JPH01272298A - Driving device - Google Patents

Driving device

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JPH01272298A
JPH01272298A JP10021688A JP10021688A JPH01272298A JP H01272298 A JPH01272298 A JP H01272298A JP 10021688 A JP10021688 A JP 10021688A JP 10021688 A JP10021688 A JP 10021688A JP H01272298 A JPH01272298 A JP H01272298A
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JP
Japan
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impedance
frequency
circuit
negative
converter
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JP10021688A
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Japanese (ja)
Inventor
Masao Noro
正夫 野呂
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Yamaha Corp
Original Assignee
Yamaha Corp
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Publication date
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Abstract

PURPOSE:To reduce an adverse effect due to a non-motional impedance by defining an output impedance in the vicinity of a resonance frequency relating to a sound pressure in the actual using state of a converter to be negative and setting the output impedance of a band which cannot neglect an influence applied to a sound quality by the non-motional impedance to zero or positive. CONSTITUTION:At the time of driving an electro-acoustic converter, the converter is driven by the negative impedance R0 in the vicinity of the resonance frequency f0 relating to at least of the sound pressure of the resonance frequency f0 in the actual using state of this converter. In the band which cannot neglect the influence applied to the sound quality by the non-motional impedance of the converter, it is driven by the zero or positive impedance. Thereby, the adverse influence to the sound quality by said impedance by the non-motional impedance of the converter can be made equal to or lower than a general constant voltage driving system.

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] この発明は、スピーカユニットのような電気音響変換器
を駆動する駆動装置に関する。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a drive device for driving an electroacoustic transducer such as a speaker unit.

[従来の技術] 従来、スピーカシステムに組み込まれたスピーカユニッ
トを駆動する駆動装置としては、一般に、出力インピー
ダンスが実質的にOのパワーアンプが用いられていた。
[Prior Art] Conventionally, a power amplifier with an output impedance of substantially O has been generally used as a drive device for driving a speaker unit incorporated in a speaker system.

第13図は、動電形スピーカユニットを無限大バフルに
取り付けて、出力インピーダンスがOのパワーアンプに
より、いわゆる定電圧駆動したときの電気等価回路を示
す。同図において、Evcはパワーアンプである定電圧
源およびその出力電圧を示し、RVCとLVCはそれぞ
れスピーカユニットのボイスコイルの抵抗とインダクタ
ンスを示している。Loと00はスピーカユニットのボ
イスコイルが動くことによって発生する動インピーダン
ス(モーショナルインピーダンス)の等測的な容量とイ
ンダクタンスを示し、ROは機械的な制動抵抗を示して
いる。一般に、Ro>Rvcである。
FIG. 13 shows an electrical equivalent circuit when an electrodynamic speaker unit is attached to an infinite baffle and driven at a constant voltage by a power amplifier with an output impedance of O. In the figure, Evc represents a constant voltage source that is a power amplifier and its output voltage, and RVC and LVC represent the resistance and inductance of the voice coil of the speaker unit, respectively. Lo and 00 indicate isometric capacitance and inductance of dynamic impedance generated by movement of the voice coil of the speaker unit, and RO indicates mechanical braking resistance. Generally, Ro>Rvc.

前記のRvcとLVCはボイスコイル自体の電気的な抵
抗とインダクタンスであり、いわゆる非モーショナルイ
ンピーダンスである。
The above Rvc and LVC are the electrical resistance and inductance of the voice coil itself, and are so-called non-motional impedance.

非モーショナルインピーダンスZVCは、Z vc” 
Rvc+ jωLvC で示され、モーショナルインピーダンスZMは、で示さ
れる。ここで、ωは角周波数であり、周波数をfとすれ
ばω=2π゛fである。
The non-motional impedance ZVC is Z vc”
It is represented by Rvc+jωLvC, and the motional impedance ZM is represented by. Here, ω is the angular frequency, and if the frequency is f, then ω=2π゛f.

第14図は、第13図の回路の電気インピーダンス周波
数特性を示す。同図において、高域でインピーダンスが
上がっているのはボイスコイルのインダクタンスLVC
によるものである。このインダクタンスしvCは、上述
したように、ボイスコイル自体の電気的インダクタンス
であり、モーショナルインピーダンスではないため、ボ
イスコイルが磁性体により形成された磁気回路中に置か
れ、信号によってこの磁気回路の中を動く際に、この信
号で変調される。特に高域信号が振幅の大きい低域信号
と同時に入力されると、インダクタンスLvcは低域信
号により大きく変動し、これにより、高域信号の電流が
変調されていわゆるIM歪(相互変調歪)が発生する。
FIG. 14 shows the electrical impedance frequency characteristics of the circuit of FIG. 13. In the same figure, the impedance that increases in the high range is the voice coil inductance LVC.
This is due to As mentioned above, this inductance vC is the electrical inductance of the voice coil itself, and is not the motional impedance. Therefore, the voice coil is placed in a magnetic circuit formed of a magnetic material, and a signal is used to control the magnetic circuit. As it moves inside, it is modulated by this signal. In particular, when a high-frequency signal is input at the same time as a low-frequency signal with a large amplitude, the inductance Lvc changes greatly due to the low-frequency signal, which modulates the current of the high-frequency signal and causes so-called IM distortion (intermodulation distortion). Occur.

