JPH07297862A - 伝送方法および受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】特定階層の情報信号のみを受信・復調できる伝
送方法を提供する。 【構成】複数階層の情報信号を１シンボル区間当たりの
情報伝送量が異なる複数種の多値変調波（４相ＰＳＫ
波、８相ＰＳＫ波、１６相ＰＳＫ波）に乗せ、これら複
数種の多値変調波を伝送タイミングを異ならせて周期的
に伝送する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、情報信号の伝送方法お
よびその伝送方法で伝送された信号を受信するための受
信装置に係り、特に階層化した情報信号を伝送するため
の伝送方法および受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル情報の通信によく使用される
変調方式として、４相ＰＳＫ、８相ＰＳＫおよび１６相
ＰＳＫ等がある。これらの変調方式では、信号伝送速度
および耐雑音特性は方式によって一意に定まる。

【０００３】このようなディジタル情報の通信におい
て、最近ではユーザによって伝送信号に対する要求が多
様化している。例えば、大量のデータを即時に伝送する
場合のように品質はある程度低くとも高速レートの伝送
が要求される場合と、データの信頼性を重視し伝送レー
トは低くとも高い品質での通信が要求される場合が考え
られる。画像伝送を例にとると、小型携帯端末などでは
大画面のディスプレイを持たないので伝送すべき情報は
少なくともよいが、家庭内に設置される大画面のディス
プレイを有する据置型の大型端末では、多くの情報が必
要とされる。伝送帯域は一定であると仮定すると、即時
性が必要とされる場合には信頼性が減少し、信頼性が要
求される場合には信号伝送に要する時間が長くなる。

【０００４】また、このような即時性、品質等に関して
多様な要求を持つユーザを一つのシステムに収容するこ
とが要求されており、変調方式としてもその要求に対応
する必要が生じてきている。様々な要求を持つユーザを
一つのシステムに収容する方法として、情報への冗長性
の持たせ方（符号化率）を可変にする方法や、伝送信号
を階層化した変調方式などが考えられている。後者の階
層化変調は、多様な品質の信号を同時に送る方法であ
り、放送衛星や通信衛星などにおいてＳ／Ｎの劣化によ
り急激に受信不可能となることを防ぐ目的で使用され
る。

【０００５】この階層化変調は、一般的に誤り訂正など
の符号化と組み合わせて実施する方式と、符号化とは別
に搬送波に情報信号を物理的に乗せる変調によって階層
化を達成する方式とが考えられている。階層変調方式の
従来例として、１９９３年電子情報通信学会春季大会誌
Ｂ−１７９の“階層変調方式におけるデータ伝送の検
討”が挙げられる。この従来技術による階層８相ＰＳＫ
変調波上の信号点の配置（コンスタレーションという）
を図１７に示す。同図に示されるように、４階層８相Ｐ
ＳＫ変調波では信号の重みによって符号間の距離を故意
に異ならせて信号を配置することで、耐雑音性を変えて
階層化を達成している。図１７の場合、信号点は、±π
／８、±π／４、±７π／８、±３π／４に配置され、
第１ビットはＩ＝０、第２ビットはＱ＝０、第３ビット
はＱ＝±（３π／１６）Ｉをそれぞれ識別面とすること
によって復調される。

【０００６】伝送すべき情報信号が画像信号である画像
符号化装置においては、画像信号に対して例えばＦＦＴ
（高速フーリエ変換）やＤＣＴ（離散コサイン変換）な
どの直交変換を施すことで、画像信号を画像の輪郭や大
面積部などの大まかな画像情報（粗い情報）を持つ低周
波成分と、細かい絵柄に対応した高精細の情報（細かい
情報）を持っている高周波成分とに分割する方法がよく
知られている。また、他の様々な画像符号化を施すこと
で、画像信号を画像の基本的なパラメータを含む粗い情
報と、その他の細かい情報とに分解することができる。

【０００７】この場合、上述した従来の階層変調方式で
は第１ビットに粗い情報、第２ビットにより細かい情
報、第３ビットにさらに細かい情報をそれぞれ乗せて伝
送することによって階層化を行うことになる。しかし、
この方式では受信側のユーザが低階層の粗い情報のみを
必要とする場合にも、全階層の情報信号を受信可能な受
信機が必要である。符号化された画像信号を上述した階
層８相ＰＳＫ変調で伝送する例で考えると、第１ビット
が粗い情報であり、第１ビットのみを受信したい場合で
も、識別再生回路以外の部分は全ビットを受信可能な受
信機を使用しなければならない。結局、特定階層のみを
受信するどのユーザも、同じ受信機を持たなければなら
ないことになり、特に低階層の情報信号のみを受信する
必要のある携帯端末では不利となる。

【０００８】すなわち、携帯端末は前述したように高精
細のためのビットは必要としていないにもかかわらず、
従来の階層変調方式では受信機の構成をそれに対応して
低階層の情報信号のみを受信できるように簡略化するこ
とができないため、装置の小型化、低消費電力化を図る
ことができない。また、本来必要とする階層以外の不要
な信号を常に受信し続ける必要があることも、低消費電
力化を阻害する要因となっている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の階層変調方式では受信者がある特定階層の情報のみ必
要とする場合にも、常に全階層の情報を含む伝送信号を
受信しなければならず、特に低階層の情報のみを必要と
する受信者にとっては装置の小型化、低消費電力化の面
で不利であった。本発明の目的は、特定階層の情報信号
のみを選択的に受信して復調することができるようにし
た伝送方法および受信装置を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明に係る伝送方法は、複数階層の情報信号を１
シンボル区間当たりの情報伝送量が異なる複数種の多値
変調波に乗せ、これら複数種の多値変調波を伝送タイミ
ングを異ならせて周期的に伝送することを特徴とする。

