二次巻線における電気的条件を表わし、前記コンパレー タ手段が、第１のフィードバック信号または第２のフィードバック信号の１つを 他の信号に比較して差信号を得、その後、該差信号を前記第１のフィードバック 信号または第２のフィードバック信号の他方と比較して制御信号を得る請求の範 囲第６項記載の共振電源。 １８．前記第１のフィードバック信号が、変圧器の一次巻線に流れる電流の大き さを表わし、 前記第２のフィードバック信号が、前記変圧器の二次巻線における電圧の大きさ を表わし、 前記他方の信号が供給されるべき電圧の大きさを規定する請求の範囲第１７項記 載の共振電源。 １９．前記フィードバック手段が、 前記一次巻線に接続されて、該一次巻線に流れる共振電流の特性と対応する一次 電流信号を供給する電流検出手段と、前記一次電流信号に応答して、前記正の半 サイクルの間に流れる最大電流を表わす第１のレベル信号を確立し、かつ前記負 の半サイクルの間に流れる最大電流を表わす第２のレベル信号を確立する電流検 出手段と、前記第１のレベル信号と前記第２のレベル信号とをフィードバック信 号として交互に供給する手段とを更に含む請求の範囲第６項記載の共振電源。 ２０．前記電流検出手段が、 前記一次電流信号に応答して、１つの正の半サイクルの間の最大共振電流を表わ す第１の半サイクル信号を確立する正のサンプリング回路と、前記一次電流信号 に応答して、１つの正の半サイクルの直後の１つの負の半サイクルの間の最大共 振電流を表わす第２の半サイクル信号を確立する負のサンプリング回路と、 与えられた信号を保持する第１の信号保持手段と、与えられた信号を保持する第 ２の信号保持手段と、前記正のサンプリング回路と前記第１の信号保持手段との 間に接続されて、第１の半サイクル信号を第１の信号保持手段へ送るように動作 する第１の伝送手段とを含み、前記第１の信号保持手段により保持された信号は 第１のレベル信号であり、 前記正のサンプリング回路に接続されて、第１の半サイクル信号が前記第１の信 号保持手段へ送られた後に前記第１の半サイクル信号を終了する第１のリセット 手段と、 前記負のサンプリング回路と前記第２の信号保持手段との間に接続されて、前記 第２の半サイクル信号を前記第２の信号保持手段へ送る第２の伝送手段とを含み 、前記第２の信号保持手段により保持された信号は第２のレベル信号であり、 前記負のサンプリング回路に接続されて、前記第２の半サイクル信号が前記第２ の信号保持手段へ送られた後に該第２の半サイクル信号を終了する第２のリセッ ト手段と を更に含む請求の範囲第１９項記載の共振電源。 ２１．前記第１の伝送手段が、前記１つの負の半サイクルの間に前記第１の半サ イクル信号を伝送し、 前記第２の伝送手段が、前記１つの負の半サイクルの直後の次の正の半サイクル の間に第２の半サイクル信号を伝送し、前記第１のリセット手段が、前記１つの 負の半サイクルの間に前記第１の半サイクル信号を終了し、 前記第２のリセット・スイッチ手段が、前記１つの正の半サイクルの直後の次の 負の半サイクルの間に前記第２の半サイクル信号を終了する、請求の範囲第２０ 項記載の共振電源。 ２２．前記一次共振回路が、蓄積キャパシタンスとしても機能する共振キャパシ タンスを更に含み、 前記スイッチ手段が、駆動信号に応答して、前記共振一次回路をＤＣ電力供給ノ ードに接続するように予め定めた形態で配置された複数の電流スイッチを更に含 み、 予め定めた形態の電流スイッチが、前記供給ノードからの電流パルスを前記一次 巻線を介して第１の方向に基準ノードに駆動して、共振電流の１つの半サイクル の間に蓄積コンデンサを充電し、 前記予め定めた形態の電流スイッチが、前記供給ノードおよび基準ノードから共 振一次電流を遮断し、かつ前記共振電流の他の半サイクルの間に、蓄積コンデン サを反対方向に一次巻線を介して放電することにより得られる電流パルスを駆動 する、請求の範囲第２項記載の共振電源。 ２３．