JPH0728468B2 - Impedance converter for electrostatic microphone - Google Patents
Impedance converter for electrostatic microphoneInfo
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- JPH0728468B2 JPH0728468B2 JP28921486A JP28921486A JPH0728468B2 JP H0728468 B2 JPH0728468 B2 JP H0728468B2 JP 28921486 A JP28921486 A JP 28921486A JP 28921486 A JP28921486 A JP 28921486A JP H0728468 B2 JPH0728468 B2 JP H0728468B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電話機や通信用の送話器等に適用される静電
型マイクロホン用インピーダンス変換器に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an impedance converter for an electrostatic microphone applied to a telephone, a transmitter for communication, and the like.
従来の技術 第２図は従来の静電型マイクロホン用インピーダンス変
換器の一例を示す回路図である。第２図において、１は
１対のFETを有し、片方のFETのゲートに高抵抗ＲHを介
してバイアス電圧ＶGが印加されるFET差動増幅部、２は
FET差動増幅部１の出力をローインピーダンス化した状
態で増幅するドライブ・出力増幅段、３はドライブ・出
力増幅段２の出力を抵抗Ｒ1及び抵抗Ｒ2で分割してFET
差動増幅部１へ帰還するフィードバック部である。この
INPUT端子とGND端子間に静電型マイクロホンいわゆるコ
ンデンサマイクロホンおよびエレクトレットコンデンサ
マイクロホン等が接続される。静電型マイクロホンは電
極の振動が電圧変化となって取り出されるものであり、
これが本増幅器の入力電圧となる。一方、出力端子は比
較的高インピーダンスを持った定電流源に接続されてお
り、出力電圧値を増幅器側で決定することにより出力を
取り出すことができる。このような静電型マイクロホン
用インピーダンス変換器では、マイクロホン用バイアス
電源を持っており、これがいわゆるシャントレギュレー
タと異なる特性となっている。以上のように構成された
静電型マイクロホン用インピーダンス変換器の動作につ
いて以下説明する。2. Description of the Related Art FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a conventional impedance converter for an electrostatic microphone. In FIG. 2, 1 has a pair of FETs, and a FET differential amplifier section in which a bias voltage V G is applied to the gate of one FET via a high resistance R H
The drive / output amplification stage 3 that amplifies the output of the FET differential amplification section 1 in a low impedance state, and 3 is the FET that divides the output of the drive / output amplification stage 2 by resistors R 1 and R 2.
This is a feedback unit that feeds back to the differential amplification unit 1. this
An electrostatic microphone, so-called condenser microphone, electret condenser microphone, or the like is connected between the INPUT terminal and the GND terminal. Electrostatic microphones are those in which the vibration of the electrodes is taken out as a voltage change,
This becomes the input voltage of this amplifier. On the other hand, the output terminal is connected to a constant current source having a relatively high impedance, and the output can be taken out by determining the output voltage value on the amplifier side. Such an electrostatic microphone impedance converter has a microphone bias power supply, which has characteristics different from those of a so-called shunt regulator. The operation of the impedance converter for an electrostatic microphone configured as above will be described below.
まず、バイアス電圧ＶGをFETに印加してこれを徐々に上
昇すると、フィードバック電圧ＶFGがバイアス電圧ＶG
と同等になるように直流電源電圧（以下、直流電圧とい
う。）ＵDCが上昇してバイアス電圧ＶGが決定される。
次に、ＶFG＝ＶGとなるように回路全体が動作してフィ
ードバック電圧ＶFGが定まり、この結果、直流電圧ＵDC
が決定される。First, when the bias voltage V G is applied to the FET and gradually increased, the feedback voltage V FG changes to the bias voltage V G.
The DC power supply voltage (hereinafter referred to as the DC voltage) U DC is increased so as to be equivalent to the above, and the bias voltage V G is determined.
Next, the entire circuit operates so that V FG = V G and the feedback voltage V FG is determined. As a result, the DC voltage U DC
Is determined.
すなわち、この静電型マイクロホン用インピーダンス変
換器ではバイアス電圧ＶGが決定されると、FET差動増幅
部１によりフィードバック電圧ＶFGにバイアス電圧ＶG
がミラーされ、その後、レベルシフト電圧ＶFおよび抵
抗Ｒ1による電圧降下分がフィードバック電圧ＶFGに加
算されて直流電圧ＵDCが決定され、定常動作に入る。That is, when the bias voltage V G is the impedance converter for the electrostatic microphone is determined, the bias voltage V G to the feedback voltage V FG by FET differential amplifier unit 1
Are mirrored, and then the voltage drop due to the level shift voltage V F and the resistor R 1 is added to the feedback voltage V FG to determine the DC voltage U DC , and the normal operation starts.