周波utoはモーショナルインピーダンスZMによる共
振周波数であり、 f・=2yU17で7 である。
The frequency uto is the resonant frequency due to the motional impedance ZM, and is 7 with f=2yU17.

第15図は、本出願人が先に出願した特願昭62−33
4262号において示した開放安定形の負性インピーダ
ンス発生回路を示す。第13図の等価回路における駆動
装置EVCとしてこのような負性インピーダンス発生回
路を用い、出力インピーダンス中に負性抵抗−Roを含
ませて駆動(以下、負性抵抗駆動という)すれば、前記
ボイスコイル抵抗RVCが等価的に負性抵抗−Roの分
を低減されて小さくなる。
Figure 15 shows the patent application filed earlier by the applicant in 1986-33.
4262 shows the open stable negative impedance generating circuit shown in No. 4262. If such a negative impedance generating circuit is used as the drive device EVC in the equivalent circuit of FIG. 13 and driven with a negative resistance -Ro included in the output impedance (hereinafter referred to as negative resistance drive), the voice The coil resistance RVC is equivalently reduced by the negative resistance -Ro.

第13図の等価回路に示すような動電形スピーカユニッ
トにおいては、前記共振周波数f0付近の低域における
モーショナルインピーダンスZMは極めて大きく、イン
ダクタンスLvcのインピーダンスjωL、vcは極め
て小さい。このため、インピーダンスjωLvcはモー
ショナルインピーダンスZMに対して無視でき、RVC
−RO=Oに設定すると、定電圧源EVCの出力電圧は
振動系(モーショナルインピーダンスZM)に対し実質
的に直接印加されることになる。したがって、振動系を
構成するLoとCoとの並列共振回路のQが0となり、
振動系は、動作が定速度動作となって、駆動力および制
動力を増大させることができる。なお、Rvc −Ro
 > Oであっても、抵抗Rvcが等価的に小さくなる
ことによって、スビーカユちットを定電圧駆動した場合
とRvc−Ro = Oとして振動系を定速度動作させ
た場合との間の状態となり、やはり、定電圧駆動の場合
より、振動系の駆動力および制動力を増大させることが
できる。
In an electrodynamic speaker unit as shown in the equivalent circuit of FIG. 13, the motional impedance ZM in the low range near the resonance frequency f0 is extremely large, and the impedances jωL and vc of the inductance Lvc are extremely small. Therefore, impedance jωLvc can be ignored with respect to motional impedance ZM, and RVC
When setting -RO=O, the output voltage of the constant voltage source EVC is substantially directly applied to the vibration system (motional impedance ZM). Therefore, the Q of the parallel resonant circuit of Lo and Co that constitutes the vibration system becomes 0,
The vibration system operates at a constant speed and can increase driving force and braking force. In addition, Rvc-Ro
> O, as the resistance Rvc becomes equivalently smaller, the state will be between the case where the Subikayut is driven at a constant voltage and the case where the vibration system is operated at a constant speed with Rvc-Ro = O. Again, the driving force and braking force of the vibration system can be increased compared to the case of constant voltage driving.

しかしながら、前記共振周波数fOから離れた高域の周
波数においては、インダクタンスLvcのインピーダン
スjωLvcが大ぎくなるとともに、等価容量COのイ
ンピーダンス1/jωCOが小さくなってモーショナル
インピーダンスZMが小さくなるため、駆動電流は、ボ
イスコイルの抵抗RVCとインダクタンスLvcからな
る非モーショナルインピーダンスZVCにより決まる。
However, at high frequencies away from the resonant frequency fO, the impedance jωLvc of the inductance Lvc becomes large, and the impedance 1/jωCO of the equivalent capacitance CO becomes small, resulting in a small motional impedance ZM. is determined by the non-motional impedance ZVC consisting of the voice coil resistance RVC and inductance Lvc.

このため、前記負性抵抗駆動によりボイスコイル抵抗R
vcを小さくすると、高域の駆動電流がボイスコイルイ
ンダクタンスLiveの影響を受は易くなり、インダク
タンスLVCによるスピーカユニットの歪特性等への悪
影響が一般の定電圧駆動方式より大きくなるという不都
合がある。
Therefore, due to the negative resistance drive, the voice coil resistance R
When vc is made smaller, the high-frequency drive current becomes more susceptible to the influence of the voice coil inductance Live, and there is a disadvantage that the adverse effect of the inductance LVC on the distortion characteristics of the speaker unit is greater than in a general constant voltage drive system.

なお、実際上は、上述のような無限大バフルは用いられ
ず、スピーカユニットは箱体に取り付けて用いるのが一
般的である。そして、例えばスピーカユニットを密閉形
バフル(キャビネット)に取り付けて用いた場合には、
前記モーショナルインピーダンスZMに密閉形キャビネ
ットの等価インダクタンスLcが並列接続されたのと等
価となる。このような実使用状態における共振周波数f
oeおよびモーショナルインピーダンスZMCは、とな
る。このような密閉形バフルを用いた場合には、上述の
fOをfoeに、ZMをZMCに置き換えれば、上述の
無限大バフルを用いた場合の説明がそのまま当てはまる
Note that, in practice, the above-mentioned infinite baffle is not used, and the speaker unit is generally attached to a box. For example, when the speaker unit is attached to a closed baffle (cabinet),
This is equivalent to connecting the equivalent inductance Lc of a sealed cabinet in parallel to the motional impedance ZM. The resonant frequency f in such actual usage conditions
oe and motional impedance ZMC are as follows. When such a closed baffle is used, the above description for the case of using an infinite baffle applies as is by replacing fO with foe and ZM with ZMC.

