JPH0728471B2 - Drive - Google Patents
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- JPH0728471B2 JPH0728471B2 JP63100215A JP10021588A JPH0728471B2 JP H0728471 B2 JPH0728471 B2 JP H0728471B2 JP 63100215 A JP63100215 A JP 63100215A JP 10021588 A JP10021588 A JP 10021588A JP H0728471 B2 JPH0728471 B2 JP H0728471B2
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Description
【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] この発明は、共鳴開口を有するキャビネットに配設され
た振動器を駆動する駆動装置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a drive device for driving a vibrator arranged in a cabinet having a resonance opening.
[従来の技術] 従来、共鳴開口(共鳴ボート)を有するキャビネットに
振動器を配設してなる音響装置として、位相反転形(バ
スレフ形)スピーカシステムが知られている。第21
(a)(b)は、このようなバスレフ形スピーカシステ
ムの構成の一例を示す斜視図および断面図である。同図
のスピーカシステムは、キャビネット1の前面に穴を開
けて振動板2および動電形電気音響変換器3からなる振
動器(スピーカユニット)4を取り付け、また、その下
方に開口6および音道7を有する共鳴ポート8を設けた
ものである。キャビネット1と共鳴ポート8とはヘルム
ホルツ形共鳴器を構成している。[Prior Art] Conventionally, a phase inversion (bass reflex) speaker system is known as an acoustic device in which a vibrator is disposed in a cabinet having a resonance opening (resonance boat). 21st
(A) and (b) are a perspective view and a sectional view showing an example of composition of such a bass reflex type speaker system. In the speaker system shown in the figure, a hole is formed in the front surface of a cabinet 1, a diaphragm (speaker unit) 4 including a diaphragm 2 and an electrodynamic electroacoustic transducer 3 is attached, and an opening 6 and a sound path are provided below the vibrator. A resonance port 8 having 7 is provided. The cabinet 1 and the resonance port 8 form a Helmholtz resonator.
このようなスピーカシステムのスピーカユニット4を駆
動するための駆動装置としては、一般に、出力インピー
ダンスが実質的に0のパワーアンプが用いられていた。As a drive device for driving the speaker unit 4 of such a speaker system, a power amplifier having an output impedance of substantially 0 has been generally used.
第22図は、第21図(a)(b)のバスレフ形スピーカシ
ステムを、出力インピーダンスが0のパワーアンプによ
り、いわゆる定電圧駆動した場合の電気等価回路を示
す。同図において、EVはパワーアンプである定電圧源の
出力電圧、RVはスピーカユニット4のボイスコイル抵
抗、LOとCOはスピーカユニット4のボイスコイルが動く
ことによって発生する動インピーダンスの等価容量(ま
たは等価質量)と等価インダクタンス(または等価ステ
ィフネスの逆数)、LCはキャビネット1の等価インダク
タンス(または等価スティフネスの逆数)、そしてCPは
ポート8の等価容量(または等価質量)を示している。FIG. 22 shows an electric equivalent circuit when the bass reflex speaker system of FIGS. 21 (a) and 21 (b) is driven by a so-called constant voltage by a power amplifier having an output impedance of 0. In the figure, E V is the output voltage of the constant voltage source that is a power amplifier, R V is the voice coil resistance of the speaker unit 4, and L O and C O are the dynamic impedances generated by the movement of the voice coil of the speaker unit 4. Equivalent capacitance (or equivalent mass) and equivalent inductance (or inverse of equivalent stiffness), L C is equivalent inductance of cabinet 1 (or inverse of equivalent stiffness), and C P is equivalent capacitance (or equivalent mass) of port 8 ing.
第23図は、第22図の回路の電気インピーダンス周波数特
性を示す。同図において、f1は実質的にスピーカユニッ
ト4の動インピーダンスLO,COとキャビネット1の等価
スティフネス1/LCとで形成される第1の共振系(以下、
ユニット側共振系という)の共振周波数(第1の共振周
波数)、f2はポート8の等価質量CPとキャビネット1の
特価スティフネス1/LCとで形成される第2の共振系(以
下、共鳴側共振系という)の共振周波数(第2の共振周
波数)、そしてf3は音圧にはならないが、実質的にスピ
ーカユニット4の動インピーダンスLO,COとポート8の
等価質量CPとで形成される第3の共振系の共振周波数で
ある。FIG. 23 shows the electric impedance frequency characteristic of the circuit of FIG. In the figure, f 1 is a first resonance system (hereinafter, referred to as “the first resonance system” substantially formed by the dynamic impedances L O and C O of the speaker unit 4 and the equivalent stiffness 1 / L C of the cabinet 1).
The resonance frequency (first resonance frequency) of the unit-side resonance system, f 2 is the second resonance system (hereinafter, referred to as “the resonance frequency of the unit side resonance system”) formed by the equivalent mass C P of the port 8 and the special stiffness 1 / L C of the cabinet 1. The resonance frequency (second resonance frequency) of the resonance side (second resonance frequency) and f 3 do not become the sound pressure, but substantially the dynamic impedances L O and C O of the speaker unit 4 and the equivalent mass C P of the port 8 It is the resonance frequency of the third resonance system formed by.
