JPH0744095Y2 - Amplifier with switching control circuit - Google Patents
Amplifier with switching control circuitInfo
- Publication number
- JPH0744095Y2 JPH0744095Y2 JP1986155515U JP15551586U JPH0744095Y2 JP H0744095 Y2 JPH0744095 Y2 JP H0744095Y2 JP 1986155515 U JP1986155515 U JP 1986155515U JP 15551586 U JP15551586 U JP 15551586U JP H0744095 Y2 JPH0744095 Y2 JP H0744095Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- amplifier
- current
- operational amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【考案の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この考案は入力信号に応じて複数の演算増幅器の１つを
選択し、その演算増幅器の出力により出力用増幅器を制
御する切替制御回路付増幅器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Industrial field of application" This invention selects one of a plurality of operational amplifiers according to an input signal, and controls an output amplifier by the output of the operational amplifier. Regarding
「従来の技術」 この種の従来の増幅器を第５図に示す。第５図において
出力用増幅器11の出力端子12は電流検出用抵抗器13を通
じて負荷回路14の一方の端子15に接続され、負荷回路14
の他方の端子は接地される。出力用増幅器11の反転入力
側に演算増幅器16が抵抗器17を通じ、また演算増幅器18
がダイオード19を通じ、更に演算増幅器21がダイオード
22を通じて接続される。演算増幅器16の非反転入力側は
端子15に接続され、その反転入力側と出力側とは接続さ
れてバッファ回路とされている。つまり端子15の電圧が
演算増幅器16、抵抗器17を通じて出力用増幅器11の反転
入力側に帰還される。“Prior Art” FIG. 5 shows a conventional amplifier of this type. In FIG. 5, the output terminal 12 of the output amplifier 11 is connected to one terminal 15 of the load circuit 14 through the current detection resistor 13, and the load circuit 14
The other terminal of is grounded. On the inverting input side of the output amplifier 11, the operational amplifier 16 passes through the resistor 17, and the operational amplifier 18
Is a diode 19 and the operational amplifier 21 is a diode.
Connected through 22. The non-inverting input side of the operational amplifier 16 is connected to the terminal 15, and its inverting input side and output side are connected to form a buffer circuit. That is, the voltage of the terminal 15 is fed back to the inverting input side of the output amplifier 11 through the operational amplifier 16 and the resistor 17.
電流検出用抵抗器13の両端に増幅器23が接続され、増幅
器23の出力側は演算増幅器18,21の各非反転入力側に接
続される。演算増幅器18,21の各出力側及び反転入力側
間に帰還抵抗器24,25がそれぞれ接続される。ダイオー
ド19は陰極側が、ダイオード22は陽極側がそれぞれ出力
用増幅器11の反転入力側に接続され、出力用増幅器11の
非反転入力側は接地される。An amplifier 23 is connected to both ends of the current detection resistor 13, and an output side of the amplifier 23 is connected to each non-inverting input side of the operational amplifiers 18 and 21. Feedback resistors 24 and 25 are connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifiers 18 and 21, respectively. The cathode side of the diode 19 and the anode side of the diode 22 are connected to the inverting input side of the output amplifier 11, respectively, and the non-inverting input side of the output amplifier 11 is grounded.
電圧制御端子26が抵抗器27を介して出力用増幅器11の反
転入力側に接続され、電流制御端子28が抵抗器29を通じ
て演算増幅器18の反転入力側に接続され、電流制御端子
31が抵抗器32を通じて演算増幅器21の反転入力側に接続
されている。電圧制御端子26に電圧VAが、電流制御端子
28,31にそれぞれ電圧VB,-VCが印加され、VB＞VA＞-VCと
される。The voltage control terminal 26 is connected to the inverting input side of the output amplifier 11 through the resistor 27, the current control terminal 28 is connected to the inverting input side of the operational amplifier 18 through the resistor 29, and the current control terminal
31 is connected to the inverting input side of the operational amplifier 21 through the resistor 32. Voltage V A is applied to voltage control terminal 26 and current control terminal
Voltages V B and −V C are applied to 28 and 31, respectively, and V B > V A > −V C.
