JPH07202967A - Signal demodulation processing method - Google Patents

Signal demodulation processing method

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JPH07202967A
JPH07202967A JP5338181A JP33818193A JPH07202967A JP H07202967 A JPH07202967 A JP H07202967A JP 5338181 A JP5338181 A JP 5338181A JP 33818193 A JP33818193 A JP 33818193A JP H07202967 A JPH07202967 A JP H07202967A
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JP
Japan
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hilbert transform
data
filter
signal
sequence
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Application number
JP5338181A
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Japanese (ja)
Inventor
Tatsuya Yaguchi
達也 矢口
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Canon Inc
Original Assignee
Canon Inc
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Publication date
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

PURPOSE:To generate all the tap coefficient sequence data of the impulse response of a Hilbert transformation pair filter with a small capacity ROM by storing the real number data sequence and imaginary number data sequence of the Hilbert transformation pair filter. CONSTITUTION:A leading address H1AR1 of a filter H1 for preparing the real part of the Hilbert transformed result is set to a data RAM pointer 1, and a leading address H2AR1 of a filter H2 for preparing the imaginary part is set to a data RAM pointer 2. A number N of tap coefficients of a low-pass filter is set to an n1 counter. Next, the coefficient of a roll-off filter is made double, further, the cosine function multiplied result is transferred to a data RAM, and the data RAM pointer 1 is incremented. Then, the coefficient of the roll-off filter is made double, further, the sine function multiplied result is transferred to the data RAM, the data RAM pointer 2 is incremented, and the data ROM pointer is incremented.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ＧIII タイプのファク
シミリ通信に代表されるようなディジタル処理系の通信
に使用されるモデム装置に係り、特に復調部のヒルベル
ト変換フィルタを利用して信号復調処理を行う信号復調
処理方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a modem device used for digital processing communication represented by GIII type facsimile communication, and more particularly to signal demodulation processing using a Hilbert transform filter of a demodulation section. The present invention relates to a signal demodulation processing method for performing.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、ディジタル信号データを一般公衆
回線（アナログ回線）を介して伝送する場合、ディジタ
ル信号を所望のアナログ信号に変換したり、その逆変換
を行う変復調装置（モデム）が必要になる。2. Description of the Related Art Conventionally, when transmitting digital signal data via a general public line (analog line), a modulator / demodulator (modem) for converting the digital signal into a desired analog signal and vice versa is required. Become.

【０００３】特に、ＧIII ＦＡＸ画像データ送受信方式
にはV.27ter/V.29/V.17 規定のＰＳＫあるいはＱＡＭ変
調方式が採用されており、変復調装置には回線より着信
した変調信号を同相成分と直交成分からなるベースバン
ド信号に変換するための復調器が設けられている。In particular, the GIII FAX image data transmission / reception system employs the PSK or QAM modulation system stipulated by V.27ter / V.29 / V.17, and the modulation / demodulation device uses the in-phase component of the modulation signal received from the line. And a demodulator for converting into a baseband signal composed of orthogonal components.

【０００４】図１２に、ヒルベルトフィルタを用いた復
調器の従来基本構成を示す。FIG. 12 shows a conventional basic structure of a demodulator using a Hilbert filter.

【０００５】図中、γ（ｔ）は受信されたアナログ変調
信号であり、下記第（１）式で定義される。In the figure, γ (t) is the received analog modulation signal, which is defined by the following equation (1).

【０００６】[0006]

【数１】 γ (t)=a(t)cosωct+b(t)sinωct ……（１） 但し、ａ（ｔ）は送信元信号の同相成分を示し、ｂ
（ｔ）は直交成分をＬＰＦ（ロールオフフィルタ）に通
過させて得られる出力を示し、ωｃはキャリア角周波数
である。Γ (t) = a (t) cosωct + b (t) sinωct (1) where a (t) represents the in-phase component of the source signal and b
(T) indicates an output obtained by passing the quadrature component through an LPF (roll-off filter), and ωc is a carrier angular frequency.

【０００７】一方、ヒルベルト・フィルタ２−１の出力
であるγ' （ｔ）は、ａ（ｔ）が送信側ロールオフフィ
ルタにより帯域制限されており、その最大周波数成分は
キャリア周波数を越えることがないので、下記第（２）
式に示すように表される。On the other hand, in the output γ '(t) of the Hilbert filter 2-1, a (t) is band-limited by the transmission-side roll-off filter, and its maximum frequency component may exceed the carrier frequency. Since there is no,
It is expressed as shown in the formula.

【０００８】[0008]

【数２】 γ'(t)=a(t)sinωct+b(t)cosωct ……（２） 従って、γ(t)+j γ'(t)は、下記第（３）式に示すよう
に、Γ ′ (t) = a (t) sinωct + b (t) cosωct (2) Therefore, γ (t) + j γ ′ (t) is given by the following equation (3). To

【０００９】[0009]

【数３】 γ(t)+j γ'(t)=a(t)cosωct-b(t)sinωct+j{a(t)sinωct+b(t)cosωct} ……（３） と表される。[Equation 3] γ (t) + j γ '(t) = a (t) cosωct-b (t) sinωct + j {a (t) sinωct + b (t) cosωct} …… (3) It

【００１０】一般に解析信号と呼ばれる正の周波数成分
だけを有する信号γ(t)+j γ'(t)はベースバンド領域に
周波数シフトするために複素キャリアｅｘｐ（-jωct）
が乗算器２−２にて掛け合わされる。乗算器２−２の出
力は下記第（４）式に示すように導出することができ
る。A signal γ (t) + j γ '(t), which is generally called an analytic signal and has only a positive frequency component, has a complex carrier exp (-jωct) in order to frequency shift to the baseband region.
Are multiplied by the multiplier 2-2. The output of the multiplier 2-2 can be derived as shown in the following expression (4).

【００１１】[0011]

【数４】 { γ(t)+j γ'(t)} exp(-jωct)=[a(tcos ω ct-b(tsinω ct+j{a(tsinω ct+ b(t)coωct}]×(cosωctーjsin ωct=a(tcos2ω ct-b(tsinω ct・cos ωct+at)si n2ωct+b(t)sinωct・cosωct+j{a(t)sinωct・cosωct+b(tcos2ω ct-a(tsinω c t・cos ωct+b(t)sin2 ωct}=a(t)+jb(t) ……（４） ここで、復調出力において送信元ベースバンド信号の同
相成分ａ（ｔ）と、直交成分ｂ（ｔ）に分離されたこと
になる。[Formula 4] {γ (t) + j γ '(t)} exp (-jωct) = [a (tcos ω ct-b (tsinω ct + j {a (tsinω ct + b (t) coωct}] × ( cosωct ー jsin ωct = a (tcos 2 ω ct-b (tsinω ct ・ cos ωct + at) si n 2 ωct + b (t) sinωct ・ cosωct + j {a (t) sinωct ・ cosωct + b (tcos 2 ω ct-a (tsinω ct ・ cos ωct + b (t) sin 2 ωct} = a (t) + jb (t) (4) Here, the in-phase component a (t of the source baseband signal at the demodulation output is a (t ) And the orthogonal component b (t).

【００１２】ただし、通常、受信側キャリア位相はキャ
リアリカバリループによって送信側キャリア位相と同期
がとられるので両者の位相が一致しているとして導出し
た。However, since the carrier phase of the receiving side is normally synchronized with the carrier phase of the transmitting side by the carrier recovery loop, it has been derived that the phases of both are in agreement.