これらの共振周波数の中で、共振周波数f1およびf2は、
音圧に直接影響し、共振周波数f1におけるユニット側共
振系のQ値Q1および共振周波数f2における共鳴側共振系
のQ値Q2は出力音圧の周波数特性および音質に大きく影
響する。Among these resonance frequencies, the resonance frequencies f 1 and f 2 are
Direct effect on the sound pressure, the Q value Q 2 of the resonant-side resonance system at the Q value Q 1 and the resonance frequency f 2 of the unit side resonance system at the resonant frequency f 1 is a large influence on the frequency characteristics and the sound quality of the output sound pressure.
ところで、このようなバスレフ形スピーカシステムは、
定電圧駆動する場合、例えば共鳴側の共振周波数f2を下
げると、ユニット側のQ値Q1が上がって共鳴側のQ値Q2
が下がるというように共振周波数やQ値が相互に依存す
るため、出力音圧の周波数特性を平坦にするために、例
えばユニット側のQ値Q1を 共鳴側の共振周波数f2を に設定する等、ユニット側と共鳴側とを高度にマッチン
グさせる必要があり、設計上の制約が多いという不都合
があった。By the way, such a bass reflex type speaker system
When driving at constant voltage, for example, when the resonance frequency f 2 on the resonance side is lowered, the Q value Q 1 on the unit side increases and the Q value Q 2 on the resonance side increases.
Since the resonance frequency and Q value depend on each other such that the Q value decreases, the Q value Q 1 on the unit side, for example, is set to flatten the frequency characteristic of the output sound pressure. Resonant side resonance frequency f 2 It is necessary to highly match the unit side and the resonance side, such as setting to, and there is a disadvantage that there are many design restrictions.
また、キャビネットを小形化すると、キャビネットの等
価スティフネス1/LCが大きくなって、等価インダクタン
スLCが小さくなり、この結果、前記Q1が大きく、Q2が小
さくなる。このため、従来の定電圧駆動方式のままで
は、バスレフ形スピーカシステムとして正常な動作が困
難となり、出力音圧の周波数特性および音質を犠牲にす
ることなく、バスレフ形スピーカシステムのキャビネッ
トを小形化することは困難であった。Further, when the cabinet is downsized, the equivalent stiffness 1 / L C of the cabinet becomes large and the equivalent inductance L C becomes small. As a result, Q 1 is large and Q 2 is small. For this reason, the conventional constant voltage drive system is difficult to operate normally as a bass reflex speaker system, and the cabinet of the bass reflex speaker system is downsized without sacrificing the frequency characteristics and sound quality of the output sound pressure. It was difficult.
第24図は、本出願人が先に出願した特願昭62−334262号
(特開平1−302997号)において示した負性インピーダ
ンス発生回路を示す。同図の回路は、利得Aの増幅回路
31の出力をスピーカ等の負荷32に与えるとともに、この
負荷32に流れる電流を検出用抵抗(値RS)で検出し、そ
の検出電圧を伝達利得βの帰還回路33を介して増幅回路
31に正帰還するように構成されている。この回路の出力
インピーダンス値は、RS(1−Aβ)となり、ここでA
β>1とすれば開放安定形の負性インピーダンス(負性
抵抗)となる。第22図の等価回路における駆動装置とし
てこのような負性インピーダンス発生回路を用い、出力
インピーダンス中に負性抵抗−ROを含ませれば、前記ボ
イスコイル抵抗RVが低減または無効化され、出力インピ
ーダンス0のパワーアンプで定電圧駆動する場合よりも
前記Q1を小さく、かつQ2を大きくすることができ、バス
レフ形スピーカシステムの小形化に効果がある。FIG. 24 shows a negative impedance generating circuit shown in Japanese Patent Application No. 62-334262 (Japanese Patent Laid-Open No. 1-302997) previously filed by the present applicant. The circuit shown in the figure is an amplifier circuit with a gain of A.
The output of 31 is applied to a load 32 such as a speaker, the current flowing through this load 32 is detected by a detection resistor (value R S ), and the detected voltage is amplified through a feedback circuit 33 of transfer gain β.
It is configured to feed back positively to 31. The output impedance value of this circuit is R S (1-Aβ), where A
If β> 1, an open stable negative impedance (negative resistance) is obtained. If such a negative impedance generating circuit is used as a driving device in the equivalent circuit of FIG. 22 and the negative resistance −R O is included in the output impedance, the voice coil resistance R V is reduced or invalidated, and the output The Q 1 can be made smaller and the Q 2 can be made larger than that in the case where a power amplifier having an impedance of 0 drives at a constant voltage, which is effective for downsizing a bass reflex type speaker system.
しかし、この場合にも、負性抵抗−ROが一定であると、
Q1,Q2を独立して設定することができないため、Q1,Q2
それぞれを所望の値に設定するにはスピーカユニットや
キャビネットにある程度の制約は残るという不都合があ
る。However, even in this case, if the negative resistance −R O is constant,
Since Q 1 and Q 2 cannot be set independently, Q 1 and Q 2
There is an inconvenience that some restrictions remain on the speaker unit and the cabinet to set the respective values to desired values.