負荷回路14を流れる出力電流IOによる電流検出用抵抗器
13における降下電圧VM＝R3IO（R3は抵抗器13の抵抗値）
がVM＞VBの場合は演算増幅器18,21の各出力電圧が正と
なってダイオード19が導通し、ダイオード22が不導通と
なり、演算増幅器18の出力により出力用増幅器11が制御
される。つまりVMが電圧VBと対応した値となるように出
力電流IOが流れる。一方、VM＜-VCとなると演算増幅器1
8,21の各出力電圧は負となりダイオード19は不導通、ダ
イオード22は導通し、VMが-VCと対応した値と等しくな
るように演算増幅器21の出力により出力用増幅器11が制
御されて対応した出力電流IOが流れる。VB＞VM＞-VCの
場合は演算増幅器18の出力電圧は負、演算増幅器21の出
力電圧は正となり、ダイオード19,22は共に不導通とな
り、端子15の出力電圧が、電圧VAと対応した値と等しく
なるように制御される。Resistor for current detection by output current I O flowing through load circuit 14
Drop voltage at 13 V M = R 3 I O (R 3 is the resistance value of resistor 13)
Is V M > V B, the output voltages of the operational amplifiers 18 and 21 are positive, the diode 19 is conductive, the diode 22 is non-conductive, and the output of the operational amplifier 18 controls the output amplifier 11. . That is, the output current I O flows so that V M has a value corresponding to the voltage V B. On the other hand, when V M <-V C , the operational amplifier 1
The output voltages of 8 and 21 are negative, the diode 19 is non-conductive, the diode 22 is conductive, and the output of the operational amplifier 21 controls the output amplifier 11 so that V M becomes equal to -V C. Corresponding output current I O flows. When V B > V M > -V C , the output voltage of the operational amplifier 18 is negative, the output voltage of the operational amplifier 21 is positive, the diodes 19 and 22 are both non-conductive, and the output voltage of the terminal 15 is the voltage V It is controlled to be equal to the value corresponding to A.
つまり、VB＞VM＞-VCではVAで決まる定電圧が負荷回路1
5に印加され、VM＞VBではVBで決る定電流が負荷回路15
に流れ、VM＜-VCでは-VCで決まる定電流が負荷回路15に
流れる。即ち、負荷に応じて出力用増幅器11に対し制御
する演算増幅器が自動的に切替えられる。換言すると端
子26,28,31の入力に応じて出力用増幅器11に対する制御
を選択的に切替えることができる。That is, when V B > V M > -V C , the constant voltage determined by V A is the load circuit 1
When V M > V B , the constant current determined by V B is applied to the load circuit 15
When V M <−V C , a constant current determined by −V C flows to the load circuit 15. That is, the operational amplifier that controls the output amplifier 11 is automatically switched according to the load. In other words, the control for the output amplifier 11 can be selectively switched according to the input to the terminals 26, 28, 31.
VB＞VM＞-VCの状態では演算増幅器18,21は共に飽和状態
にあり、つまり演算増幅器18の出力は大きな負電圧、演
算増幅器21の出力は大きな正電圧となっている。この状
態からVB＜VM（又は-VC＞VM）になっても、演算増幅器1
8（又は21）は瞬時には飽和状態から抜け出ることがで
きないため、演算増幅器18（又は21）が正常な制御動作
状態になるまでの間、出力端子15にスパイク状雑音が発
生し、負荷回路14に半導体素子が用いられていると、そ
のスパイク状雑音により、半導体素子を破壊するおそれ
があった。In the state of V B > V M > −V C , both operational amplifiers 18 and 21 are in a saturated state, that is, the output of operational amplifier 18 is a large negative voltage, and the output of operational amplifier 21 is a large positive voltage. Even if V B <V M (or -V C > V M ) from this state, the operational amplifier 1
Since 8 (or 21) cannot instantaneously get out of the saturation state, spike noise is generated at the output terminal 15 until the operational amplifier 18 (or 21) is in the normal control operation state, and the load circuit If the semiconductor element is used for 14, the semiconductor element may be destroyed by the spike noise.
なおこのスパイク状雑音を少なくするために、 の制御ループの制御速度を高速にすることが考えられる
が、全体の位相補償が難しくなり、系が不安定になるお
それがある。In order to reduce this spike noise, Although it is possible to increase the control speed of the control loop of, the phase compensation of the whole becomes difficult and the system may become unstable.