また、スピーカユニットを共鳴ボートを有するキャビネ
ットに取り付けた、いわゆるバスレフ形スピーカシステ
ムの場合には、実質的にキャビネッ]・の等価インダク
タンスLcと前記モーショナルインピーダンスZMとの
並列共振による第1の共振周波数f3、共鳴ボートの等
価容量cpとキャビネットの等価インダクタンスLcと
の直列共振による第2の共振周波数f2および実質的に
前記モーショナルインピーダンスZMと共鳴ボートの等
価容量C,との並列共振による第3の共振周波数f、の
3つの共振周波数が生じる。
Furthermore, in the case of a so-called bass reflex type speaker system in which a speaker unit is attached to a cabinet having a resonant boat, the first resonance frequency due to parallel resonance between the equivalent inductance Lc of the cabinet and the motional impedance ZM is substantially f3, a second resonant frequency f2 due to series resonance between the equivalent capacitance cp of the resonant boat and the equivalent inductance Lc of the cabinet, and a third resonant frequency due to parallel resonance between the motional impedance ZM and the equivalent capacitance C of the resonant boat. Three resonant frequencies occur: resonant frequency f.

これらの共振周波数の中で、共振周波数f1およびf2
は、音圧に直接影響し、これらの共振周波数f+、fx
におけるQ値は出力音圧の周波数特性および音質に大き
く影響する。そして、このバスレフ形スピーカシステム
においては、負性抵抗駆動することによって、定電圧駆
動する場合よりも周波数f、におけるQ値が下がって周
波数f2におけるQ値が上がり、これによって、周波数
f1における制動力および駆動力が増大するとともに、
スピーカユニットとキャビネットとの整合状態を負性抵
抗値−Roにより調整することができるため、設計の自
由度が向上し、より低音までの再生が可能となる。しか
し、これらの共振周波数f、、f、から離れた高域の周
波数においては、やはり、前記の無限大バフルや密閉形
バフルを用いた場合と同様に、インダクタンスLvcに
よる影響を受は易くなり、インダクタンスLvcによる
歪特性等、音響特性への悪影響が一般の定電圧駆動方式
より大きくなるという不都合がある。
Among these resonant frequencies, the resonant frequencies f1 and f2
directly affects the sound pressure, and these resonant frequencies f+, fx
The Q value in has a large effect on the frequency characteristics and sound quality of the output sound pressure. In this bass reflex type speaker system, by driving with negative resistance, the Q value at frequency f is lowered and the Q value at frequency f2 is higher than in the case of constant voltage driving, thereby increasing the braking force at frequency f1. and as the driving force increases,
Since the matching state between the speaker unit and the cabinet can be adjusted by the negative resistance value -Ro, the degree of freedom in design is improved and it is possible to reproduce even lower frequencies. However, at high frequencies far from these resonant frequencies f, , f, it is still susceptible to the influence of inductance Lvc, as in the case of using the infinite baffle or sealed baffle described above. There is a disadvantage that the adverse effect on acoustic characteristics such as distortion characteristics due to the inductance Lvc is greater than in a general constant voltage drive system.

なお、バスレフ形スピーカシステムにおけるもう1つの
共振周波数f3は、出力音圧には関与しないので、この
周波数f3における駆動インピーダンス値は特に限定さ
れないが、スピーカユニットの無駄な動きを抑える意味
から、−Ro<Oとすることが好ましい。
Note that the other resonance frequency f3 in the bass reflex speaker system does not affect the output sound pressure, so the drive impedance value at this frequency f3 is not particularly limited, but from the point of view of suppressing unnecessary movement of the speaker unit, -Ro It is preferable that <O.

[発明が解決しようとする課題] この発明は、上述の従来形における問題点に鑑み、電気
音響変換器の音圧に関与する共振周波数付近における駆
動力(音圧)および制動力(ダンピング)を向上させな
がら、変換器の非モーショナルインピーダンスによる音
質への悪影響を一般の定電圧駆動方式と同等かまたはそ
れより少なくすることを目的とする。
[Problems to be Solved by the Invention] In view of the above-mentioned problems with the conventional type, the present invention aims to reduce the driving force (sound pressure) and damping force (damping) near the resonance frequency that is involved in the sound pressure of an electroacoustic transducer. The objective is to reduce the adverse effect on sound quality due to the non-motional impedance of the transducer to the same level as or less than that of a general constant voltage drive system.

[課題を解決するための手段] この発明の駆動装置は、上述した課題を解決するため、
電気音響変換器を駆動する際、この変換器の実使用状態
における共振周波数のうち少なくとも音圧に関与する共
振周波数付近においてはこの変換器を負のインピーダン
スで駆動し、この変換器の非モーショナルインピーダン
スが音質に与える影響を無視し得ない帯域においては0
または正のインピーダンスで駆動するように構成されて
いる。
[Means for Solving the Problems] In order to solve the above-mentioned problems, the drive device of the present invention has the following features:
When driving an electroacoustic transducer, the transducer is driven with negative impedance at least near the resonant frequency related to sound pressure among the resonant frequencies of the transducer in actual use, and the transducer's non-motion 0 in bands where the influence of impedance on sound quality cannot be ignored.
or configured to be driven with positive impedance.