【００１３】次に、前記復調器をディジタル化し、ヒル
ベルトフィルタを互いに直交した２つのパスバンドフィ
ルタに拡張して構成した従来例を図１３に示す。FIG. 13 shows a conventional example in which the demodulator is digitized and the Hilbert filter is expanded to two passband filters which are orthogonal to each other.

【００１４】図において、γ（ｔ）は受信されたアナロ
グ変調信号、３−１はＡ／Ｄ変換器であり、アナログ変
調信号γ（ｔ）はＡ／Ｄ変換器３−１により１／ｆs 毎
にアナログからディジタルへ変換されγ(nTS) を得る。
ただし、ＴS=１／ｆ sとする。In the figure, γ (t) is a received analog modulation signal, 3-1 is an A / D converter, and analog modulation signal γ (t) is 1 / fs by the A / D converter 3-1. Each time it is converted from analog to digital and γ (nTS) is obtained.
However, TS = 1 / fs.

【００１５】受信拡散信号γ(nTS) は、変換（ｈ1(nT
S)）ペア３−２及び変換（ｈ2(nTS)）ペア３−３からな
るヒルベルト変換ペアに入力され、互いの位相差が９０
°の信号を出力する。ここで、ヒルベルト変換（ｈ1(nT
S)）ペア３−２及び変換（ｈ2(nTS)）ペア３−３につい
て説明する。The received spread signal γ (nTS) is transformed (h1 (nT
S)) pair 3-2 and transform (h2 (nTS)) pair 3-3 are input to the Hilbert transform pair, and the phase difference between them is 90.
Output a signal of °. Where the Hilbert transform (h1 (nT
S)) pair 3-2 and conversion (h2 (nTS)) pair 3-3 will be described.

【００１６】ヒルベルト変換ｈ1(nTS)及びヒルベルト変
換ｈ2(nTS)は一般に下記第（５）式，第（６）式のよう
に表される。The Hilbert transform h1 (nTS) and the Hilbert transform h2 (nTS) are generally expressed by the following equations (5) and (6).

【００１７】[0017]

【数５】 ｈ1(nTS)=2hL(nTS)cos(nW0TS) ……（５） ｈ2(nTS)=2hL(nTS)sin(nW0TS) ……（６） 但し、ｈL は理想ローパスフィルタのインパルスレスポ
ンスであり、ｈL の周波数域での帯域幅が周波数f0(=W0
/2π )よりも小さいものとする。（演算量及びデータ量
削減のために、ｈL は理想ローパスフィルタのかわりに
理想ローパスフィルタと受信側ロールオフフィルタの合
成特性としてのロールオフフィルタで代用されることが
多い。）以上のような条件を満足する時、上記第（５）
式，第（６）式はヒルベルト変換ペアとなることが知ら
れている（IEEE：TRANSACTIONS ON COMMUNICASIONS,VO
L. COM-25,No.2, FEBRUARY 1977 :Microprocessor Impl
ementation of High-Speed DateModems；PIET J.VAN GE
RWEN他３名による研究報告参照）。これによれば、ヒル
ベルト変換ペア３−２，３−３の出力には、アナログの
場合と同様にして離散解析信号が得られる。離散解析信
号は乗算器３−４によって離散複素キャリアｅ-jωcnTs
と掛け合わされ離散復調結果であるところの、ａ(nTS)
＋ｊｂ(nTS) を出力する。[Equation 5] h1 (nTS) = 2hL (nTS) cos (nW0TS) …… (5) h2 (nTS) = 2hL (nTS) sin (nW0TS) …… (6) However, hL is the impulse response of the ideal low pass filter. And the bandwidth in the frequency range of hL is frequency f0 (= W0
Smaller than / 2π). (In order to reduce the amount of calculation and the amount of data, hL is often replaced with a roll-off filter as a composite characteristic of the ideal low-pass filter and the receiving-side roll-off filter instead of the ideal low-pass filter.) When satisfying the above, the above (5)
Equation (6) is known to be a Hilbert transform pair (IEEE: TRANSACTIONS ON COMMUNICASIONS, VO
L. COM-25, No.2, FEBRUARY 1977: Microprocessor Impl
ementation of High-Speed DateModems ； PIET J.VAN GE
See the research report by RWEN and 3 others). According to this, discrete analytic signals are obtained at the outputs of the Hilbert transform pairs 3-2 and 3-3 in the same manner as in the case of analog. The discrete analytic signal is applied to the discrete complex carrier e-jωcnTs by the multiplier 3-4.
A (nTS), which is the result of the discrete demodulation multiplied by
Output + jb (nTS).

【００１８】以上説明したように、ディジタルの場合も
アナログの場合と同様ヒルベルト変換をＰＳＫ／ＱＡＭ
変調信号に施し、結果得られる解析信号を周波数シフト
することにより復調することができる。As described above, the Hilbert transform is applied to PSK / QAM in the digital case as in the analog case.
It can be demodulated by applying it to the modulated signal and frequency-shifting the resulting analytic signal.

【００１９】次に、変復調装置の大半がＤＳＰ（ディジ
タル・シグナル・プロセッサ）によるファームウェアで
実現されるＧIIIFＡＸ用 V.27ter/V.29/V.17モデムにお
けるヒルベルト変換処理の詳細な従来構成について図１
４を参照しながら説明する。Next, a detailed conventional configuration of the Hilbert conversion process in the V.27ter / V.29 / V.17 modem for GIIIFAX, in which most of the modulation / demodulation devices are realized by firmware using a DSP (digital signal processor), is shown in FIG. 1
This will be described with reference to FIG.

【００２０】図１４は従来のヒルベルト変換処理時のデ
ータ構造を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a data structure in the conventional Hilbert transform process.

【００２１】図１４において（ａ）は、図１３における
ヒルベルト変換ペアの中で実数部を生成するヒルベルト
変換ペア３−２のインパルスレスポンスＨ1(nTS)のタッ
プ係数列をデータ用ＲＯＭに格納した状態に対応し、タ
ップ係数はＨ1(０），Ｈ1(１），Ｈ1(２），…，Ｈ1(Ｎ
−３），Ｈ1(Ｎ−２），Ｈ1(Ｎ−１）と合計Ｎ個あるも
のとする。In FIG. 14, (a) stores the tap coefficient sequence of the impulse response H 1 (nTS) of the Hilbert transform pair 3-2 which generates the real part in the Hilbert transform pair shown in FIG. 13 in the data ROM. Corresponding to the state, tap coefficients are H 1 (0), H 1 (1), H 1 (2), ..., H 1 (N
-3), H 1 (N-2), and H 1 (N-1) in total.

【００２２】図１４において（ｂ）は、図１３における
ヒルベルト変換ペアのなかで虚数部を生成するヒルベル
ト変換ペア３−３のインパルスレスポンスＨ2(nTS)のタ
ップ係数列をデータ用ＲＯＭに格納したものであり、タ
ップ係数はＨ2(０），Ｈ2(１），Ｈ2(２），…，Ｈ2(Ｎ
−３），Ｈ2(Ｎ−２），Ｈ2(Ｎ−１）と合計Ｎ個あるも
のとする。In FIG. 14 (b), the tap coefficient string of the impulse response H 2 (nTS) of the Hilbert transform pair 3-3 which generates the imaginary part in the Hilbert transform pair in FIG. 13 is stored in the data ROM. The tap coefficients are H 2 (0), H 2 (1), H 2 (2), ..., H 2 (N
-3), H 2 (N-2), and H 2 (N-1), for a total of N pieces.