[発明が解決しようとする課題] この発明は、上述の従来形における問題点に鑑み、共鳴
開口を有するキャビネットに振動器を配設してなる音響
装置の該振動器を駆動する駆動装置において、振動器と
キャビネットのスティフネスとによる第1の共振周波数
およびキャビネットのスティフネスと共鳴開口とによる
第2の共振周波数におけるそれぞれのQ値を独立に設定
でき、もって前記音響装置の小形化および制動力の改善
を図る等、前記音響装置およびこの発明の駆動装置を含
むシステムとしての性能向上を図ることを目的とする。[Problems to be Solved by the Invention] In view of the problems in the above-mentioned conventional type, the present invention provides a drive device for driving a vibrator of an acoustic device in which the vibrator is disposed in a cabinet having a resonance opening, The respective Q values at the first resonance frequency due to the vibrator and the stiffness of the cabinet and at the second resonance frequency due to the stiffness of the cabinet and the resonance aperture can be independently set, thereby reducing the size of the acoustic device and improving the braking force. It is an object of the present invention to improve the performance of a system including the acoustic device and the driving device of the present invention.
[課題を解決するための手段] 上述した課題を解決するため、この発明では、共鳴開口
を有するキャビネットに振動器を配設してなる音響装置
の該振動器を駆動する駆動装置において、振動器とキャ
ビネットのスティフネスとなよる第1の共振周波数およ
びキャビネットのスティフネスと共鳴開口とによる第2
の共振周波数におけるそれぞれの出力インピーダンス
が、少なくとも一方が負性インピーダンスとなり、かつ
互いに異なる出力インピーダンス値となるように構成し
たことを特徴としている。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above-mentioned problems, according to the present invention, in a drive device for driving the vibrator of an acoustic device in which the vibrator is arranged in a cabinet having a resonance opening, the vibrator is provided. The first resonance frequency by the stiffness of the cabinet and the cabinet and the second by the stiffness of the cabinet and the resonance aperture.
At least one of the output impedances at the resonance frequency is a negative impedance, and the output impedance values are different from each other.
[作用] 駆動装置の出力インピーダンスが負性インピーダンス−
ZOであり、かつ振動器に固有のインピーダンスZV(例え
ば第22図のRV)を完全に無効化するものである場合、す
なわちZV-ZO=0(第22図においてRV-RO=0)である場
合、第22図の等価回路について説明すると、スピーカユ
ニットの等価インダクタンスLOと等価容量COとからなる
ユニット側の並列共振回路(ユニット側共振系)は、駆
動装置である定電圧源EVを介して短絡されるため、Q1が
0となり、実質的には共振しなくなる。換言すればこの
ユニット側共振回路は駆動装置EVから完全に制動された
状態で駆動されることになる。また、キャビネットの等
価スティフネス1/LCと共鳴開口の等価質量CPとからなる
共鳴側の直列共振回路(共鳴側共振系)も駆動装置EVを
介して短絡されるが、こちらは直列共振回路であるた
め、キャビネットおよび共鳴開口の音響的な等価抵抗を
無視すれば、計算上のQ2は∞となる。また、この場合、
ユニット側共振回路と共鳴側共振回路とは駆動装置EVか
らはそれぞれ独立して駆動されることになり、前記した
ユニット側共振回路と共鳴共振回路との間の相互依存が
なくなるため、共振周波数f1,f2およびQ値Q1,Q2をそ
れぞれ独立に設定することができる。なお、RV-RO>0
の場合、またはキャビネットおよび共鳴開口の音響的な
等価抵抗を無視し得ない場合、前記Q1,Q2は前記0およ
び∞と前記駆動装置の出力インピーダンスが0である従
来の一般的な駆動方式による場合のQ値との間の値とな
る。さらに、駆動装置の出力インピーダンスのが正の値
である場合には、出力インピーダンスの値の上昇ととも
に、Q1は上がり、Q2は下がる。[Operation] The output impedance of the driving device is negative impedance-
Z O and completely nullifies the impedance Z V (for example, R V in FIG. 22) unique to the vibrator, that is, Z V −Z O = 0 (R V − in FIG. 22) When R O = 0), the equivalent circuit of FIG. 22 will be described. A parallel resonance circuit on the unit side (unit side resonance system) including an equivalent inductance L O and an equivalent capacitance C O of the speaker unit is a driving device. Since it is short-circuited via the constant voltage source E V , Q 1 becomes 0, and resonance does not substantially occur. In other words the unit-side resonance circuit will be driven in a state of being fully braked from the drive E V. The resonance side series resonance circuit (resonance side resonance system) consisting of the equivalent stiffness 1 / L C of the cabinet and the equivalent mass C P of the resonance aperture is also short-circuited via the drive unit E V. Being a circuit, the calculated Q 2 is ∞, ignoring the acoustic equivalent resistance of the cabinet and the resonant aperture. Also in this case,
Since the unit side resonance circuit and the resonance side resonance circuit would be driven independently each from the drive E V, interdependence between the the unit side resonance circuit and the resonance resonant circuit is eliminated, the resonant frequency The f 1 and f 2 and the Q values Q 1 and Q 2 can be set independently. In addition, R V -R O > 0
, Or if the acoustic equivalent resistance of the cabinet and the resonant aperture cannot be ignored, Q 1 and Q 2 are 0 and ∞, and the output impedance of the driving device is 0. It becomes a value between the Q value in the case of. Further, when the output impedance of the driving device has a positive value, Q 1 increases and Q 2 decreases as the output impedance increases.
