JPH0744293B2 - 熱電対信号処理ｉｃチップ - Google Patents

熱電対信号処理ｉｃチップ

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JPH0744293B2
JPH0744293B2 JP58029564A JP2956483A JPH0744293B2 JP H0744293 B2 JPH0744293 B2 JP H0744293B2 JP 58029564 A JP58029564 A JP 58029564A JP 2956483 A JP2956483 A JP 2956483A JP H0744293 B2 JPH0744293 B2 JP H0744293B2
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/02—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using thermoelectric elements, e.g. thermocouples
    • G01K7/10—Arrangements for compensating for auxiliary variables, e.g. length of lead
    • G01K7/12—Arrangements with respect to the cold junction, e.g. preventing influence of temperature of surrounding air
    • G01K7/13—Circuits for cold-junction compensation

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Description

【発明の詳細な説明】 この発明は熱電対を使用して温度を測定することに関す
る。
特にこの発明は熱電対と共に働作し、低温接合部補正を
与える増幅器回路に関する。
従来の技術と解決すべき問題点 熱電対は多年に亘り、広い応用分野で、温度を測定する
ために使われて来た。よく知られているように、熱電対
は（測定すべき温度にさらされている）測定接合部と
（しばしば“低温接合部”と呼ばれる）基準接合部との
間の温度差に比例した出力電圧を発生する。基準接合部
の温度の変化は熱電対の出力を変化させるので、実際の
装置は、例えば基準接合部を氷水槽の中（０℃）に置く
か、又は一定の測定温度に対して一定の出力信号を保持
するように基準接合部の温度と共に自働的に変わるよう
な補正信号を発生する回路によって、基準温度を安定化
する手段を含む。
この発明はそのような補正を行うための装置に関する。
低温接合部補正を行うために種々の技術が使われて来
た。例えば熱電対の出力に直列に挿入した抵抗体に、一
定電圧源によって生じる第一成分と、基準接合部の温度
に対応する温度変換器によって生成される第二成分とを
もつ電流を供給することによってその両端に電圧を発生
させる方法もある。この目的に使用して成功している温
度変換器は、本出願の譲受人のアナログ・デバイス（An
alog Device,Inc.）製造のモデルAD590であり、絶対温
度に比例する出力電流を生成するように働作する。
種々の理由により従来使われて来た熱電対増幅器と補正
装置は充分満足出来るものではなかった。
問題点を解決するための手段 従来技術の欠点を排除乃至は実質的に最小にする改良し
た熱電対−増幅器−補正器を提供することがこの発明の
主目的である。
室温が変化しても常にその室温を示す回路として、摂氏
温度に比例する電流源を内蔵してこれを一定の抵抗値を
有する抵抗体に流して、その両端に温度に比例する電圧
を発生させ、熱電対出力信号に比例する電圧と加算する
ことが問題点解決の手段である。
この温度比例電流源を形成する一つの方法として、絶対
温度比例電流源と絶対温度相補電流源を用いる。
発明の概要 以下に詳細に記述する本発明の好ましい実施例において
は、熱電対の導線が接続されるとともに低温接合部の温
度変化に対して自動的に補正される増幅された出力信号
を発生する集積回路（IC）チップを提供するものであ
る。この装置は非常に正確で800マイクロワット以下の
低電力で働作し、熱電対素子に対して行われることもあ
る接地接続によって影響されない。
この実施例は上記の考え方に基づき、差働入力を持つ主
増幅器手段（24を含む回路）が、熱電対の出力信号と、
摂氏温度に比例する成分をもつ温度対応補正信号とを入
力され、これを加算することを基本とする。この主増幅
器の出力は温度設定信号として使用され、同時に負帰還
回路を経て増幅器の入力手段に接続される。好ましく
は、この増幅器は帰還回路を励振する“主増幅器”（2
4）の入力手段として、その出力が互に加え合わされる
ように接続される、特性の揃った２つの差働入力増幅器
（10、12）を含む。この構成において、一方の差働入力
増幅器（10）は熱電対信号を受取り、他方の差働入力増
幅器（12）は低温接合部の補正信号と共にさきに述べた
帰還された信号を受取る。更に、この補正信号は絶対温
度に比例する（以下PTATと略記）、差働増幅器（12）の