[作用コ この発明の駆動装置によると、電気音響変換器の実使用
状態における共振周波数のうち少なくとも音圧に関与す
る共振周波数付近ではこの変換器を負性インピーダンス
で駆動するため、変換器の非モーショナルインピーダン
スが低減または無効化される。したがって、等価的に並
列共振系を構成する変換器の振動系の共振周波数fc、
foeまたはflにおけるQ値が低下してこの共振周波
数付近における駆動力および制動力が向上する。すなわ
ち、負性インピーダンス駆動により振動系が定速度動作
となり、スピーカユニットの駆動力および制動力が向上
する。
[Function] According to the driving device of the present invention, the electroacoustic transducer is driven with negative impedance at least near the resonance frequency that is related to sound pressure among the resonance frequencies in the actual use state of the electroacoustic transducer. Motional impedance is reduced or nullified. Therefore, the resonance frequency fc of the vibration system of the converter that equivalently constitutes the parallel resonance system,
The Q value at foe or fl is reduced, and the driving force and braking force near this resonance frequency are improved. That is, the negative impedance drive causes the vibration system to operate at a constant speed, improving the driving force and braking force of the speaker unit.

なお、等価的に直列共振系を構成するバスレフ形スピー
カシステムの共鳴ボートとキャビネットとによる共振周
波数f2付近においてはQ値が上昇し、共鳴ボートから
の出力音圧が向上する。
Note that near the resonance frequency f2 between the resonance boat and the cabinet of the bass reflex speaker system, which equivalently constitute a series resonance system, the Q value increases and the output sound pressure from the resonance boat increases.

一方、これらの共振周波数から離れた周波数では変換器
をOまたは正のインピーダンスで駆動するため、変換器
は定電圧ないし定電流駆動される。すなわち、駆動電流
は、出力インピーダンスおよびスピーカユニットの非モ
ーショナルインピーダンスの線形成分により決まること
となり、負性インピーダンス駆動した場合に非モーショ
ナルインピーダンスを低減または無効化することにより
残存する非モーショナルインピーダンスの非線形成分の
影響により発生する音響歪が、出力インピーダンスOで
駆動すると従来の定電圧駆動による場合と同等となり、
また正のインピーダンスで駆動するとこの定電圧駆動に
よる場合より少なくなる。
On the other hand, at frequencies far from these resonant frequencies, the converter is driven with O or positive impedance, so the converter is driven with a constant voltage or constant current. In other words, the drive current is determined by the linear component of the output impedance and the non-motional impedance of the speaker unit, and by reducing or nullifying the non-motional impedance when driving with negative impedance, the remaining non-motional impedance can be reduced. When driven with an output impedance of O, the acoustic distortion caused by the influence of nonlinear components is equivalent to that of conventional constant voltage drive.
Furthermore, when driven with positive impedance, the amount is reduced compared to when driven with this constant voltage.

[効果コ このように、この発明によると、電気音響変換器の実使
用状態における共振周波数のうち少なくとも音圧に関与
する共振周波数付近においてはこの変換器を負のインピ
ーダンスで駆動することによって、負性インピーダンス
駆動による制動力、駆動力および設計の自由度の向上等
の長所を生かすと同時に、前記変換器の非モーショナル
インピーダンスが音質に与える影響を無視し得ない帯域
においてはこの変換器を0または正のインピーダンスで
駆動することにより、非モーショナルインピーダンスに
よる悪影響を防止または低減することができる。
[Effects] Thus, according to the present invention, by driving this transducer with negative impedance at least near the resonance frequency related to sound pressure among the resonance frequencies of the electroacoustic transducer under actual use, While taking advantage of the advantages of dynamic impedance drive, such as improvements in braking force, driving force, and design freedom, this converter can also be used in bands where the non-motional impedance of the converter cannot ignore the effect on sound quality. Alternatively, by driving with positive impedance, the adverse effects caused by non-motional impedance can be prevented or reduced.

[実施例] 以下、この発明の実施例を図面に基づき説明する。[Example] Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第1図は、この発明の一実施例に係る駆動装置の基本的
回路構成を示す。同図の駆動装置においては、利得Aの
増幅回路1の出力をスピーカ2による負荷ZLに与える
。そして、この負荷ZLに流れる電流■、を検出し、伝
達利得βの帰還回路3を介して増幅回路1に正帰還する
。このようにすれば、駆動装置の出力インピーダンスZ
。は、zO=zs (1−Aβ)として求められる。こ
こで、ZSは、電流ILを検出するセンサのインピーダ
ンスを示す。この式からAβ〉1とすればZoは開放安
定形の負性インピーダンスとなり、Aβ≦1とすればO
または正のインピーダンスとなる。
FIG. 1 shows the basic circuit configuration of a drive device according to an embodiment of the present invention. In the drive device shown in the figure, the output of an amplifier circuit 1 with a gain of A is applied to a load ZL formed by a speaker 2. Then, the current (2) flowing through the load ZL is detected and positively fed back to the amplifier circuit 1 via the feedback circuit 3 with a transfer gain β. In this way, the output impedance Z of the drive device
. is determined as zO=zs (1-Aβ). Here, ZS indicates the impedance of the sensor that detects the current IL. From this equation, if Aβ>1, Zo becomes an open stable negative impedance, and if Aβ≦1, then O
Or it becomes a positive impedance.