ここで、小形のキャビネットを用いながらキャビネット
とボート(共鳴開口)との共振周波数を低く設定したバ
スレフ形スピーカシステムを考えると、これは標準的な
設計のバスレフ形スピーカシステムに比べて大きなQ1と
小さなQ2とを有する。そして、これを負性抵抗−RO(RV
-RO≧0)で駆動すると、上述のように負性抵抗−ROの
絶対値が大きい程、Q1は小さく、Q2は大きくなる。第1
図は、このような負性抵抗−ROとQ1,Q2との関係を示
す。Considering a bass reflex speaker system in which the resonance frequency between the cabinet and the boat (resonance opening) is set low while using a small cabinet, this is a large Q 1 compared to a standard design bass reflex speaker system. With a small Q 2 . Then, the negative resistance −R O (R V
When driven with -R O ≧ 0), Q 1 becomes smaller and Q 2 becomes larger as the absolute value of the negative resistance −R O becomes larger as described above. First
The figure shows the relationship between such negative resistance −R O and Q 1 and Q 2 .
同図において、RO=0のときが、従来の一般的な定電圧
駆動状態である。ここで、−ROを0より小さくし、−RV
に近づけていくと、Q1は0に向ってほぼ直線的に低下
し、Q2は逆に上昇していくが、∞とはならず、キャビネ
ットやポートの音響抵抗で決まる値に近づいていく。In the figure, when R O = 0, it is a conventional general constant voltage drive state. Here, -R O is made smaller than 0, and -R V
Q 1 decreases almost linearly toward 0 and Q 2 increases on the contrary, but it does not become ∞ and approaches the value determined by the acoustic resistance of the cabinet and port. .
したがって、ある−ROにおいて、Q1およびQ2が所望の値
となる場合もあるが、第1図に示すように、所望のQ
1(=A)が得られる−ROの値(−RO=-RA)と所望のQ2
(=B)が得られる−ROの値(−RO=-RB)とが異なる場
合も多い。Therefore, at some -R O , Q 1 and Q 2 may have desired values, but as shown in FIG.
1 value of -R O to (= A) is obtained (-R O = -R A) and the desired Q 2 '
(= B) the value of -R O which is obtained (-R O = -R B) and many may be different.
この発明によれば、このような場合には、周波数f1にお
ける駆動インピーダンス−ZO(=Z1)を−RAに、周波数
f2における駆動インピーダンス−ZO(=Z2)を−RBに設
定することによって、所望のQ1,Q2を得ることができ
る。According to the invention, in such a case, the driving impedance -Z O at the frequency f 1 of the (= Z 1) to -R A, Frequency
By setting the drive impedance −Z O (= Z 2 ) at f 2 to −R B , desired Q 1 and Q 2 can be obtained.
また、キャビネットの設計によっては、Q1とQ2とがとも
に大きくなってしまい、双方のQ値を低下させたい場合
がある。このような場合には、この発明に従って、第2
図に示すように、周波数f1における駆動インピーダンス
Z1を負(−RA)に、周波数f2における駆動インピーダン
スZ2を正(RB)に設定すればよい。さらに、これとは逆
にQ1,Q2をともに大きな値としたい場合には、この発明
に従って、周波数f1における駆動インピーダンスZ1を正
(RA)に、周波数f2における駆動インピーダンスZ2を負
(−RB)に設定すればよい。Further, depending on the design of the cabinet, both Q 1 and Q 2 may become large, and it may be desirable to reduce the Q value of both. In such a case, according to the present invention, the second
As shown in the figure, drive impedance at frequency f 1
The Z 1 negative (-R A), may be set a driving impedance Z 2 at the frequency f 2 to the positive (R B). Further, on the contrary, when it is desired to make both Q 1 and Q 2 large values, according to the present invention, the driving impedance Z 1 at the frequency f 1 is made positive (R A ) and the driving impedance Z 2 at the frequency f 2 is set. the may be set to a negative (-R B).
なお、もう1つの共振点f3に対しては、出力音圧に関係
しないため、特に制限はされないが、無駄な動作を抑え
るため、この周波数f3におけるインピーダンスZ3をZ3<
0とするのが望ましい。It should be noted that there is no particular limitation on the other resonance point f 3 because it is not related to the output sound pressure, but in order to suppress unnecessary operation, the impedance Z 3 at this frequency f 3 is set to Z 3 <
It is desirable to set it to 0.