１つの入力（32）に接続される第一の成分と、絶対温度
比例に対し相補的（以下CTATと略記）で、該入力増幅器
（12）のもう一方の入力（28）に接続される第２の成分
とから成る。この２つの補正信号は、摂氏零度の基準点
では、相殺してゼロ値となる。
この発明のその他の目的、特性及び利点については一部
は以下に説明するが、一部は図面に関する以下の説明か
ら明らかになろう。
第１図において、この発明による熱電対−増幅器−補正
器（以下TACと略記）の一実施例を示すもので、この実
施例は一対の特性を揃えた差働増幅器（10、12）を具え
た１つのICチップとして形成されている。これらの増幅
器の上方の差働増幅器（10）の入力端子（14、16）は熱
電対の導線が接続されるべき−IN及び＋INチップ端子
（42）に接続される。下方の差働増幅器（12）は、後述
のように、低温接合部補正信号と負帰還信号との両方を
受取る。
差働増幅器（10、12）の出力は主増幅器（24）の入力
（20、22）にそれぞれ印加され、この増幅器（24）はこ
の２つの入力の和を表わす電圧（V0）を出力する。この
電圧は下方の差働増幅器（12）の非反転入力（28）に接
続されている抵抗（R54）を含む負帰還回路（26）に印
加される。CTAT信号源（30）からのCTAT信号もこの入力
（28）に印加される。この下方差働増幅器（12）の反転
入力（32）はPTAT信号源（34）からPTAT信号を受取る。
上方の差働入力増幅器（10）は帰還回路（26）から隔離
されていることが分るであろう。それ故熱電対は、帰還
回路からの負荷に患わされることなしに直接に入力端子
＋INと−INとに接続させることが出来る。
上方の増幅器（10）に差働的に印加される熱電対電圧の
変化は主増幅器（24）を励振する単独終端された信号に
変換される。主増幅器の出力はこれに伴って変化し負帰
還回路（26）を通して下方の増幅器（12）を励振する。
帰還は主増幅器の入力端子（20、22）の間の電圧をゼロ
にする方向に働く。この結果を達成するために、２つの
入力増幅器は特性が揃えてあるから、下方の増幅器（1
2）の差働入力を上方の増幅器（10）の差働入力に等し
くするように帰還が働く。
この回路構成から得られる出力信号は、恰も熱電対の信
号が直接に、下方の増幅器（12）の反転入力に結合され
たかの様にして得られるものと同じである。即ち、“見
かけの熱電対”とでも定義すべきものが増幅器の入力回
路に接続されているのと同じ効果をもつと考えてもよ
い。しかしながら、実際には熱電対の信号に対しては別
の浮動増幅器の入力があるので、熱電対からの入力は
“接地を基準”としたものにする必要はなく、実用的な
普通の形式の範囲で使うことが出来る。
下方の増幅器の反転入力（32）はPTAT信号源（34）から
PTAT低温接合部補正信号を受ける。この補正信号は絶対
零度を基準としている。しかし乍ら熱電対の補正を摂氏
零度基準とする方が望ましいので、この結果を得るため
に別の補正信号が用意される。このような追加の補正信
号はPTAT補正信号をずらす、即ちゼロ抑圧するための固
定電圧の形式のものであってもよい。しかし乍らこの電
圧を正確な温度設定を可能とするための固定値に充分近
い値に保つためには特別で費用のかかる装置が必要とな
るであろう。このような要求を避けるために、ここに開
示する実施例では優れた技術が採用されている。この技
術は下方の増幅器（12）の非反転入力（28）をCTAT補正
信号即ち反転入力に加えられるPTAT信号と逆符号の温度
係数をもつ信号で励振することから成る。
下方の増幅器（12）の非反転入力（28）におけるCTAT信
号が摂氏零度の時反転入力（32）に加わるPTAT信号に実
効的に等しくなる様に、補正回路が設計されている。こ
うすれば、もしチップが０℃の温度であれば、その出力
（V0）は熱電対の電圧だけを反映することになろう。チ
ップがその他の温度の時は、測定接合部がチップの温度
にあり、基準接合部が０℃にある熱電対によって作り出
される電圧と等しい補正信号を生成するようにPTAT電圧
とCTAT電圧とが共に変化する。その結果として、出力信
号（V0）は（実際のチップの温度を実質的に基準とし
た）熱電対の入力電圧に比例する電圧と、チップ温度と
０℃の間の差に比例する電圧とを加えたものから成る。
この結果はあたかも０℃を基準とする熱電対の出力が単
純に増幅されたかのような値となる。それ故、この回路
の増幅された出力は実際の０℃基準温度を使う必要をな
くして、しかも熱電対で測定した温度を正確に表示する
ものである。
警報回路（40）は、一般に熱電対の＋INおよび−IN端子
へのリード線（42）のどちらか（又は両方）が開路され
ている時それを指示するように準備されている。そのよ
うな開路状態の回路は主増幅器（24）を過負荷とし、以
下に記すように警報感知トランジスタ（Q21）をスイッ
チONさせる。
さて、より詳細な実施例の説明に戻ろう。
第２図において基本的なバイアス電流はQ1、Q2、Q3、Q4
の４素子から成る交叉クワド（４素子）回路（100）か
ら供給される（注意：交叉クワド回路についての背景情
報は1981年５月19日公告のバリー、ギルバートの米国特