【００２３】図１４において（ｃ）は、図１３における
受信変調信号Ｒ(nTS) を格納するためのデータ用ＲＡＭ
であり、Ｒ（Ｎ−３），Ｒ（Ｎ−２），Ｒ（Ｎ−１），
…，Ｒ（２），Ｒ（１），Ｒ（０）の合計Ｎ個を格納す
ることができる。In FIG. 14, (c) is a data RAM for storing the reception modulation signal R (nTS) in FIG.
And R (N-3), R (N-2), R (N-1),
, N (2), R (1), R (0) in total can be stored.

【００２４】図１５は従来のヒルベルト変換処理手順の
一例を示すフローチャートである。なお、（１）〜（２
１）は各ステップを示す。FIG. 15 is a flow chart showing an example of a conventional Hilbert transform processing procedure. Note that (1) to (2
1) shows each step.

【００２５】ステップ（１）は、受信変調信号をデータ
ＲＡＭに格納し、ヒルベルト変換ペアとのコンボルーシ
ョンを行うためのＮワードの長さを持つリングバッファ
をＲＡＲを先頭アドレスとして構成する。ステップ
（２）はステップ（１）で構成されたリングバッファの
データ中で時間的に最も古いデータに現在の受信変調信
号が上書き入力される。このため、常時Ｎ個の受信変調
信号が格納されることになる。ステップ（３）では、ヒ
ルベルト変換の実数部を生成するためのコンボルーショ
ンを行うために、図１４の（ａ）で表されるインパルス
レスポンス係数列Ｈ1(nTS)の先頭アドレスＨ１ＡＲが係
数ポインタとしてセットされる。ステップ（４）では、
コンボルーションのための積和演算に先立ってアキュム
レータＤを”０”に初期化している。ステップ（５）
は、積和演算をタップ数だけ繰り返し実行するためのカ
ウンタｎをＮの値にセットしている。ステップ（６）で
は、Ｄ＋Ａ×Ｂ→Ｄなる積和演算を実行している。In step (1), the received modulation signal is stored in the data RAM, and a ring buffer having a length of N words for performing convolution with the Hilbert transform pair is constructed with the RAR as the start address. In step (2), the oldest data in time among the data in the ring buffer constructed in step (1) is overwritten with the current received modulation signal. Therefore, N received modulated signals are always stored. In step (3), the head address H1AR of the impulse response coefficient sequence H1 (nTS) shown in (a) of FIG. 14 is set as a coefficient pointer in order to perform the convolution for generating the real part of the Hilbert transform. To be done. In step (4),
The accumulator D is initialized to "0" prior to the multiply-accumulate operation for convolution. Step (5)
Sets a counter n for repeating the sum of products operation by the number of taps to the value of N. In step (6), the product-sum operation of D + A × B → D is executed.

【００２６】ただし、Ｄはアキュムレータ、Ａ及びＢは
乗算用入力レジスタを意味している。Ａレジスタにはデ
ータＲＯＭポインタで指し示される係数データが、Ｂレ
ジスタにはリングバッファポインタで指し示される受信
変調信号データが格納される。次の積和演算に備えて、
ステップ（７）ではリングバッファポインタをステップ
（８）ではリングバッファポインタをインクリメントす
る。ステップ（９）ではカウンタｎをデクリメントす
る。ステップ（１０）ではｎが”０”になったかどうか
を判断し、ｎが”０”でない場合にはステップ（６）に
戻り積和演算を継続する。ｎが”０”になり積和演算を
Ｎ回終了するとステップ（１１）に進み積和演算の結果
をヒルベルト変換の実数部結果として出力する。Ｈ1(nT
S)のインパルスレスポンス係数列が図１４の（ａ）のよ
うに、受信変調信号が図１４の（ｃ）のように並んでい
る時、実数部結果はHowever, D is an accumulator, and A and B are input registers for multiplication. Coefficient data pointed by the data ROM pointer is stored in the A register, and received modulation signal data pointed by the ring buffer pointer is stored in the B register. In preparation for the next multiply-accumulate operation,
The ring buffer pointer is incremented in step (7) and the ring buffer pointer is incremented in step (8). In step (9), the counter n is decremented. In step (10), it is judged whether or not n has become "0". If n is not "0", the process returns to step (6) and the sum of products operation is continued. When n becomes "0" and the product-sum calculation is completed N times, the process proceeds to step (11), and the result of the product-sum calculation is output as the real part result of the Hilbert transform. H1 (nT
When the impulse response coefficient sequence of (S) is arranged as shown in (a) of FIG. 14 and the received modulated signals are arranged as shown in (c) of FIG. 14, the real part result is

【００２７】[0027]

【数６】H1(0)・R(N-1)+H1(1)・R(N-2)+H1(2)・R(N-3)+ …
＋Ｈ１（Ｎ−３）・Ｒ（２）＋Ｈ１（Ｎ−２）・Ｒ
（１）＋Ｈ１（Ｎ−１）・Ｒ（０） となる。[Equation 6] H 1 (0) ・ R (N-1) + H 1 (1) ・ R (N-2) + H 1 (2) ・ R (N-3) +…
+ H 1 (N-3) ・ R (2) + H 1 (N-2) ・ R
(1) + H 1 (N−1) · R (0).

【００２８】ステップ（１２）ではヒルベルト変換の虚
数部を生成するためのコンボルーションを行うために、
図１４の（ｂ）で表されるインパルスレスポンス係数列
Ｈ２（ｎＴＳ）の先頭アドレスＨ２ＡＲが係数ポインタ
としてセットされる。ステップ（１３）ではコンボルー
ションのための積和演算に先立ってアキュムレータＤ
を”０”に初期化している。In step (12), in order to perform a convolution for generating the imaginary part of the Hilbert transform,
The head address H2AR of the impulse response coefficient string H2 (nTS) shown in FIG. 14B is set as the coefficient pointer. In step (13), the accumulator D precedes the multiply-accumulate operation for convolution.
Is initialized to "0".

【００２９】ステップ（１４）は積和演算をタップの数
だけ繰り返し実行するためのカウンタｎをＮの値にセッ
トしている。ステップ（１５）ではＤ＋Ａ×Ｂ→Ｄなる
積和演算を実行している。In step (14), the counter n for repeatedly executing the sum of products operation for the number of taps is set to the value of N. In step (15), the product-sum operation of D + A × B → D is executed.

【００３０】ただし、Ｄはアキュムレータ、Ａ及びＢは
乗算用入力レジスタを意味している。Ａレジスタにはデ
ータＲＯＭポインタで指し示される係数データが、Ｂレ
ジスタにはリングバッファポインタで指し示される受信
変調信号データが格納される。However, D is an accumulator, and A and B are input registers for multiplication. Coefficient data pointed by the data ROM pointer is stored in the A register, and received modulation signal data pointed by the ring buffer pointer is stored in the B register.

【００３１】次の積和演算に備えて、ステップ（１６）
ではデータＲＯＭポインタを、ステップ（１７）ではリ
ングバッファポインタをインクリメントする。ステップ
（１８）ではカウンタｎをデクリメントする。In preparation for the next product-sum operation, step (16)
In step (17), the data ROM pointer is incremented, and in step (17), the ring buffer pointer is incremented. In step (18), the counter n is decremented.