[効果] 以上のように、この発明によれば、共鳴開口を有するキ
ャビネットに振動器を配設してなる音響装置の該振動器
を駆動する際の、実質的に振動器とキャビネットとによ
り定まる第1の共振周波数f1およびキャビネットと前記
共鳴開口とにより定まる第2の共振周波数f2のそれぞれ
における駆動インピーダンス(駆動装置の出力インピー
ダンス)Z1及びZ2を、双方とも負の値で、かつZ1≠Z2と
するか、Z1およびZ2の一方を正または0とし、他方を負
とすることで、Q1,Q2を独立して設定することができ
る。これにより、共鳴開口を有する音響装置、例えばス
ピーカシステムを通常のバスレフ形の制約にとらわれず
に設計することが可能になる。例えば、音圧および音質
を犠牲にすることなく前記キャビネットを小さくしてシ
ステムを小形化することが可能となる。また、各共振周
波数f1,f2において適切なQ値が得られるため、出力イ
ンピーダンスが負性(−ZO)で一定のものよりもさらに
設計上の自由度が向上し、条件によっては−ZO一定のも
のより性能向上が期待できる。さらに、第1の共振周波
数f1における駆動インピーダンスZ1を負の値としてQ1を
下げることによりユニット側の制動した状態で駆動する
ことができる。[Effect] As described above, according to the present invention, it is substantially determined by the vibrator and the cabinet when driving the vibrator of the acoustic device in which the vibrator is arranged in the cabinet having the resonance opening. The driving impedances (output impedances of the driving device) Z 1 and Z 2 at the first resonance frequency f 1 and the second resonance frequency f 2 determined by the cabinet and the resonance opening are both negative values, and By setting Z 1 ≠ Z 2 or by setting one of Z 1 and Z 2 to be positive or 0 and the other to be negative, Q 1 and Q 2 can be set independently. This makes it possible to design an acoustic device having a resonant aperture, for example a loudspeaker system, without being bound by the usual bass reflex type constraints. For example, it is possible to downsize the cabinet and downsize the system without sacrificing sound pressure and sound quality. Further, since an appropriate Q value is obtained at each resonance frequency f 1 and f 2 , the degree of freedom in design is further improved than that when the output impedance is negative (−Z O ) and constant, and depending on the conditions, − performance improvement than those of Z O constant can be expected. Further, the driving impedance Z 1 at the first resonance frequency f 1 is set to a negative value and Q 1 is lowered to drive the unit side in a braking state.
[実施例] 以下、この発明の実施例を図面に基づき説明する。[Embodiment] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第3図は、この発明の一実施例に係る駆動装置の基本的
回路構成を示す。同図の駆動装置においては、利得のA
の増幅回路31の出力をスピーカ32による負荷ZLに与え
る。そして、この負荷ZLに流れる電流ILを検出し、伝達
利得βの帰還回路33を介して増幅回路31に正帰還する。
このようにすれば、駆動装置の出力インピーダンスZ
Oは、電流ILを検出するセンサのインピーダンスをZSと
すると、ZO=ZS(1−Aβ)として求められる。この式
からAβ>1とすればZOは開放安定形の負性インピーダ
ンスとなる。ここで、A、βまたはZSに周波数特性を持
たせれば出力インピーダンスZOに周波数特性を持たせる
ことができる。FIG. 3 shows a basic circuit configuration of a driving device according to an embodiment of the present invention. In the drive device shown in FIG.
The output of the amplifier circuit 31 is applied to the load Z L by the speaker 32. Then, the current I L flowing through the load Z L is detected and positively fed back to the amplifier circuit 31 via the feedback circuit 33 having the transfer gain β.
In this way, the drive output impedance Z
O is calculated as Z O = Z S (1-Aβ), where Z S is the impedance of the sensor that detects the current I L. From this equation, if Aβ> 1, Z O becomes an open stable negative impedance. Here, if A, β, or Z S has a frequency characteristic, the output impedance Z O can have a frequency characteristic.
第4図は、周波数f1とf2のそれぞれにおける出力インピ
ーダンスZ1およびZ2がいずれも負性インピーダンスで、
かつ相互に近い値でよい場合の回路図を示す。同図の回
路は、電流ILを検出するセンサとして電流検出抵抗RSを
用いるとともに、負帰還回路33としてコンデンサC1と抵
抗R1,R2とからなり周波数特性を有する(所要帯域内の
周波数特性が平坦でない)CR回路33aおよび周波数特性
を有しない(所要帯域内の周波数特性が平坦な)増幅器
33bを用いて負帰還回路33の伝達利得βに周波数特性を
持たせたものである。なお、この回路は、前記CR回路33
aを前記電流検出センサZSに含めればセンサZSに周波数
特性を持たせたものと考えることもできる。第5図は、
第4図の回路の周波数特性を示す。第5図において、 Z2=RS(1-AβO) である。また、出力インピーダンス曲線をナイキスト法
に従って折線近似したときの出力インピーダンスがZ1か
らZ2へ向けて立ち下る折点Pの周波数fPは、ほぼ1/2πC
1R2である。Figure 4, both the output impedance Z 1 and Z 2 in each of the frequencies f 1 and f 2 is negative impedance,
A circuit diagram in the case where values close to each other is sufficient is shown. The circuit of the figure uses a current detection resistor R S as a sensor for detecting the current I L , and has a frequency characteristic including a capacitor C 1 and resistors R 1 and R 2 as a negative feedback circuit 33 (within a required band). CR circuit 33a having a non-flat frequency characteristic and an amplifier having no frequency characteristic (flat frequency characteristic in the required band)
33b is used to impart a frequency characteristic to the transfer gain β of the negative feedback circuit 33. This circuit is based on the CR circuit 33.