許第4,268,759号参照）。Q3およびQ4に対するベース電
流は、始めにFET（電界効果型トランジスタ）Q49により
供給されるクワドの励振電流によってQ6のベースがプラ
スに励振されることにより、Q6によって供給される。Q4
およびQ2の電流によるクワドの励振がQ1のエミッタ電圧
を安定化する。Q1は双エミッタ・トランジスタであるか
ら、Q2のエミッタの接続される共通端子に対するQ1のエ
ミッタ電圧は次の式で与えられる： この電圧は抵抗体R50とR51との両端に加わり、結果とし
てQ1とQ3を貫流するPTAT電流を生じる。
トランジスタQ25、Q26、Q27およびQ28は改良ウイルソン
電流ミラー（102）を作り上げている。Q5はコングドン
の改良として知られている修正を加えている。小抵抗
（R67）は増加したQ27のコレクターベース間容量とQ5と
によって作られるループの周波数安定化に役立つ。
ここに開示する増幅器−補正器は０から−25ボルトに亘
る負の供給電圧で働作可能なのでQ49に供給されるゲー
ト・バイアスは広い範囲の値に対応せねばならない。R6
8の追加によって実際のドレン電流の変化が減少する。
このFET−抵抗体の組合せは交叉クワド回路（100）の働
作開始時の初期電流の流れに対して充分な最小のバイア
ス電流を供給する。PNP（PNPトランジスタ）電流ミラー
（102）はこの電流を反転し、これをQ2、Q4側に再生的
に反映する。この電流はR50とR51、および電圧VE1によ
って制御されてPTATの値と等しくなる。適当なバイアス
のレベルが確立されることを可能とするためには、Q49
の最大ドレン電流はこのPTAT電流より少くなければなら
ない。
回路が働作開始させられると、R50とR51とによって決定
される大きさをもつPTAT電流がベース電流の誤差を最小
にするように交叉クワド（100）の両側（Q1、Q3とQ2、Q
4の両側）に流れる。Q2とQ3の両方が同じPTAT電流で働
作する。その結果として、Q3のベース電圧が適切な値に
設定され、回路の点（104）にCTAT信号を発生させるた
めに使用される。この電圧はR52とR53とで形成される電
圧分割回路によって減圧されて必要なCTAT温度−オフセ
ット（補正）信号を生成する。帰還抵抗R54はこの減圧
された電圧に接続されこの電圧はR63経由でQ32を励振す
る。この接続は第１図の下方の増幅器の非反転入力（2
8）に対応する。抵抗器R63は熱電対入力保護抵抗器R65
にベース電流によって生じる電圧降下と平衡をとるよう
に働作する。
増幅器（12）の反転入力（32）は電圧分割器R50/R51か
らのPTAT補正信号をベース電流補正器R64を通してQ33に
印加する。R50とR51の接続点の電圧はQ1のエミッタのPT
AT電圧を適当なスケールで分割したものである。２つの
PNPトランジスタQ32とQ33とはQ7とQ8のエミッタを励振
するエミッタ・フォロアとして考えられ、Q7とQ8はQ10
と一緒にウイルソン電流ミラーと同様な形で接続されて
いる。しかし乍らミラーの“底辺”がQ7とQ8に対する共
通接続点をもっていない所が異る。その代りに差働入力
電圧がその間に加えられる。この電圧がミラーとしての
働作を妨げるので、入力および出力電流の比がQ32とQ33
に加えられる入力信号の関数となる。Q7、Q8およびQ10
の構成に対するPTAT入力電流はQ30から供給される。
第１図に示される上方の差働増幅器（10）はQ34、Q35、
Q13、Q14およびQ16によって構成される。この構成は温
度補正および帰還入力として用いられる増幅器回路（1
2）と同一であり、Q30のPTAT電流と等しいPTAT電流をQ3
1から供給されている。上方の増幅器（10）のQ16からの
出力電流は他方の下方増幅器（12）のQ10からの電流と
比較されて主増幅器（24）を制御する。主増幅器の出力
V0は抵抗器R54を通して帰還回路を励振してQ10とQ16と
の電流の間の差を最小にする。
これら２つの電流の差はQ36、Q37、Q38およびQ45から成
る電流ミラー（112）から出力される。Q16とQ37の両方
のコレクタの正味電流はエミッタ・フォロアQ40のベー
スを励振し次にQ40は電圧利得段Q41のベースを励振す
る。Q41のコレクタはQ12のコレクタと接続していて、Q1
2がその働作バイアスを生成する。Q41のコレクタ電圧は
エミッタ・フォロアQ18のベースを駆動し、Q18はプラス
の電流制限抵抗器R60を通してチップの出力ピン（V0）
に出力を与える。Q41のコレクタはダーリントン接続のP
NPトランジスタQ43とQ44を励振し、負の出力信号を出力
する時、出力が電流を減少させることが出来るようにす
る。負電流制限はこれら２つのトランジスタの中の高い
電流βの減少と、Q12から得られる制限された励振電流
によって行われる。
Q12のための励振電流は温度帰還用の入力増幅器（12）
の出力電流から決定される。より正確にいえば、Q10か
らの電流が、前述したばかりの主要な差検出電流ミラー
（112）を励振する。この電流ミラーの中でQ36、Q38お
よびQ45が別のウイルソン・ミラーを形成し、Q38のコレ
クタ電流がQ10からの入力電流のミラーを作る。Q38から
の電流はQ11、R55、Q12およびR56から成る1:6の比のミ