例えば、スピーカ2が第13図に等価回路を示す動電形
スピーカユニットであれば、第1図においてAβ〉1に
するとともに、第1図の電流検出用インピーダンスZ、
として第15図に示すように検出抵抗R3を用いること
によって、出力インピータンスはZo ” Rs  (
1−Aβ)=−ROとなり、負性抵抗になる。そして、
このように出力インピータンスを負性抵抗にしてスピー
カユニットを駆動する負性抵抗駆動は、等測的にボイス
コイル抵抗Rvcの値を小さくする効果がある。これに
より、振動系が定速度動作となり、駆動力および制動力
が増大する。
For example, if the speaker 2 is an electrodynamic speaker unit whose equivalent circuit is shown in FIG. 13, Aβ>1 in FIG. 1, and the current detection impedance Z in FIG.
By using the detection resistor R3 as shown in FIG. 15, the output impedance becomes Zo'' Rs (
1-Aβ)=-RO, resulting in negative resistance. and,
Negative resistance driving in which the speaker unit is driven by using negative resistance as the output impedance has the effect of isometrically reducing the value of the voice coil resistance Rvc. This causes the vibration system to operate at a constant speed, increasing the driving force and braking force.

一方、高域をも負性抵抗駆動すると、高域においては等
価容量Coのインピーダンスが小さくなり、高域におけ
る駆動電流は抵抗RvcとインダクタLvcのインピー
ダンスで決まるため、負性抵抗駆動により抵抗RVCが
小さくなる結果、高域の駆動電流がLvcの影響を受は
易くなることになり、高域では逆に駆動インピーダンス
は高い方がLvcの影響は小さくなる。さらに、この共
振周波数f0から離れた周波数においては定速度化し難
いこと、およびもともと高域においては例えば質量制御
領域であり、定速度化してもあまり意味はないという事
実がある。
On the other hand, if the high range is also driven with negative resistance, the impedance of the equivalent capacitance Co becomes small in the high range, and the drive current in the high range is determined by the impedance of the resistor Rvc and inductor Lvc. As a result, the drive current in the high range is more susceptible to the influence of Lvc, and conversely, in the high range, the higher the drive impedance, the smaller the influence of Lvc. Further, there is the fact that it is difficult to make the speed constant at frequencies far from the resonance frequency f0, and that the high frequency range is originally in the mass control region, so making the speed constant does not make much sense.

そこで、この実施例においては、この駆動装置の出力イ
ンピーダンスを、第2図に示すように、共振周波数f。
Therefore, in this embodiment, the output impedance of this drive device is set at the resonance frequency f, as shown in FIG.

付近の低域周波数においてはAβ〉1として負性インピ
ーダンスとし、ボイスコイルの電気的インダクタンスL
vcの効いてくる高域周波数においてはAβく1として
正のインピーダンスとする。出力インピーダンスを周波
数に応じて負と正の間で可変または切換するためには、
Aまたはβを周波数に応じて可変または切換すればよい
。なお、前記の低域と高域との中間の周波数帯域におけ
る出力インピーダンスの変化のさせ方については特に制
限はない。
At nearby low frequencies, the impedance is negative as Aβ>1, and the electrical inductance L of the voice coil is
At high frequencies where VC is effective, Aβ is set to 1 and the impedance is positive. To vary or switch the output impedance between negative and positive depending on the frequency,
A or β may be varied or switched depending on the frequency. Note that there is no particular restriction on how to change the output impedance in the frequency band intermediate between the low and high frequencies.

第3図(a)は、負帰還回路3を、正帰還量βが低域で
は大きく、高域では小さくなるように構成した駆動装置
の回路例を示す。同図の回路は、電流ILを検出するた
めのセンサとして電流検出抵抗Rsを用いるとともに、
帰還回路3を、利得β。の増幅器31と、電流検出抵抗
R3に発生する交流電圧信号の低域成分のみを通過して
増幅器31に人力させるためのLPF(ローパスフィル
タ)32とにより構成しである。
FIG. 3(a) shows a circuit example of a driving device in which the negative feedback circuit 3 is configured such that the positive feedback amount β is large in the low range and small in the high range. The circuit in the figure uses a current detection resistor Rs as a sensor for detecting the current IL, and
The feedback circuit 3 has a gain β. and an LPF (low-pass filter) 32 for passing only the low-frequency components of the AC voltage signal generated in the current detection resistor R3 to the amplifier 31.