If a is included in the current detection sensor Z S , it can be considered that the sensor Z S has frequency characteristics. Figure 5 shows
4 shows frequency characteristics of the circuit of FIG. In FIG. Z 2 = R S (1-A β O ). Further, when the output impedance curve is approximated to the broken line according to the Nyquist method, the frequency f P of the break point P at which the output impedance falls from Z 1 to Z 2 is approximately 1 / 2πC.
1 R 2 .
第6図は、Z1<Z2<0の場合の回路例を示し、第7図は
第6図の回路の周波数特性を示す。FIG. 6 shows a circuit example when Z 1 <Z 2 <0, and FIG. 7 shows frequency characteristics of the circuit of FIG.
第6図において、 Z1=RS(1-AβO) であり、折点周波数fPはほぼ1/2πC1R1である。In Fig. 6, Z 1 = R S (1-A βO ) And the corner frequency f P is approximately 1 / 2πC 1 R 1 .
第8図は、Z1<Z2で、Z1に対してZ2を大きく変化させる
場合の回路例を示す。同図の回路においては、ディップ
周波数をf2に設定されたツインT回路35により、周波数
f2にディップを持った信号が増幅回路31に帰還される。
このため、出力インピーダンスは、第9図に示すよう
に、周波数f2付近の出力インピーダンスのみ高くするこ
とができる。この第8図の回路において周波数f1,f3に
おける出力インピーダンスZ1,Z3は、 Z1=Z3=RS(1-AβO) となり、βOを選択することで任意の値とすることがで
きる。さらに、第8図の回路中の可変抵抗器VR1によ
り、第9図の曲線の形を第10図に示すように可変するこ
とができ、可変抵抗器VR2により第11図に示すように可
変することができる。FIG. 8 shows an example of a circuit when Z 1 <Z 2 and Z 2 is greatly changed with respect to Z 1 . In the circuit of the figure, the frequency is set by the twin T circuit 35 in which the dip frequency is set to f 2.
A signal having a dip in f 2 is fed back to the amplifier circuit 31.
Therefore, as shown in FIG. 9, the output impedance can be increased only in the output impedance near the frequency f 2 . In the circuit of FIG. 8, the output impedances Z 1 and Z 3 at frequencies f 1 and f 3 are Z 1 = Z 3 = R S (1-A βO ), and βO can be set to an arbitrary value. be able to. Further, the variable resistor VR 1 in the circuit of FIG. 8 allows the shape of the curve of FIG. 9 to be varied as shown in FIG. 10, and the variable resistor VR 2 causes the shape of the curve of FIG. It can be changed.
なお、第8図の回路において、ツインT回路35のディッ
プ周波数をf1に設定すれば、第12図に示すように、Z1>
Z2,Z3にすることができる。In the circuit of FIG. 8, if the dip frequency of the twin T circuit 35 is set to f 1 , as shown in FIG. 12, Z 1 >
It can be Z 2 , Z 3 .
周波数f3の共振は、音圧には関係しない共振であるが、
これらの第4図、第6図および第8図の回路において
は、この周波数f3における出力インピーダンスZ3を負性
インピーダンスとしてこの周波数f3におけるQ値Q3を下
げ、スピーカ32が無駄な動きをしないように、充分に制
動している。The resonance at the frequency f 3 is a resonance not related to sound pressure,
Figure 4 thereof, in the circuit of FIG. 6 and FIG. 8, lower the Q value Q 3 in this frequency f 3 output impedance Z 3 at this frequency f 3 as a negative impedance, the speaker 32 is unnecessary movement You have braked enough to prevent
第13図は、第8図の回路に対し、ツインT回路35の代わ
りにLC共振回路36を用いたものである。このようにLC共
振回路36を用いることによっても第8図の回路と同様の
動作が可能である。FIG. 13 shows an LC resonance circuit 36 in place of the twin T circuit 35 in the circuit of FIG. By using the LC resonance circuit 36 in this way, the same operation as the circuit of FIG. 8 can be performed.
第14図は、帰還系に直列にLC共振回路37を接続したもの
である。同図の回路においては、このLC共振回路37の共
振周波数 で帰還量(伝達利得β)が最大となるため、第15図に示
すように、その周波数fで出力インピーダンスを最小に
することができる。FIG. 14 shows the LC resonance circuit 37 connected in series to the feedback system. In the circuit of the figure, the resonance frequency of this LC resonance circuit 37 Since the feedback amount (transmission gain β) becomes maximum at, the output impedance can be minimized at the frequency f, as shown in FIG.
よって、この周波数fをf1またはf2に設定することで、
第16図または第17図に示すように、出力インピーダンス
Z1とZ2とを大幅に異ならせることができる。Therefore, by setting this frequency f to f 1 or f 2 ,
Output impedance, as shown in Figure 16 or Figure 17.
Z 1 and Z 2 can be significantly different.
第18図は、第15図の回路に対して、周波数f3で共振する
第2のLC共振回路38を付加したもので、第19図に示すよ
うに、周波数f3における出力インピーダンスを下げるこ
とにより、Q値Q3を下げている。このようにすれば、ス
ピーカ32の無駄な動きを防止するのに効果的である。第
19図において、 である。FIG. 18 shows a circuit in which a second LC resonance circuit 38 resonating at a frequency f 3 is added to the circuit of FIG. 15, and as shown in FIG. 19, the output impedance at the frequency f 3 is lowered. Has lowered the Q value Q 3 . This is effective in preventing unnecessary movement of the speaker 32. First
In Figure 19, Is.