クランプ信号に応答して、 前記予め定めた形態の電流スイッチが、共振一次回路を前記供給ノードおよび基 準ノードから遮断し、かつ前記固有周波共振電流が前記共振一次回路を介する電 流経路において減衰させるようクランプする請求の範囲第２２項記載の共振電源 。 ２４．前記予め定めた形態の電流スイッチが、２つの電流スイッチのいずれか一 方に正の各半サイクルにおけるクランプ動作を行わせ、かつ２つの他のスイッチ のいずれか一方に負の半サイクルにおけるクランプ動作を行わせ、前記決定手段 が、１つのクランプ条件が存在する連続する正の各半サイクルで前記２つの電流 スイッチに対して交互に、かつクランプ条件が存在する負の半サイクルにおける 前記２つの他の電流スイッチに対して交互に前記クランプ信号を供給し、前記ク ランプ信号を受取る前記１つのおよび前記他の電流スイッチが、該クランプ信号 に応答して前記クランプ動作を行うように通電する、請求の範囲第２３項記載の 共振電源。 ２５．前記決定手段が、次の連続的なクランプ条件を前記クランプ信号の交互の パターンを供給することを再関するため、介在する駆動条件の間に前に供給され たクランプ信号の状態を記述する情報を保持する交番手段を更に含む請求の範囲 第２４項記載の共振電源。 ２６．前記予め定めた形態の電流スイッチが、ＤＣ電力供給ノードとＤＣ電力基 準ノードとの間で整然と直列に接続された第１と第２と第３と第４の電流スイッ チを含み、前記第１と第２の電流スイッチ間の接続が共振一次回路に接続される 上方ノードを確立し、前記第２と第３の電流スイッチ間の接続が中間点ノードを 厩立し、前記第３と第４の電流スイッチ間の接続が前記共振一次回路に接続され た下方ノードを確立し、前記共振一次回路が実質的に前記上方ノードと下方ノー ド間に延長し、駆動信号に応答して、前記第２と第３の電流スイッチが非通電状 態であり、前記第１と第４の電流スイッチが、第１の方向に前記一次巻線を介し て電流パルスを前記供給ノードから基準ノードへ駆動し、かつ共振電流の１つの 半サイクルの間に蓄積コンデンサを充電し、 前記第１と第４の電流スイッチが、前記供給ノードと基準ノードから前記共振一 次回路を遮断し、前記第２と第３の電流スイッチが、共振電流の他の半サイクル の間に反対方向に一次巻線を介して蓄積コンデンサを放電させることにより得ら れる電流パルスを厘動ずる請求の範囲第２２項記載の共振電源。 ２７．クランプ信号に応答して、 前記第１または第３の電流スイッチの１つが１つの半サイクルにおいてクランプ し、かつ第２と第４の電流スイッチの１つが他の半サイクルにおいてクランプし 、クランプ動作したもの以外の３つの電流スイッチは非導通状態であり、前記第 １および第２の電流スイッチの１つが、１つの半サイクルの連続的な発化により 第１または第３の電流スイッチの他の１つと共にクランプし、前記第２または第 ４の電流スイッチの１つが、他の半サイクルの連続的な発生により第２または第 ４の電流スイッチの他の１つと共に交互にクランプする請求の範囲第２６項記載 の共振電源。 ２８．前記スイッチ手段が更に、前記供給ノードと前記中間点ノードとの間に接 続された第１のコンデンサと、該中間点ノードと前記基準ノードとの間に接続さ れた第２のコンデンサとを含み、 前記検出手段が更に、前記中間点ノードにおける電圧に応答するセレクタ手段を 含み、該セレクタ手段が、前記１つの半サイクルの間に第１と第３の電流スイッ チ間のクランプにおける交番を終了し、かつ他の半サイクルにおける第２と第３ の電流スイッチ間のクランプにおける交番を終了し、その代わり、前記１つ半サ イクルの間に第１または第３の電流スイッチの１つ、およびクランプされた共振 電流が前記第１および第２のコンデンサを充電する結果となるクランプ条件の間 にクランプするように他の半サイクルの間に第２または第４の電流スイッチの１ つを選択して、前記供給ノードと基準ノードとの間の電圧に関する予め定めた範 囲内に中間点ノードにおける電圧を維持する請求の範囲第２７項記載の共振電源 。 ２９．