【００１１】また、本発明に係る受信装置は上記のよう
にして伝送された信号を受信し、その受信信号を復調す
る受信装置であって、受信信号と該受信信号に同期した
再生キャリア信号との位相を比較する位相比較手段と、
この位相比較手段の出力信号に基づいて発振周波数が制
御されることにより再生キャリア信号を発生する可変周
波数発振手段と、この可変周波数発振手段から発生され
る再生キャリア信号を用いて受信信号を同期復調する復
調手段と、この復調手段により同期復調された信号から
元の情報信号を再生する再生手段とを具備する。そし
て、位相比較手段は、受信信号と再生キャリア信号との
位相差を所定範囲に位相縮退させて検出して位相差信号
を出力する位相差検出手段と、この位相差検出手段から
出力される位相差信号をその位相差変化範囲を制限して
取り出す位相差変化範囲制限手段とを有することを特徴
とする。

【００１２】さらに、本発明による受信装置において
は、受信信号に対する再生キャリア信号の初期同期期間
に、位相差変化範囲制限手段による制限動作を規制する
規制手段、および受信信号に対する再生キャリア信号の
同期状態を観測し、それに基づいて位相差変化範囲制限
手段による制限動作を規制する規制手段の少なくとも一
方を有することを特徴とする。

【００１３】

【作用】本発明によると、受信側において特定の階層の
情報信号のみを受信して復調することが可能となる。す
なわち、本発明では情報信号が１シンボル区間当たりの
情報伝送量が異なる複数種の多値変調波に乗せられ、こ
れらの多値変調波がそれぞれの伝送タイミングを異なら
せて周期的に伝送されるため、同期開始から定常状態に
遷移するまでの過程、つまり初期同期を一旦完了してし
まえば、受信側では必要とする情報信号が乗っている多
値変調波が伝送されるタイミングでのみ受信・復調動作
を行えばよい。

【００１４】この場合、１シンボル区間当たりの情報伝
送量と情報信号の階層を対応させ、高階層の情報信号は
１シンボル区間当たりの情報伝送量を大きくし、低階層
の情報信号は１シンボル区間当たりの情報伝送量を小さ
くすることにより、特定の階層の情報信号のみを受信す
ることができる。従って、特定の階層の情報信号のみを
受信する受信装置では、受信したい階層の情報信号が乗
っている多値変調波が伝送されている時間帯でのみ動作
を行えばよい。これにより、低消費電力化が達成され
る。また、特に低階層の情報信号のみを受信する受信装
置は、高階層の情報信号も受信可能とした場合に比較し
て、回路規模が縮小されると共に、動作速度も遅くてよ
いことになり、装置の小型化が可能となる。

【００１５】本発明の受信装置においては、受信信号と
再生キャリア信号との位相差を所定範囲に縮退させて検
出して得られた位相差信号をその位相差変化範囲を制限
して取り出すことにより、上述のようにして伝送された
階層変調波のうち所望の情報信号が乗っている多値変調
波のみに対応した簡易なキャリア同期回路によりキャリ
ア同期を確立することができる。

【００１６】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。まず、本発明の伝送方法を説明する。本発明の伝
送方法では、複数階層の情報信号を１シンボル区間当た
りの情報伝送量が異なる複数種の多値変調波にそれぞれ
乗せ、これらの多値変調波を伝送タイミングを異ならせ
て周期的に伝送する。図１（ａ）（ｂ）（ｃ）に、本発
明の伝送方法による伝送信号である階調変調波の一例を
示す。

【００１７】図１（ａ）の例では、１シンボル区間当た
りの情報伝送量が異なる複数種の多値変調波として４相
ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波、１６相ＰＳＫ波の３種を用い
ている。４相ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波、１６相ＰＳＫ波
の１シンボル区間当たり情報伝送量は、各々２ビット、
３ビット、４ビットである。そして、これら４相ＰＳＫ
波、８相ＰＳＫ波、１６相ＰＳＫ波を１シンボル区間
（Ｔ）毎に切り替えて周期的に伝送する。換言すれば、
伝送の繰り返し周期であるフレームを、１シンボル区間
の長さを持つ３つのタイムスロットに分割し、これら３
のタイムスロットで４相ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波、１６
相ＰＳＫ波をそれぞれ伝送する。

【００１８】図１（ｂ）の例は、図１（ａ）とほぼ同様
であるが、１６相ＰＳＫ波のみ２シンボル区間（２Ｔ）
連続して伝送している。この場合、フレームの３つ目の
タイムスロットのみ２シンボル区間の長さを持つ。複数
階層の情報信号のうちで特に高品質の情報信号を伝送す
るような場合、このように１６相ＰＳＫ波を連続して２
シンボル区間伝送することが有効である。なお、４相Ｐ
ＳＫ波、８相ＰＳＫ波を２シンボル区間連続して伝送す
ることも可能である。また、同じ相数のＰＳＫ波を連続
して伝送するシンボル区間の数は、３シンボル区間（３
Ｔ）あるいはそれ以上であってもよい。

【００１９】また、１シンボル区間当たりの情報伝送量
（ここではＰＳＫ波の相数）および伝送の繰り返し周期
であるフレームを、想定される伝送路状況や伝送したい
信号の品質（階層）に応じて選定することも可能であ
る。図１（ｃ）はその一例であり、低階層と高階層を中
心に４階層の情報信号を伝送するために、複数種の多値
変調波として２相ＰＳＫ波、４相ＰＳＫ波、８相ＰＳ
Ｋ、１６相ＰＳＫ波の４種を用い、かつ低階層と高階層
を重視するために、フレーム構成を２相ＰＳＫ波−４相
ＰＳＫ波−１６相ＰＳＫ波−２相ＰＳＫ波−８相ＰＳＫ
波−１６相ＰＳＫ波としている。フレームを構成するＰ
ＳＫ波の相数（シンボル区間当たりの情報伝送量）の選
定順序は、伝送品質に影響を与えないので任意に選択す
ることが可能である。

