【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]
ングマーデルタＡ／Ｄ変換器を具備した核磁気共鳴受信器技術分野
本発明は、核磁気共鳴の検出回路において、特に、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器
を具備した核磁気共鳴受信器および核磁気共鳴受信方法に関する。
発明の背景
核磁気共鳴（Ｎｕｃｌｅａｒ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｒｅ５Ｏｎ ａ ｎ Ｃｅ
％以下、ＮＭＲと呼ぶ。）分光器は、従来からよく使われる技術である。このＮ
ＭＲの手法で検出されるＮＭＲアナログ信号を受信して、その処理を行うＮＭＲ
受信器は、ラジオ波の周波数帯域内で、受信したＮＭＲアナログ信号の処理を行
うものである。ラジオ波は、局部発振器から出力される周波数信号と周波数混合
が行われ、その結果得られる中間周波数は、フィルタでろ波され、さらに増幅さ
れる。
その後、この信号には、参照周波数信号（一般に９ Ｍ Ｈｚの信号）と、その
参照周波数信号の位相を９０度シフトさせた信号とかそれぞれ混合され、２チヤ
ンネルの信号がそれぞれ生成される。それぞれのチャンネルにおいて、その信号
は、フィルタでろ波され、増幅された後、ナイキストサンプラ−あるいはデルタ
変調サンプリング回路を有するＡ／Ｄ変換器でアナログからデジタルに変換され
る。通常、Ａ／Ｄ変換器の人力部にはエイリアシング除去フィルタが設けられて
いる。
ここで、サンプリングされた信号は、サンプリング周波数の整数倍の周波数と、
もとの入力信号の周波数成分の和として表現される。従って、ナイキスト周波数
ｆＮを超える周波数の人力信号は、適切に変換されず、もとの信号のベースバン
ド帯域成分でない信号を生じてしまうことがある。このような、信号の歪が生じ
る非線形的な現象は、エイリアシングと呼ばれる現象である。このような歪を補
正するために、エイリアシング除去フィルタと呼ばれるロウパスフィルタが用い
られ、ベースバンドの平滑化を行い、また、ナイキスト周波数ｆＮを超える周波
数成分をノイズにならないレベルまで減衰している。通常、アナログ信号をエイ
リアシング除去フィルタに通すと、非線形的な位相歪や波形歪を生じる。このた
め、アナログのエイリアシング除去フィルタは、入力信号の周波数帯域と位相歪
を制御する制限要素となるので、このエイリアシング除去フィルタは、高分解度
なもので、しがち波形歪を最小限におさえることができるものが必要である。前
記各チャンネルにおいてＡ／Ｄ変換器からの出力は、デジタルシグナルプロセッ
サに接続される。このデジタルシグナルプロセッサは、入力されたアナログ信号
に対し、高速複素フーリエ変換、０次および１次の位相補正を行うものである。
このような、従来からのＮＭＲ受信器の回路構成にはいくつかの問題点があった
。まず、第１の問題点として、エイリアシング除去フィルタとして用いられるア
ナログフィルタが非常に複雑であることが挙げられる。すなわち、このフィルタ
の動作周波数は、０〜１０ＫＨｚという比較的広帯域内に対応できるよう調節さ
れ、その中の狭帯域を遮断するように動作するものであり、この動作周波数帯域
に応じて位相歪が生じる。これに対処するため、従来の回路構成では、デジタル
シグナルプロセッサにおいて、−次位相補正を行っていた。
さらに、この動作周波数帯域により減衰量が異なるという問題点がある。すなわ
ち、同時に２つのチャンネルにおいて処理をすすめていく上で、異なる周波数帯
域で動作させるとき、減衰量が違うと、２つのチャンネルを互いに一致させるこ
とができなくなってしまう。
本発明は、従来技術の欠点を解消する。すなわち、シグマ−デルタ変調を行うＡ
／Ｄ変換器により、前述した従来のエイリアシング除去フィルタの性能上の問題
に対処し、信号対雑音比を改善する。
シグマ−デルタ変調を行うことにより、人力信号をオーバーサンプリングされ、
より単純な構成の広帯域対応のエイリアシング除去フィルタでも使用可能となる
。このようなフィルタは単純なＲＣフィルタで構成できる。また、このシグマ−
デルタ変調を行うことにより、動作周波数帯域による位相歪を生じることのない
２つの同一のアナログフィルタを２つのチャンネルにそれぞれ用いることができ
る。すなわち、デジタルシグナルプロセッサ内での一次位相補正を行う必要がな
くなる。
また、ングマーデルタ変調を行うＡ／Ｄ変換器に内蔵されているデジタル・デシ
メインジン・フィルタや、デジタルシグナルプロセッサに設けられるデジタルφ
デシメイション・フィルタにより、アナログフィルタを調節することなく、フン
ブリング周波数は容易に調節できるようになる。また、このデジタル・デシメイ
ション拳フィルタにより、アナログフィルタでは不可能であったが、遮断周波数
帯域の減衰量が一定となる。量子化雑音は、不規則に発生し、ングマーデルタ変
調のための微分器（あるいはサンプリング部とも呼ばれる。
）はＭ子化雑音電力を２倍にする。ところが、この誤差は、微分器の動作要件に
より、高周波数領域に追いやることができる。従って、アナログ信号ｘ （ｔ）
がシグマ−デルタ変調器に人力され、オーバーサンプリングなされたとすると、
その人力されたアナログ信号のベースバンドにおける特性に影響を及はすことな
く、高周波数帯域の量子化雑音がデジタルロウパスフィルタで除去することがで
きる。このようなデジタルロウパスフィルタの処理は、デジタルΦデシメイショ
ン・フィルタ処理の１つである。このような、デジタル・デシメインジン・フィ
ルタ処理が行われると、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器からの出力信号は０〜ｆ
（Ｂ）Ｈｚの周波数成分を有する信号となる。シグマ−デルタ変調による処理結
果と従来の１ビツトナイキストサンプラーやデルタ変調によるオーバーサンプラ
ーの場合と比較すると、シグマ−デルタ変調によるベースバンド（０〜ｆ （Ｂ
）Ｈｚ）の雑音は、ナイキストサンプラーやデルタ変調の場合よりもかなり小さ
いことが確認されている。
そこで、本発明の目的は、シグマ−デルタ変調により、エイリアシング除去フィ
ルタからの入力信号を、その周波数ｆＯよりも極めて高い周波数ｆ でサンプリ
ングすることでベ−スバンド帯域の量子化雑音を抑制し、ベースバンド帯域外の
高周波数領域に量子化雑音を生成する核磁気共鳴受信器および核磁気共鳴受信方
法を提供することである。
また、本発明の他の目的は、エイリアシング除去フィルタが単純なＲＣ構成のも
のでも使用可能な核磁気共鳴受信器および核磁気共鳴受信方法を提供することで
ある。
また、本発明のさらに他の目的は、人力信号をナイキストサンプリング周波数よ
りも極めて高い周波数でサンプリングを行うことが可能なシグマ−デルタＡ／Ｄ
変換器を有する核磁気共鳴受信器および核磁気共鳴受信方法を提供することであ
る。
また、本発明のさらに他の目的は、受信されたＮＭＲ信号のベースバンドに影響
を及ぼすことなく、ナイキストサンプリング周波数よりも極めて高い周波数でサ
ンプリングを行った結果生じる高い周波数領域の量子化雑音を除去するロウパス
デジタルフィルタとしてのデジタル・デンメイションψフィルタが内蔵されたシ
グマ−デルタＡ／Ｄ変換器を有する核磁気共鳴受信器および核磁気共鳴受信方法
を提供することである。
さらに、本発明のさらに他の目的は、デジタルシグナルブロセソサに内蔵され、
適切なサンプリング周波数を決定できるデジタル・デシメイション・フィルタを
有する核磁気共鳴受信器および核磁気共鳴受信方法を提供することである。
ｅｐｔ
本発明は、ＮＭＲアナログ信号ｘ （ｔ）を受信して処理を行う回路に関し、Ｎ
ＭＲアナログ信号ｘ （ｔ）は、抵抗とコンデンサで構成されるエイリアシング
除去フィルタに通され、広い周波数帯の周波数ｆｏを有する信号を出力し、その
出力信号は、ングマーデルタＡ／Ｄ変換器に入力され、ベースバンドの量子化雑
音を抑制され、高周波数領域の量子化雑音を除去され、ングマーデルタＡ／Ｄ変
換器からの出力される一次Ｍ子化雑音が除去された信号は、デジタル・シグナル
・プロセッサにおいて、デジタル・デシメインヨン・フィルタにより、適当なサ
ンプリング速度に減速され、さらに、高速複素フーリエ変換と０次位相補正が行
われ、最適なＮＭＲ信号が出力される。
図面の簡単な説明