ラー構成回路を励振する。
付加的のバイアス供給の１つはQ25で生成されるバイア
ス電圧によって励振される分離コレクタPNPであるQ24に
よって行われる。このベース電圧はQ24のエミッタ電流
をQ25のエミッタ電流に等しくさせ、これは基本的なPTA
Tのバイアスと略等しくなる。この電流はベース電流が
少いので、正確にコレクタで分離され、前に参照した２
つの分路にあるPNPトランジスタQ30とQ31を経由して平
衡した入力増幅器（10）、（12）をバイアスする。
もう１つのバイアス電流は差検出ミラー（112）のベー
ス電圧からQ46によって供給される。この電流はQ40をバ
イアスする。抵抗器R57はベースの励振を少し減少さ
せ、これによりQ46のコレクタ電流とQ41のベース電流の
和がQ38のエミッタ電流と略等しくなるであろう。この
補正はQ38とQ40のベース電流の差から結果するであろう
誤差を最小にする。
正電流制限はQ17によって行われる。負荷電流がR60の両
端に約600mVを発生するのに充分な場合、Q17が働作し、
Q23を経由してQ18のベース励振をとり去る。Q23の機能
は負の負荷が励振された時、Q17のコレクターベース接
続を切断することである。Q23がないと、Q17のコレクタ
ーベースはQ43のベースから出力へ順方向にバイアスさ
れたダイオードとなろう。
Q17が働作してQ18からの励振を奪い去ると、増幅器セク
ションはそれが過負荷となるまで、Q41を高い電流レベ
ルにまで励振する。チップ上の電力消費を制御するため
に、Q41のコレクタ電流もまた制限される。この制限はQ
42とR59によって達成される。正常の働作において、R59
はループの利得を減少させるという小さな効果をもつだ
けである。しかし乍らQ41が過負荷の条件下で大きく励
振されるとR59はエミッタを、従ってベースを負の方に
移動させる。これが起るにつれて、Q42のベースもまた
負の方に励振される。そのエミッタはQ31のエミッタに
接続されているので、Q42のベース−エミッタはQ41への
過励振によって順方向にバイアスされ始める。その結果
として、Q31のエミッタ電流はQ42に奪いとられ、そのこ
とが、熱電対入力増幅器段（10）への励振を減少させ
る。この減少はQ16を経由してQ40とQ41への励振を減少
させて平衡状態が達成される。
正の出力の過負荷が起った時、Q42のコレクタ電流は警
報回路を働作させるために使われる。この電流は正常状
態ではゼロであるが、増幅器の出力が過負荷となるか、
又は入力が出力を正方向に励振するような方向に過負荷
になると流れ始める。もし熱電対の＋IN入力ピンが開路
すると、Q34のベース電流がそのような入力の過負荷と
いう結果になる。逆に、熱電対の−IN入力ピン（又は＋
と−の両方）が開路するならば、Q16のコレクタ電流が
ゼロに降下して、主電流ミラー（112）をして、Q40のベ
ースを正方向に振らせるであろう。Q10からミラーへの
入力は熱電対入力の過負荷に影響されないであろうから
Q37のコレクタは正方向に振られて、遂にQ39のベース−
エミッタ間は順方向バイアスになる。この時点で、実効
的に共通ベースとなっているQ39のコレクタにミラーの
出力電流が現れるであろう。
どのような過負荷の組合せに対して、Q39とQ42との合成
コレクタ電流は常時の零のレベルから変化して流れ始め
るであろう。この電流はQ19のベースを励振し、ダーリ
ントン接続になっているQ21を励振する。それ故Q21は過
負荷が存在する時はいつでも励振されるであろう。抵抗
R61はQ21が漏洩とβ増倍された漏洩とをQ19とからとり
去るためにベースを引き下げるものである。一般的に言
って、Q21は過負荷を知らせるためのスイッチとして使
われるものと考えられる。それは種々の配置に接続され
てもよいもので、過負荷の保護も含まれる。Q21のエミ
ッタ電流はR62を流れ、Q20のベース−エミッタ間に電圧
を発生させる。この電圧が充分に大きくなると、Q20が
働作し、Q19に対する残りのベース励振をとり去る役割
をする。そして回路はQ21中の安全レベルの電流で平衡
に達するであろう。
Q19のコレクタ電流は加えられるベース励振とQ19のβに
よってだけ制限される。このベース励振はQ21が電流制
限された働作状態にある時に制御される。もしQ21が軽
負荷であれば、Q19のコレクタ電流は相当高くなり得
る。Q21上の特別追加エミッタが、Q19の励振を制御する
ための反転コレクタとして使われる。もしQ21が飽和に
達すると、コレクターベース間は順方向にバイアスされ
るであろう。その結果として、この反転コレクタ（追加
エミッタ）が導通し、Q21を飽和状態に保つのに必要な
量以上になっているQ19のベース励振をとり去る働きを
するであろう。
もし、警報出力又は正規の出力の何れかが過負荷になる
と、チップの電力消費が、かなり上昇するであろう。そ
の結果としての温度変化は低温接合点の補正を乱し、出
力は過負荷が解消しても直後には、誤差を生じるかも知
れない。チップが室温にまで冷却されるに至れば正しい
働作が回復されよう。
この回路は負の出力電圧が要求されない限り、負の電源
電圧が零に減少しても働作を続けるように設計されてい