このLPF32としては、例えば第3図(b)に示すよ
うな回路を用いることができる。この回路の通過利得G
は、低域信号に対してはG:=1であり、高域信号に対
してはGooである。したがって、第3図(a)におい
て、LPF32として第3図(b)に示す回路を用い、
かつ増幅回路1の利得Aおよび増幅器31の利得β0を
Aβ。〉1となるように設定すれば、低域信号に対して
はAβ=入(β。G)=:Aβo > 1となるから、
出力インピーダンスZoは、第1図を用いて前述したよ
うに、 Z、=R,(1−Aβo ) −−Ro < 0となり
、負性抵抗−R6どなる。また、高域信号に対してはA
β=A(β。G)中Oであるから、Zo=R,(1−A
β)血Rs となって、出力インピーダンスは、R5そのものの値に
ほぼ等しい正のインピーダンスとなる。すなわち、第3
図(a)の回路は、出力インピーダンスを、第4図に示
すように、低域では負、高域では正にすることができる
As this LPF 32, for example, a circuit as shown in FIG. 3(b) can be used. Passage gain G of this circuit
is G:=1 for the low frequency signal and Goo for the high frequency signal. Therefore, in FIG. 3(a), the circuit shown in FIG. 3(b) is used as the LPF 32,
And the gain A of the amplifier circuit 1 and the gain β0 of the amplifier 31 are Aβ. > 1, then Aβ=in(β.G)=:Aβo > 1 for low-frequency signals.
As described above with reference to FIG. 1, the output impedance Zo is Z,=R,(1-Aβo) --Ro<0, and the negative resistance is -R6. Also, for high frequency signals, A
Since β=A(β.G), Zo=R, (1-A
β) Blood Rs , and the output impedance becomes a positive impedance approximately equal to the value of R5 itself. That is, the third
The circuit shown in FIG. 4A can make the output impedance negative in the low range and positive in the high range, as shown in FIG.

第5図は、負帰還回路3を正帰還と負帰還との両方に用
いた駆動装置の回路例を示す。同図の回路は、電流■、
を検出するためのセンサとして電流検出抵抗Rsを用い
るとともに、帰還回路3を、正側(非反転)および負側
(反転)入力端を有する利得β。の増幅器31と、電流
検出抵抗R,に発生する交流電圧信号の低域成分のみを
通過して増幅器31の正側入力端に供給するLPF32
と、電流検出抵抗R,に発生する交流電圧信号の高域成
分のみを通過して増幅器31の負側入力端に供給するH
PF (バイパスフィルタ)33とにより構成したもの
である。
FIG. 5 shows a circuit example of a driving device using the negative feedback circuit 3 for both positive feedback and negative feedback. The circuit in the same figure has current ■,
A current detection resistor Rs is used as a sensor for detecting the gain β, and the feedback circuit 3 has a positive side (non-inverting) and a negative side (inverting) input terminal. amplifier 31, and an LPF 32 that passes only the low frequency component of the AC voltage signal generated in the current detection resistor R and supplies it to the positive input terminal of the amplifier 31.
, H passes only the high-frequency components of the AC voltage signal generated in the current detection resistor R, and supplies it to the negative input terminal of the amplifier 31.
PF (bypass filter) 33.

したがって、第5図の回路においては、低域信号に対し
ては、β〉0となり、 Zo=R,(1−Aβ0) となって、出力インピーダンスは、R,以下となり、A
β。〉1において負性インピーダンスが実現できる。一
方、高域信号に対しては、β〈0となるから、 Zo=Rs (1+Aβ。) となって、出力インピーダンスは、R3以上の正のイン
ピーダンスとなる。
Therefore, in the circuit of Fig. 5, for low-frequency signals, β>0, Zo=R, (1-Aβ0), and the output impedance is R, or less, and A
β. >1, negative impedance can be realized. On the other hand, for high-frequency signals, β<<0, so Zo=Rs (1+Aβ.), and the output impedance becomes a positive impedance of R3 or more.

第6図は、第5図の回路の出力インピーダンスの周波数
特性を示す。
FIG. 6 shows the frequency characteristics of the output impedance of the circuit of FIG.

なお、第5図の回路において、LPF32およびHPF
33のゲインを異ならせることにより、正のインピーダ
ンスの絶対値と負のインピーダンスの絶対値とを異なら
せることができる。例えば、第7図に示すように、HP
F33のゲインをLPF32より大きくすることにより
、第8図に示すように、正のインピーダンスの絶対値を
負のインピーダンスの絶対値より大きくすることができ
る。
In addition, in the circuit of FIG. 5, LPF32 and HPF
By making the gains of 33 different, the absolute value of positive impedance and the absolute value of negative impedance can be made different. For example, as shown in FIG.
By making the gain of F33 larger than that of LPF 32, the absolute value of positive impedance can be made larger than the absolute value of negative impedance, as shown in FIG.

このようにHPF33のゲインをLPF32より大きく
することによって、第9図に示すように、出力インピー
ダンスZ0を、低域では IZol< Rvcなる負の
インピーダンスとし、高域ではボイスコイルのインダク
タンスLvcのインピーダンスZ LVCに対してZ+
、vc <  1Zolなる正のインピーダンスとする
ことにより、共振周波数f0付近では、スピーカ2に対
する制動力を増し、かつ高域では、ボイスコイルのイン
ダクタンスLvcの影響、すなわち音響歪を小さくする
ことができる。
By making the gain of the HPF 33 larger than that of the LPF 32 in this way, as shown in FIG. 9, the output impedance Z0 becomes a negative impedance such that IZol<Rvc in the low range, and the impedance Z of the voice coil inductance Lvc in the high range. Z+ for LVC
, vc < 1Zol, it is possible to increase the braking force for the speaker 2 near the resonance frequency f0, and to reduce the influence of the voice coil inductance Lvc, that is, acoustic distortion, in the high frequency range.