前記予め定めた範囲が、前記供給ノードと基準ノードとの間の電圧の実質 的に半分に関して確立され、 前記中間点電圧が予め定めた範囲内にある限り、前記セレクタ手段が、第１と第 ３の電流スイッチ間、および第２と第４の電流スイッチ間のクランプの交番を再 関する請求の範囲第２８項記載の共振電源。 ３０．前記スイッチ手段が更に、 共振一次回路をＤＣ電力供給ノードとＤＣ電力基準ノードとに接続するように予 め定めた形態で配置された複数の電流スイッチと、前記電流スイッチに接続され 、駆動信号に応答して前記電流スイッチにより通電された電流を検出しかつ該検 出された電流と関連するスイッチ電流信号を供給する手段と、前記電流スイッチ により通された電流の予め定めた最大許容特性を表わす設定点信号を得る手段と 、前記スイッチ電流信号と設定点信号とを比較してスイッチ電流信号が該設定点 信号を越えると同時に出力信号を供給するコンパレータ手段と、前記出力信号を 受取り出力信号の存在と同時に前記電流スイッチの通電を不動作状態にするよう 動作する不能化手段とを含む請求の範囲第２項記載の共振電源。 ３１．前記予め定めた最大特性が電流スイッチにより通電される電流の最大量で ある請求の範囲第３０項記載の共振電源。 ３２．前記予め定めた最大特性が、前記電流スイッチにより通電される電流にお ける最大増加率である請求の範囲第３０項記載の共振電源。 ３３．前記電流制限手段が更に、前記出力信号に応答して、該出力信号の発生後 の予め定めた期間だけ電流スイッチの不動作条件を維持するよう動作する遅延手 段を含む請求の範囲第３０項記載の共振電源。 ３４．前記予め定めた期間が、前記共振電流の各サイクルの期間より大きい請求 の範囲第３３項記載の共振電源。 ３５．前記変圧器が更に、 中心開口を持つ閉ループ・コアと、 該コアにおける中心開口を貫通する印刷回路板上のトレースとして形成された二 次巻線と、 前記開口を貫通し、少なくとも１つの巻線で前記コアを囲繞する金属板導体とし て形成された一次巻線とを含む請求の範囲第１項記載の共振電源。 ３６．一次巻線と二次巻線とを持つ変圧器を用いる給電方法において、前記一次 巻線を共振一次回路に接続し、前記共振一次回路において、固有周波共振電流を 交互の正と負の半サイクルで固有周波数において振動させ、 前記共振一次回路に対する電流パルスを選択された正と負の半サイクルと同位相 で実質的にその全持続時間のみ駆動して共振電流の大きさを増加し、選択された 正と負の半サイクルの実質的に全持続時間のみ前記固有周波共振電流をクランプ して、共振電流の大きさの減衰を許容し、共振電流の各半サイクルで駆動ステッ プまたはクランプ・ステップの一方を選択して、一次巻線における共振電流の大 きさを制御し、前記駆動ステップまたは前記クランプ・ステップの選択された一 方を前記固有周波共振電流の実質的にゼロの各大きさで開始し終了し、二次巻線 から供給された電力を得ることを含む電力供給方法。 ３７．半サイクル単位で正と負の各半サイクル毎に駆動条件またはクランプ条件 を決定することを更に含む請求の範囲第３６項記載の電力供給方法。 ３８．駆動条件またはクランプ条件が存在した半サイクルの直後の半サイクルの 間に前記条件を決定し、 前記決定が行われた半サイクルの直後の半サイクルの闇に、電流パルスを駆動し あるいは共振電流をクランプすることを含む請求の範囲第３７項記載の電力供給 方法。 ３９．前記駆動条件またはクランプ条件を決定する前記ステップが更に、前記共 振電流のゼロの大きさを決定し、正と負の各半サイクルの間に前記共振電流の最 大の大きさを決定し、前記駆動条件またはクランプ条件を決定する時、前記共振 電流のゼロの大きさと最大の大きさとの決定に応答することを含む請求の範囲第 ３８項記載の方法。 ４０．Ｘ線管に対して前記二次巻線により供給される電圧を印加すること更に含 む請求の範囲第３７項記載の電力供給方法。 ４１．