なお、直流電圧ＵDCは次式により求められる。The DC voltage U DC is calculated by the following equation.
ＵDC＝ＶG＋ＶF＋Ｒ1・ＶG/R2＝ＶF＋（１＋Ｒ1/R2）Ｖ
G ……（１） また、回路のゲインＧは、直流電圧ＵDCの交流的変移成
分の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2との分割比で決まり、次(1)を微
分して得られ、 Ｇ＝dUDC/dVG＝１＋Ｒ1/R2 ……（２） により決定される。U DC = V G + V F + R 1 · V G / R 2 = V F + (1 + R 1 / R 2 ) V
G (1) Further, the gain G of the circuit is determined by the division ratio of the resistance R 1 and the resistance R 2 of the AC transition component of the DC voltage U DC , and is obtained by differentiating the following (1), G = DU DC / dV G = 1 + R 1 / R 2 (2)
そして、上記従来例では出力端子を兼ねた電流供給端子
４を及びアース端子５の２端子を介して直流電子を供給
し、高利得でインピーダンス交換を行なっている。In the above-mentioned conventional example, direct current electrons are supplied through the current supply terminal 4 also serving as an output terminal and the two terminals of the ground terminal 5 to perform impedance exchange with high gain.
発明が解決しようとする問題点 しかしながら、上述した従来の静電型マイクロホン用イ
ンピーダンス変換器では、そのレベルシフト電圧は温度
依存性が高く、その結果、直流電圧ＵDCが温度変化の影
響を受けてしまうという問題点があった。DISCLOSURE OF THE INVENTION Problems to be Solved by the Invention However, in the above-mentioned conventional impedance converter for electrostatic microphones, the level shift voltage thereof has a high temperature dependency, and as a result, the DC voltage U DC is affected by the temperature change. There was a problem that it would end up.
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものでFET差動増
幅部の出力インピーダンスをローインピーダンス化した
状態で、さらに直流電源電圧の温度変化による影響を抑
えられる静電型マイクロホン用インピーダンス変換器を
提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above problems, and provides an impedance converter for an electrostatic microphone that can suppress the influence of the temperature change of the DC power supply voltage in a state where the output impedance of the FET differential amplifier is low impedance. The purpose is to provide.
問題点を解決するための手段 本発明は、上記目的を達成するために、FET差動増幅部
と、このFET差動増幅部の出力をローインピーダンス化
し増幅する出力増幅手段と、この出力増幅手段の出力を
前記FET差動増幅部に帰還するレベルシフト手段を備え
たフィードバック部と、前記FET差動増幅部に供給され
るバイアス電圧の前記レベルシフト手段の温度変動量を
補償する温度補償バイアス電圧発生部とを備えたことを
特徴とする。Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the present invention provides a FET differential amplification section, an output amplification section for converting the output of the FET differential amplification section into low impedance and amplifying the output, and this output amplification section. And a temperature compensation bias voltage for compensating the temperature variation of the level shift means of the bias voltage supplied to the FET differential amplification section, and a feedback section having a level shift means for feeding back the output of the FET differential amplification section to the FET differential amplification section. And a generator.
作用 したがって、本発明によれば、FET差動増幅部に帰還す
るフィードバック部のレベルシフト手段で発生する温度
変動量を温度補償バイアス電圧発生部でバイアス電圧の
温度補償することができ、このバイアス電圧をFET差動
増幅部に印可するとともにこのFET差動増幅部に直流電
圧を供給して駆動した後にインピーダンス変換及び増幅
を行う出力増幅手段を介するので、出力インピーダンス
をローインピーダンスにすることができる。Effect According to the present invention, therefore, the temperature fluctuation amount generated in the level shift means of the feedback unit that feeds back to the FET differential amplification unit can be temperature-compensated in the temperature compensation bias voltage generation unit. Is applied to the FET differential amplification section, and a DC voltage is supplied to the FET differential amplification section to drive the FET differential amplification section, and then the output amplification means for performing impedance conversion and amplification is provided, so that the output impedance can be low impedance.