【００２０】図１（ａ）（ｂ）（ｃ）の伝送信号（階層
変調波）におけるＩ−Ｑ平面上の信号点の配置、つまり
コンスタレーションは、図２に示すようになる。図２で
は、４相ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波および１６相ＰＳＫ波
が全て存在する信号点を○、８相ＰＳＫ波と１６相ＰＳ
Ｋ波が存在する信号点を×、１６相ＰＳＫ波のみが存在
する信号点を△でそれぞれ表している。通常の４相ＰＳ
Ｋ波、８相ＰＳＫ波および１６相ＰＳＫ波のコンスタレ
ーションは図３に示した通りであり、図２のコンスタレ
ーションは、これら図３（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すコン
スタレーションが、順次ずれた伝送タイミングで同一位
相面（Ｉ−Ｑ平面）上に存在することになる。

【００２１】図２のコンスタレーションにおいて、４相
ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波、１６相ＰＳＫ波の各々のコン
スタレーションは、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）と同様であ
るので、それぞれの相数（１シンボル区間当たりの情報
伝送量）で定まる耐雑音性の違いによって、伝送すべき
情報信号の階層化を実現できる。例えば、伝送する情報
信号が画像信号の場合、４相ＰＳＫ波に粗い情報の信
号、８相ＰＳＫ波により細かい情報の信号、１６相ＰＳ
Ｋ波にさらに細かい情報の信号をそれぞれ乗せて伝送す
ることによって階層化が実現される。

【００２２】このようにして伝送された階層変調波にお
いては、異なる伝送タイミングで伝送される各々の多値
変調波に乗っている情報信号の階層が異なっているの
で、特定のタイムスロットのみ、つまり特定の多値変調
波のみを受信して復調することで、特定の階層の情報信
号のみを容易に得ることが可能となる。

【００２３】次に、上述した伝送方法を実現する送信装
置の実施例を説明する。図４は、本発明による送信装置
の一実施例であり、直交変調器を用いて構成した場合の
例である。本実施例では、各階層の情報信号は変調前に
信号切替スイッチで切り替えられて選択され、選択され
た階層の情報信号に対して直交変換器で多値変調方式の
一種であるＰＳＫ変調が施される。

【００２４】図４において、入力端子１０−１〜１０−
ＭにはＭ階層の情報信号Ｓ１〜ＳＭが入力される。これ
らの情報信号Ｓ１〜ＳＭは、例えば異なる符号化品質で
符号化された画像信号である。情報信号Ｓ１〜ＳＭはＭ
入力・１出力の信号切替スイッチ１１に入力され、一つ
の階層の情報信号が選択的に取り出される。信号切替ス
イッチ１１は、クロック入力端子１２に入力されるシン
ボル周期ＴのタイミングクロックＴＣＫをＭ進カウンタ
１３により分周することで生成されたｍビットのバイナ
リ信号Ｂ１〜Ｂｍからなる制御信号１４によって切り替
え制御される。なお、このような制御信号は予め定めら
れた順序でＲＯＭからデータを読み出すことで生成され
る信号であってもよい。

【００２５】信号切替スイッチ１１で選択された情報信
号は、マッピング回路１５に入力される。マッピング回
路１５では、信号切替スイッチ１１から出力される情報
信号を制御信号１４によってＩ，Ｑの直交信号１６，１
７に変換して出力する。これらの直交信号１６，１７は
直交変調器１８に入力され、直交変調が施されることに
より、図１に示したような階層変調波１９として出力端
子２０から出力される。階層変調波１９は図示しない送
信回路を経て伝送路に送出され、伝送される。

【００２６】図５は、本発明による送信装置の他の実施
例であり、各階層の情報信号は個別に多値変調され、変
調波切替スイッチで切り替えられて送出される。すなわ
ち、入力端子１０−１〜１０−Ｍに入力されるＭ階層の
情報信号Ｓ１〜ＳＭは、階層毎に用意された多値変調器
である多値ＱＡＭ変調器に入力される。具体的には、情
報信号Ｓ１は４値ＱＡＭ変調器２１−１に、情報信号Ｓ
２は１６値ＱＡＭ変調器２１−２に、情報信号２１−３
は６４値ＱＡＭ変調器２１−３にそれぞれ入力され、以
下同様に情報信号２１−Ｍはｎ値ＱＡＭ変調器２１−Ｍ
に入力される。この場合、情報信号のビット数は、それ
が入力される多値ＱＡＭ変調器をｘ値ＱＡＭ変調器とす
ると、ｘ^1/2 ・ａ（ａは定数）の関係にある。すなわ
ち、４値ＱＡＭ変調器２１−１に入力される情報信号Ｓ
１は２・ａビット、８値ＱＡＭ変調器２１−２に入力さ
れる情報信号Ｓ２は３・ａビット、１６値ＱＡＭ変調器
２１−３に入力される情報信号Ｓ３は４・ａビットとな
る。

【００２７】こうして得られたＱＡＭ変調器２１−１〜
２１−Ｍから出力される４値、１６値、６４値、…ｎ値
の多値ＱＡＭ変調波２２−１〜２２−Ｍは、Ｍ入力・１
出力の変調波切替スイッチ２３に入力される。変調波切
替スイッチ２３は、図４の信号切替スイッチ１１と同
様、クロック入力端子１２に入力されるシンボル周期Ｔ
のタイミングクロックＴＣＫをＭ進カウンタ１３により
分周することで生成されたｍビットのバイナリ信号から
なる制御信号１４によって切り替え制御される。なお、
このような制御信号は予め定められた順序でＲＯＭから
データを読み出すことで生成される信号であってもよ
い。

【００２８】このようにして変調波切替スイッチ２３で
は、各階層の情報信号が乗った多値ＱＡＭ変調波が１シ
ンボル区間毎に順次選択されることにより、図１に示し
たような階層変調波２４が出力端子２５から出力され
る。階層変調波２４は図示しない送信回路を経て伝送路
に送出され、伝送される。