駆動条件またはクランプ条件を決定する前記ステップが更に、電気的条件 を表わすフィードバック信号を前記一次巻線または二次巻線の少なくとも一方で 取得し、 電源から供給される電力の所要レベルと関連する他の信号を供給し、前記フイー ドバック信号と前記他の信号とを比較して、該フィードバック信号と他の信号と の間の差と関連する制御信号を取得し、予め定めたアルゴリズム関係に従って、 駆動条件を表わす駆動信号を供給し、かつクランプ条件を表わすクランプ信号を 供給し、前記駆動信号に応答して電流パルスを駆動し、前記クランプ信号に応答 して共振電流をクランプすることを含む請求の範囲第３７項記載の電力供給方法 。 ４２．現在の半サイクルの間に生じる制御信号の値を予め定めた数の前の半サイ クルの間に生じる同数の制御信号の値と比較することを含むステップによりアル ゴリズム関係を取得することを更に含む請求の範囲第４１項記載の電力供給方法 。 ４３．同じ予め定めた数の前の半サイクルの間に生じる予め定めた数の制御信号 の値を平均化して平均値を得ること、および現在の半サイクルの間に生じる制御 信号の値を前記平均値と比較すること、を含むステップにより前記アルゴリズム 関係を得ることを更に含む請求の範囲第４１項記載の電力供給方法。 ４４．予め定めた数の前の連続的に生じる半サイクルから平均値を取得すること を更に含む請求の範囲第４３項記載の電力供給方法。 ４５．予め定めた同数の前の半サイクルの間に生じる予め定めた数の制御信号の 値を加重して予め定めた同数の加重制御信号を得、前記予め定めた数の加重され た制御信号値の加重値を平均化して加重平均値を得、 現在の半サイクルの間に生じる制御信号の値を前記加重平均値と比較することを 含むステップにより前記アルゴリズム関係を得ることを更に含む請求の範囲第４ １項記載の電力供給方法。 ４６．加重された平均値を得るため最も後の制御信号の値により大きな意味を帰 すことを更に含む請求の範囲第４５項記載の電力供給方法。 ４７．予め定めた数の前の連続的に生じる半サイクルから加重平均値を得ること を更に含む請求の範囲第４６項記載の電力供給方法。 ４８．各々が前記フィードバック信号と前記他の信号との間の大きさの差と関連 する複数の異なるレベル値に制御信号を分けること、および制御信号の各レベル 値に応答して駆動信号およびクランプ信号を交番する異なる予め定めたパターン を生じるコントラスト、を含むステップによりアルゴリズム関係を得ることを更 に含む請求の範囲第４１項記載の方法。 ４９．駆動信号およびクランプ信号の最大交番度を得るため予め定めた各パター ンを生じることを更に含む請求の範西第４８項記載の電力供給方法。 ５０．制御信号のディジタル値を生成し、制御信号のディジタル値を倍増して、 制御信号のディジタル値に応答して交番する駆動信号およびクランプ信号のパタ ーンを生じることを含むステップによりアルゴリズム閥係を得ることを更に含む 請求の範囲第４１項記載の電力供給方法。 ５１．前記駆動信号およびクランプ信号の最大交番度を生じるためアルゴリズム 関係を選択することを更に含む請求の範囲第４１項記載の電力供給方法。 ５２．駆動条件またはクランプ条件を決定するステップが更に、一次巻線におけ る電気的条件を表わす第１のフィードバック信号を得ること、 二次巻線における電気的条件を表わす第２のフィードバック信号を得ること、 第１または第２のフィードバック信号を前記他の信号と比較して差信号を得るこ と、かつその後、 前記差信号を前記第１と第２のフィードバック信号の他方と比較して制御信号を 得ること、を更に含む請求の範囲第４１項記載の電力供給方法。 ５３．前記第１のフィードバック信号が、変圧器の一次巻線に流れる電流の大き さを表わし、 前記第２のフィードバック信号が、変圧器の二次巻線における電圧の大きさを表 わし、 前記他の信号が供給される電圧の大きさを規定する、請求の範囲第５２項記載の 電力供給方法。 ５４．