本発明の目的等をより理解するために、以下に示したような各部に符合を付した
図面を参照する。
図１は、従来からのＡ／Ｄ変換器を有するＮＭＲ受信器の構成を概略的に示すブ
ロック図である。
図２は、ングマーデルタ変調器の構成を概略的に示すブロック図である。
図３は、１次ングマーデルタ変調のスペクトルを示したグラフである。
図４は、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器を有するＮＭＲ受信器の構成を概略的に示
すブロック図である。
図５は、シンプルＲＣエイリアシング除去フィルタの具体例を示した図である。
図面の簡単な説明
図１は、従来のＡ／Ｄ変換器を含むＮＭＲ受信器の構成を示したものである。Ｎ
ＭＲデータを含むＲＦ倍信号、信号線１２を介してＲＦプリアンプ（ＲＦｐｒｅ
ａｍｍｐｌｉｆｉｉｅｒ）１４に入力される。このＲＦプリアンプ１４の出力は
、混合器１５に接続され、また、局部発振器（図示せず。）からの出力が信号線
１６を介して混合器１５に接続され、この混合器１５において局部発振器からの
周波数信号とＲＦプリアンプ１４の出力信号とが混合される。この混合器１５か
ら出力されるＩＦ器局周波数信号フィルタ１８でろ波され、さらに、増幅器２０
で増幅される。この増幅器２０からの出力信号は、信号線２２．２５を介して、
それぞれ第１のチャンネルの混合器２４、第２のチャンネルの混合器２８に処理
のため入力される。これらのチャンネルは、その入力以外は同一である。第１の
チャンネルでは、混合器２４で信号線２２上のＩＦ倍信号、例えば、９ＭＨｚの
参照周波数信号と混合され、第１のチャンネル信号が出力される。この参照周波
数信号は、位相変化部３０で位相を９０度シフトされた後、混合器２８に入力さ
れる。第２のチャンネルでは、混合器２８で、増幅器２０からの出力信号と位相
が９０度シフトされた参照周波数信号とが混合され、第２のチャンネル信号が出
力される。前記第１および第２のチャンネルに対する処理は以後の説明において
同様であるので、以下、第１のチャンネルについてのみ説明する。
混合器２４から出力された第１のチャンネル信号は、フィルタ３２に入力され、
フィルタ３２の出力は、増幅器３４に入力される。この増幅器３４で増幅された
第１のチャンネル信号は複素エイリアシング除去調整フィルタ３６に入力され、
その出力は、ナイキストサンプラーあるいはデルタ変調サンプリング回路を有す
るＡ／Ｄ変換器３８に入力される。Ａ／Ｄ変換器３８からの出力信号は、信号線
４０を介して、デジタルシグナルプロセッサ４２に入力され、ここで、高速複素
フーリエ変換と、０次および１次位相補正が行われる。このようなＡ／Ｄ変換器
とナイキストサンプラー３８を有する従来のＮＭＲ受信器１０には、いくつかの
問題点がある。複素エイリアシング除去調整フィルタ３６は、アナログフィルタ
である。このフィルタの動作周波数は、０〜１０ＫＨｚという比較的広帯域内に
対応できるよう調節可能であると同時に、その帯域内で狭帯域幅の遮断特性を具
備したものでなければならない。第１および第２のチャンネルにおけるＡ／Ｄ変
換器３８での、ナイキスト周波数（レート）は、最大周波数は、ナイキスト周波
数ｆＮよりもわずかに小さいアナログ信号をサンプリングするものである。この
とき、サンプリング周波数をｆ とすると、ナイキスト周波数ｆ は、ｆＮ＝ｆ
、／Ｓ Ｎ
２である。サンプリング動作は、周波数が０、ｆＳ１２ｆ５、・・・なるキャリ
ア信号により入力信号を変調することと等しいものである。言い換えれば、サン
プリングされた信号は、もとの信号成分と、サンプリング周波数の整数倍で変調
された信号周波数との和として表現できる。従って、サンプリングされる信号周
波数成分のうち、ナイキスト周波数ｆＮを超える入力信号の周波数成分は、適切
に変換されず、もとの信号には存在しない信号をベースバンドに生じてしまうこ
とがある。このような非線形的な現象は、エイリアシングと呼ばれる信号歪であ
る。このエイリアシングによる信号の歪を防ぐには、適切な低域通過フィルタを
用い、あらかじめ、サンプリングされる信号の周波数成分のうち、ナイキスト周
波数以上の周波数成分を減衰させておく必要がある。この低域通過フィルタが、
エイリアシング除去フィルタ（ａｎｔｉ−ａｌｉａｓｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）で
、これは、注目周波数帯域（ベースバンド）に対し、フラットレスポンス（ｆｌ
ａｔｒｅｓｐｏｎｓｅ）を持っていなければならない。また、ナイキスト周波数
ｆＮを超える周波数成分をノイズにならないレベルまで十分に減衰しなければな
らない。また、エイリアシング除去フィルタに通すことにより、生じる非線形的
な位相歪は、可聴低下信号に温調波歪を生じることがある。アナログのエイリア
シング除去フィルタは、入力信号であるＮＭＲアナログ信号の周波数帯域と位相
歪を制御する制限要素となるので、このエイリアシング除去フィルタは、高分解
能なもので、しかも波形歪を最小限におさえることができるものが必要である。
このような厳格な特性を有する従来のフィルタは動作周波数内に位相歪みの問題
を有し、この歪は、デジタルシグナルプロセッサにおいてソフウトウエアにより
１次位相補正が行われる。 さらに、エイリアシング除去フィルタは、その動作
周波数帯域により増幅度が異なるという問題点がある。すなわち、同時に２つの
チャンネルにおいて処理をすすめていく上で、異なる周波数帯域で動作させると
き、増幅度が違うと、互いに一致させることができなくなってしまう。
Ａ／Ｄ変換器３８においてシグマ−デルタ変調を行うことにより、従来の問題点
は・解決できる。さらに、その２次的効果として、ＳＮ比が向上される。このシ
グマ−デルタ変調を行うことにより、Ａ／Ｄ変換器３８に入力された信号はオー
バーサンプリングされることで、より単純な構成でエイリアシング除去フィルタ
が実現でき、しかもそれは広い周波数帯域に対応できるものである。また、この
ような単純な構成で広帯域対応のエイリアシング除去フィルタが使用可能になる
と、動作周波数帯域による位相歪を生じることのない２つの同一のアナログフィ
ルタを２つのチャンネルにそれぞれ用いることができ、その結果、デジタルシグ
ナルプロセッサ４２内での一次位相補正を行う必要がなくなる。また、シグマ−
デルタ変調を行うＡ／Ｄ変換器に内蔵されているデジタル・デシメイション・フ
ィルタや、デジタルシグナルプロセッサに設けられるデジタル・デシメイション
・フィルタにより調節が行われるので、アナログフィルタを調節することなく、
サンプリング周波数は容易に調節できるようになる。また、このデジタル・デシ
メイシコン・フィルタにより、アナログフィルタでは不可能であったが、均一の
増幅度を与える。量子化雑音は、不規則に発生し、微分器は量子化雑音電力を２
倍にする。ところが、この誤差は、微分因子により、高周波数領域に追いやるこ
とができる。従って、アナログ信号Ｘ（１）がシグマ−デルタ変調器に入力され
、オー）＜−１＜サンプリングされると、その入力されたアナログ信号のベース
ノくンドにおける特性に影響を及ぼすことなく、高周波数帯域の量子化雑音がデ
ジタルロウパスフィルタで除去することかできる。このようなデジタルロウパス
フィルタの処理は、デシメイション処理の１つである。
このオーバサンプリングによる変調は、一般に、オーツくサンプリング周波数Ｆ
で、データを粗くサンプリングする。
ここで、Ｆ＝Ｎｆ（設定値Ｎは、任意の整数）である。
Ｓ ＄
次に、デジタル処理であるデシメイション処理を行って、更に低いサンプリング
周波数ｆ を使って、アナログの入力信＄
号に対し、さらに詳しい概算を行う。ここでサンプリング周波数ｆ は、ナイキ
ストサンプラーの場合と同じ値であるＯこのオーバサンプリング手法による効果
は、エイリアシング除去フィルタの効果と同様である。
ｒＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｄｅｌｔａ−３ｉｇｍａＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ｆｏｒ Ａ／Ｄ ＣｏｎｖｅｒｔｅｒｓＪ （１９９０年４月８日、モトロー
ラ）の９ページに記載されたナイキストサンプラーを用いた標準的なデジタル・
オーディオ・アプリケーションのデータを以下に参照する。