【００３２】ステップ（１９）ではｎが”０”でない場
合にはステップ（１５）に戻り積和演算を継続する。ｎ
が”０”になり積和演算をＮ回終了するとステップ（２
０）に進み積和演算の結果をヒルベルト変換の虚数部結
果として出力する。If n is not "0" at step (19), the process returns to step (15) to continue the product-sum calculation. n
Becomes "0" and the multiply-accumulate operation is completed N times, the step (2
0) and outputs the result of the product-sum operation as the imaginary part result of the Hilbert transform.

【００３３】Ｈ2(nTS)のインパルスレスポンス係数列が
図１４の（ｂ）のように、受信変調信号が図１４の
（ｃ）のように並んでいる時、虚数部結果は、When the impulse response coefficient sequence of H 2 (nTS) is arranged as shown in FIG. 14 (b) and the received modulated signals are arranged as shown in FIG. 14 (c), the imaginary part result is

【００３４】[0034]

【数７】H2(0)・R(N-1)+H2(1)・R(N-2)+H2(2)・R(N-3)+ …
+H2(N-3)・R(2)+H2(N-2)・R(1)+H2(N-1)・R(0) となる。[Equation 7] H 2 (0) ・ R (N-1) + H 2 (1) ・ R (N-2) + H 2 (2) ・ R (N-3) +…
+ H 2 (N-3) ・ R (2) + H 2 (N-2) ・ R (1) + H 2 (N-1) ・ R (0)

【００３５】最後にステップ（２１）では、次回ヒルベ
ルト変換を備えて、リングバッファポインタのデクリメ
ントを行うことにより、リングバッファ内の時間的に最
も古い受信変調信号に、新たに入力される受信変調信号
を上書きできるようにしている。Finally, in step (21), the next Hilbert transform is provided and the ring buffer pointer is decremented, whereby the received modulation signal newly input is converted into the oldest received modulation signal in the ring buffer. To allow overwriting.

【００３６】以上述べてきたように、従来は図１５に示
されるヒルベルト変換の一連の手順を踏むことにより受
信変調信号を解析信号に変換していた。As described above, conventionally, the received modulated signal is converted into the analytic signal by performing a series of steps of the Hilbert transform shown in FIG.

【００３７】[0037]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例の構成では、ヒルベルト変換のためのフィルタ係数
を解析信号の実部生成用と虚部生成用の両方の全ての係
数データをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）内
部のＲＯＭ等の記憶回路に記憶させていたため記憶回路
の規模が大きくなってしまう欠点があった。However, in the configuration of the above-mentioned conventional example, all coefficient data for both the real part and the imaginary part of the analytic signal of the filter coefficients for the Hilbert transform are digital signal processor ( Since it is stored in a storage circuit such as a ROM inside a DSP, there is a drawback that the scale of the storage circuit becomes large.

【００３８】しかも、ＧIII ＦＡＸに搭載される変復調
装置のようにＶ．２７ｔｅｒ／Ｖ．２９／Ｖ．１７とい
った複数の異なるモデム勧告をＤＳＰのファームウェア
で実現しなければならないようなアプリケーションにお
いては、ヒルベルト変換フィルタの元となるローパスフ
ィルタ（ロールオフフィルタ）もモデム勧告によって異
なってくるため、それに対応するヒルベルト変換フィル
タの係数も異なってしまう。Moreover, like the modulation / demodulation device mounted on the GIII FAX, 27 ter / V. 29 / V. In applications where multiple different modem recommendations, such as 17, must be implemented by DSP firmware, the low-pass filter (roll-off filter) that is the source of the Hilbert transform filter also differs depending on the modem recommendation, so the corresponding Hilbert The coefficients of the conversion filter will also be different.

【００３９】従って、勧告に対応するヒルベルト変換フ
ィルタペアが複数個必要となってくるので記憶回路の規
模は更に増大してしまうことになる。Therefore, a plurality of Hilbert transform filter pairs corresponding to the recommendation are required, which further increases the scale of the storage circuit.

【００４０】本発明は、上記の問題点を解消するために
なされたもので、ヒルベルト変換ペアフィルタのインパ
ルスレスポンスの全タップ係数列データＮ個をあらかじ
め記憶し、該記憶された前記ヒルベルト変換ペアフィル
タのインパルスレスポンスの各タップ係数列データと所
定の余弦関数または所定の正弦関数と乗算してヒルベル
ト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列
を生成することにより、小容量のＲＯＭでヒルベルト変
換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数
列データを生成できる信号復調処理方法を提供すること
を目的とする。The present invention has been made in order to solve the above problems, and stores N tap coefficient sequence data of impulse responses of a Hilbert transform pair filter in advance, and stores the stored Hilbert transform pair filter. By multiplying each tap coefficient string data of the impulse response with a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data string and an imaginary data string of the Hilbert transform pair filter, a Hilbert transform pair filter with a small capacity ROM It is an object of the present invention to provide a signal demodulation processing method capable of generating all tap coefficient sequence data of impulse response.

【００４１】[0041]

【課題を解決するための手段】本発明に係る第１の信号
復調処理方法は、ヒルベルト変換ペアフィルタのインパ
ルスレスポンスの全タップ係数列データＮ個をあらかじ
め記憶し、該記憶された前記ヒルベルト変換ペアフィル
タのインパルスレスポンスの各タップ係数列データと所
定の余弦関数または所定の正弦関数と乗算してヒルベル
ト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列
を生成する工程と、該生成されたヒルベルト変換ペアフ
ィルタの実数データ列および虚数データ列を揮発性メモ
リ上にそれぞれＮ個分記憶し、該記憶された各実数デー
タ列および虚数データ列と受信拡散信号との積和処理を
実行して離散解析信号を生成する工程とを有するもので
ある。A first signal demodulation processing method according to the present invention stores in advance all tap coefficient sequence data N of impulse responses of a Hilbert transform pair filter, and stores the stored Hilbert transform pair. A step of multiplying each tap coefficient sequence data of the impulse response of the filter by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real number data sequence and an imaginary number data sequence of the Hilbert transform pair filter, and the generated Hilbert transform pair filter N real number data sequences and imaginary number data sequences are stored in the volatile memory, and the sum of products of the stored real number data sequences and imaginary number data sequences and the received spread signal are executed to obtain the discrete analysis signal. And a step of generating.

【００４２】本発明に係る第２の信号復調処理方法は、
前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポン
スの全タップ係数列データＮ個をあらかじめ記憶し、該
記憶された前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパル
スレスポンスの各タップ係数列データと所定の余弦関数
または所定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフ
ィルタの実数データ列および虚数データ列を生成する工
程と、該生成されたヒルベルト変換ペアフィルタの実数
データ列および虚数データ列を揮発性メモリ上にＮ／２
個分記憶し、該記憶された実数データ列および虚数デー
タ列と受信拡散信号との積和処理または積差処理を実行
して離散解析信号を生成する工程とを有するものであ
る。The second signal demodulation processing method according to the present invention is
All the tap coefficient sequence data N of the impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each stored tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter and a predetermined cosine function or a predetermined sine function. A step of multiplying to generate a real number data string and an imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter, and the generated real number data string and imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter N / 2 on the volatile memory
A step of storing the individual pieces and executing the product sum processing or the product difference processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal to generate a discrete analytic signal.