「問題点を解決するための手段」 この考案によれば出力用増幅器を制御するための第１、
第２、第３の演算増幅器にはそれぞれ飽和防止回路が設
けられ、これら第１、第２、第３の演算増幅器の出力側
にダイオードスイッチが設けられ、これら演算増幅器の
出力電圧に応じて、上記第１、第２の演算増幅器の出力
電圧中の高い方と対応した電圧がダイオードスイッチの
正出力端子に、上記第２、第３演算増幅器の出力電圧中
の低い方と対応した電圧がダイオードスイッチの負出力
端子にそれぞれ出力され、このダイオードスイッチの正
出力端子及び負出力端子にそれぞれ第１及び第２電圧・
電流変換回路が設けられ、これら第１及び第２電圧・電
流変換回路はそれぞれの入力電圧を正電流及び負電流に
変換して出力用増幅器へ制御入力して供給する。更に上
記負荷の電圧を上記第２の演算増幅器の入力側に帰還す
る手段と、上記負荷の電流を電圧として検出し、その検
出した電圧を上記第１、第３の演算増幅器の入力側に帰
還する手段とが設けられる。According to the present invention, the first means for controlling the output amplifier,
A saturation prevention circuit is provided in each of the second and third operational amplifiers, and a diode switch is provided on the output side of each of the first, second, and third operational amplifiers. The voltage corresponding to the higher one of the output voltages of the first and second operational amplifiers is at the positive output terminal of the diode switch, and the voltage corresponding to the lower one of the output voltages of the second and third operational amplifiers is the diode. The voltage is output to the negative output terminal of the switch, and the first and second voltages are respectively applied to the positive output terminal and the negative output terminal of the diode switch.
A current conversion circuit is provided, and these first and second voltage / current conversion circuits convert the respective input voltages into positive current and negative current and control-input to the output amplifier for supply. Further, means for feeding back the voltage of the load to the input side of the second operational amplifier, and detecting the current of the load as a voltage, and feeding back the detected voltage to the input side of the first and third operational amplifiers. And means for doing so.
このように飽和防止回路が設けられているため、演算増
幅器は飽和状態にないから直ちに制御動作状態となり、
負荷回路にスパイク雑音を印加するおそれがない。また
第１、第２電圧・電流変換回路の出力インピーダンスを
高くすることができ、出力用増幅器に位相補償回路を付
けて安定に動作させることが容易に可能となる。Since the saturation prevention circuit is provided in this way, the operational amplifier immediately enters the control operation state because it is not in a saturated state.
There is no risk of applying spike noise to the load circuit. Further, the output impedance of the first and second voltage / current conversion circuits can be increased, and it becomes easy to stably operate the output amplifier with the phase compensation circuit.
「実施例］ 第１図にこの考案の実施例を示し、第５図と対応する部
分に同一符号を付けてある。演算増幅器18,21の各出力
側及び反転入力側間に飽和防止回路41,42がそれぞれ接
続される。飽和防止回路41はダイオード41a,41b,41cが
順方向に接続され、その陰極側の一端が演算増幅器18の
出力側とされ、ダイオード41aと並列にダイオード41dが
逆極性で接続され、ダイオード41b,41cと並列に抵抗器4
1eが接続され、ダイオード41d、抵抗器41eの接続点は抵
抗器41fを通じて接地される。飽和防止回路42も飽和防
止回路41と同様に構成されているが、直列ダイオード42
a,42b,42cの陽極側の端が演算増幅器21の出力側に接続
されている。その他は飽和防止回路42と対応する部分に
同一添字を用い、番号41の代りに番号42を付けて示す。[Embodiment] An embodiment of the present invention is shown in Fig. 1 and the same reference numerals are attached to the portions corresponding to Fig. 5. Saturation prevention circuit 41 between each output side and inverting input side of operational amplifiers 18 and 21. In the saturation prevention circuit 41, diodes 41a, 41b and 41c are connected in the forward direction, one end on the cathode side is the output side of the operational amplifier 18, and the diode 41d is connected in parallel with the diode 41d. Resistor 4 connected in polarity and in parallel with diodes 41b and 41c
1e is connected, and the connection point of the diode 41d and the resistor 41e is grounded through the resistor 41f. The saturation prevention circuit 42 has the same configuration as the saturation prevention circuit 41, but the series diode 42
The anode side ends of a, 42b, 42c are connected to the output side of the operational amplifier 21. Others have the same subscripts in the portions corresponding to the saturation prevention circuit 42, and are shown by attaching the number 42 instead of the number 41.