アナログ信号をナイキスト周波数変換器（Ｎｙｑｕｉｓｔ−ｒａｔｅ ｃｏｎｖ
ｅｒｔｅｒ）で、少なくともそのベースバンドの最高周波数の２倍の周波数（ナ
イキスト周波数）でサンプリングする。例えば、周波数４８ＫＨｚでサンプリン
グした場合、エイリアシングが発生しないのは、もとのアナログ信号の周波数が
、２４ＫＨｚまでの場合であるが、実際には、その回路構成上の制限により、最
高通過周波数はせいぜい約２２ＫＨｚまでである。一方、ナイキストサンプラー
によるＡ／Ｄ変換器のエイリアシング除去フィルタは、ちとの信号の周波数帯域
（デジタル・オーディオ・アプリケーションの場合、２２ＫＨｚまで）を位相歪
を生じることなく平坦な応答性が要求される。エイリアシングによる信号の歪を
防ぐため、４８ＫＨｚのサンプリング周波数でサンプリングする場合、２４ＫＨ
ｚをこえるすべての周波数成分に対し、少なくともダイナミック・レゾリュージ
ョンが１６ビツトの場合、少な（とも増幅度−９６ｄＢは必要である。このよう
な条件をアナログの低域通過フィルタで実現することは困難である。
さて、次に、このナイキストサンプラーと、オーバーサンプリング、すなわち、
サンプリング周波数が前述の周波数の２倍の場合とで比較してみる。この場合、
前述と同様のアナログ信号は、周波数２ｆ 、すなわち、９５ＫＨｚでサンプ＄
リングされる。すると、帯域内の量子化雑音は、その帯域外に移動し、従って、
エイリアシング除去フィルタは７４ＫＨ２を越える周波数成分のみを除去すれば
よいことになる。このフィルタは２２ＫＨｚまでフラット・レスポンスをもつも
のである。従って、減衰量９６ｄＢのポイントに達するまでの通過帯域は、５２
ＫＨｚ （２２ＫＨｚから７４ＫＨｚ）あればよいので、このフィルタは容易に
構成できる単純なものでも使用可能となる。最終的なサンプリング周波数は４８
ＫＨｚなので、サンプリング周波数を小さくするフィルタ、いわゆる、デシメイ
ション・フィルタ（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎｆｉｌｔｅｒ）が必要となるが、これ
は、アナログ回路で用いられるでいるエイリアシング除去フィルタとは異なり、
デジタル処理が可能なものである。従って、変調器へのアナログ入力信号ｘ （
ｔ）がオーバーサンプリングされることを条件とすれば、ベースバンド内の入力
信号特性に影響を与えることなく、高周波数領域の量子化雑音をデジタル低域通
過フィルタで除去することができる。これは、デシメイション処理の１部である
。
以上説明したように、デルタ−シグマ変調、および、オーバーサンプリング変換
器を用いると、同様な性能を得るにあたり、ナイキストサンプラーの場合用いる
よりもずっと単純なフィルタをエイリアシング除去フィルタとして用いても十分
実用になる。フィルタの複雑さとは、通過帯域幅に対する過度帯域幅の比に強く
依存するものだからである。例えば、設定値Ｎが６４の場合、図５に示すような
抵抗ＲとコンデンサＣで構成された単純なフィルタを、エイリアシング除去フィ
ルタとして用いても十分実用になる。次に、標準的なシグマ−デルタ変調器の構
成を図２に示す。図２に示すような、シグマ−デルタ変調器は、積分器（シグマ
）がデルタ変調器（サンプリング部）の前に設けられているため、こう呼ばれて
いる。このようなデバイスの量子化雑音特性は、デルタ変調の場合と比較して周
波数に対する依存性がある。図２において、入力信号ＶＲが信号線４６を介して
混合器４４に入力され、また、混合器４４には、信号線４８を介して誤差帰還信
号ＶＦが入力される。混合器４４では、入力信号ＶＲと誤差帰還信号ＶＦの差分
がとられ、その差分信号は、積分器５０に入力される。積分器５０の出力は、サ
ンプリング部５２に入力される。このサンプリング部５２の出力は、サンプルア
ンドホールド回路５４に入力される。このサンプルアンドホールト回路５４では
、高周波数でサンプリングされ、その出力は、信号線４８を介して混合器４４に
フィードバックされるとともに、信号線５６を介してＤＤＦ５７に入力される。
量子化雑音は、サンプリング（量子化）部あるいは比較器５２でサンプリング（
量子化）が行われる際、生じるものである。積分器のループでは、混合器４４か
ら出力された入力信号Ｒと誤差帰還信号の差分信号を積分して、信号成分に対し
ては低域通過フィルタとなり、ノイズ成分に対しては、高域通過フィルタとなる
。言い換えると、入力信号の周波数成分がフィルタの遮断周波数帯域を越えない
限り、入力信号は変化しないように制御されている。しかし、このシグマ−デル
タＡ／Ｄ変調器は、量子化雑音は高周波数領域に追いやるようになっている。
ところで、入力信号に対しオーバーサンプリングを行うと広い帯域にまたがって
量子化雑音が生成され、ベースバンド内の雑音密度が非常に減少することがよく
知られている。また、図２に示すシグマ−デルタ変調器の出力は、図４に関連し
て後述する。デジタルデシメイションフィルタ５７の第１の目的は、ベースバン
ドに折り返しでくる雑音を遮断することである。また、デジタルデシメイション
フィルタ５７の第２の目的は、高速レート（高周波数）でサンプリングされた１
ビツトのデータ列を処理して低域レート（低周波数）の１６ビツトデータ列に変
換することである。この処理はデシメイションと呼ばれもので、平均化フィルタ
機能とレート低域機能が同時に作動するようになっている。図２の変調器の出力
は、アナログの入力信号を粗く量子化したものであるが、変調器内においては、
例えば、ナイキスト周波数の６４倍の周波数でオーバーサンプリングされている
。高解像度は、変調器の粗い量子化レベル間が補間されるように、６４のサンプ
リング点を平均化することで高解像度は達成される。この平均化の処理は、周波
数成分の低域通過フィルタリングの処理と等しいものである。高周波数領域の量
子化雑音を除去されると、ベースバンドへの折り返し雑音を防止しながらデシメ
イションにより出力サンプリングレートをナイキストレート（周波数）まで下げ
ることができる。この出力信号のベースバンドにはエイリアシングによるノイズ
は除去されている。
さて、デジタルフィルタ部には、３つの基本機能がある。
第１は、量子化雑音を除去することである。シグマ−デルタ変調器は、ベースバ
ンドの量子化雑音を減衰するように設計されているが、はとんどの場合、この量
子化雑音はベースバンドより高周波数領域に存在する。すなわち、デジタルフィ
ルタの主目的である量子化雑音の除去とは、このベースバンド外の量子化雑音を
除去することである。とわいえ、わずかではあるが、ベースバンドに量子化雑音
が残ってしまうため、これが、入力信号の周波数成分の帯域の制限要件に関係す
ることとなる。また、ベースバンドの量子化雑音を減少させることは、デジタル
出力の解像度の向上させることのもつながる。
第２に、シグマ−デルタ変調器の出力は、非常に高いサンプリングレート（周波
数）になっている。これは、量子化雑音の集団が生成される高周波数スペクトラ
ムの高域部分を使用するシグマ−デルタ変調器の基本的な特徴である。高周波数
領域の量子化雑音を除去した後は、この信号のサンプリングレートを減速するこ
とが可能となる。このサンプリングレートはナイキスト周波数に対応するレート
まで減速させることが好ましい。すなわち、ナイキスト周波数に対応する速度ま
で減速できれば、その後に送信、格納もしくは、デジタル信号処理に用いられる
情報量が最小限におさえられるからである。最後に、実際には、入力信号は、完
全に帯域制限が行われているわけではない。シグマ−デルタ変調器では、ナイキ
スト周波数よりもかなり高い周波数でサンプリングが行われているため、この変
調器の入力部に設けられるアナログフィルタのエイリアシング除去フィルタはゆ
るやかなロールオフ特性とすることも可能である。ところで、デジタル・プロセ
ッサにおいて、サンプリングレート（周波数）がナイキストレート（周波数）ま
で低下された場合、それによるエイリアシングを防止するため、あらたに、デジ
タル・プロセッサの入力部にエイリアシング除去手段が必要となる。このように
、デジタル・デシメーション・フィルタ５７で、デジタルデシメーションろ波が
施された後、信号の周波数帯域は、０Ｈｚ＝ｆ （Ｂ）Ｈｚとなる。シグマ−デ
ルタ変調の処理は、１ビツトナイキストサンプラーとデルタ変調によるオーバー
サンプラーと比較することができる。図３は、ナイキストサンプラーやオーバー