【００４３】本発明に係る第３の信号復調処理方法は、
前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポン
スの全タップ係数列データＮ／２個分をあらかじめ記憶
し、該記憶された前記ヒルベルト変換ペアフィルタのイ
ンパルスレスポンスの各タップ係数列データと所定の余
弦関数または所定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換
ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列を生成
する工程と、該生成されたヒルベルト変換ペアフィルタ
の実数データ列および虚数データ列を揮発性メモリ上に
Ｎ個分記憶し、該記憶された実数データ列および虚数デ
ータ列と受信拡散信号との積和処理を実行して離散解析
信号を生成する工程とを有するものである。A third signal demodulation processing method according to the present invention is
All the tap coefficient sequence data N / 2 of the impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored and a predetermined cosine function or a predetermined value. A step of multiplying by a sine function to generate a real number data string and an imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter, and storing N generated real number data strings and imaginary number data strings of the Hilbert transform pair filter on the volatile memory Then, a step of performing a sum-of-products process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal to generate a discrete analytic signal.

【００４４】本発明に係る第４の信号復調処理方法は、
前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポン
スの全タップ係数列データＮ／２個分をあらかじめ記憶
し、該記憶された前記ヒルベルト変換ペアフィルタのイ
ンパルスレスポンスの各タップ係数列データと所定の余
弦関数または所定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換
ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列を生成
する工程と、該生成されたヒルベルト変換ペアフィルタ
の実数データ列および虚数データ列を揮発性メモリ上に
Ｎ／２個分記憶し、該記憶された実数データ列および虚
数データ列と受信拡散信号との積和処理または積差処理
を実行して離散解析信号を生成する工程とを有するもの
である。A fourth signal demodulation processing method according to the present invention is
All the tap coefficient sequence data N / 2 of the impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored and a predetermined cosine function or a predetermined value. A step of multiplying by a sine function to generate a real number data string and an imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter, and N / 2 pieces of the generated real number data string and the imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter on the volatile memory And storing the minutes and executing a sum of products process or a product difference process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal to generate a discrete analytic signal.

【００４５】[0045]

【作用】第１の発明においては、ヒルベルト変換ペアフ
ィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列データ
Ｎ個をあらかじめ記憶し、該記憶された前記ヒルベルト
変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの各タップ係
数列データと所定の余弦関数または所定の正弦関数と乗
算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列およ
び虚数データ列を生成し、該生成されたヒルベルト変換
ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列を揮発
性メモリ上にそれぞれＮ個分記憶し、該記憶された各実
数データ列および虚数データ列と受信拡散信号との積和
処理を実行して離散解析信号を生成して、Ｎ個のヒルベ
ルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タッ
プ係数列データを記憶するだけで、２Ｎ個のヒルベルト
変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係
数列データとなる各実数データ列および虚数データ列を
生成するものである。In the first aspect of the present invention, N tap coefficient sequence data of impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored and a predetermined value are stored. To generate a real data sequence and an imaginary data sequence of the Hilbert transform pair filter, and generate the real data sequence and the imaginary data sequence of the Hilbert transform pair filter on a volatile memory. N pieces of each are stored, a product sum processing of each of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate a discrete analytic signal, and impulse response of N Hilbert transform pair filters is generated. 2N Hilbert transform pair filters by storing all tap coefficient sequence data of And it generates a respective real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response.

【００４６】第２の発明においては、ヒルベルト変換ペ
アフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列デ
ータＮ個をあらかじめ記憶し、該記憶された前記ヒルベ
ルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの各タッ
プ係数列データと所定の余弦関数または所定の正弦関数
と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列
および虚数データ列を生成し、該生成されたヒルベルト
変換ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列を
揮発性メモリ上にＮ／２個分記憶し、該記憶された実数
データ列および虚数データ列と受信拡散信号との積和処
理または積差処理を実行して離散解析信号を生成して、
Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポ
ンスの全タップ係数列データを記憶するだけで、Ｎ個の
ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの
全タップ係数列データとなる各実数データ列および虚数
データ列を各Ｎ／２個ずつ生成するものである。In the second invention, all tap coefficient sequence data N of impulse responses of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient sequence data of the stored impulse response of the Hilbert transform pair filter and a predetermined value are stored. To generate a real data sequence and an imaginary data sequence of the Hilbert transform pair filter, and generate the real data sequence and the imaginary data sequence of the Hilbert transform pair filter on a volatile memory. N / 2 pieces of data are stored, and a sum-of-products process or a product-difference process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate a discrete analytic signal,
By storing all tap coefficient sequence data of impulse response of N Hilbert transform pair filters, each real number data string and imaginary number data sequence which become all tap coefficient sequence data of impulse response of N Hilbert transform pair filters are stored. N / 2 pieces each are generated.

【００４７】第３の発明においては、ヒルベルト変換ペ
アフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列デ
ータＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記憶された前記
ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの
各タップ係数列データと所定の余弦関数または所定の正
弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数デ
ータ列および虚数データ列を生成し、該生成されたヒル
ベルト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数デー
タ列を揮発性メモリ上にＮ個分記憶し、該記憶された実
数データ列および虚数データ列と受信拡散信号との積和
処理を実行して離散解析信号を生成して、Ｎ個のヒルベ
ルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タッ
プ係数列データを記憶するだけで、２Ｎ個のヒルベルト
変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係
数列データとなる各実数データ列および虚数データ列を
生成するものである。In the third invention, all tap coefficient string data N / 2 of impulse responses of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient string of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored. The data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data string and an imaginary data string of the Hilbert transform pair filter, and the real data string and the imaginary data string of the generated Hilbert transform pair filter are volatile. N pieces of the Hilbert transform pair filters are stored in the memory, N-Hilbert transform pair filter impulses are generated by performing product-sum processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal to generate a discrete analytic signal. 2N Hilbert transform pair filters can be stored just by storing all response tap data. And it generates a respective real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response.

【００４８】第４の発明においては、ヒルベルト変換ペ
アフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列デ
ータＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記憶された前記
ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの
各タップ係数列データと所定の余弦関数または所定の正
弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数デ
ータ列および虚数データ列を生成し、該生成されたヒル
ベルト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数デー
タ列を揮発性メモリ上にＮ／２個分記憶し、該記憶され
た実数データ列および虚数データ列と受信拡散信号との
積和処理または積差処理を実行して離散解析信号を生成
して、Ｎ／２個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパ
ルスレスポンスの全タップ係数列データを記憶するだけ
で、Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレ
スポンスの全タップ係数列データとなる各実数データ列
および虚数データ列を各Ｎ／２個ずつ生成するものであ
る。In the fourth invention, all tap coefficient string data N / 2 of impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient string of impulse response of the Hilbert transform pair filter stored. The data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data string and an imaginary data string of the Hilbert transform pair filter, and the real data string and the imaginary data string of the generated Hilbert transform pair filter are volatile. N / 2 pieces of data are stored in the memory, and the product sum processing or the product difference processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate a discrete analytic signal, and N / 2 is obtained. Only by storing all tap coefficient sequence data of impulse responses of Hilbert transform pair filters, Each real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response collected by the conversion paired filter and generates each respective N / 2 pieces.

【００４９】[0049]

【実施例】図１は本発明に係るヒルベルト変換フィルタ
の元になるローパスフィルタｈのインパルスレスポンス
を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing the impulse response of a low-pass filter h which is the basis of the Hilbert transform filter according to the present invention.