以上の実施例においては、出力インピーダンスZOは、ZO
=RS(1−Aβ)であり、β≧0ではZOの最大の値はRS
であるが、帰還回路33を正帰還と負帰還との両方に用い
ることにより、Z1,Z2の一方を負の値としながら、もう
一方をRS以上の正の値とすることができる。In the above embodiments, the output impedance Z O is Z O
= R S (1-Aβ), and when β ≧ 0, the maximum value of Z O is R S
However, by using the feedback circuit 33 for both positive feedback and negative feedback, it is possible to set one of Z 1 and Z 2 to a negative value and the other to a positive value of R S or more. .
第20図は、伝達利得βが β=βO{F(X)−F(Y)} であり、正と負の両方の成分を持つ回路の例を示す。FIG. 20 shows an example of a circuit in which the transfer gain β is β = β O {F (X) -F (Y)} and has both positive and negative components.
同図に示すように、帰還回路33に、ある伝達特性F
(X)および−F(Y)を持たせると、F(X)の利得
がF(Y)を上回る帯域ではβ>0となり、ZO=RS(1
−Aβ)であるから、出力インピーダンスは、RS以下と
なり、Aβ>1において負性インピーダンスが実現でき
るし、逆に、F(Y)の利得がF(X)を上回る帯域で
はβ<0となるから、出力インピーダンスは、RS以上の
正のインピーダンスとなる。As shown in the figure, the feedback circuit 33 has a transfer characteristic F
With (X) and -F (Y), β> 0 in the band where the gain of F (X) exceeds F (Y), and Z O = R S (1
-Aβ), the output impedance becomes R S or less, and a negative impedance can be realized when Aβ> 1, and conversely β <0 in the band where the gain of F (Y) exceeds F (X). Therefore, the output impedance is a positive impedance above R S.
このように、バスレフ形の構造を有するスピーカシステ
ムを、その音圧に関係する共振点f1,f2の少なくとも一
方は負のインピーダンスで駆動し、かつ各共振点f1,f2
における出力インピーダンス値Z1,Z2をZ1≠Z2とするこ
とで、各共振点f1,f2におけるQ値Q1,Q2を独立して設
定することができ、制動力、性能および音質を改善する
ことができる。As described above, in the speaker system having the bass reflex type structure, at least one of the resonance points f 1 and f 2 related to the sound pressure is driven with a negative impedance, and the resonance points f 1 and f 2 are also driven.
By setting the output impedance values Z 1 and Z 2 at Z 1 ≠ Z 2 , the Q values Q 1 and Q 2 at the resonance points f 1 and f 2 can be set independently, and the braking force and performance can be improved. And the sound quality can be improved.
[実施例の変形例] なお、上述の実施例においては、電流検出用のセンサと
して抵抗RSを用いた例を示したが、このセンサとしては
カレントトランス(C.T.)やホール素子等の電流プロー
ブを用いてもよい。また、このセンサとしてコンデンサ
やインダクタンスのようなリアクタンス素子を用いても
よく、この場合センサ自身に周波数特性を持たせること
ができる。さらに、これらのセンサの出力を微分または
積分することにより、周波数特性を持たせたり、平坦に
することができる。例えば電流ILを抵抗RSの端子電圧に
より検出し、帰還回路33においてこれを微分または積分
すれば伝達利得βに周波数特性を持たせることができ、
電流ILをコンデンサの端子電圧により検出し、帰還回路
33においてこれを微分すれば伝達利得βの周波数特性は
平坦になる。[Modification of Embodiment] In the above-described embodiments, an example in which the resistor R S is used as a sensor for current detection is shown. However, as this sensor, a current probe such as a current transformer (CT) or a Hall element is used. May be used. Further, a reactance element such as a capacitor or an inductance may be used as this sensor, and in this case, the sensor itself can have frequency characteristics. Furthermore, by differentiating or integrating the outputs of these sensors, it is possible to impart frequency characteristics or flatten them. For example, by detecting the current I L by the terminal voltage of the resistor R S and differentiating or integrating this in the feedback circuit 33, it is possible to give the transfer gain β a frequency characteristic,
The current I L is detected by the terminal voltage of the capacitor, and the feedback circuit
If this is differentiated in 33, the frequency characteristic of the transfer gain β becomes flat.
また、帰還回路33に周波数特性を持たせるためには、帰
還用増幅器(例えば第4図の33b)自体、内部で電流ま
たは電圧帰還することによって周波数特性を持たせるよ
うにしてもよい。Further, in order to give the feedback circuit 33 frequency characteristics, the feedback amplifier (for example, 33b in FIG. 4) itself may be internally fed back with current or voltage to give the frequency characteristics.