【００２９】上述した本発明の伝送方法によれば、各階
層の情報信号を１シンボル区間当たりの情報伝送量が異
なる複数種の多値変調波に乗せ、これらの多値変調波を
それぞれの伝送タイミングを異ならせて周期的に伝送す
るため、受信側では初期同期を完了してしまえば必要と
する階層の情報信号が乗っている多値変調波が伝送され
るタイミングでのみ受信・復調を行えばよいことにな
る。従って、受信装置の低消費電力化が可能であり、ま
た低階層の情報信号、例えば情報信号Ｓ１のみを受信す
る受信装置は、より高階層の情報信号も受信できるよう
に構成した場合に比較して回路規模が縮小され、動作速
度も遅くてよいから、装置の小型化が可能となる。

【００３０】次に、本発明による受信装置の実施例につ
いて説明する。図６は、本発明による受信装置の一実施
例を示すブロック図である。アンテナ３０で受信された
階層変調波である受信信号３１は、アンプ３２で増幅さ
れた後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３３に入力さ
れ、受信側のユーザが希望する特定階層の情報信号が乗
った多値変調波のみが選択される。バンドパスフィルタ
３３の出力は、同期復調器３４に入力される。同期復調
器３４はミキサ３５とキャリア同期回路３６により構成
される。キャリア同期回路３６は、後述するようにＰＬ
Ｌ(Phase-LockedLoop) を用いて構成され、受信信号２
１から受信信号３１中のキャリア成分に同期した再生キ
ャリア信号を再生する。ミキサ３５は、キャリア同期回
路３６から出力される再生キャリア信号を受信信号３２
と乗算して同期復調を行う。

【００３１】ミキサ３５の出力信号はローパスフィルタ
３７に入力され、不要な高周波成分が除去されて必要な
低域成分のみが抽出される。ローパスフィルタ３７の出
力信号は、タイミング再生回路３８と識別判定回路３９
に入力される。タイミング再生回路３８は、ローパスフ
ィルタ３７の出力信号からタイミング信号（クロック成
分）を再生し、それをキャリア同期回路３６と識別判定
回路３９に供給する。識別判定回路３９は、タイミング
再生回路３８からのタイミング信号を用いてローパスフ
ィルタ３７の出力信号のデータを識別判定し、所望の階
層の情報信号である復調データ４０を生成し、出力端子
４１へ出力する。

【００３２】ここで、本発明においてはキャリア同期回
路３６の一部を変更するのみで、受信装置全体としては
従来とほぼと同様の構成により、上述した実施例で示し
た伝送方法により伝送されてきた受信信号から所望の特
定階層の情報信号のみを受信・復調することが可能であ
る。そこで、次にキャリア同期回路３６について説明す
る。

【００３３】従来、階層変調波の受信信号から特定階層
の情報信号のみを受信・復調する受信装置においてキャ
リア同期を行うために使用されるＰＬＬは、一般的に階
層変調波の最大伝送レートの信号を受信することを想定
して設計される。この従来の考え方に沿えば、図１に示
した本発明による階層変調波に対して、キャリア同期回
路のＰＬＬとしては１６相ＰＳＫ波に同期できるような
回路構成を使うことになる。

【００３４】しかしながら、このことは特定階層の情報
信号のみを受信・復調することができればよい受信装置
についても、伝送信号のうち最も１シンボル区間当たり
の情報伝送量が大きい変調波に同期可能なＰＬＬを持た
なければならないことを意味する。すなわち、図１に示
した階層変調波において、４相ＰＳＫ変調波のみが受信
できれば十分な携帯端末のような受信装置においても、
１６相ＰＳＫ波に同期できるＰＬＬを持たなければなら
ない。これは、携帯端末のような小型端末においては消
費電力および小型化点で不利となる。従って、受信した
い階層の情報信号が乗った変調波にのみ同期するＰＬＬ
でキャリア同期可能な技術の開発が望まれる。本発明に
よれば、特定階層の情報信号を受信・復調する受信装置
においては、その特定階層の情報信号がのった多値変調
波のみに同期できるような簡単な構成のＰＬＬ（以下、
特定階層用ＰＬＬという）によって、キャリア同期を実
現することが可能である。

【００３５】本発明におけるキャリア同期回路の原理
は、以下の通りである。本発明によると上述した特定階
層用ＰＬＬによってキャリア同期が可能となることを説
明するために、図１に示した階層変調波を受信する場合
を考える。

【００３６】まず、図１８に示した従来の構成のＰＬＬ
でキャリア同期回路を構成して図１の階層変調波を受信
するものとし、その問題点を以下に示す。図１８におい
て、位相比較器１は受信信号と可変周波数発振器である
ＶＣＯ（電圧制御発振器）３の出力である再生キャリア
信号を入力とし、両信号の位相差に対応した信号を出力
する。この位相比較器１の出力信号は、ループフィルタ
２を介してＶＣＯ３に制御信号として供給される。

【００３７】今、ＶＣＯ３の出力信号と受信信号との位
相縮退（後述）後の位相差が零であると仮定すると、受
信信号である図１に示した階層変調波の図７（ａ）（図
２と同じ）に示すコンスタレーションに対して、位相比
較器１の出力信号のコンスタレーションは図７（ｂ）と
なる。位相比較器１では、受信信号に対して４相ＰＳＫ
波に対して行うのと同様の位相縮退を行い、ＶＣＯ３の
出力信号との位相差に対応した位相差信号を出力する。
ここで、位相縮退とは４相ＰＳＫの場合には、位相差ｘ
に対して出力の位相差ｙを ｙ＝ｘ＋π/2（-3π/4＜ｘ≦−π/4） ｘ （ -π/4＜ｘ≦−π/4） ｘ−π/2（ π/4＜ｘ≦ 3π/4） ｘ−π （ 3π/4＜ｘ≦ 5π/4） （１） とする変換をいう。すなわち、位相平面内で位相差ｘの
存在する領域に応じて、位相差ｘに対して０，＋π／
２，−２π／２，−πの位相回転を施すことにより、出
力の位相差ｙの変化範囲を縮退させる操作である。この
位相縮退は受信信号の位相成分に乗っている情報信号の
影響を取り除き、位相を揃える働きをする。従来のＰＬ
Ｌに図１の階層変調波を入力すると、理想的には図７
（ｂ）に示したコンスタレーションの信号が得られる。
図７（ｂ）における４相ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波、１６
相ＰＳＫ波の存在確率、つまり○と△と×のそれぞれの
存在確率は、伝送信号がランダムであると仮定すると、
１４：３：２となる。