【００５０】図１の（ａ）は、上述した第（５）式，第
（６）式で示したヒルベルト変換ペアの元になるローパ
スフィルタｈのインパルスレスポンスであり係数の個数
が７個（奇数個）の場合を示している。FIG. 1A shows the impulse response of the low-pass filter h which is the source of the Hilbert transform pair shown in the above equations (5) and (6), and the number of coefficients is 7 (odd number). The number of individual items is shown.

【００５１】この図に示すように、ｈL はセンタータッ
プを中心に偶対称となっている。なお、理想ローパスフ
ィルタであってもロールオフフィルタであっても同様で
ある。As shown in this figure, hL is even symmetric about the center tap. The same applies to both the ideal low-pass filter and the roll-off filter.

【００５２】図１の（ｂ）は第（５）式のヒルベルト変
換ペアの余弦関数を図示したものであり、偶対称となっ
ている。従って、ローパスフィルタのインパルスレスポ
ンスと余弦関数を掛け合せると、図１の（ｃ）に示され
る偶対称なインパルスレスポンスの係数列となる。FIG. 1B shows the cosine function of the Hilbert transform pair of the equation (5), which is even symmetric. Therefore, when the impulse response of the low-pass filter is multiplied by the cosine function, the even symmetric impulse response coefficient sequence shown in FIG.

【００５３】一方、図１の（ｄ）は第（６）式のヒルベ
ルト変換ペアのなかの正弦関数を図示したものであり、
奇対称となっている。従って、ローパスフィルタのイン
パルスレスポンスと正弦関数を掛け合せると図６の
（ｅ）に示される奇対称なインパルスレスポンスの係数
列となる。On the other hand, FIG. 1D shows the sine function in the Hilbert transform pair of the equation (6).
It is oddly symmetric. Therefore, when the impulse response of the low-pass filter is multiplied by the sine function, the coefficient sequence of the odd-symmetrical impulse response shown in (e) of FIG. 6 is obtained.

【００５４】図２は本発明に係るヒルベルト変換フィル
タの元になるローパスフィルタｈのインパルスレスポン
スを示す図である。FIG. 2 is a diagram showing the impulse response of the low-pass filter h which is the basis of the Hilbert transform filter according to the present invention.

【００５５】図２の（ａ）は、上述した第（５）式，第
（６）式で示したヒルベルト変換ペアの元になるローパ
スフィルタｈのインパルスレスポンスであり、係数の個
数が６個（偶数個）の場合を示している。FIG. 2A shows the impulse response of the low-pass filter h which is the source of the Hilbert transform pair shown in the above equations (5) and (6), and the number of coefficients is 6 ( (Even number).

【００５６】図から明らかなように、ローパスフィルタ
ｈL はインパルスレスポンス係数列の個数が偶数の場合
にはセンタータップが存在しないので、ｈL(2)とｈ
L(3)、すなわちｈL(（Ｎ／２）−１）とｈL(Ｎ／２）と
の時間軸中点を中心に偶対称となっている。これは、理
想ローパスフィルタであってもロールオフフィルタであ
っても同様である。As is clear from the figure, the low-pass filter h L has no center tap when the number of impulse response coefficient sequences is even, so that h L (2) and h L (2)
L (3), that is, even symmetry around the midpoint of the time axis of h L ((N / 2) -1) and h L (N / 2). This is the same whether it is an ideal low-pass filter or a roll-off filter.

【００５７】図２の（ｂ）は第（５）式のなかの余弦関
数を図示したものであり、余弦関数のサンプル系列が偶
対称となる様に時間軸が調整されている。従って、ロー
パスフィルタのインパルスレスポンスと余弦関数を掛け
合せると図２の（ｃ）に示される偶対称なインパルスレ
スポンスの係数列となる。FIG. 2B shows the cosine function in the equation (5), and the time axis is adjusted so that the sample sequence of the cosine function is even symmetric. Therefore, when the impulse response of the low-pass filter is multiplied by the cosine function, the even-symmetric impulse response coefficient sequence shown in FIG.

【００５８】一方、図２の（ｄ）は第（６）式のなかの
正弦関数を図示したものであり、図２の（ｂ）における
余弦関数と同量，時間軸が調整されているために奇対称
となっている。On the other hand, FIG. 2D shows the sine function in the equation (6), and the time axis is adjusted by the same amount as the cosine function in FIG. 2B. It has a strange symmetry.

【００５９】従って、ローパスフィルタのインパルスレ
スポンスと正弦関数を掛け合せると、図２の（ｅ）に示
される奇対称なインパルスレスポンスの係数列となる。Therefore, when the impulse response of the low-pass filter is multiplied by the sine function, the coefficient sequence of the odd-symmetrical impulse response shown in (e) of FIG. 2 is obtained.

【００６０】以上のように、ヒルベルト変換ペアの元に
なるローパスフィルタの係数の個数が奇数の時には、セ
ンタータップ｛ｈ1(（Ｎ／２）−１）とまたはｈ2(（Ｎ
／２）−１）｝を中心にｈ1 のインパルスレスポンス係
数列は偶対称｛ｈ1(n)=h1(Ｎ／２）−１）｝、ｈ2 のイ
ンパルスレスポンス係数列は奇対称｛ｈ2(n)= ｈ2(Ｎ／
２）−１）｝になり偶数の時にはセンタータップが存在
しないので、ｈ1(（Ｎ／２）−１）とｈ1(Ｎ／２）また
はｈ2(（Ｎ／２）−１）とｈ2(Ｎ／２）との間の時間軸
の中点を中心にして、ｈ1 のインパルスレスポンス係数
列は偶対称、ｈ2 のインパルス係数列は奇対称になる。 〔第１実施例〕図３は本発明に係るヒルベルト変換フィ
ルタにおける第１の変換テーブルのデータ構造を説明す
る図であり、図１３に示したヒルベルト変換ペアの元と
なるローパスフィルタＨL のインパルスレスポンスのタ
ップ係数列のデータ構造に対応し、ＤＳＰ３のデータ用
ＲＯＭ１に格納してある。As described above, when the number of coefficients of the low-pass filter that is the source of the Hilbert transform pair is odd, the center taps {h 1 ((N / 2) -1) or h 2 ((N
/ 2) -1)} impulse response coefficient string h 1 mainly includes偶対referred {h 1 (n) = h 1 (N / 2) -1)}, the impulse response coefficient string h 2 is odd-symmetric { h 2 (n) = h 2 (N /
2) -1)}, and there is no center tap when the number is even, h 1 ((N / 2) -1) and h 1 (N / 2) or h 2 ((N / 2) -1) The impulse response coefficient sequence of h 1 has even symmetry and the impulse coefficient sequence of h 2 has odd symmetry around the midpoint of the time axis between h 2 (N / 2). [First Embodiment] FIG. 3 is a diagram for explaining the data structure of the first conversion table in the Hilbert transform filter according to the present invention. The impulse of the low-pass filter H L which is the source of the Hilbert transform pair shown in FIG. It is stored in the data ROM 1 of the DSP 3 corresponding to the data structure of the response tap coefficient sequence.

【００６１】図３において、２−１〜２−３はＲＡＭ
で、ＤＳＰ３又は図示しないＭＰＵにより、ワークエリ
アとして確保され、後述するフローチャートに従って導
出されるヒルベルト変換結果の実部データまたは虚数部
データまたは受信変調信号を記憶する。In FIG. 3, 2-1 to 2-3 are RAMs.
Then, the DSP 3 or the MPU (not shown) stores the real part data or the imaginary part data of the Hilbert transform result or the received modulated signal which is secured as a work area and is derived according to the flowchart described later.