この例では電圧制御端子26は抵抗器27を通じて演算増幅
器43の反転入力側に接続され、演算増幅器43の非反転入
力側は接地され、反転入力側及び出力側間は、逆極性並
列接続ダイオード44a,44bと44c,44dとの直列回路とから
なる飽和防止回路44が接続される。増幅器16の出力側が
抵抗器17を通じて演算増幅器43の反転入力側に接続され
る。電流検出用増幅器23の出力側は抵抗器45,46をそれ
ぞれ通じて演算増幅器18,21の各反転入力側に接続され
る。In this example, the voltage control terminal 26 is connected to the inverting input side of the operational amplifier 43 through the resistor 27, the non-inverting input side of the operational amplifier 43 is grounded, and the reverse polarity parallel connection diode 44a is provided between the inverting input side and the output side. A saturation prevention circuit 44 including a series circuit of 44b and 44c and 44d is connected. The output side of the amplifier 16 is connected to the inverting input side of the operational amplifier 43 through the resistor 17. The output side of the current detecting amplifier 23 is connected to the inverting input sides of the operational amplifiers 18 and 21 through the resistors 45 and 46, respectively.
演算増幅器18,21,43の各出力側はダイオードスイッチ47
に接続される。ダイオードスイッチ47は演算増幅器18,4
3の出力側にダイオード19,48の各陽極が接続され、これ
らダイオード19,48の陰極はダイオードスイッチ47の正
出力端子49に接続される。演算増幅器21,43の各出力側
にダイオード22,51の陰極が接続され、ダイオード22,51
の陽極はダイオードスイッチ47の負出力端子52に接続さ
れる。Each output side of operational amplifiers 18, 21, 43 is a diode switch 47.
Connected to. Diode switch 47 is operational amplifier 18,4
The anodes of the diodes 19 and 48 are connected to the output side of 3, and the cathodes of these diodes 19 and 48 are connected to the positive output terminal 49 of the diode switch 47. The cathodes of the diodes 22 and 51 are connected to the output sides of the operational amplifiers 21 and 43, respectively.
The anode of is connected to the negative output terminal 52 of the diode switch 47.
正出力端子49は電圧−電流変換回路53のnpnトランジス
タ54のベースに必要に応じてレベルシフト用ツェナーダ
イオード50を通じて接続される。トランジスタ54のエミ
ッタは抵抗器55を通じて負電源端子56に接続され、トラ
ンジスタ54のベースは抵抗器57を通じて電源端子56に接
続される。負出力端子52は電圧−電流変換回路58のpnp
トランジスタ59のベースに必要に応じてレベルシフト用
ツェナーダイオード60を通じて接続され、トランジスタ
59のエミッタは抵抗器61を通じて正電源端子62に接続さ
れ、トランジスタ59のベースは抵抗器63を通じて電源端
子62に接続される。The positive output terminal 49 is connected to the base of the npn transistor 54 of the voltage-current conversion circuit 53 through the level shift Zener diode 50 as required. The emitter of the transistor 54 is connected to the negative power supply terminal 56 through the resistor 55, and the base of the transistor 54 is connected to the power supply terminal 56 through the resistor 57. The negative output terminal 52 is the pnp of the voltage-current conversion circuit 58.
It is connected to the base of the transistor 59 through a level-shifting Zener diode 60 if necessary.
The emitter of 59 is connected to the positive power supply terminal 62 through the resistor 61, and the base of the transistor 59 is connected to the power supply terminal 62 through the resistor 63.
電圧−電流変換回路53,58の各出力側、つまりトランジ
スタ54,59の各コレクタは出力用増幅器11の反転入力側
に接続される。The output sides of the voltage-current conversion circuits 53, 58, that is, the collectors of the transistors 54, 59 are connected to the inverting input side of the output amplifier 11.