【００３８】通常の位相比較器の入出力特性を図８の８
１に示す。位相比較器の入出力特性は、原点０に対して
点対称であるために、信号点の存在確率が正負で等確率
で出現するならば、つまり信号点が図９（ａ）に示すよ
うに、原点０と４相ＰＳＫ波の信号点（図７の○）とを
結ぶ破線で示す直線に対して対称に存在するならば、Ｐ
ＬＬは追従位相誤差を０にできると考えられる。このこ
とを式で表すと、ＰＬＬの収束位相（追従位相誤差の収
束値）ｘは、図１０（ａ）より ３＊（π/4＋ｘ）＋２＊（π/8＋ｘ）＋１４＊ｘ ＝２＊（π/8−ｘ）＋３＊（π/4−ｘ） （２） であるから、 ｘ＝０ （３） となる。

【００３９】ところが、実際の受信波のコンスタレーシ
ョンは、図７（ｂ）のように理想的なものとはならな
い。特に、キャリア同期回路の初期同期（ＰＬＬの引き
込み動作の最初の期間）には、受信信号とＶＣＯ３の出
力信号の位相は異なっており、両信号の位相差は零では
ない。そのため、図７（ｂ）の４相ＰＳＫ波の信号点○
はＩ軸上に位置しない。このような場合でも、仮に受信
信号のコンスタレーションが図９（ａ）のように原点と
信号点○とを結ぶ破線で示した直線に対して対称に等確
率で存在するならば、式（２）からＰＬＬの収束位相ｘ
は零となる。

【００４０】しかし、図９（ａ）の信号点のうち８相Ｐ
ＳＫ波の信号点×の一つは、π／４以上の位置にあるた
めに前述した位相面縮退の効果を受けるので、実際に得
られるコンスタレーションは、図９（ｂ）あるいは
（ｃ）となる。すなわち、π／４以上の位置にある信号
点×は、受信信号とＶＣＯ３の出力信号の位相が一致し
ていない場合、±π／４の範囲の外にあり、位相面縮退
に伴い図９（ｂ）あるいは（ｃ）のように±π／４の範
囲内に入り込んでくる。従って、図９（ｂ）（ｃ）に示
されるコンスタレータションでは、原点０と信号点○と
を結ぶ破線で示した直線に対して信号点が等確率には存
在しないため、ＰＬＬはこの存在確率に応じた位相に誤
引き込みしてしまうことになる。具体的には、信号点の
存在確率が高い方の位相に引き込まれてしまう。すなわ
ち、ＰＬＬが小さな外乱に対しても影響を受けることに
より、正しくキャリア同期をすることが不可能な状態に
陥ることになる。このようにＰＬＬが誤引き込みをする
ときの収束位相ｙは、図１０（ｂ）より ２＊（π/8＋ｙ）＋１４＊ｙ ＝２＊（π/8−ｙ）＋３＊（π/4−ｙ）＊２ （４） であるから、 ｙ＝π／１６ （５） となる。つまり、受信信号の位相に対して±π／１６だ
けずれた位相に誤引き込みされることになる。

【００４１】このような問題を解決するため、本発明で
はキャリア同期回路における位相比較器に、Ｉ−Ｑ平面
上では図７（ｃ）に斜線で示す領域７１，７２に相当す
る位置に不感帯（位相差変化制限領域）を設け、位相縮
退した後の位相差信号をさらに位相差変化範囲を制限し
て取り出すようにする。

【００４２】本発明を図１に示した階調変調波を受信信
号とする受信装置に適用した場合の位相比較器の入出力
特性を図８の８２に示す。この入出力特性８２は、位相
比較器の入力（受信信号と再生キャリア信号との位相
差）をｘ、出力をｙとすると、入力ｘが予め定められた
値ｄに対して以下の関係を満足するものとする。

【００４３】 ｙ＝ｆ（ｘ） ０＜ｘ≦ｄ ｙ＝ｇ（ｘ） −ｄ＜ｘ≦０ ｙ＝α ｜ｘ｜＞ｄ （６） ここで、ｆ（ｘ）およびｇ（ｘ）は任意の連続関数、α
は任意の定数（例えば０）とする。

【００４４】このような入出力特性の位相比較器をキャ
リア同期回路に用いることにより、雑音等の外乱により
位相縮退後の位相点の位置が変化しても、信号点はＱ＝
０の線を中心として対称的に、つまり等確率で存在する
ようになるため、ＰＬＬの収束位相を０とすることがで
きる。これにより、図１に示した階層変調波を受信信号
とする受信装置において、特定階層用ＰＬＬによるキャ
リア同期回路によりキャリア同期を実現することが可能
となる。

【００４５】次に、キャリア同期回路の具体的な構成を
説明する。図１１は、図６におけるキャリア同期回路３
６の一実施例を示すブロック図である。図１１におい
て、図６のバンドパスフィルタ３２から出力される受信
信号１００は位相比較器１０１に入力される。位相比較
器１０１は、位相差検出回路１０２、サンプルホールド
回路１０３および位相差変化範囲制限回路１０４により
構成される。

【００４６】位相差検出回路１０２は図１２に示すよう
に、受信信号１００とＶＣＯ１０７からの再生キャリア
信号１０８との位相差を検出する位相差検出部２０１
と、この位相差検出部２０１から出力される位相差信号
に対して位相回転を行うことによって、式（１）に示し
た位相縮退を行う位相回転部２０２とからなる。