サンプラーと比較して非常に少なくなるシグマ−デルタコンバータのベースバン
ド（ｆ （Ｂ）Ｈｚに至る）のノイズを示している。しかし、シグマ−デルタ変
調の一次変調については、ベースバンド内のノイズは１６ビツトのＡ／Ｄコンバ
ーターとして、必要とするＳＮ比である一９６ｄＢよりも小さくならない。
新規に変更されたＮＭＲ受信器とシグマルデルタＡ／Ｄコンバーター６０が図４
に示される。図１において、信号線５８の適切なＮＭＲ信号を含んだＲＦ倍信号
ＲＦ増幅器６１により増幅され、混合器６２に接続される。信号線６４上の増幅
ＮＭＲ信号に混合され、フィルタ６６、増幅器６８に接続される。ふたたび、こ
のＩＦ増幅器６８は、信号線７０．７２にそれぞれ接続される。ふたたびこのＩ
Ｆ増幅器６８は、信号線７０．７２にそれぞれ接続される。信号線７０上の信号
は、混合器７４に接続され、ここでは、９ＭＨｚの参照周波数信号が受信され、
そしてこの出力はフィルタ８２に接続される。チャンネル２においては、信号線
７２の信号は、位相変化部８０で位相を９０度シフトされた９ＭＨｚの参照信号
と混合器７８において混合される。混合器７８の出力は、フィルター８２に接続
される。この点において、両チャンネルは正に同様に機能するので、以下、第１
のチャンネルについてのみ説明する。フィルタされた信号は、増幅器８４により
増幅され、図５に示すようなエイリアシング除去フィルタ８６に接続される。こ
の変換器８８は、集積回路素子上のもので、デジタルデシメーションフィルタを
含んでいる。これは、チップ上では合わせにくいものである。しかし、このよう
なフィルタは、従来知られたように、適合し易く作ることも可能であるが、構成
上非常に複雑なものとなる。シグマ−デルタ変調器は、図２に示したものと同様
である。すでに述べたように、図２のシグマ−デルタ変調器により、ベースバン
ドの量子化雑音のほとんどは、ベースバンドより高い周波数領域に存在する量子
化雑音をもたらし、入力信号の周波数帯域が制限されることとなる。さらに、高
周波数量子化雑音を除去した後、この減衰処理は、サンプリング減衰率を減速し
、転送、保管、又はデジタル処理のための情報量を最小限にするナイキスト周波
数に対応する速度まで減速させる。
信号線９０上の出力は、典型的に２４ＫＨｚの１６ビツトのデータ列である。両
チャンネルからのこれらの信号は、信号線９０を介してデジタル信号プロセッサ
９２に接続されるとき、デジタル信号プロセッサは、適切なデジタルデシメーシ
ョンろ波を行い、複素ＦＦＴ変換処理、０次位相補正が行われれば良い。シグマ
−デルタ変調器とデジタル・デシメーション・フィルタ、簡易エイリアシング除
去フィルタの使用により、ここではもはや１次位相補償を行う必要がない。この
回路は、上記したようなＡ／Ｄコンバータ８８において、複雑な調整可能デジタ
ルデシメーションフィルタの使用無しで、適切な固定サンプリング率での動作が
可能である。上記実施例において、調整可能なデジタル・デシメーション・フィ
ルタ９４が、デジタル信号プロセッサ９２において与えられる。これは、ソフト
ウェアの使用により行われるのが適切であり、これにより、可変周波数サンプリ
ング率を調節する。
シグマ−デルタ変調器はマスタンシアＨ１ヘラルワラとディーパグラッジＭ１デ
イビアン（Ｍｓｔａｎｓｉｒ Ｈ，Ｋｈｅｒａｌｕｗａｌａ、Ｄｅｅｐａｋｒａ
ｊ Ｍ、Ｄｉｖａｎ）共著の”共振リンクインバータのデジタル変調技術（Ｄｅ
ｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＳｔｒａｔｅｇｉｅｓＦｏｒ Ｒｅ５ｏｎａｎ
ｔ Ｌｉｎｋ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ）”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ Ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｏｒｏｎｉｃｓ Ｖｏｌ、５ Ｎｏ、２ｐｐ
、２２０−２２８ １９９０．４と、モトローラ文献である”Ａ／Ｄコンバータ
のデルタ・シグマ変調の原理（Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｄｅｌｔａ−３ｉ
ｇｍａ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ａ／Ｄ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ”１９９
０．４．８とに記載されている。
以上、説明したように本実施例のＮＭＲ受信器は、シグマ−デルタＡ／Ｄ変換器
を利用する。シグマ−デルタ変調器のオーバーサンプリングを行うことで、より
簡易なアナログエイリアシング除去フィルタで、しかも広帯域に対応できるもの
が使用可能となる。それは単純なＲＣフィルタで可能である。又、これにより、
第１、第２のチャンネル信号に対し、信号の動作周波数による位相の歪が生じる
ことのない同一のアナログフィルタをエイリアシング除去フィルタ８６に用いる
ことができる。又、デジタル信号プロセッサにおいて、１次補正を行う必要がな
くなる。
又、Ａ／Ｄ変換器内に設けられたデジタル・デシメーション・フィルタはデジタ
ル信号プロセッサにおいてサンプリング周波数の調整が行えるため、アナログフ
ィルタに対する調節は必要でなくなる。又、ＤＤＦにより、従来のアナログフィ
ルタでは不可能であったが、首尾一貫した振幅特性を得ることが可能となる。
又、量子化雑音は不規則に発生すると考えられるので、シグマ−デルタ変調器内
の微分器は量子化雑音電力を２倍にする。ところが、この誤差は、微分器の動作
要件により、高周波数領域に追いやることができる。従って、アナログ信号が変
調器に入力され、オーバーサンプリングされると、その入力されたアナログ信号
のベースバンドにおける特性に影響を及ぼすこと無く、高周波数帯域の量子化雑
音をデジタル・ローパスフィルタで除去することができる。このようなデジタル
ローパスフィルタの処理はＤＤＦ処理の１つである。
デジタルデシメーションフィルタリング処理は、その出力信号の周波数成分はＯ
Ｈｚからｆ （Ｂ）までだけとなる。このデジタルデシメーションフィルタはＡ
／Ｄ変換器側又はデジタル信号プロセッサ側のいずれでも調整可能であるが、好
ましくはソフトウェアで実現することが望ましい。
又、ＮＭＲ受信器の各種機能分割は本実施例の場合に限らず、発明の要旨に一致
するものであれば良い。 Technical Field: Nuclear Magnetic Resonance Receiver Equipped with a Sigma-Delta A/D Converter Technical Field The present invention relates to a nuclear magnetic resonance detection circuit, and particularly relates to a nuclear magnetic resonance receiver equipped with a sigma-delta A/D converter and a nuclear magnetic resonance receiver equipped with a sigma-delta A/D converter. Regarding the reception method. BACKGROUND OF THE INVENTION Nuclear magnetic resonance (hereinafter referred to as NMR) spectroscopy is a technology that has been commonly used in the past. An NMR receiver that receives and processes NMR analog signals detected using this NMR method processes the received NMR analog signals within the frequency band of radio waves.