る。＋Ｃ、−Ｃ、＋Ｔ、−Ｔ、帰還および出力の各点
（チェック端子）を使って回路を微細に調整出来るよう
にしてある。回路の諸定数値はＪ型の熱電対と共に使用
するように選ばれたものであるがＪ型以外の熱電対に適
用するように分割比を変えることが出来る。
入力増幅器（10、12）の電圧−電流変換機能は非直線性
であるが、この非直線性は増幅された出力信号V0には現
れないことは注意に値する。この２つの増幅器は特性が
揃っていて帰還によって下方の、即ち基準の入力増幅器
（12）が上方の、即ち熱電対入力増幅器（10）と同じ差
働信号を生じるように励振されるので、非直線性は全体
の閉ループ変換機能の中には入り込んで来ない。
以上に記載した回路構成は較正し易いように出来てい
る。端子（32）に加えられるPTATの電圧の大きさはR50
又はR51を微細調整することによって妥当な値に調整す
ることが出来る。同様に端子（28）に加えられるCTATの
電圧の大きさはR52又はR53を微細調整することによって
妥当な値に調整されて零を摂氏０℃の所にもってくるよ
うにすることが出来る。増幅器全体の利得は帰還抵抗器
R54を単独に又はゼロ調整用抵抗器群と一緒に更に微細
調整することによって調整することが出来る。
上述した増幅器の構成の特徴は増幅器入力の有効オフセ
ット電圧が端子（32）に加えられるPTAT電圧と直列に働
くことである。製造工程上の不完全性は増幅器内のPTAT
オフセット電圧としてはっきり表われる。従って、その
ようなオフセットとオフセットのずれの影響は、上述し
たようにPTAT信号源の大きさがこのオフセット電圧の影
響を包み込むような値にセットされるように一群の抵抗
器を微細調整することによって事実上除去されることが
分るであろう。PTATオフセット電圧はPTAT補正電圧の一
部として考えることが出来る。即ちこのPTAT補正電圧は
増幅器がオフセット電圧を含む有効PTAT電圧を供給する
ように微細調整されて、そのようなオフセット電圧を誤
差要因として除去するので、正確な働作をもたらす増幅
器に対する働作バイアスはPTAT信号源から引き出される
のでバイアス電流に転化出来るすべてのオフセットがPT
ATであることも注意すべきであろう。
ここに説明した好ましい実施例の増幅器では、負の電源
供給レールすなわち（Ｖ−）の電圧まで下る範囲の熱電
対電圧に対しても、出力信号が入力信号に対応すること
を保証する回路装置を含んでいることが有利である。こ
の目的のために、増幅器（10）の入力回路は、そのよう
な電圧レベルで働作可能な一対のPNPトランジスタQ34/Q
35を含んでいる。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明による熱電対−増幅器−補正器の主な
要素を示すブロック図、第２図はこの発明の好ましい実
施例の詳細な系統図である。 10、12……入力差働増幅器（特性の揃ったもの） 20、22……主増幅器の入力端子 24……主増幅器 26……負帰還回路 30……CTAT信号源 34……PTAT信号源 100……交叉クワド回路 102……電流ミラー 112……差検出電流ミラー
フロントページの続き (72)発明者 アドリアン・ポ−ル・ブラカウ アメリカ合衆国01803マサチユ−セツツ州 バ−リントン・マコン・ロ−ド81番地 (56)参考文献 特開 昭54−7086（ＪＰ，Ａ) 実開 昭55−100134（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭55−26422（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−79833（ＪＰ，Ｕ)

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】熱電対の出力導線を入力端子に接続して、
    摂氏零度を基準とする熱電対測定温度に比例する信号を
    出力端子に生成するICチップにして、該チップが： 熱電対出力導線を接続するための熱電対入力端子手段
    （−IN,＋IN）と； 該入力端子手段から入力信号を受けて、該ICチップの温
    度を基準として、熱電対測定温度に比例する信号を出力
    として生成する第１の差動入力手段（10）と； チップの絶対温度に比例する信号を生成する回路手段
    （34）と； 該絶対温度比例信号と反対の温度係数をもち絶対温度に
    比例する絶対温度相補信号を生成する回路手段（30）
    と； 該絶対温度比例信号と、絶対温度相補信号とを入力とし
    て摂氏零度を基準とする、該チップの温度に比例する信
    号を生成する第２の差動入力手段（12）と； 前記第１、第２の差動入力手段（10,12）の生成する信
    号を差動入力として入力されこれを加算することによっ
    て、出力端子（V0）に摂氏零度を基準とする熱電対測定
    温度に比例する信号を生成する増幅器手段（24）とを含
    み； 室温が変動しても、摂氏零度を基準とする熱電対測定温
    度に比例する信号を常に出力することを特徴とする、熱
    電対信号処理ICチップ。
  2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載のICチップに