実施例 第１図は本発明の一実施例の静電型マイクロホン用イン
ピーダンス変換器を示す回路図である。第１図におい
て、11はFET差動増幅部、12はFET差動増幅部の出力を増
幅するドライブ・出力増幅手段、13はFET差動増幅部11
に対し帰還を行うフィードバック部、14はFET差動増幅
部に供給されるバイアス電圧の温度補償を行う温度補償
バイアス電圧発生部、40は直流電源電圧（以下、直流電
圧という。）ＵDCを供給するとともに信号出力する出力
端子を兼ねた電流供給端子、41は接地端子である。Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing an impedance converter for an electrostatic microphone according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, 11 is a FET differential amplifier, 12 is a drive / output amplifier that amplifies the output of the FET differential amplifier, and 13 is a FET differential amplifier 11.
To the FET differential amplifier, 14 is a temperature compensation bias voltage generator for temperature compensation of the bias voltage supplied to the FET differential amplifier, and 40 is a DC power supply voltage (hereinafter referred to as DC voltage) U DC . In addition, reference numeral 41 is a grounding terminal which also serves as an output terminal for outputting a signal.
FET差動増幅部11は１対のFET15,16と、FET15,16それぞ
れのドレインに接続したカレントミラー回路17と、FET1
5,16それぞれのソースに接続した定電流源18とを備えて
おり、FET15のゲートに端子19を介して信号が入力す
る。また、FET15のゲートと端子19との接続線には分岐
して高低抗値（本実施例では60MΩ）の抵抗（ＲH）20が
接続されており、抵抗20を介してバイアス電圧ＶGがFET
15に印加される。The FET differential amplifier 11 includes a pair of FETs 15 and 16, a current mirror circuit 17 connected to the drains of the FETs 15 and 16, and FET1.
5, 16 and a constant current source 18 connected to the respective sources, and a signal is input to the gate of the FET 15 via a terminal 19. Also, is connected to the resistor (R H) 20 of the (60M Omega in this embodiment) branching off high resistance value to the connection line between the gate and the terminal 19 of the FET 15, the bias voltage V G through the resistor 20 Is FET
Applied to 15.
ドライブ・出力増幅段12は、２個のトランジスタ21,22
と、抵抗（ＲC）23とを備え、ローインピーダンス化及
び増幅を行う。The drive / output amplifier stage 12 has two transistors 21 and 22.
And a resistor (R C ) 23 for low impedance and amplification.
フィードバック部13は直列接続した２個の抵抗（Ｒ1,
R2）24,25と、抵抗24と抵抗25との間に接続され、レベ
ルシフト電圧ＶFを有している。レベルシフト電圧ＶFと
抵抗Ｒ2との間には分岐線が設けられており、この分岐
線はFET16のゲートに接続しており、このゲートにフィ
ードバック電圧ＶFGが印加される。The feedback unit 13 includes two resistors (R 1 ,
R 2 ) 24, 25, connected between resistors 24 and 25 and having a level shift voltage V F. A branch line is provided between the level shift voltage V F and the resistor R 2, and the branch line is connected to the gate of the FET 16 to which the feedback voltage V FG is applied.
温度補償バイアス電圧発生部14は、温度的に安定して電
圧Ｅを発生する電圧源26と、電圧Ｅを分圧する抵抗（Ｒ
B）27と、抵抗27で分圧して得られる電圧ＶBをベースに
受け、バイアス電圧ＶGの温度補償に用いられるトラン
ジスタ28と、トランジスタ28のエミッタに接続し、この
トランジスタ28のエミッタで得られる一定の温度係数
（例えば2mV/℃）のエミッタ電圧ＶEを分圧してバイア
ス電圧ＶGを得、このバイアス電圧ＶGを前述したように
抵抗20を介してFET15に印加する抵抗（ＲE）29とを備え
ている。The temperature compensation bias voltage generator 14 includes a voltage source 26 that stably generates the voltage E and a resistor (R) that divides the voltage E.
B ) 27 and a voltage V B obtained by dividing the voltage with the resistor 27 at the base, connected to the transistor 28 used for temperature compensation of the bias voltage V G and the emitter of the transistor 28, and obtained at the emitter of the transistor 28. give the bias voltage V G by applying the divided emitter voltage V E, applies the bias voltage V G to the FET15 via the resistor 20 as described above the resistance of the constant temperature coefficient for (e.g. 2mV / ℃) (R E ) 29 and.
次に上記実施例の動作について説明する。Next, the operation of the above embodiment will be described.