Is Umono. Radio waves are frequency mixed with a frequency signal output from a local oscillator, and the resulting intermediate frequency is filtered and amplified.
It will be done. After that, this signal is mixed with a reference frequency signal (generally a 9 MHz signal) and a signal with the phase of the reference frequency signal shifted by 90 degrees, resulting in two channels.
signals for each channel are generated. In each channel, the signal is filtered, amplified, and then converted from analog to digital by an A/D converter with a Nyquist sampler or delta modulation sampling circuit. Typically, an anti-aliasing filter is provided in the manual section of the A/D converter. Here, the sampled signal is expressed as the sum of a frequency that is an integral multiple of the sampling frequency and the frequency component of the original input signal. Therefore, a human signal with a frequency exceeding the Nyquist frequency fN will not be properly converted and will remain at the baseband of the original signal.
This may result in a signal that is not a band component. This kind of signal distortion occurs.
This nonlinear phenomenon is called aliasing. Compensating for such distortion
To correct this, a low-pass filter called an antialiasing filter is used to smooth the baseband and remove frequencies exceeding the Nyquist frequency fN.
Several components are attenuated to a level that does not become noise. Typically analog signals are
When the signal is passed through a rearshing removal filter, nonlinear phase distortion and waveform distortion occur. others
Therefore, the analog anti-aliasing filter is a limiting element that controls the frequency band and phase distortion of the input signal, so this anti-aliasing filter should be of high resolution and can minimize the waveform distortion that tends to occur. We need something that can. Before
The output from the A/D converter for each channel is processed by a digital signal processor.
connected to the server. This digital signal processor performs fast complex Fourier transform and zero-order and first-order phase correction on input analog signals. There have been several problems with the circuit configuration of such conventional NMR receivers. First, the first problem is that the filter used as an aliasing removal filter
One problem is that analog filters are very complex. In other words, the operating frequency of this filter is adjusted to cover a relatively wide band of 0 to 10 KHz.
It operates to cut off a narrow band within that frequency band, and phase distortion occurs depending on this operating frequency band. To deal with this, in conventional circuit configurations, negative-order phase correction was performed in the digital signal processor. Furthermore, there is a problem that the amount of attenuation varies depending on the operating frequency band. Sunawa
In order to proceed with processing on two channels at the same time, it is necessary to use different frequency bands.
When operating in the
I can't do it anymore. The present invention overcomes the drawbacks of the prior art. That is, an A/D converter that performs sigma-delta modulation addresses the performance problems of the conventional anti-aliasing filter described above and improves the signal-to-noise ratio. By performing sigma-delta modulation, the human input signal is oversampled, making it possible to use even simpler configurations of wideband aliasing removal filters. Such a filter can be constructed from a simple RC filter. Additionally, by performing this sigma-delta modulation, two identical analog filters can be used for each of the two channels without causing phase distortion due to the operating frequency band.