    おいて、該チップがチップの温度が摂氏零度になった
    時、絶対温度比例信号と該信号と反対の符号で等しい温
    度係数をもつ絶対温度相補信号とが等しくなるような回
    路を含み、これによって、熱電対出力を補償するために
    前記入力手段に入力するためチップの摂氏温度に比例す
    る信号を生成することを特徴とするICチップ。
  3. 【請求項３】前記差動入力手段が特性の揃った第１と第
    ２の差動増幅器（10、12）とからなり、前記熱電対入力
    端子手段が、前記第１の差動入力増幅器（10）に接続さ
    れ、前記チップの摂氏温度に比例する信号が前記第２の
    差動入力増幅器（12）に入力されることを特徴とする、
    特許請求の範囲第１項に記載のICチップ。
  4. 【請求項４】特許請求の範囲第３項に記載のICチップに
    おいて、前記主増幅器手段（24）の出力を前記第２の差
    動入力増幅器（12）の入力端子に帰還する、負帰還回路
    （26）を含むことを特徴とする、ICチップ。
  5. 【請求項５】特許請求の範囲第３項に記載のICチップに
    おいて、前記第１の差動入力増幅器（10）の入力回路が
    前記帰還回路から隔離されていて、熱電対導線を前記熱
    電対入力端子手段（14,16）に接続しても、該第１の差
    動入力増幅器の入力インピーダンスが該帰還回路の影響
    をうけないことを特徴とする、ICチップ。
  6. 【請求項６】特許請求の範囲第３項に記載のICチップに
    おいて、前記第２の差動入力増幅器（12）が第１および
    第２の入力端子（32,28）を含み、前記チップの絶対温
    度に比例する信号が該入力端子の一方（32）に接続さ
    れ、前記絶対温度相補信号が他方（28）に入力されるこ
    とを特徴とする、ICチップ。
  7. 【請求項７】特許請求の範囲第１項に記載のICチップに
    おいて、前記チップの摂氏温度に比例する信号を生成す
    る手段が、４ケのトランジスタ（Q1,Q2,Q3,Q4）からな
    るトランジスタ交叉クワド（100）を含み、そのうちの
    少くとも１つのトランジスタ（Q1）が他のトランジスタ
    と異なる電流密度を有し、これによって該トランジスタ
    （Q1）のエミッタと対応するトランジスタ（Q2）のエミ
    ッタとの間（106とCOMの間）に絶対温度に比例する電圧
    を生成することを特徴とする、ICチップ。
  8. 【請求項８】特許請求の範囲第１項又は第７項に記載の
    ICチップにおいて、前記チップの摂氏温度に比例する信
    号を生成する手段が含むトランジスタ交叉クワド（10
    0）の中の交叉する位置にある等しい電流密度を有する
    トランジスタの一方（Q3）のベースと他方（Q2）のエミ
    ッタの間（104とCOMの間）にチップの絶対温度にマイナ
    スの温度係数で比例する、絶対温度相補電圧を生成し、
    これによって、前記絶対温度相補信号を生成することを
    特徴とする、ICチップ。
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Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4604532A (en) * 1983-01-03 1986-08-05 Analog Devices, Incorporated Temperature compensated logarithmic circuit
US4546344A (en) * 1984-03-05 1985-10-08 American District Telegraph Company Temperature compensated alarm system
DE3529778A1 (de) * 1985-08-08 1987-02-19 Forschungsgesellschaft Fuer Fe Elektronische temperaturmess- und anzeigeeinrichtung
GB8708502D0 (en) * 1987-04-09 1987-05-13 Vg Instr Group High stability mass spectrometer
GB2224846A (en) * 1988-11-14 1990-05-16 Philips Electronic Associated Temperature sensing circuit
CA2018590C (en) * 1989-06-09 1994-05-03 Noriko Koma Apparatus for referring to a content of a dial memory in a telephone set
US5327029A (en) * 1993-05-06 1994-07-05 Martin Marietta Energy Systems, Inc. Logarithmic current measurement circuit with improved accuracy and temperature stability and associated method