【００４７】位相差検出回路１０２から出力される位相
縮退後の位相差信号は、サンプルホールド回路１０３に
入力され、図６のタイミング再生回路３８からのタイミ
ング信号１０５によってサンプリングされホールドされ
ることにより、最適識別時点における信号のみが有効信
号として取り出される。サンプルホールド回路１０３の
出力信号は、位相差変化範囲制限回路１０４に入力され
る。位相差変化範囲制限回路１０４は、図８に破線で示
した３π／１６〜π／４、および−３π／１６〜−π／
４の位相差領域での位相差信号を零（またはある一定の
値）にして位相差信号の変化範囲を制限する回路であ
る。これをＩ−Ｑ平面上で表わすと、図７（ｃ）に示す
ように斜線で示す領域７１，７２のような不感帯を設け
ることに相当する。

【００４８】このように構成された位相比較器１０１の
入出力特性は、位相差変化範囲制限回路１０４のない通
常の位相比較器の図８の特性８１に対して、位相差変化
範囲制限回路１０４が設けられたことにより、図８の特
性８２を有する。なお、図８の入出力特性では入出力が
正比例の関係となっているが、いわゆるｔａｎ^-1特性や
Ｓ特性でも構わない。位相比較器１０１の出力信号は、
ＰＬＬの閉ループ特性を決定するためのループフィルタ
１０６に入力される。そして、このループフィルタ１０
６の出力信号がＶＣＯ１０７に制御信号として与えられ
る。

【００４９】上述した図８の入出力特性８２を有する位
相比較器１０１により、信号点の存在確率が対称とな
り、受信信号１００に対してキャリア同期が可能とな
る。一旦初期同期が完了してしまえば、受信信号１００
として受信したい特定シンボル区間のみを入力するか、
またはタイミング信号１０５として、受信したい特定シ
ンボル区間の信号が送出されるタイミングを表す信号を
入力することにより、ＰＬＬの特性を改善することがで
きる。

【００５０】本実施例では、タイマ１１０がさらに設け
られており、このタイマ１０９からの制御信号１１１に
よって、再生キャリア信号の初期同期期間に位相差変化
範囲制限回路１０４による位相差信号の変化範囲の制限
動作が規制されるように構成されている。また、タイマ
１１０からはループフィルタ１０６に対しても制御信号
１１２が供給され、この制御信号１１２によってループ
フィルタ１０６の伝達特性が変化されることにより、Ｐ
ＬＬの閉ループ特性が変化するように構成されている。

【００５１】タイマ１１０は、キャリア同期開始時にリ
セットされて時間計測を開始し、所定時間後に制御信号
１１１，１１２をオフからオンに切り替える。位相差変
化範囲制限回路１０４は、制御信号１１１がオンになる
と位相差信号の変化範囲の制限動作を行う。すなわち、
位相比較器１０１の入出力特性は、制御信号１１１がオ
フのときは従来の位相比較器と同じ図８の特性８１であ
り、制御信号１１１がオンになると特性８２となる。

【００５２】次に、タイマ１１０からの制御信号１１１
により位相差変化範囲制限回路１０４による位相差信号
の変化範囲の制限動作を規制することによる効果につい
て述べる。

【００５３】キャリア同期回路３６の初期同期時には、
受信信号１００と再生キャリア信号１０５との位相差は
不確定である。そのために、位相比較器１０１の出力が
零となる領域に４相ＰＳＫの信号点（図１３の○）が位
置することが考えられる。このとき、ＰＬＬの収束位相
ｚは、位相比較器の予め定められた位相差領域における
出力が０であるとすると、図１０（ｃ）より ２＊（π／８＋ｚ）＋３＊ｚ＝２＊（π／８−ｚ） （７） であるから、 ｚ＝０ （８） となる。従来のＰＬＬでは、４相ＰＳＫ波の信号点○が
位相比較器の出力が零またはある一定値となる領域に位
置しても、○の位置がθ＝０となるように制御を行う。
すなわち、○が（Ｉ，Ｑ）＝（１，０）に位置するよう
にＰＬＬが制御を行う。これに対し、本実施例では位相
比較器１０１の出力が常に図１３の斜線で示す不感帯領
域７１，７２で零またはある一定値であり、これら不感
帯領域７１，７２に４相ＰＳＫ波の信号点○が位置して
いると、ＰＬＬが初期状態を維持し続けた場合、キャリ
ア信号１０５は受信信号１００の位相に対して±π／４
だけずれた位相に誤引き込み（擬似ロックという）され
ることになる。

【００５４】また、特定階層用ＰＬＬによって階層変調
波に対してキャリア同期を行う場合、例えば図１に示し
た階層変調波に対して４相ＰＳＫ波用ＰＬＬによってキ
ャリア同期を行った場合には、４相ＰＳＫ波以外の信号
点、つまり８相ＰＳＫ波もしくは１６相ＰＳＫ波のみで
存在する信号点は、雑音成分と考えられる。このこと
は、通常のＰＬＬよりも雑音に対して本発明のキャリア
同期回路が厳しい仕様を課せられていることを意味して
いる。

【００５５】そこで、本実施例では初期引き込み時には
タイマ１１０からの制御信号１１１をオフとして位相差
変化範囲制限回路１０４で位相差信号の変化範囲を制限
せずに、位相比較器１０１の入出力特性を図８の特性８
１のままとし、位相差信号を±π／１６だけずれた位相
に引き込む。そして、この後にタイマ１１０からの制御
信号１１１をオンとして位相差変化範囲制限回路１０４
の制限動作の規制を解除し、位相比較器１０１の入出力
特性を図８の特性８２に切り替えることによって、位相
差信号を０にする。

【００５６】さらに、このときタイマ１１０からの制御
信号１１２によって時間的にループフィルタ１０６の特
性を切り替えることによって、雑音に対して厳しい仕様
が課せられる本発明によるキャリア同期回路の引き込み
時間を短縮し、雑音特性を良好にすることも可能であ
る。