Ru. In other words, there is no need to perform primary phase correction within the digital signal processor.
It becomes. In addition, the digital digital signal built into the A/D converter that performs multi-delta modulation
The main engine filter and the digital φ decimation filter installed in the digital signal processor eliminate the need to adjust the analog filter.
Bling frequency can be easily adjusted. Also, this digital decimation
The attenuation amount in the cut-off frequency band is made constant by using the Shonken filter, which was not possible with analog filters. Quantization noise occurs irregularly and has a large delta variation.
The differentiator (also called the sampling section) for the key doubles the M-concentration noise power. However, this error depends on the operating requirements of the differentiator.
This allows it to be pushed to a higher frequency range. Therefore, if an analog signal x (t) is input to a sigma-delta modulator and oversampled, the baseband characteristics of the input analog signal will not be affected.
quantization noise in the high frequency band can be removed by a digital low-pass filter.
Wear. This type of digital low-pass filter processing is based on digital Φ decimation.
This is one type of filter processing. This kind of digital decimation engine file
When the filter processing is performed, the output signal from the sigma-delta A/D converter becomes a signal having frequency components of 0 to f (B) Hz. Processing results using sigma-delta modulation
Conventional 1-bit Nyquist sampler and oversampler using delta modulation
The baseband (0 to f (B) Hz) noise with sigma-delta modulation is much smaller than with Nyquist samplers and delta modulation.
It has been confirmed that Therefore, an object of the present invention is to eliminate aliasing by using sigma-delta modulation.
Sample the input signal from the router at a frequency f that is much higher than its frequency fO.
Nuclear magnetic resonance receiver and nuclear magnetic resonance receiving method that suppress quantization noise in the baseband band and generate quantization noise in the high frequency region outside the baseband band by
It is to provide law. Another object of the present invention is that the aliasing removal filter has a simple RC configuration.
It is an object of the present invention to provide a nuclear magnetic resonance receiver and a nuclear magnetic resonance reception method that can be used even in the field of radioactivity. Still another object of the present invention is to convert the human input signal to a Nyquist sampling frequency.
Another object of the present invention is to provide a nuclear magnetic resonance receiver having a sigma-delta A/D converter capable of sampling at an extremely high frequency, and a nuclear magnetic resonance receiving method.
Ru. Still another object of the present invention is to perform sampling at a frequency much higher than the Nyquist sampling frequency without affecting the baseband of the received NMR signal.
A system with a built-in digital denmation ψ filter that functions as a low-pass digital filter that removes quantization noise in the high frequency range that occurs as a result of sampling.
It is an object of the present invention to provide a nuclear magnetic resonance receiver and a nuclear magnetic resonance reception method having a magnetic delta A/D converter. Still another object of the present invention is to provide a nuclear magnetic resonance receiver and a nuclear magnetic resonance receiving method that have a digital decimation filter built into a digital signal processor and capable of determining an appropriate sampling frequency. It is. ept The present invention relates to a circuit that receives and processes an NMR analog signal x(t), in which the NMR analog signal It outputs a signal having a frequency fo, and the output signal is input to a ngmar delta A/D converter, and the baseband quantization noise is
Sound is suppressed, quantization noise in the high frequency range is removed, and Ngmar delta A/D conversion is performed.
The signal output from the converter, from which the first-order M-concentration noise has been removed, is processed by a digital decimation filter in a digital signal processor to provide an appropriate signal.
The sampling speed is reduced, and then fast complex Fourier transform and zero-order phase correction are performed to output an optimal NMR signal. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS In order to better understand the purpose of the present invention, reference is made to the drawings in which each part is labeled with reference numerals as shown below. FIG. 1 is a block diagram schematically showing the configuration of a conventional NMR receiver having an A/D converter.
It is a lock diagram. FIG. 2 is a block diagram schematically showing the configuration of a multi-delta modulator. FIG. 3 is a graph showing the spectrum of first-order ngmar-delta modulation. Figure 4 schematically shows the configuration of an NMR receiver with a sigma-delta A/D converter.
FIG. FIG. 5 is a diagram showing a specific example of a simple RC aliasing removal filter. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 shows the configuration of a conventional NMR receiver including an A/D converter. The RF multiplied signal containing NMR data is input to an RF preamplifier 14 via a signal line 12. The output of this RF preamplifier 14 is connected to a mixer 15, and the output from a local oscillator (not shown) is connected to the mixer 15 via a signal line 16. The frequency signal and the output signal of the RF preamplifier 14 are mixed. Is this mixer 15?
The IF frequency signal output from the IF device is filtered by the filter 18, and further amplified by the amplifier 20. The output signal from this amplifier 20 is input to a first channel mixer 24 and a second channel mixer 28 for processing via signal lines 22 and 25, respectively. These channels are identical except for their inputs. In the first channel, the mixer 24 mixes the signal with the IF multiplied signal on the signal line 22, for example, a 9 MHz reference frequency signal, and outputs the first channel signal. This reference frequency
After the phase of the signal is shifted by 90 degrees in the phase changer 30, the signal is input to the mixer 28.
It will be done. In the second channel, a mixer 28 mixes the output signal from the amplifier 20 with a reference frequency signal whose phase is shifted by 90 degrees, and outputs a second channel signal.
Powered. Since the processing for the first and second channels is the same in the following explanation, only the first channel will be explained below. The first channel signal output from mixer 24 is input to filter 32 , and the output of filter 32 is input to amplifier 34 . The first channel signal amplified by this amplifier 34 is input to a complex aliasing removal adjustment filter 36, whose output is a Nyquist sampler or a delta modulation sampling circuit.
The signal is input to an A/D converter 38. The output signal from the A/D converter 38 is input via a signal line 40 to a digital signal processor 42 where it is subjected to fast complex Fourier transformation and zero-order and first-order phase correction. A conventional NMR receiver 10 having such an A/D converter and Nyquist sampler 38 has several problems. The complex aliasing removal adjustment filter 36 is an analog filter. The operating frequency of this filter can be adjusted to accommodate a relatively wide band of 0 to 10 KHz, while at the same time providing narrow-band cutoff characteristics within that band.
It must be prepared. A/D variation in the first and second channels
The Nyquist frequency (rate) at the converter 38 is the maximum frequency equal to the Nyquist frequency.
It samples an analog signal slightly smaller than several fN. At this time, if the sampling frequency is f, the Nyquist frequency f is fN=f, /S N 2. The sampling operation is carried out with a frequency of 0, fS12f5,...
This is equivalent to modulating the input signal with the A signal. In other words,
The pulled signal can be expressed as the sum of the original signal component and a signal frequency modulated at an integer multiple of the sampling frequency. Therefore, the sampled signal frequency
Among the wavenumber components, the frequency components of the input signal that exceed the Nyquist frequency fN are not converted appropriately and may generate signals in the baseband that do not exist in the original signal.
There is. This nonlinear phenomenon is a signal distortion called aliasing.
Ru. To prevent signal distortion due to this aliasing, use an appropriate low-pass filter to filter out the Nyquist frequency of the frequency components of the sampled signal in advance.