US5954572A (en) * 1995-06-27 1999-09-21 Btg International Limited Constant current apparatus
US5821741A (en) * 1997-02-07 1998-10-13 Analog Devices, Inc. Temperature set point circuit and method employing adjustment resistor
US5873053A (en) * 1997-04-08 1999-02-16 International Business Machines Corporation On-chip thermometry for control of chip operating temperature
US6002293A (en) * 1998-03-24 1999-12-14 Analog Devices, Inc. High transconductance voltage reference cell
US6335661B1 (en) * 2000-05-11 2002-01-01 Maxim Integrated Products, Inc. Balanced input for temperature sensor
US6294902B1 (en) 2000-08-11 2001-09-25 Analog Devices, Inc. Bandgap reference having power supply ripple rejection
US6679628B2 (en) 2001-08-14 2004-01-20 Schneider Automation Inc. Solid state temperature measuring device and method
FR2845767B1 (fr) * 2002-10-09 2005-12-09 St Microelectronics Sa Capteur numerique de temperature integre
US7543253B2 (en) * 2003-10-07 2009-06-02 Analog Devices, Inc. Method and apparatus for compensating for temperature drift in semiconductor processes and circuitry
US7405552B2 (en) 2006-01-04 2008-07-29 Micron Technology, Inc. Semiconductor temperature sensor with high sensitivity
US7821321B2 (en) 2006-01-12 2010-10-26 Micron Technology, Inc. Semiconductor temperature sensor using bandgap generator circuit
US7331708B2 (en) * 2006-02-23 2008-02-19 National Semiconductor Corporation Frequency ratio digitizing temperature sensor with linearity correction
US8123405B2 (en) * 2006-06-22 2012-02-28 Bae Systems Information Solutions Inc. Programmable circuit for drift compensation
US7576598B2 (en) * 2006-09-25 2009-08-18 Analog Devices, Inc. Bandgap voltage reference and method for providing same
US8102201B2 (en) 2006-09-25 2012-01-24 Analog Devices, Inc. Reference circuit and method for providing a reference
US7714563B2 (en) * 2007-03-13 2010-05-11 Analog Devices, Inc. Low noise voltage reference circuit
US20080265860A1 (en) * 2007-04-30 2008-10-30 Analog Devices, Inc. Low voltage bandgap reference source
US7605578B2 (en) 2007-07-23 2009-10-20 Analog Devices, Inc. Low noise bandgap voltage reference
US7598799B2 (en) * 2007-12-21 2009-10-06 Analog Devices, Inc. Bandgap voltage reference circuit