上述の構成において、演算増幅器18,21,43はその各出力
電圧Va1,Va2,Va3に応じてダイオードスイッチ47によっ
てその１つが選択される。ダイオード19,22,48,51の各
順方向電圧VFはすべて等しいとする。正出力端子49の電
圧VO1はVa1,Va3のどちらか高い方の電圧に選択され、負
出力端子52の電圧VO2はVa2,Va3のどちらか低い方の電圧
に選択される。つまり、 Va1＞Va3ならVO1＝Va1−VF Va1＜Va3ならVO1＝Va3−VF Va2＞Va3ならVO2＝Va3＋VF Va2＜Va3ならVO2＝Va2＋VF となる。演算増幅器18,21,43の各出力電圧Va1,Va2,Va3
はそれぞれ飽和防止回路41,42,44により第２図A,B,Cに
示す範囲にクランプされ、このクランプ範囲は互いに異
っている。R7,R8,R9,R10はそれぞれ抵抗器42f,42e,41f,
41eの各抵抗値である。電流制御端子28の電圧VBは必ず
正とされ、電流制御端子31の電圧-VCは必ず負とされ
る。また、抵抗器17,27,29,32,45,46の各抵抗値が等し
いとする。In the configuration described above, one of the operational amplifiers 18, 21, 43 is selected by the diode switch 47 according to each output voltage V a1 , V a2 , V a3 . It is assumed that the forward voltages V F of the diodes 19, 22, 48 and 51 are all equal. The voltage V O1 at the positive output terminal 49 is selected to the higher voltage of V a1 and V a3 , and the voltage V O2 at the negative output terminal 52 is selected to the lower voltage of V a2 and V a3. . That is, if V a1 > V a3 then V O1 = V a1 −V F V a1 <V a3 then V O1 = V a3 −V F V a2 > V a3 then V O2 = V a3 + V F If V a2 <V a3 then V O2 = V a2 + V F. Output voltage of operational amplifiers 18, 21, 43 V a1 , V a2 , V a3
Are clamped in the ranges shown in FIGS. 2A, 2B and 2C by saturation prevention circuits 41, 42 and 44, respectively, and the clamp ranges are different from each other. R 7 , R 8 , R 9 , and R 10 are resistors 42f, 42e, 41f, and
It is each resistance value of 41e. The voltage V B of the current control terminal 28 is always positive, and the voltage −V C of the current control terminal 31 is always negative. Further, it is assumed that the resistors 17, 27, 29, 32, 45, 46 have the same resistance value.
-VB＜VM＜+VCの場合 VM＋（-VC）＜０となるため演算増幅器21の出力Va2は正
方向へ動き、クランプ電圧+3VFに達し、Va2＝+3VFとな
る。When -V B <V M <+ V C , V M + (-V C ) <0, so the output V a2 of the operational amplifier 21 moves in the positive direction, reaches the clamp voltage +3 V F , and V a2 = + It becomes 3V F.
またVM＋VB＞０となるため、演算増幅器18の出力Va1は
負方向へ動き、クランプ電圧に達し、Va1＝-3VFとな
る。Since V M + V B > 0, the output V a1 of the operational amplifier 18 moves in the negative direction, reaches the clamp voltage, and V a1 = −3V F.
従って、-2VF≦Va3≦+2VFであるから、スイッチ出力端
子49,52はいずれもVa3が選択され、VO1＝Va3−VF,VO2＝
Va3＋VFとなる。トランジスタ54,59のコレクタ電流IC1,
IC2が等しくなるように増幅器16を通じて帰還が掛り、
演算増幅器43の入力電圧VA＋VO（VOは演算増幅器16の出
力電圧）が０となるように流れ、この結果VO＝-VAとな
る。Therefore, since −2V F ≦ V a3 ≦ + 2 V F , V a3 is selected for both switch output terminals 49 and 52, and V O1 = V a3 −V F , V O2 =
It becomes V a3 + V F. Collector current of transistors 54 and 59 I C1 ,
Feedback is applied through the amplifier 16 so that I C2 becomes equal,
The input voltage V A + V O of the operational amplifier 43 flows so that V O is the output voltage of the operational amplifier 16, and as a result, V O = −V A.