It is necessary to attenuate frequency components higher than the wave number. This low-pass filter is an anti-aliasing filter, which must have a flat response to the frequency band of interest (baseband). In addition, frequency components exceeding the Nyquist frequency fN must be sufficiently attenuated to a level that does not become noise.
No. Additionally, the nonlinear phase distortion caused by passing through an anti-aliasing filter can cause thermal harmonic distortion in the audible signal. analog alias
The aliasing elimination filter is a limiting element that controls the frequency band and phase distortion of the input NMR analog signal, so this aliasing elimination filter has high resolution.
What is needed is something that is capable of minimizing waveform distortion. Conventional filters with such strict characteristics have the problem of phase distortion within the operating frequency, and this distortion is first-order phase corrected by software in the digital signal processor. Furthermore, aliasing removal filters have a problem in that the amplification degree differs depending on the operating frequency band. In other words, when processing two channels at the same time, it is difficult to operate them in different frequency bands.
If the amplification degrees are different, it will not be possible to match each other. By performing sigma-delta modulation in the A/D converter 38, the conventional problems can be solved. Furthermore, as a secondary effect, the SN ratio is improved. This
By performing mag-delta modulation, the signal input to the A/D converter 38 is
By bar-sampling, an anti-aliasing filter can be realized with a simpler configuration, and it can also cover a wide frequency band. Also, with such a simple configuration, a broadband aliasing removal filter can be used.
and two identical analog filters without phase distortion due to the operating frequency band.
routers can be used for each of the two channels, resulting in digital signal
There is no need to perform primary phase correction within the null processor 42. In addition, the digital decimation filter built into the A/D converter that performs sigma-delta modulation
The sampling frequency can be easily adjusted without adjusting the analog filter, since the adjustment is performed by a filter or a digital decimation filter installed in the digital signal processor. Also, this digital
Meisicon filters provide uniform amplification, which is not possible with analog filters. Quantization noise occurs randomly, and the differentiator doubles the quantization noise power. However, this error can be pushed to the high frequency region due to the differential factor.
I can do it. Therefore, when an analog signal X(1) is input to a sigma-delta modulator and sampled, the base of the input analog signal
Quantization noise in the high frequency band can be removed without affecting the characteristics of the
It can be removed using a digital low-pass filter. Such digital low-pass filter processing is one type of decimation processing. This oversampling modulation generally samples data coarsely at an automatic sampling frequency F. Here, F=Nf (set value N is an arbitrary integer). S $ Next, decimation processing, which is digital processing, is performed to perform a more detailed estimation of the analog input signal $ using an even lower sampling frequency f. Here, the sampling frequency f is Nike
The effect of this oversampling technique is similar to that of an anti-aliasing filter. rPrinciples of Delta-3igma Modulation for A/D ConvertersJ (April 8, 1990, Motolo
Reference is made below to the data for a standard digital audio application using the Nyquist sampler described on page 9 of The analog signal is converted to a frequency at least twice its highest baseband frequency (Nyquist-rate converter).
sampling frequency). For example, sample at a frequency of 48KHz.
Aliasing does not occur when the frequency of the original analog signal is up to 24 KHz, but in reality, due to circuit configuration limitations, aliasing does not occur.
The high pass frequency is at most up to about 22 KHz. On the other hand, the anti-aliasing filter of the A/D converter using the Nyquist sampler is required to have a flat response in the frequency band of the signal (up to 22 kHz in the case of digital audio applications) without producing phase distortion. To prevent signal distortion due to aliasing, when sampling at a sampling frequency of 48 KHz, at least a dynamic resolution is applied to all frequency components above 24 KHz.
If the version is 16 bits, a small amplification level (-96 dB) is required. It is difficult to achieve this condition with an analog low-pass filter. Let's compare it with oversampling, that is, when the sampling frequency is twice the frequency mentioned above. In this case, the same analog signal as above is sampled at frequency 2f, or 95 KHz. Then, the band The quantization noise in
It is. Therefore, the pass band required to reach the point of 96 dB of attenuation is only 52 KHz (from 22 KHz to 74 KHz), so even a simple filter that can be easily constructed can be used. Since the final sampling frequency is 48 KHz, a filter that reduces the sampling frequency, so-called decimator, is used.
A decimation filter is required, which, unlike the anti-aliasing filters used in analog circuits, can be digitally processed. Therefore, provided that the analog input signal x (t) to the modulator is oversampled, the quantization noise in the high frequency range can be reduced to the digital low frequency range without affecting the input signal characteristics in the baseband. General
Can be removed with a filter. This is part of the decimation process. As explained above, when using delta-sigma modulation and an oversampling converter, it is practical to use a much simpler filter as the anti-aliasing filter than is used with the Nyquist sampler, while achieving similar performance. Become. This is because the complexity of a filter strongly depends on the ratio of the transient bandwidth to the passband width. For example, if the setting value N is 64, a simple filter consisting of a resistor R and a capacitor C as shown in Figure 5 is used as an aliasing removal filter.
It is also practical enough to be used as a router. Next, we consider the structure of a standard sigma-delta modulator.
The configuration is shown in Figure 2. The sigma-delta modulator shown in FIG. 2 is so called because an integrator (sigma) is provided before the delta modulator (sampling section). The quantization noise characteristics of such devices are lower at frequency compared to delta modulation.
There is dependence on wave number. In FIG. 2, an input signal VR is input to a mixer 44 via a signal line 46, and an error feedback signal is input to the mixer 44 via a signal line 48.
No. VF is input. The mixer 44 takes the difference between the input signal VR and the error feedback signal VF, and the difference signal is input to the integrator 50. The output of the integrator 50 is
The signal is input to the sampling section 52. The output of this sampling section 52 is
is input to the hold circuit 54. This sample-and-halt circuit 54 samples at a high frequency, and its output is fed back to the mixer 44 via a signal line 48 and input to the DDF 57 via a signal line 56. Quantization noise occurs when sampling (quantization) is performed in the sampling (quantization) section or comparator 52. In the integrator loop, mixer 44 or
The difference signal between the input signal R outputted from the input signal R and the error feedback signal is integrated, and a low-pass filter is used for the signal component, and a high-pass filter is used for the noise component. In other words, the input signal is controlled so that it does not change unless the frequency component of the input signal exceeds the cutoff frequency band of the filter. However, this sigma del
The A/D modulator is designed to push quantization noise into the high frequency range. By the way, it is well known that when oversampling is performed on an input signal, quantization noise is generated over a wide band, and the noise density within the baseband is greatly reduced. Further, the output of the sigma-delta modulator shown in FIG. 2 will be described later in connection with FIG. 4. The first purpose of the digital decimation filter 57 is to
The purpose of this is to block out the noise that comes back to the station. The second purpose of the digital decimation filter 57 is to process a 1-bit data string sampled at a high rate (high frequency) and convert it into a 16-bit data string at a low rate (low frequency).
It is to exchange. This process is called decimation, and the averaging filter function and rate low-pass function operate simultaneously. The output of the modulator in FIG. 2 is a coarsely quantized analog input signal, but within the modulator it is oversampled at a frequency that is, for example, 64 times the Nyquist frequency. The high resolution allows for 64 samples to be interpolated between the coarse quantization levels of the modulator.