US7612606B2 (en) * 2007-12-21 2009-11-03 Analog Devices, Inc. Low voltage current and voltage generator
US7902912B2 (en) * 2008-03-25 2011-03-08 Analog Devices, Inc. Bias current generator
US7880533B2 (en) * 2008-03-25 2011-02-01 Analog Devices, Inc. Bandgap voltage reference circuit
US7750728B2 (en) * 2008-03-25 2010-07-06 Analog Devices, Inc. Reference voltage circuit
JP2010224594A (ja) * 2009-03-19 2010-10-07 Oki Semiconductor Co Ltd 電圧発生回路
CN101943613B (zh) * 2009-07-03 2014-07-23 飞思卡尔半导体公司 亚阈值cmos温度检测器
US8602643B2 (en) * 2010-07-06 2013-12-10 David Phillip Gardiner Method and apparatus for measurement of temperature and rate of change of temperature
US8179195B1 (en) * 2011-01-24 2012-05-15 Maxim Integrated Products, Inc. Current-feedback instrumentation amplifiers
JP5724630B2 (ja) * 2011-05-25 2015-05-27 ミツミ電機株式会社 熱電対用増幅回路及び温度監視システム
KR20140079046A (ko) * 2012-12-18 2014-06-26 에스케이하이닉스 주식회사 차동 증폭 회로
US10234335B2 (en) 2014-04-30 2019-03-19 Thermo-Kinetics Company Limited Thermocouple resistance compensator
US20240085310A1 (en) * 2022-09-12 2024-03-14 Antony Trueman Resistance-Based Sensor System for Measuring Atmospheric Corrosion

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3671953A (en) * 1970-07-02 1972-06-20 Monsanto Co High, low and thermocouple burn-out alarm system
JPS5062078A (ja) * 1973-09-29 1975-05-27
US3921453A (en) * 1974-03-08 1975-11-25 Chrysler Corp Thermocouple system having a PN junction for cold junction compensation
US4135402A (en) * 1976-08-25 1979-01-23 Nippondenso Co., Ltd. Thermocouple temperature detecting assembly
US4120201A (en) * 1977-03-18 1978-10-17 Partlow Corporation Thermocouple temperature measurement circuit having cold junction compensation
US4126042A (en) * 1977-06-28 1978-11-21 Digicon Corporation Error compensating network for digital display thermometer

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Publication number Publication date
FR2524142A1 (fr) 1983-09-30
FR2524142B1 (fr) 1986-01-24
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GB2115932B (en) 1985-12-18
DE3306620A1 (de) 1983-09-15
CA1191715A (en) 1985-08-13
JPS58158979A (ja) 1983-09-21
GB2115932A (en) 1983-09-14
US4475103A (en) 1984-10-02
NL8300641A (nl) 1983-09-16
GB8302228D0 (en) 1983-03-02

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