なお、駆動インピーダンスを変化させたことにより、出
力音圧の周波数特性が変化したときは、必要に応じて入
力側で補正するようにすればよい。
Note that if the frequency characteristics of the output sound pressure change due to changing the drive impedance, it may be corrected on the input side as necessary.

この駆動装置は、高域特性(特に歪特性)を改善する効
果と、共振周波数f0付近の低域における制動力を増大
する効果を兼ね備えているため、特に、フルレンジスピ
ーカやマルチアンプシステムにおけるミツドレンジまた
はライターに適用して効果が大である。
This drive device has the effect of improving high-frequency characteristics (especially distortion characteristics) and increasing the braking force in the low-frequency range near the resonant frequency f0, so it is especially suitable for mid-range or multi-amplifier systems. It is very effective when applied to lighters.

ライター等は、共振周波数foとボイスコイルのインダ
クタンスLvcが効き始める周波数f LVCとがある
程度離間しているが、ウーファ等の場合には、第10図
に示すように、fOとf LVCとが近接しているもの
が多い、このような場合には、前記第4図、第6図、第
8図または第9図に示すような形の出力インピーダンス
特性では、所期の目的が達成し切れない場合がある。
In lighters, etc., the resonant frequency fo and the frequency f LVC at which the voice coil inductance Lvc starts to take effect are separated by some distance, but in the case of woofers, etc., fO and f LVC are close to each other, as shown in Figure 10. In such cases, the output impedance characteristics shown in Figure 4, Figure 6, Figure 8, or Figure 9 cannot achieve the desired purpose. There are cases.

第11図は、共振周波数f0とボイスコイルのインダク
タンスLvcが効き始める周波数f LVCとがある程
度近接しているウーファ等に用いて好適な駆動装置の回
路例を示す、同図の回路は、第1図の回路における帰還
回路3として、オールバスフィルタ34と増幅器31と
からなる回路を用いたものである。第11図において、
オールバスフィルタ34は、所要の周波数帯域内の全域
において1の振幅伝達特性と、第12図に示すように、
所定の周波数12以上において位相が180°回転する
位相特性とを有するものである。
FIG. 11 shows an example of a circuit of a drive device suitable for use in a woofer, etc., in which the resonant frequency f0 and the frequency f LVC at which the voice coil inductance Lvc starts to take effect are close to some extent. As the feedback circuit 3 in the circuit shown in the figure, a circuit consisting of an all-bus filter 34 and an amplifier 31 is used. In Figure 11,
The all-bus filter 34 has an amplitude transfer characteristic of 1 over the entire required frequency band, and as shown in FIG.
It has a phase characteristic in which the phase rotates by 180 degrees at a predetermined frequency of 12 or higher.

したがって、第11図の回路においては、周波数f#よ
り低い低域信号に対してはβ〉0であるから、 Zo=Rs  (I  Aβ0) となって、出力インピーダンスは、Rg以下となり、A
βo > 1において負性インピーダンスが実現できる
。一方、周波数11以上の高域信号に対しては、βく0
となるから、 Z□ = Rs  (1+ A Bo )となって、出
力インピーダンスは、R8以上の正のインピーダンスと
なる。
Therefore, in the circuit of FIG. 11, since β>0 for low-frequency signals lower than frequency f#, Zo=Rs (I Aβ0), and the output impedance is less than Rg, and A
Negative impedance can be realized when βo > 1. On the other hand, for high-frequency signals with a frequency of 11 or higher, β is 0.
Therefore, Z□ = Rs (1+ A Bo ), and the output impedance becomes a positive impedance of R8 or more.

したがって、この位相反転周波数f、を、例えば第10
図に示すような周波数に設定することにより、スピーカ
ユニットの制動力および駆動力の増大と、音響歪の低減
とを同時に達成することができる。
Therefore, this phase inversion frequency f is set to, for example, the 10th
By setting the frequency as shown in the figure, it is possible to simultaneously increase the braking force and driving force of the speaker unit and reduce acoustic distortion.