【００６２】この図に示すように、タップ係数はＨ
L(０），ＨL(１），ＨL(２），…，ＨL(Ｎ−３），Ｈ
L(Ｎ−２），ＨL(Ｎ−１）と合計Ｎ個あるものとする。As shown in this figure, the tap coefficient is H
L (0), HL (1), HL (2), ..., HL (N-3), H
It is assumed that there are N ( L (N−2)) and H L (N−1) in total.

【００６３】図４は本発明に係るヒルベルト変換フィル
タにおける復調モジュールの処理手順を示すフローチャ
ートである。なお、（１）〜（５）は各ステップを示
す。FIG. 4 is a flow chart showing the processing procedure of the demodulation module in the Hilbert transform filter according to the present invention. Note that (1) to (5) indicate each step.

【００６４】まず、ステップ（１）でローパスフィルタ
ＨL が元となってヒルベルト変換ペアのタップ係数が作
成されデータＲＡＭに転送される。次に、ステップ
（２）ではヒルベルト変換が実行され、ステップ（３）
ではヒルベルト変換出力が周波数シフトされベースバン
ド信号となる。ステップ（４）ではベースバンド信号の
同相成分と直交成分が出力される。ステップ（５）で
は、復調モジュールをコールする元から終了指示が来た
かどうかを判断する。終了指示が来た場合にはそのまま
終了し、そうでない場合にはステップ（２）〜ステップ
（５）を継続実行する。First, in step (1), the tap coefficients of the Hilbert transform pair are created based on the low pass filter H L and transferred to the data RAM. Next, in step (2), the Hilbert transform is executed, and in step (3)
Then, the Hilbert transform output is frequency-shifted and becomes a baseband signal. In step (4), the in-phase component and the quadrature component of the baseband signal are output. In step (5), it is determined whether or not a termination instruction has come from the source of calling the demodulation module. When the end instruction is received, the process is ended as it is, and otherwise, the steps (2) to (5) are continuously executed.

【００６５】図５は本発明に係る信号復調処理方法にお
けるタップ係数初期化処理の第１の詳細手順の一例を示
すフローチャートである。なお、（１）〜（１１）は各
ステップを示す。FIG. 5 is a flow chart showing an example of the first detailed procedure of the tap coefficient initialization processing in the signal demodulation processing method according to the present invention. Note that (1) to (11) indicate each step.

【００６６】ステップ（１）は、ローパスフィルタＨL
のタップ係数がＮ個格納されているアドレスＨＬＡＲを
データＲＯＭポインタにセットする。続いて、ステップ
（２）はヒルベルト変換結果の実部を作成するためのフ
ィルタＨ1 の先頭アドレスＨ１ＡＲ１をデータＲＡＭポ
インタ１にセットする。ステップ（３）はヒルベルト変
換結果の虚部を作成するためのフィルタＨ２の先頭アド
レスＨ２ＡＲ１をデータＲＡＭポインタ２にセットす
る。In step (1), the low pass filter H L
The address HLAR storing N tap coefficients of is set in the data ROM pointer. Then, in step (2), the head address H1AR1 of the filter H 1 for creating the real part of the Hilbert transform result is set in the data RAM pointer 1. In step (3), the head address H2AR1 of the filter H2 for creating the imaginary part of the Hilbert transform result is set in the data RAM pointer 2.

【００６７】ステップ（４）はｎ１カウンタにローパス
フィルタのタップ係数の個数Ｎをセットしている。ステ
ップ（５）はロールオフフィルタの係数を２倍し、さら
に余弦関数を掛け合せた結果をポインタ１で指し示され
るデータＲＡＭに転送している。フィルタＨ１の次回の
係数の算出に備えてステップ（６）はデータＲＡＭポイ
ンタ１をインクリメントする。ステップ（７）はロール
オフフィルタの係数を２倍し、さらに正弦関数を掛け合
わせた結果をポインタ２で指し示されるデータＲＡＭに
転送している。フィルタＨ２の次回の係数の算出に備え
てステップ（８）はデータＲＡＭポインタ２をインクリ
メントする。ステップ（９）はデータＲＯＭポインタを
インクリメントし、次のロールオフフィルタ係数を読み
出す準備をする。In step (4), the number N of tap coefficients of the low pass filter is set in the n1 counter. In step (5), the coefficient of the roll-off filter is doubled and the result of multiplication with the cosine function is transferred to the data RAM pointed to by pointer 1. In preparation for the calculation of the next coefficient of the filter H1, the step (6) increments the data RAM pointer 1. In step (7), the coefficient of the roll-off filter is doubled and the result of multiplication by the sine function is transferred to the data RAM pointed to by the pointer 2. In preparation for the calculation of the next coefficient of the filter H2, the step (8) increments the data RAM pointer 2. In step (9), the data ROM pointer is incremented to prepare to read the next roll-off filter coefficient.

【００６８】ステップ（１０）ではカウンタｎ１をデク
リメントさせ、ステップ（１１）では、ステップ（５）
からステップ（１０）までの手順をＮ回実行したかどう
かのチェックをしており、実行していない場合は同手順
を繰り返し実行し、実行した場合には終了となる。In step (10), the counter n1 is decremented, and in step (11), step (5)
It is checked whether or not the procedure from to step (10) has been executed N times. If it has not been executed, the same procedure is repeatedly executed, and if it has been executed, the processing ends.

【００６９】以上のように、タップ係数初期化のサブル
ーチンを実行することによりＮ個のＲＯＭに格納されて
いるロールオフフィルタ係数から、それぞれＮ個のタッ
プ係数を持つヒルベルト変換フィルタペアをデータＲＡ
Ｍ上に作成することができる（図３の（ｂ），（ｃ）参
照））。As described above, by executing the tap coefficient initialization subroutine, from the roll-off filter coefficients stored in the N ROMs, the Hilbert transform filter pairs each having N tap coefficients are data RA.
It can be created on M (see (b) and (c) of FIG. 3).

【００７０】図６は、図４に示したヒルベルト変換処理
の第１詳細手順の一例を示すフローチャートである。な
お、（１）〜（２１）は各ステップを示す。FIG. 6 is a flow chart showing an example of the first detailed procedure of the Hilbert transform process shown in FIG. Note that (1) to (21) indicate each step.

【００７１】なお、図１５に示した従来のヒルベルト変
換処理手順と同様の処理ステップについては説明は省略
する。The description of the same processing steps as the conventional Hilbert transform processing procedure shown in FIG. 15 will be omitted.

【００７２】先ず、ステップ（３）とステップ（１２）
だけが図１５と異なる処理なのでその処理について説明
をする。First, step (3) and step (12)
Since only the process is different from that in FIG. 15, the process will be described.

【００７３】ステップ（３）では、本発明実施の図４に
示したステップ（１０）により、ヒルベルト変換ペアの
それぞれＮ個からなるフィルタ係数がデータＲＡＭ上に
展開されており、同相用フィルタの先頭アドレスが図３
の（ｂ）に示されている通り、「Ｈ１ＡＲ１」であるの
で、その値をデータＲＡＭポインタにセットしている。In step (3), the filter coefficients each consisting of N Hilbert transform pairs are expanded in the data RAM by step (10) shown in FIG. 4 of the present invention, and the head of the in-phase filter is used. Address is Figure 3
Since it is "H1AR1" as shown in (b) of (1), its value is set in the data RAM pointer.