High resolution is achieved by averaging the ring points. This averaging process
This is equivalent to low-pass filtering of several components. Amount of high frequency region
Once the embedding noise is removed, decimation can be performed while preventing aliasing noise to the baseband.
tion lowers the output sampling rate to the Nyquist rate (frequency).
can be done. Noise due to aliasing has been removed from the baseband of this output signal. Now, the digital filter section has three basic functions. The first is to remove quantization noise. The sigma-delta modulator is
is designed to attenuate the quantization noise of the
Consonant noise exists in a frequency region higher than the baseband. In other words, digital
The main purpose of the router is to remove quantization noise outside the baseband. However, a small amount of quantization noise remains in the baseband, and this is related to the band-limiting requirements for the frequency components of the input signal.
The Rukoto. Reducing baseband quantization noise also improves the resolution of digital output. Second, the output of the sigma-delta modulator has a very high sampling rate (frequency
number). This is a high frequency spectrum where a population of quantization noise is generated.
This is a basic feature of a sigma-delta modulator that uses the high frequency part of the sigma-delta modulator. After removing the high-frequency quantization noise, the sampling rate of this signal can be slowed down.
becomes possible. Preferably, this sampling rate is slowed down to a rate corresponding to the Nyquist frequency. In other words, the speed or speed corresponding to the Nyquist frequency is
This is because if the speed can be reduced, the amount of information subsequently transmitted, stored, or used for digital signal processing can be kept to a minimum. Finally, in reality, the input signal is
Not all bandwidth is limited. In a sigma-delta modulator, the Nike
This variation is due to sampling being done at a much higher frequency than the sample frequency.
The aliasing filter of the analog filter installed at the input section of the controller is
It is also possible to have a gentle roll-off characteristic. By the way, digital processes
In the processor, the sampling rate (frequency) is equal to the Nyquist rate (frequency).
In order to prevent aliasing, a new digital
Aliasing removal means are required at the input of the digital processor. In this way, after digital decimation filtering is performed by the digital decimation filter 57, the frequency band of the signal becomes 0Hz=f(B)Hz. sigma de
The processing of router modulation can be compared to a 1-bit Nyquist sampler and an oversampler with delta modulation. Figure 3 shows that the baseband of a sigma-delta converter is much smaller than that of a Nyquist sampler or an oversampler.
(up to f (B) Hz). However, the sigma-delta variation
For primary modulation, the noise in the baseband is eliminated by a 16-bit A/D converter.
As a motor, the required S/N ratio cannot be lower than -96 dB. A newly modified NMR receiver and sigmal delta A/D converter 60 is shown in FIG. In FIG. 1, the RF multiplied signal containing the appropriate NMR signal on signal line 58 is amplified by RF amplifier 61 and connected to mixer 62 . The amplified signal on signal line 64 is mixed with the NMR signal and connected to filter 66 and amplifier 68. Once again, this
IF amplifiers 68 are connected to signal lines 70 and 72, respectively. This IF amplifier 68 is again connected to signal lines 70, 72, respectively. The signal on signal line 70 is connected to a mixer 74 where a 9 MHz reference frequency signal is received and the output of which is connected to a filter 82. In channel 2, the signal on signal line 72 is mixed in mixer 78 with a 9 MHz reference signal whose phase is shifted by 90 degrees in phase shifter 80. The output of mixer 78 is connected to filter 82. Since both channels function exactly the same in this respect, only the first channel will be described below. The filtered signal is amplified by an amplifier 84 and connected to an anti-aliasing filter 86 as shown in FIG. child
The converter 88 is on an integrated circuit device and includes a digital decimation filter. This is difficult to match on a chip. However, as is known in the art, such filters can be easily made to fit, but they are very complex in construction. The sigma-delta modulator is similar to that shown in FIG. As already mentioned, the sigma-delta modulator of Figure 2 allows the baseband
Most of the quantization noise in the code exists in the frequency region higher than the baseband, which limits the frequency band of the input signal. In addition, high
After removing frequency quantization noise, this attenuation process slows down the sampling attenuation rate and minimizes the amount of information for transmission, storage, or digital processing at the Nyquist frequency.
decelerate to the speed corresponding to the number. The output on signal line 90 is typically a 16 bit data stream at 24 KHz. When these signals from both channels are connected via signal line 90 to digital signal processor 92, the digital signal processor performs the appropriate digital decimation.
It is only necessary to perform directional filtering, complex FFT conversion processing, and zero-order phase correction. Sigma-delta modulator and digital decimation filter, simple anti-aliasing
Due to the use of filters, it is no longer necessary to carry out first-order phase compensation here. This circuit is used in an A/D converter 88 such as the one described above to provide a complex adjustable digital
It is possible to operate at a suitable fixed sampling rate without the use of a decimation filter. In the above example, the adjustable digital decimation filter
A router 94 is provided in digital signal processor 92 . This is a soft
This is preferably done through the use of a variable frequency sampler.
adjustment rate. The sigma-delta modulator is used in Mastansia H1 Heralwala and Deepagraj M1 De
“Delta Modulation Strategies For Resonant Link Inverters” co-authored by M. Ivan (Mstansir H, Kheraluwala, Deepakra J M, Divan), IE EE Transactions On Power Electronics Vol, 5 No, 2pp, 220- 228 1990.4 and the Motorola document "Principles of Delta-Sigma Modulation for A/D Converter" 199 0.4.8. As explained above, the NMR receiver of this embodiment uses a sigma-delta A/D converter. By oversampling the sigma-delta modulator, it is possible to use a simpler analog aliasing removal filter and to achieve a wide band. This can be done with a simple RC filter.It also allows the first and second channel signals to have the same filter without phase distortion caused by the operating frequency of the signal. An analog filter can be used as the aliasing removal filter 86. Also, there is no need to perform first-order correction in the digital signal processor.
It becomes. In addition, the digital decimation filter installed in the A/D converter is
Since the sampling frequency can be adjusted in the analog signal processor,
No adjustments to the filter are necessary. In addition, DDF allows conventional analog filters to
This makes it possible to obtain consistent amplitude characteristics, which was not possible with routers. Also, since quantization noise is considered to occur randomly, the differentiator in the sigma-delta modulator doubles the quantization noise power. However, this error can be pushed into the high frequency range due to the operating requirements of the differentiator. Therefore, the analog signal changes.
When the analog signal is input to a modulator and oversampled, high-frequency quantization noise is removed without affecting the baseband characteristics of the input analog signal.
Sound can be removed with a digital low-pass filter. Such digital low-pass filter processing is one type of DDF processing. In the digital decimation filtering process, the frequency components of the output signal are only from 0 Hz to f (B). This digital decimation filter can be adjusted either on the A/D converter side or on the digital signal processor side, but is preferred.
It is preferable to implement this using software. Further, the various functional divisions of the NMR receiver are not limited to the case of this embodiment, and may be any division that conforms to the gist of the invention.
【図 １ 】
［図２１
（図３１
２ひ−にでへム姥
（図４１
（図５１
補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１項）平成６年４月７日[Figure 1]
[Figure 21
(Figure 31
2 Hinodehemu
(Figure 41
(Figure 51
Submission of translation of written amendment (Article 184-7, Paragraph 1 of the Patent Law) April 7, 1994