[発明の適用範囲1 上述においては、この発明の駆動装置により動電形スピ
ーカユニットを駆動する例について説明したが、この発
明は、動電形スピーカユニット以外にも、その共振周波
数における非モーショナルインピーダンスを低減または
無効化することによって制動力、駆動力または設計自由
度等を向上させ得るスピーカユニットであって、前記共
振周波数以外においては非モーショナルインピーダンス
を低減または無効化することによる音響歪等の悪影響が
顕在化するようなスピーカユニット、例えば電磁形スピ
ーカユニットを駆動する際にも通用可能である。
[Scope of Application of the Invention 1 In the above description, an example has been described in which an electrodynamic speaker unit is driven by the drive device of the present invention. A speaker unit that can improve braking force, driving force, degree of freedom in design, etc. by reducing or nullifying impedance, and in which acoustic distortion or the like is caused by reducing or nullifying non-motional impedance at frequencies other than the resonance frequency. It can also be used when driving a speaker unit in which the adverse effects of the above are noticeable, such as an electromagnetic speaker unit.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は、この発明の一実施例の基本構成を示す回路図
、 第2図は、この発明の基本概念を説明するための出力イ
ンピーダンスの周波数特性図、第3図は、この発明の第
1の実施例を示す回路図、 第4図は、第3図の回路の出力インピーダンスの周波数
特性図、 第5図は、この発明の第2の実施例を示す回路図、 第6図は、第5図の回路の出力インピーダンスの周波数
特性図、 第7図は、第5図の変形例を説明するためのフィルタ(
LPFおよびHPF)特性図、第8図は、第7図のフィ
ルタを用いた回路の出力インピーダンスの周波数特性図
、 第9図は、第7図のフィルタを用いた回路の出力インピ
ーダンスを動電形スピーカユニットのインピーダンスと
対比した周波数特性図、第10図は、ウーファの周波数
特性の一例を示す図、 第11図は、この発明の第3の実施例を示す回路図、 第12図は、第11図の回路の出力インピーダンスの周
波数特性図、 第13図は、動電形スピーカユニットを無限大バフルに
取り付けて定電圧駆動する場合の電気等価回路図、 第14図は、第13図の等価回路の電気インピーダンス
周波数特性図、そして 第15図は、先願に係る負性インピーダンス発生回路の
基本構成図である。 1:増幅回路 2;スピーカ 3:帰還回路 31:増幅器 32:LPF(ローパスフィルタ) 33:HPF(バイパスフィルタ) fo=共振周波数 Rvc:ボイスコイルの電気抵抗 L vc :ボイスコイルの電気的インダクタンスz、
、Ro :出力インピーダンス 実施例の基本構成説明図 出力インピーダンスの周波数特性図 筒 2図 (a)              (b)第1の実施
例の回路図 第3図 Z。 出力インピーダンスの周6rL数特性図第 41 出力インピーダンスの周波数特性図 筒 6 図 帰還用フィルタの周波数特性図 出力インピーダンスの周波数特性図 第9図 スピーカユニットの電気的インピーダンスおよび駆動装
置の出力インピーダンスの周波数特性図第9図 ウーファの電気的インピーダンスの周波数特性図第10
図 第3の実施例の回路図 第11図 φ 帰還用フィルタの周波数特性図 第12図 Rvc    Lvc 電気等価回路図 電気インピーダンス周波数特性図 第 14図
FIG. 1 is a circuit diagram showing the basic configuration of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a frequency characteristic diagram of output impedance for explaining the basic concept of the present invention, and FIG. 4 is a frequency characteristic diagram of the output impedance of the circuit shown in FIG. 3. FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. FIG. 6 is a circuit diagram showing the second embodiment of the present invention. A frequency characteristic diagram of the output impedance of the circuit shown in Fig. 5, and Fig. 7 shows a filter (
Figure 8 is a frequency characteristic diagram of the output impedance of the circuit using the filter in Figure 7, and Figure 9 is an electrodynamic type diagram of the output impedance of the circuit using the filter in Figure 7. 10 is a diagram showing an example of the frequency characteristics of a woofer; FIG. 11 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention; FIG. 12 is a diagram showing an example of the frequency characteristics of a woofer; A frequency characteristic diagram of the output impedance of the circuit shown in Figure 11, Figure 13 is an electrical equivalent circuit diagram when an electrodynamic speaker unit is attached to an infinite baffle and driven at a constant voltage, and Figure 14 is an equivalent diagram of the circuit shown in Figure 13. The electrical impedance frequency characteristic diagram of the circuit and FIG. 15 are basic configuration diagrams of the negative impedance generating circuit according to the prior application. 1: Amplifier circuit 2; Speaker 3: Feedback circuit 31: Amplifier 32: LPF (low pass filter) 33: HPF (bypass filter) fo = resonance frequency Rvc: Electrical resistance of the voice coil L vc: Electrical inductance of the voice coil z,
, Ro: Basic configuration explanatory diagram of output impedance embodiment Frequency characteristic diagram of output impedance Diagram 2 (a) (b) Circuit diagram of the first embodiment FIG. 3 Z. Frequency characteristic diagram of output impedance Figure 41 Frequency characteristic diagram of output impedance Figure 6 Frequency characteristic diagram of feedback filter Frequency characteristic diagram of output impedance Figure 9 Frequency characteristic of electrical impedance of speaker unit and output impedance of drive device Figure 9 Frequency characteristic diagram of electrical impedance of the woofer Figure 10
Figure 11: Frequency characteristic diagram of φ feedback filter Figure 12: Rvc Lvc electrical equivalent circuit diagram Electrical impedance frequency characteristic diagram Figure 14

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)電気音響変換器を駆動する駆動装置であって、 前記変換器の実使用状態における共振周波数のうち少な
くとも音圧に関与する共振周波数付近における出力イン
ピーダンスを負に、前記変換器の非モーショナルインピ
ーダンスが音質に与える影響を無視し得ない帯域におけ
る出力インピーダンスを0または正に設定されているこ
とを特徴とする駆動装置。
(1) A driving device for driving an electroacoustic transducer, the output impedance of which is negative at least near a resonance frequency related to sound pressure among the resonance frequencies of the transducer in actual use, and the non-motor mode of the transducer. 1. A drive device characterized in that output impedance is set to 0 or positive in a band where the influence of national impedance on sound quality cannot be ignored.
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