VM＞VCの場合 この時はVM＞０であり、かつ-VC＋VM＞０となるため、
演算増幅器21の出力は負方向へ動き、クランプ電圧 へ行こうとする。演算増幅器18の入力はVB＋VM＞０であ
るからその出力Va1は負方向へ動き、クランプ電圧-3VF
に達する。When V M > V C At this time, V M > 0 and -V C + V M > 0, so
The output of the operational amplifier 21 moves in the negative direction, and the clamp voltage Try to go to. Since the input of the operational amplifier 18 is V B + V M > 0, its output V a1 moves in the negative direction, and the clamp voltage is −3 V F
Reach
従って、ダイオードスイッチ47の出力電圧は VO1＝Va3−VF VO2＝Va2＋VF となる。出力用増幅器11の入力電流ICはIC1−IC2で決ま
り、コレクタ電流IC1はVO1、すなわちVa3によって、ま
たコレクタ電流IC2はVO2すなわち、Va2によって決まる
ためIC2と等しくなるようにIC1が増加し、すなわち電圧
Va3が正方向へ動き、ついにはクランプ電圧Va3＝+2VFに
達し、一定値となってしまう。電圧Va2の負方向のクラ
ンプ電圧は であるため、IC2＞IC1（IC1は一定）となり、ICはVa2に
よって決まる。この結果VM−VC＝０となり、 となる。Therefore, the output voltage of the diode switch 47 is V O1 = V a3 −V F V O2 = V a2 + V F. Input current I C of the output amplifier 11 is determined by the I C1 -I C2, by the collector current I C1 is V O1, i.e. V a3, also equal to the collector current I C2 is V O2 That is, since the depend V a2 I C2 I C1 increases so that the voltage is
V a3 moves in the positive direction and finally reaches the clamp voltage V a3 = + 2V F and becomes a constant value. The negative clamp voltage of voltage V a2 is Therefore, I C2 > I C1 (I C1 is constant), and I C is determined by V a2 . As a result, V M −V C = 0, Becomes
VM＜-VBの場合 この時はVB＞０であり、VM＜０である。演算増幅器21の
入力は-VC＋VM＜０となり、その出力は正方向へ動き、
クランプ電圧+3VFに達する。演算増幅器18の入力はVB＋
VM＜０となり、その出力は正方向へ動き へ行こうとする。その結果ダイオードスイッチ47の出力
は VO1＝Va1−VF VO2＝Va3＋VF となる。出力用増幅器11の入力電流はIC＝IC1−IC2であ
るが、IC1の電流はVO1、すなわちVa1、IC2の電流はVO2
すなわち、Va3によって決まる。IC2はIC1に等しくなろ
うとして増加するが、Va3＝-2VFに達すると、ダイオー
ド44a,44cによってクランプされ、一定電流となる。演
算増幅器18のクランプ電圧は であるため、IC1はさらに増加し、その結果ICはVa1によ
って決まる。VM＋VB＝０となり、 となる。When V M <-V B At this time, V B > 0 and V M <0. The input of the operational amplifier 21 becomes -V C + V M <0, and its output moves in the positive direction,
Clamp voltage + 3V F is reached. The input of the operational amplifier 18 is V B +
V M <0 and the output moves in the positive direction Try to go to. As a result, the output of the diode switch 47 becomes V O1 = V a1 −V F V O2 = V a3 + V F. The input current of the output amplifier 11 is I C = I C1 −I C2 , but the current of I C1 is V O1 , that is, the current of V a1 and the current of I C2 are V O2.
That is, it depends on V a3 . I C2 increases in an attempt to equal I C1 , but when V a3 = −2V F is reached, it is clamped by the diodes 44a, 44c and becomes a constant current. The clamp voltage of the operational amplifier 18 is Therefore, I C1 is further increased, so that I C is determined by V a1 . V M + V B = 0, Becomes
以上の様に、負荷電流IOの大小によって、出力用増幅器
11を制御する演算増幅器が18,21,43の何れかに選択され
る。すなわち、-VB＜R3IO＜+VCのときは演算増幅器43 R3IO＞VCのときは演算増幅器21 R3IO＜-VBのときは演算増幅器18 が選択される。As described above, depending on the magnitude of the load current I O , the output amplifier
The operational amplifier for controlling 11 is selected from 18, 21, and 43. That is, when -V B <R 3 I O <+ V C , operational amplifier 43 is selected when R 3 I O > V C , operational amplifier 18 is selected when R 3 I O <-V B. It
演算増幅器18,21,43にはそれぞれ飽和防止回路41,42,44
が付けてあるため、制御する演算増幅器の切替えによる
スパイク雑音が防止され、各増幅器は動作している時の
増幅度は大きいため、ダイオードスイッチ47による非直
線性も現われない。The operational amplifiers 18, 21, 43 are respectively equipped with saturation prevention circuits 41, 42, 44.