【００５７】図１４は、図６におけるキャリア同期回路
３６の他の実施例を示すブロック図である。図１１の実
施例と異なる点は、タイマ１１０に代えて切替タイミン
グ検出回路１２０を用いていることである。この切替タ
イミング検出回路１２０は、受信信号１００と再生キャ
リア信号１０８を比較してキャリア同期の状態を観測
し、キャリア同期の状態が初期引き込み時のように悪い
場合は制御信号１２１をオフとする。これにより、位相
差変化範囲制限回路１０４で位相差信号の変化範囲を制
限せずに、位相比較器１０１の入出力特性を図８の特性
８１のままとし、位相差信号を±π／１６だけずれた位
相に引き込む。そして、切替タイミング検出回路１２０
はキャリア同期の状態が良好になったら制御信号１２１
をオンとして、位相差変化範囲制限回路１０４の制限動
作の規制を解除して、位相比較器１０１の入出力特性を
図８の特性８２に切り替えることによって、位相差信号
を０にする。

【００５８】また、切替タイミング検出回路１２０から
の制御信号２１２によってキャリア同期の状態に応じて
ループフィルタ１０６の特性を切り替えることによっ
て、雑音に対して厳しい仕様が課せられる本発明による
キャリア同期回路の引き込み時間を短縮し、雑音特性を
良好にすることも可能である。

【００５９】図１１の実施例と図１４の実施例を比較す
ると、図１１ではタイマ１１０を用いることによりキャ
リア同期の状態を観測する回路が不要となるので、回路
の簡素化を図ることが可能となる。一方、図１４の実施
例では切替タイミング検出回路１２０にキャリア同期の
状態を観測する回路が必要であるため、タイマ１１０を
用いた場合より回路が複雑となるが、キャリア同期の引
き込み時間をより短縮して、引き込み特性を改善するこ
とが可能となる。なお、タイマ１１０と切替タイミング
検出回路１２０の両方を併用することももちろん可能で
ある。

【００６０】次に、図１１に示したキャリア同期回路を
１６相ＰＳＫ波を受信して復調する受信装置に適用した
場合の動作例を説明する。位相比較器１０１は４相ＰＳ
Ｋ用の構成、つまり４相ＰＳＫ波の位相を揃える働きを
有しているものとする。受信信号である１６相ＰＳＫ波
には、絶対位相を表す情報信号があるタイムスロットに
含まれているものとする。この場合、位相比較器１０１
に絶対位相を検出する機能を持つことにより、位相差検
出回路１０２においては１６相ＰＳＫ波に対して４相Ｐ
ＳＫ波と同等の位相縮退を行うことでキャリア同期が可
能となる。従って、位相縮退後の位相面では伝送符号を
キャリアの位相情報として変調したことによる影響を完
全には取り除くことが出来ない。しかし、上述した本発
明によるキャリア同期回路の構成によって、キャリア同
期を行うことは可能である。これ以外の動作は、先の通
りであるため、説明を省略する。

【００６１】以上の動作によって、１６相ＰＳＫ波に対
してキャリア同期が可能となる。本発明を１６相ＰＳＫ
受信装置に適用することによって、１６相ＰＳＫ受信装
置で用いるキャリア同期回路に課せられる許容位相誤差
や周波数変動の仕様よりも簡易な仕様で回路を構成する
ことが可能となる。

【００６２】図１５に、キャリア同期回路のさらに別の
実施例を示す。図１に示した階層変調波は、繰り返し周
期（フレーム長）が既知である。これを利用してキャリ
ア同期回路を図１５に示す構成とすることにより、ＰＬ
Ｌの引き込み特性を改善することが可能となる。図１１
と同一部分に同一符号を付して説明すると、本実施例で
は位相比較器１０１内のサンプルホールド回路１０３に
タイミング信号切替回路１３０からタイミング信号が入
力される。タイミング信号切替回路１３０にはタイミン
グ信号１３１と、４相ＰＳＫ波のタイミング信号１３２
が入力される。

【００６３】タイミング切替回路１３０は、ＰＬＬがキ
ャリア同期の初期引き込みを行っている時にはタイミン
グ信号１３１を選択し、初期引き込みが終了して同期確
立状態に入った時に４相ＰＳＫ波のタイミング信号１３
２に切り替える。タイミング信号の切替えは、図１１に
示したタイマ１１０からの制御信号１１１、または図１
４に示した切替タイミング検出回路１２０からの制御信
号１２１がしきい値を超えた場合に行われる。本実施例
のようにタイミング信号の切り替えを実施することによ
って、キャリア同期回路の位相追従特性をさらに改善す
ることが可能となる。

【００６４】図１６は、図１５における位相差信号生成
の過程を示している。図１６（ａ）の受信信号に対して
タイミング信号１３１１は図１７（ｂ）となる。図１６
（ｃ）は位相差検出回路１０１の出力であり、図１６
（ｃ）の信号をサンプルホールド回路１０３において
（ｂ）のタイミング信号１３１によりサンプルホールド
すると、図１６（ｄ）の信号が生成される。また、図１
６（ｃ）の信号を図１６（ｅ）の４相ＰＳＫ波のタイミ
ング信号１３２でサンプルホールドすると、図１６
（ｆ）の信号が生成される。

【００６５】キャリア同期回路のＰＬＬは、受信信号と
ＶＣＯ１０７から出力される再生キャリア信号１０８と
の位相差信号によって追従動作を行う。前述したように
本発明のキャリア同期回路では、階層変調波の多値成分
（８相ＰＳＫ波及び１６相ＰＳＫ波）がキャリア同期に
悪影響となる。しかし、本実施例によれば４相ＰＳＫ波
のタイミング信号を用いて４相ＰＳＫ波のみの情報ＰＬ
Ｌに与えることが可能となるため、再生キャリア信号の
周波数ジッタを抑圧することが可能となる。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば複
数階層の情報信号を１シンボル区間当たりの情報伝送量
が異なる複数種の多値変調波に乗せ、これらの多値変調
波をそれぞれの伝送タイミングを異ならせて周期的に伝
送することにより、受信側では必要とする階層の情報信
号が乗っている多値変調波が伝送されるタイミングでの
み受信・復調を行うことができる。従って、特定の階層
の情報信号がのみを受信する受信装置では、受信したい
階層の情報信号が乗っている多値変調波が伝送されてい
る時間帯でのみ動作を行えばよい。これにより、低消費
電力化が達成される。また、特に低階層の情報信号のみ
を受信する受信装置は、高階層の情報信号も受信可能と
した場合に比較して、回路規模が縮小されると共に、動
作速度も遅くてよいことになり、装置の小型化が可能と
なる。