まず、バイアス電圧ＶGを決定してこれを印加する。す
ると、フィードバック電圧ＶFGがバイアス電圧と等しく
なるように電流電圧ＵDCが上昇し、この結果、フィード
バック電圧ＶFGが定まって直流電圧ＵDCが決定される。First, the bias voltage V G is determined and applied. Then, the current voltage U DC rises so that the feedback voltage V FG becomes equal to the bias voltage, and as a result, the feedback voltage V FG is determined and the DC voltage U DC is determined.
すなわち、この静電型マイクロホン用インピーダンス変
換器ではバイアス電圧ＶGが決定されると、FET差動増幅
部11によりフィードバック電圧にバイアス電圧ＶGがミ
ラーされ、その後、レベルシフト電圧ＶFおよび抵抗24
における電圧降下がフィードバック電圧ＶFGに加算され
て直流電圧ＵDCが決定され、定常動作に入る。That is, when the bias voltage V G is determined in this electrostatic impedance converter, the FET differential amplifier 11 mirrors the bias voltage V G to the feedback voltage, and then the level shift voltage V F and the resistor 24.
The voltage drop at is added to the feedback voltage V FG to determine the DC voltage U DC , and steady operation is entered.
ところで、本実施例において、直流電圧ＵDCは ＵDC＝ＶG＋ＶF＋Ｒ1・ＶG/R2＝ＶF＋（１＋Ｒ1/R2）Ｖ
G ……（３） として求めることができる。また、回路の総合ゲインＧ
は、直流電圧ＵDCの交流的変移成分の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2
との分割比で決まり、次(3)より Ｇ＝dUDC/dVG＝１＋Ｒ1/R2 ……（４） として決定される。By the way, in this embodiment, the DC voltage U DC is U DC = V G + V F + R 1 · V G / R 2 = V F + (1 + R 1 / R 2 ) V
G・・・ (3) can be obtained. Also, the total gain G of the circuit
Is the resistance R 1 and the resistance R 2 of the AC component of the DC voltage U DC.
It is determined by the division ratio with and from the following (3), it is determined as G = dU DC / dV G = 1 + R 1 / R 2 (4).
また、トランジスタ28のベース電圧ＶBは温度的に安定
した電圧Ｅを抵抗27によって分圧して得ており、この分
圧比を（１−ｋ）:Kとすると、ベース電圧ＶBは ＶB＝ｋ・Ｅ ……（５） として与えられる。よって、このトランジスタ28のエミ
ッタ電圧ＶEはベース電圧ＶBがベースエミッタ電圧ＶBE
分ドロップした値として得られるので、エミッタ電圧Ｖ
Eは、 ＶE＝ＶB−ＶBE ……（６） として与えられる。Further, the base voltage V B of the transistor 28 is obtained by dividing the temperature-stable voltage E by the resistor 27. If the voltage dividing ratio is (1-k): K, the base voltage V B is V B = It is given as kE (5). Therefore, as for the emitter voltage V E of the transistor 28, the base voltage V B is the base emitter voltage V BE.
Since it is obtained as a value dropped by a minute, the emitter voltage V
E is given as V E = V B −V BE (6).
また、エミッタ電圧ＶEを抵抗（ＲE）29により分圧する
ことによりバイアス電圧ＶGを得ているのでこの分圧比
を（１−ｌ）:lとすると、バイアス電圧ＶGは、 ＶG＝ｌ・ＶE ……（７） のよる求められる。従ってバイアス電圧ＶGは、式(5)，
(6)，(7)より ＶG＝ｌ（kE−ＶBE） ……（８） として求まる。Further, since obtaining a bias voltage V G by dividing the emitter voltage V E by a resistor (R E) 29 the voltage dividing ratio (1-l): When l, bias voltage V G is, V G = l · V E・ ・ ・ (7) is required. Therefore, the bias voltage V G is calculated by the equation (5),
From (6) and (7), V G = 1 (kE−V BE ) ... (8)
一方、直流電圧ＵDCは式(3)，(8)より ＵDC＝ＶF＋(１＋Ｒ1/R2)ｌ(kE−ＶBE)＝ＶF＋Gl(kE−
ＶBE) と表わされる。これを温度Ｔにより微分すると、 ∂ＵDC／∂Ｔ＝∂ＶF／∂Ｔ−lG∂ＶBE／∂Ｔ ……
（９） 得られる。On the other hand, the DC voltage U DC is expressed by the equations (3) and (8) as follows: U DC = V F + (1 + R 1 / R 2 ) l (kE−V BE ) = V F + Gl (kE−
V BE ). When this is differentiated by temperature T, ∂U DC / ∂T = ∂V F / ∂T-lG∂V BE / ∂T ......