第1図および第2図は、この発明の基本概念を説明する
ための出力インピーダンスとQ値の関係を示す特性図、 第3図は、この発明の一実施例に係る音響装置の基本構
成の説明図、 第4図は、この発明の第1の実施例を示す回路図、 第5図は、第4図の回路の出力インピーダンスの周波数
特性図、 第6図は、この発明の第2図の実施例を示す回路図、 第7図は、第6図の回路の出力インピーダンスの周波数
特性図、 第8図は、この発明の第3の実施例を示す回路図、 第9〜12図は、それぞれ第8図の回路における各定数の
設定に応じた出力インピーダンスの周波数特性図、 第13図は、第8図の回路と同様に動作するこの発明の第
4の実施例を示す回路図、 第14図は、この発明の第5の実施例を示す回路図、 第15〜17図は、第14図の回路における各定数の設定に応
じた出力インピーダンスの周波数特性図、 第18図は、この発明の第6の実施例を示す回路図、 第19図は、第18図の回路の出力インピーダンスの周波数
特性図、 第20図は、この発明の第7の実施例を示す回路図、 第21図(a)(b)は、従来のバスレフ形スピーカシス
テムの構成を示す断面図、 第22図は、第21図のバスレフ形スピーカシステムを定電
圧駆動する場合の電気等価回路図、 第23図は、第22図の等価回路の電気インピーダンス周波
数特性図、そして 第24図は、先願に係る負性インピーダンス発生回路の基
本構成図である。 1……キャビネット 4……振動器(スピーカユニット) 8……共鳴ポート(共鳴開口) 31……増幅回路 32……スピーカ 33……帰還回路 f1……第1の共振周波数 f2……第2の共振周波数 Z1……周波数f1における出力インピーダンス Z1……周波数f2における出力インピーダンス1 and 2 are characteristic diagrams showing the relationship between the output impedance and the Q value for explaining the basic concept of the present invention, and FIG. 3 shows the basic configuration of the audio device according to the embodiment of the present invention. Explanatory diagram, FIG. 4 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention, FIG. 5 is a frequency characteristic diagram of output impedance of the circuit of FIG. 4, and FIG. 6 is a second diagram of the present invention. FIG. 7 is a frequency characteristic diagram of output impedance of the circuit of FIG. 6, FIG. 8 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention, and FIGS. FIG. 13 is a frequency characteristic diagram of output impedance according to setting of each constant in the circuit of FIG. 8, FIG. 13 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention which operates similarly to the circuit of FIG. FIG. 14 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention, and FIGS. 15 to 17 are circuit diagrams of FIG. FIG. 18 is a frequency characteristic diagram of the output impedance according to the setting of each constant in FIG. 18, FIG. 18 is a circuit diagram showing a sixth embodiment of the present invention, and FIG. 19 is a frequency characteristic diagram of the output impedance of the circuit of FIG. FIG. 20 is a circuit diagram showing a seventh embodiment of the present invention, FIGS. 21 (a) and 21 (b) are sectional views showing the structure of a conventional bass reflex type speaker system, and FIG. FIG. 23 is an electrical equivalent circuit diagram when the bass reflex type speaker system is driven at a constant voltage, FIG. 23 is an electrical impedance frequency characteristic diagram of the equivalent circuit of FIG. 22, and FIG. 24 is a negative impedance generation according to the prior application. It is a basic block diagram of a circuit. 1 …… Cabinet 4 …… Vibrator (speaker unit) 8 …… Resonance port (resonance opening) 31 …… Amplifier circuit 32 …… Speaker 33 …… Feedback circuit f 1 …… First resonance frequency f 2 …… First 2 Resonance frequency Z 1 ... Output impedance at frequency f 1 Z 1 ... Output impedance at frequency f 2
Claims (1)
て音響を直接放射するとともに前記共鳴開口とキャビネ
ットとにより構成されるヘルムホルツ形共鳴器を駆動し
て前記共鳴開口より共鳴音響を放射させる振動器を駆動
する駆動装置において、 この駆動装置は、実質的に前記振動器の動インピーダン
スと前記キャビネットの等価スティフネスとで定まる第
1の共振周波数および前記ヘルムホルツ形共鳴器の共鳴
周波数である第2の共振周波数におけるそれぞれの出力
インピーダンスが、少なくとも一方が負性インピーダン
スであり、かつ互いに異なる出力インピーダンス値に構
成されていることを特徴とする駆動装置。1. A vibrator disposed in a cabinet having a resonance opening for directly radiating sound and driving a Helmholtz type resonator constituted by the resonance opening and the cabinet for radiating resonance sound through the resonance opening. A driving device for driving a first resonance frequency which is substantially determined by a dynamic impedance of the vibrator and an equivalent stiffness of the cabinet, and a second resonance which is a resonance frequency of the Helmholtz resonator. At least one of the output impedances at each frequency is a negative impedance, and is configured to have different output impedance values from each other.
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EP89107051A EP0339470B1 (en) | 1988-04-25 | 1989-04-19 | Electroacoustic driving circuit |
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Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS52138122A (en) * | 1976-03-24 | 1977-11-18 | Stahl Karl Erik | Method of improving low frequency speaker reproduction and device therefor |
JPS58200691A (en) * | 1982-05-17 | 1983-11-22 | Onkyo Corp | Speaker driving device |
-
1988
- 1988-04-25 JP JP63100215A patent/JPH0728471B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS52138122A (en) * | 1976-03-24 | 1977-11-18 | Stahl Karl Erik | Method of improving low frequency speaker reproduction and device therefor |
JPS58200691A (en) * | 1982-05-17 | 1983-11-22 | Onkyo Corp | Speaker driving device |
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