Since spike noise due to switching of the operational amplifier to be controlled is prevented and each amplifier has a large amplification factor when operating, the non-linearity due to the diode switch 47 does not appear.
第３図に示すように電圧−電流変換回路53,58の各トラ
ンジスタ54,59をベース接地とし、ツェナーダイオード5
0、抵抗器55を吸引電流源71に接続し、ツェナーダイオ
ード60、抵抗器61を吐出電流源72に接続してもよい。な
お増幅器73,74,75はそれぞれ第１図における飽和防止回
路付き演算増幅器18,21,43を示す。またこの例では出力
用増幅器11を負帰還増幅器とし、かつ、電圧−電流変換
回路53,58の出力を非反転入力側へ供給する構成とした
場合である。As shown in FIG. 3, the transistors 54 and 59 of the voltage-current conversion circuits 53 and 58 are grounded to the base, and the zener diode 5
0 and the resistor 55 may be connected to the suction current source 71, and the Zener diode 60 and the resistor 61 may be connected to the discharge current source 72. The amplifiers 73, 74, 75 are the operational amplifiers 18, 21, 43 with the saturation prevention circuit in FIG. 1, respectively. In this example, the output amplifier 11 is a negative feedback amplifier and the outputs of the voltage-current conversion circuits 53 and 58 are supplied to the non-inverting input side.
電圧−電流変換回路53,58はFETなどを用いて構成しても
よい。飽和防止回路41,42は第４図に示すように、逆極
性並列接続のダイオードのみで構成してもよい。直列ダ
イオードの数はクランプ電圧と、ダイオードスイッチ47
のダイオードの順方向電圧とのバランスにより決める。The voltage-current conversion circuits 53 and 58 may be configured using FETs or the like. As shown in FIG. 4, the saturation prevention circuits 41 and 42 may be composed only of diodes of reverse polarity parallel connection. The number of series diodes depends on the clamp voltage and the diode switch 47.
It is determined by the balance with the diode forward voltage.
「考案の効果」 以上述べたようにこの考案によれば、飽和防止回路が制
御用演算増幅器に付けられているため、制御演算増幅器
が切替えられた場合にスパイク雑音が負荷回路14に印加
されるおそれはない。更に電圧−電流変換回路により電
流に変換して出力用増幅器11を制御しているため、少な
い部品で本考案の回路が構成でき、生産コストを下げる
ことができ、また電圧・電流変換回路53,58（トランジ
スタ54,59）の出力インピーダンスを高くすることがで
き、出力用増幅器11にコンデンサを接続して位相制御す
ることができ、全体として安定に動作するものを容易に
得ることができる。[Advantage of Invention] As described above, according to this invention, since the saturation prevention circuit is attached to the control operational amplifier, spike noise is applied to the load circuit 14 when the control operational amplifier is switched. There is no fear. Furthermore, since the voltage-to-current conversion circuit converts the current to control the output amplifier 11, the circuit of the present invention can be configured with a small number of parts, the production cost can be reduced, and the voltage-current conversion circuit 53, The output impedance of 58 (transistors 54, 59) can be increased, a capacitor can be connected to the output amplifier 11 to perform phase control, and a stable operation as a whole can be easily obtained.
第１図はこの考案の実施例を示す接続図、第２図は演算
増幅器18,21,43の各出力のクランプ範囲の例を示す図、
第３図はこの考案の他の実施例を示すブロック図、第４
図は飽和防止回路の他の例を示す接続図、第５図は従来
の切替制御回路付増幅器を示す接続図である。FIG. 1 is a connection diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a diagram showing an example of a clamp range of each output of operational amplifiers 18, 21, 43,
FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG.
FIG. 5 is a connection diagram showing another example of the saturation prevention circuit, and FIG. 5 is a connection diagram showing a conventional amplifier with switching control circuit.