前記駆動条件またはクランプ条件を決定するステップが更に、前記一次巻 線に流れる共振電流を検出し、前記一次巻線に流れる共振電流の特性に対応する 一次電流信号を供給し、前記正の半サイクルの間に流れる最大電流を表わす第１ のレベル信号を確立し、 前記負の半サイクルの間に流れる最大電流を表わす第２のレベル信号を確立し、 フィードバック信号として前記第１のレベル信号と第２のレベル信号とを交互に 供給することを更に含む請求の範囲第４１項記載の電力供給方法。 ５５．１つの正の半サイクルの間一次電流信号をサンプリングし、前記１つの正 の半サイクルの間にサンプルされた最大電流を表わす第１の半サイクル信号を確 立し、 １つの負の半サイクルの間一次電流信号をサンプリングし、前記１つの正の半サ イクルの直後の１つの負の半サイクルの間にサンプルされた最大電流を表わす第 ２の半サイクル信号を確立し、前記第１の半サイクル信号を第１のレベル信号と して保持し、前記第１のレベル信号が保持された後に前記第１の半サイクル信号 を終了し、 前記第２の半サイクル信号を第２のレベル信号として保持し、前記第２の半サイ クル信号が保持された後に前記第２の半サイクル信号を終了する、ことを更に含 む請求の範囲第５４項記載の電力供給方法。 ５６．前記第１の半サイクル信号が、前記１つの負の半サイクルの間保持され、 前記第２の半サイクル信号が、前記１つの負の半サイクルの直後の次の正の半サ イクルの間保持され、 前記第１の半サイクル信号が、前記１つの負の半サイクルの間に終了され、 前記第２の半サイクル信号が、前記１つの負の半サイクルの直後の次の正の半サ イクルの間に終了される、請求の範囲第５５項記載の電力供給方法。 ５７．前記共振一次回路において蓄積容量としても機能する共振容量を含み、前 記共振一次回路をＤＣ電力供給ノードとＤＣ電力基準ノードとに接続し、 共振電流の１つの半サイクルの間、駆動信号に応答して前記供給ノードから一次 巻線を通るように電流パルスを第１の方向に駆動して、蓄積コンデンサを充電し 、 他の半サイクル即ち共振電流の間、前記共振一次回路を供給ノードと基準ノード から遮断し、 共振電流の前記他の半サイクルの間、駆動信号に応答して前記一次巻線を介して 前記蓄積コンデンサを放電することにより得られる電流パルスを反対方向に駆動 し、 前記他の半サイクル即ち共振電流の間、前記共振一次回路を供給ノードおよび基 準ノードから遮断し、 共振電流の前記他の半サイクルの間、駆動信号に応答して前記蓄積コンデンサを 前記一次巻線を介して反対方向に放電することにより得た電流パルスを駆動する こを更に含む請求の範囲第３７項記載の電力供給方法。 ５８．クランプ信号に応答して、前記共振一次回路を前記供給ノードと基準ノー ドとから遮断し、前記固有周波共振電流をクランプして前記共振一次回路を介す る電流経路において減衰させることを更に含む請求の範囲第５７項記載の電力供 給方法。 ５９．前記電流パルスを駆動して共振電流をクランプする予め定めた形態の電流 スイッチを碓立し、２つの電流スイッチのいずれか一方が正の各半サイクルにお けるクランプ動作を得て、２つの他のスイッチのいずれか一方が負の半サイクル におけるクランプ動作を得、 クランプ信号を正の半サイクルにおける２つの電流スイッチの反対側に交互に供 給し、かつ負の半サイクルにおける前記２つの電流スイッチの反対側に交互に供 給し、 クランプ信号に応答して、クランプ信号を受取る一方または他方の電流スイッチ に通電してクランプ動作を得ることを更に含む請求の範囲第５８項記載の電力供 給方法。 ６０．前記駆動条件またはクランプ条件を決定するステップが更に、介在する駆 動条件の間、前に供給されたクランプ信号の交互の状態を記述する情報を維持し 、 前記交互のクランプ信号に次に生じるクランプ条件を供給することを再開するこ とを更に含む請求の範囲第５９項記載の電力供給方法。 ６１．