(9) Obtained.
例えば、レベルシフト電圧ＶFを得るために、ダイオー
ドを用いたとする。For example, assume that a diode is used to obtain the level shift voltage V F.
この場合、ダイオードの温度係数を ∂ＶF／∂Ｔ＝−2mV/℃ また、トランジスタのベースエミッタ間電圧Ｖの温度係
数はダイオードと同じことが知られているので ∂ＶBE／∂Ｔ＝−2mV/℃ を有している。In this case, it is known that the temperature coefficient of the diode is ∂V F / ∂T = −2 mV / ° C. Moreover, since it is known that the temperature coefficient of the base-emitter voltage V of the transistor is the same as that of the diode, ∂V BE / ∂T = − It has 2mV / ℃.
この状態でゲインを例えばＧ＝２として本インピーダン
ス変換器の増幅度を設定した場合、ｌ＝0.5に設定する
ことにより、式(9)の右辺は相殺されて０となることが
わかる。When the gain of the impedance converter is set to G = 2 in this state and the amplification factor of the impedance converter is set to 1 = 0.5, it is understood that the right side of the equation (9) is canceled and becomes zero.
また、ＶFがある一次の温度係数をもっていた場合であ
っても、任意に設定できるＧに対するｌを調整すること
によって、(9)式の右辺を０とすることができることが
わかる。Further, even if V F has a certain first-order temperature coefficient, it can be seen that the right side of the equation (9) can be set to 0 by adjusting 1 for G that can be arbitrarily set.
式(9)で明らかなように抵抗29の分圧比（１−ｌ）:lを
設定することにより、直流電圧ＵDCについて、温度によ
る影響をなくして最適値に設定することができる。By setting the voltage division ratio (1-l): l of the resistor 29 as is clear from the equation (9), the DC voltage U DC can be set to an optimum value without being affected by the temperature.
発明の効果 以上説明したように、本発明は利得を下げることなくロ
ーインピーダンス化を図れ、かつ、直流電源電圧の温度
による影響を押えることができる。Effect of the Invention As described above, according to the present invention, the impedance can be reduced without lowering the gain, and the influence of the temperature of the DC power supply voltage can be suppressed.
第１図は本発明の一実施例の静電型マイクロホン用イン
ピーダンス変換器を示す回路図、第２図は従来の静電型
マイクロホン用インピーダンス変換器の一例を示す回路
図である。 11……FET差動増幅部、12……出力増幅段、13……フィ
ードバック部、14……温度補償バイアス電圧発生部、26
……電圧源、27,29……抵抗、28……トランジスタ。FIG. 1 is a circuit diagram showing an impedance converter for an electrostatic microphone according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a conventional impedance converter for an electrostatic microphone. 11 ... FET differential amplifier, 12 ... output amplifier, 13 ... feedback, 14 ... temperature compensation bias voltage generator, 26
...... Voltage source, 27,29 ...... Resistance, 28 ...... Transistor.
Claims (1)
力をローインピーダンス化し増幅する出力増幅手段と、
この出力増幅手段の出力を前記FET差動増幅部に帰還す
るレベルシフト手段を備えたフィードバック部と、前記
FET差動増幅部に供給されるバイアス電圧の前記レベル
シフト手段の温度変動量を補償する温度補償バイアス電
圧発生部とを備えた静電型マイクロホン用インピーダン
ス変換器。1. A FET differential amplification section, and output amplification means for converting the output of the FET differential amplification section into low impedance and amplifying the output.
A feedback section having level shift means for feeding back the output of the output amplification means to the FET differential amplification section;
An impedance converter for an electrostatic microphone, comprising: a temperature compensation bias voltage generator that compensates the temperature fluctuation amount of the level shift means of the bias voltage supplied to the FET differential amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28921486A JPH0728468B2 (en) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | Impedance converter for electrostatic microphone |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28921486A JPH0728468B2 (en) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | Impedance converter for electrostatic microphone |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63142798A JPS63142798A (en) | 1988-06-15 |
| JPH0728468B2 true JPH0728468B2 (en) | 1995-03-29 |
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Family Applications (1)
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| JP28921486A Expired - Fee Related JPH0728468B2 (en) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | Impedance converter for electrostatic microphone |
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Families Citing this family (2)
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- 1986-12-04 JP JP28921486A patent/JPH0728468B2/en not_active Expired - Fee Related
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