Claims (1)
増幅器の１つを選択し、その選択した演算増幅器の出力
により、負荷に接続された出力用増幅器を制御する切替
制御回路付増幅器において、 上記第１、第２、第３の演算増幅器にそれぞれ設けられ
た飽和防止回路と、 上記第１、第２、第３の演算増幅器の出力側に設けら
れ、これら演算増幅器の出力電圧に応じて、上記第１、
第２の演算増幅器の出力電圧中の高い方と対応した電圧
を正出力端子に、上記第２、第３演算増幅器の出力電圧
中の低い方と対応した電圧を負出力端子にそれぞれ出力
するダイオードスイッチと、 そのダイオードスイッチの正出力端子及び負出力端子に
それぞれ接続され、それぞれ入力電圧を正電流及び負電
流に変換し、その正電流及び負電流を上記出力用増幅器
へ制御入力として供給する第１及び第２電圧・電流変換
回路と、 上記負荷の電圧を上記第２の演算増幅器の入力側に帰還
する手段と、 上記負荷の電流を電圧として検出し、その検出した電圧
を上記第１、第３の演算増幅器の入力側に帰還する手段
と、 を具備する切替制御回路付増幅器。1. A switching control circuit for selecting one of first, second and third operational amplifiers according to an input signal and controlling an output amplifier connected to a load by the output of the selected operational amplifier. In the amplifier, a saturation prevention circuit provided in each of the first, second, and third operational amplifiers, and an output voltage of each of the first, second, and third operational amplifiers. According to the above,
A diode that outputs a voltage corresponding to the higher one of the output voltages of the second operational amplifier to the positive output terminal and a voltage corresponding to the lower one of the output voltages of the second and third operational amplifiers to the negative output terminal. A switch and a diode switch connected to a positive output terminal and a negative output terminal of the diode switch, respectively, for converting the input voltage into a positive current and a negative current, and supplying the positive current and the negative current as a control input to the output amplifier. First and second voltage-current conversion circuits, means for feeding back the voltage of the load to the input side of the second operational amplifier, current of the load is detected as voltage, and the detected voltage is the first, An amplifier with a switching control circuit, comprising: means for feeding back to the input side of the third operational amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986155515U JPH0744095Y2 (en) | 1986-10-08 | 1986-10-08 | Amplifier with switching control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986155515U JPH0744095Y2 (en) | 1986-10-08 | 1986-10-08 | Amplifier with switching control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6361810U JPS6361810U (en) | 1988-04-23 |
| JPH0744095Y2 true JPH0744095Y2 (en) | 1995-10-09 |
Family
ID=31076290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986155515U Expired - Lifetime JPH0744095Y2 (en) | 1986-10-08 | 1986-10-08 | Amplifier with switching control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744095Y2 (en) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58148506A (en) * | 1982-02-26 | 1983-09-03 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | Composite controlling amplifier |
-
1986
- 1986-10-08 JP JP1986155515U patent/JPH0744095Y2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6361810U (en) | 1988-04-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100197464B1 (en) | Boost converter | |
| KR0164638B1 (en) | Photocoupler device | |
| JPH0546571B2 (en) | ||
| JPH02179266A (en) | Solid-state power controller | |
| JPH0744095Y2 (en) | Amplifier with switching control circuit | |
| JP2518393B2 (en) | Voltage-current conversion circuit with output switching function | |
| JPH067367Y2 (en) | Voltage / current generator | |
| US5473529A (en) | Circuit arrangement for rectifying an AC voltage signal with a plurality of differential amplifier stages | |
| JPH04244778A (en) | Overcurrent detecting circuit | |
| US20210408914A1 (en) | System switching power supply device | |
| JP2560195Y2 (en) | Constant current circuit | |
| JPH0537255Y2 (en) | ||
| EP0028229B1 (en) | A balanced amplifier output stage | |
| JP2555789Y2 (en) | Constant voltage power supply circuit | |
| JPS647336Y2 (en) | ||
| JPH04126415U (en) | limiter circuit | |
| JPH067371Y2 (en) | AC stabilized power supply | |
| JPH09139640A (en) | Amplifier circuit | |
| JP2725329B2 (en) | Current-voltage conversion circuit | |
| JPH0787319B2 (en) | Amplifier circuit | |
| JPH0233385Y2 (en) | ||
| RU1814176C (en) | Alternating-to-direct current converter | |
| JP2607193Y2 (en) | Multi power supply circuit | |
| JPH073831Y2 (en) | Integrated circuit | |
| JPH0343833Y2 (en) |