共振一次回路における蓄積コンデンサとしても機能する共振キャパシタン スを含み、 第１と第２と第３と第４の電流スイッチが供給ノードと基準ノード間に整然と直 列に接続される予め定めた形態の電流スイッチを碓立し、前記第１と第２の電流 スイッチ間の接続が共振一次回路に接続される上方ノードを確立し、第２と第３ の電流スイッチ間の接続が中間点ノードを確立し、第３と第４の電流スイッチ間 の接続が共振一次回路に接続された下方ノードを確立し、共振一次回路が実質的 に上方ノードと下方ノードとの間に延長し、供給ノードから一次巻線を介して第 １の方向に基準ノードへ電流を駆動するよう第１と第４の電流スイッチを通電さ せて共振電流の１つの半サイクルの間に蓄積コンデンサを充電し、前記共振一次 回路を供給ノードおよび基準ノードから遮断するように前記第１と第４の電流ス イッチを非通電状態にし、共振電流の他の半サイクルの間前記第２と第３の電流 スイッチの動作により前記蓄積コンデンサを一次巻線を介して反対方向に放電す ることにより得られる電流パルスを駆動ずるように前記第２と第３の電流スイッ チを通電させることを更に含む請求の範囲第３７項記載の電力供給方法。 ６２．クランプ信号に応答して、 前記第１と第３の電流スイッチの１つを１つの半サイクルにおいてクランプし、 前記第２と第４の電流スイッチの１つを他の半サイクルにおいてクランプし、１ つの半サイクルの連続的な発生により前記第１または第３の電流スイッチの１つ の通電状態を前記第１または第３の電流スイッチの他の１つと交番し、他の半サ イクルの連続的な発生により前記第２または第４の電流スイッチの１つの通電状 態を第２または第４の電流スイッチの他のものと交番し、クランプされるもの以 外の３つの電流スイッチを非通電状態にすることを更に含む請求の範囲第６１項 記載の電力供給方法。 ６３．第１のコンデンサを前記供給ノードと中間点ノードとの間に接続し、第２ のコンデンサを前記中間点ノードと基準ノードとの間に接続し、前記クランプ条 件の間に前記第１および第２のコンデンサをクランプされた共振電流で充電する ことにより中間点ノードに電圧を生成し、中間点ノードの電圧を検出し、 前記１つの半サイクルの間に前記第１と第３の電流スイッチ間におけるクランプ 動作の交番を終了し、かつ前記他の半サイクルの間に前記第２と第３の電流スイ ッチ間におけるクランプ動作におけろ交番を終了し、前記１つの半サイクルの間 に前記第１または第３の電流スイッチの選択された１つをクランプし、かつクラ ンプされた共振電流により前記第１と第２のコンデンサの充電を結果として生じ る前記他の半サイクルの間に前記第２または第４の電流スイッチの選択された１ つをクランプして、前記供給ノードと基準ノードとの間の電圧に対する予め定め た範囲内に前記中間点ノードにおける電圧を維持することを更に含む請求の範囲 第６２項記載の電力供給方法。 ６４．前記供給ノードと基準ノードとの間の電圧の実質的に半分に対する予め定 めた範囲を確立し、 前記中間点電圧が前記予め定めた範囲内にある間、前記第２と第４の電流スイッ チ間のクランプ動作における交番を再開することを更に含む請求の範囲第６３項 記載の電力供給方法。 ６５．共振一次回路をＤＣ電力供給ノードとＤＣ電力基準ノードに接続するよう に複数の電流スイッチを予め定めた形態に配列し、駆動信号に応答して各電流ス イッチにより通された電流を検出して、検出された電流と関連するスイッチ電流 信号を供給し、前記電流スイッチにより通された庵流の予め定めた最大許容特性 を表わす設定点信号を得て、 前記スイッチ電流信号と設定点信号を比較し、スイッチ電流信号が該設定点信号 を越えると同時に出力信号を供給し、前記出力信号の存在と同時に前記電流スイ ッチの通電を不動作状態にすることを更に含む請求の範囲第３７項記載の電力供 給方法。 ６６．前記予め定めた最大特性が前記電流スイッチにより通電される最大電流量 である請求の範囲第６５項記載の電力供給方法。 ６７．前記予め定めた最大特性が前記電流スイッチにより通電される電流の最大 増加率である請求の範囲第６５項記載の電力供給方法。 ６８．前記出力信号の発生後の予め定めた期間だけ電流スイッチの不動作状態を 維持することを更に含む請求の範囲第６５項記載の電力供給方法。 ６９．前記予め定めた期間が前記共振電流の各サイクルの期間より長い請求の範 囲第６８項記載の電力供給方法。