【００６７】また、本発明の受信装置においては、受信
信号と再生キャリア信号との位相差を所定範囲に縮退さ
せて検出して得られた位相差信号をその位相差変化範囲
を制限して取り出すことにより、上述のようにして伝送
された信号のうち特定の階層の情報信号が乗っている多
値変調波のみに対応した簡易な構成のキャリア同期回路
によりキャリア同期を確立することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例に係る伝送方法により伝送
される階層変調波の例を示す図

【図２】 図１の階層変調波におけるコンスタレーショ
ンを示す図

【図３】 ４相ＰＳＫ波、８相ＰＳＫ波および１６相Ｐ
ＳＫ波のコンスタレーションを示す図

【図４】 本発明による送信装置の一実施例を示すブロ
ック図

【図５】 本発明による送信装置の他の実施例を示すブ
ロック図

【図６】 本発明による受信装置の一実施例を示すブロ
ック図

【図７】 本発明による階層変調波に対して位相差信号
の位相縮退と位相差変化範囲を制限した場合のコンスタ
レーシヨンを示す図

【図８】 本発明における位相比較器と通常の位相比較
器の入出力特性を比較して示す図

【図９】 本発明による階層変調波に対して位相縮退を
行った場合の信号点の不均等分布を示す図

【図１０】本発明による階層変調波に対するＰＬＬの収
束位相を算出するために用いた図

【図１１】図６におけるキャリア同期回路の一実施例を
示すブロック図

【図１２】図１１における位相差検出回路の詳細な構成
を示す図

【図１３】キャリア同期回路の擬似ロックについて説明
するための図

【図１４】図６におけるキャリア同期回路の他の実施例
を示すブロック図

【図１５】図６におけるキャリア同期回路の他の実施例
を示すブロック図

【図１６】図１５のキャリア同期回路の動作を説明する
ためのタイミングチャート

【図１７】従来の階層８相ＰＳＫ波のコンスタレーショ
ンを示す図

【図１８】従来のキャリア同期回路（ＰＬＬ）の構成を
示す図

【符号の説明】

１０−１〜１０−Ｍ…情報信号入力端子 １１…信号
切替スイッチ １２…クロック入力端子 １３…ｍ進
カウンタ １４…制御信号 １５…マッ
ピング回路 １６，１７…直交信号 １８…直交
変調器 １９…階層変調波 ２０…出力
端子 ２１−１〜２１−Ｍ…多値ＱＡＭ変調器 ２２−１〜２２−Ｍ…多値ＱＡＭ変調波 ２３…変調波切替スイッチ ２４…階層
変調波 ２５…出力端子 ３０…アン
テナ ３１…受信信号 ３２…アン
プ ３３…バンドパスフィルタ ３４…同期
復調器 ３５…ミキサ ３６…キャ
リア同期回路 ３７…ローパスフィルタ ３８…タイ
ミング再生回路 ３９…識別再生回路 ４０…復調
データ ４１…出力端子 ７１，７２…位相差変化範囲制限領域 ８１，８２
…入出力特性 １００…受信信号 １０１…位相
比較器 １０２…位相差検出回路 １０３…サン
プルホールド回路 １０４…位相差変化範囲制限回路 １０５…タイ
ミング信号 １０６…ループフィルタ １０７…電圧
制御発振器 １０８…再生キャリア信号 １１０…タイ
マ １１１，１１２…制御信号 １２０…切替
タイミング検出回路 １２１，１２２…制御信号 １３０…タイ
ミング信号切替回路 １３１…タイミング信号 １３２…４相ＰＳＫ波のタイミング信号 ２０１…位相差検出部 ２０２…位相
回転部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 内田 茂 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝小向工場内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数階層の情報信号を１シンボル区間当た
   りの情報伝送量が異なる複数種の多値変調波に乗せ、こ
   れら複数種の多値変調波を伝送タイミングを異ならせて
   周期的に伝送することを特徴とする伝送方法。
2. 【請求項２】複数階層の情報信号を１シンボル区間当た
   りの情報伝送量が異なる複数種の多値変調波に乗せ、こ
   れら複数種の多値変調波を伝送タイミングを異ならせて
   周期的に伝送する伝送方法によって伝送された信号を受
   信し、その受信信号から所望の階層の情報信号を復調す
   る受信装置であって、 受信信号と該受信信号に同期した再生キャリア信号との
   位相を比較する位相比較手段と、この位相比較手段の出
   力信号に基づいて発振周波数が制御されることにより前
   記再生キャリア信号を発生する可変周波数発振手段と、
   この可変周波数発振手段から発生される再生キャリア信
   号を用いて前記受信信号を同期復調する復調手段と、こ
   の復調手段により同期復調された信号から元の情報信号
   を再生する再生手段とを具備し、 前記位相比較手段は、前記受信信号と再生キャリア信号
   との位相差を所定範囲に位相縮退させて検出して位相差
   信号を出力する位相差検出手段と、この位相差検出手段
   から出力される前記位相差信号をその位相差変化範囲を
   制限して取り出す位相差変化範囲制限手段とを有するこ
   とを特徴とする受信装置。
3. 【請求項３】前記受信信号に対する前記再生キャリア信
   号の初期同期期間に、前記位相差変化範囲制限手段によ
   る制限動作を規制する規制手段を有することを特徴とす
   る請求項１に記載の受信装置。
4. 【請求項４】前記受信信号に対する前記再生キャリア信
   号の同期状態を観測し、その観測結果に基づいて前記位
   相差変化範囲制限手段による制限動作を規制する規制手
   段を有することを特徴とする請求項１または２に記載の
   受信装置。