【００７４】一方、ステップ（１２）では、直交用フィ
ルタの先頭アドレスが図３の（ｃ）に示されている通
り、「Ｈ２ＡＲ１」であるので、その値をデータＲＡＭ
ポインタにセットしている。On the other hand, in step (12), the start address of the quadrature filter is "H2AR1" as shown in (c) of FIG.
It is set to the pointer.

【００７５】従って、図５に示したタップ係数初期化サ
ブルーチンならびに図６に示したヒルベルト変換サブル
ーチンを実行することにより、ＲＯＭはＮワードで、Ｒ
ＡＭは２×Ｎワードでヒルベルト変換処理を実現するこ
とができる。Therefore, by executing the tap coefficient initialization subroutine shown in FIG. 5 and the Hilbert transform subroutine shown in FIG. 6, the ROM has N words and R
The AM can realize the Hilbert transform process with 2 × N words.

【００７６】この様に第１実施例においては、ヒルベル
ト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ
係数列データＮ個をあらかじめ記憶し、該記憶された前
記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンス
の各タップ係数列データと所定の余弦関数または所定の
正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数
データ列および虚数データ列を生成し、該生成されたヒ
ルベルト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数デ
ータ列を揮発性メモリ上にそれぞれＮ個分記憶し、該記
憶された各実数データ列および虚数データ列と受信拡散
信号との積和処理を実行して離散解析信号を生成して、
Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポ
ンスの全タップ係数列データを記憶するだけで、２Ｎ個
のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンス
の全タップ係数列データとなる各実数データ列および虚
数データ列を生成するものである。As described above, in the first embodiment, all tap coefficient string data N of impulse responses of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient string of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored. The data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data string and an imaginary data string of the Hilbert transform pair filter, and the real data string and the imaginary data string of the generated Hilbert transform pair filter are volatile. N pieces of data are stored in each of the memories, and the product sum processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate a discrete analytic signal,
By storing all tap coefficient sequence data of impulse response of N Hilbert transform pair filters, each real number data sequence and imaginary data sequence to be all tap coefficient sequence data of impulse response of 2N Hilbert transform pair filters are generated. To do.

【００７７】具体的には、フィルタ係数格納用ＲＯＭに
ヒルベルト変換フィルタペアの元になるロールオフフィ
ルタのタップ係数の全部を格納し、それらと、上記余弦
関数ならびに上記正弦関数を掛け合せることによりヒル
ベルト変換フィルタ係数の全部をデータＲＡＭ上に生成
し、それらと入力変調信号との積和演算によるコンボル
ーションを行い、ヒルベルト変換を実現できるようにし
た。 〔第２実施例〕図７は本発明に係るヒルベルト変換フィ
ルタにおける第２の変換テーブルのデータ構造を説明す
る図で、図３と同一のものには同一の符号を付してあ
る。Specifically, all the tap coefficients of the roll-off filter, which is the source of the Hilbert transform filter pair, are stored in the filter coefficient storage ROM, and these are multiplied by the cosine function and the sine function to obtain the Hilbert transform. All the conversion filter coefficients are generated on the data RAM, and convolution is performed by multiplying and adding them with the input modulation signal so that the Hilbert transform can be realized. [Second Embodiment] FIG. 7 is a diagram for explaining the data structure of the second conversion table in the Hilbert conversion filter according to the present invention. The same parts as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals.

【００７８】なお、図７の（ａ）は図３の（ａ）と同じ
構造なので説明は省略する。Since the structure of FIG. 7A is the same as that of FIG. 3A, the description thereof will be omitted.

【００７９】図４は本発明が実施される復調モジュール
の手順を示したものであるが、ステップ（１）とステッ
プ（２）の処理内容だけが異なるので、それらの説明だ
けにとどめる。FIG. 4 shows the procedure of the demodulation module in which the present invention is implemented. However, since only the processing contents of step (1) and step (2) are different, only the description thereof will be given.

【００８０】本実施例では、第１実施例で実行したタッ
プ係数初期化サブルーチンは図５に示したステップ
（４）の処理を除いて全く同じである。そこで、本実施
例のタップ係数初期化サブルーチンにおいては、図５の
ステップ（４）において、ｎ１へＮのかわりにＮ／２を
セットする。つまり、図７の（ａ）に示されるＮ個の係
数からなるローパスフィルタを用いて、図７の（ｂ），
図７の（ｃ）に示されるように、Ｈ１ＡＲ，Ｈ２ＡＲ２
を先頭アドレスとして、それぞれＮ／２個のタップ係数
を持つフィルタにデータＲＡＭ上に展開される。つま
り、ヒルベルト変換フィルタペアの片側に相当する係数
列が算出され展開されているが、フィルタペアの偶対称
性，奇対称性を利用してヒルベルト変換を実現すること
ができる。In this embodiment, the tap coefficient initialization subroutine executed in the first embodiment is exactly the same except for the processing of step (4) shown in FIG. Therefore, in the tap coefficient initialization subroutine of this embodiment, N / 2 is set to n1 instead of N in step (4) of FIG. That is, using the low-pass filter composed of N coefficients shown in FIG. 7A,
As shown in FIG. 7C, H1AR, H2AR2
Is used as a start address and is expanded on the data RAM into filters each having N / 2 tap coefficients. That is, although the coefficient sequence corresponding to one side of the Hilbert transform filter pair is calculated and expanded, the Hilbert transform can be realized by utilizing the even symmetry and odd symmetry of the filter pair.

【００８１】図８は、図４に示したヒルベルト変換処理
の第２詳細手順の一例を示すフローチャートである。な
お、（１）〜（３５）は各ステップを示す。なお、ステ
ップ（１），ステップ（２）は従来例で説明した図１５
のステップ（１），ステップ（２）と同じなので説明は
省く。FIG. 8 is a flow chart showing an example of a second detailed procedure of the Hilbert transform process shown in FIG. Note that (1) to (35) indicate each step. Note that step (1) and step (2) are shown in FIG.
Since it is the same as the step (1) and the step (2), the description will be omitted.

【００８２】ステップ（３）では、受信入力データとデ
ータＲＡＭ上に展開されているヒルベルト変換用フィル
タペアの同相成分算出用フィルタとのコンボルーション
を取るためにＨ１ＡＲ２をデータＲＡＭポインタにセッ
トしている。In step (3), H1AR2 is set in the data RAM pointer in order to obtain the convolution between the received input data and the in-phase component calculation filter of the Hilbert transform filter pair developed on the data RAM. .

【００８３】ステップ（５）では同相成分を算出するの
に必要な積和演算回数の半分を実行するためにカウンタ
ｎに（Ｎ／２）をセットしている。In step (5), (N / 2) is set to the counter n in order to execute half of the number of product-sum operations required to calculate the in-phase component.

【００８４】なお、ステップ（６）〜ステップ（１０）
は、図１５のステップ（６）〜ステップ（１０）と同じ
なので説明は省く。Steps (6) to (10)
Is the same as step (6) to step (10) in FIG.

【００８５】ステップ（１１）では、ヒルベルト変換フ
ィルタの片側だけしかデータＲＡＭに係数が格納されて
いないので、係数を折り返して計算する必要があり、そ
の準備として１個前に進み過ぎているデータＲＡＭポイ
ンタをデクリメントして元に戻している。In step (11), the coefficients are stored in the data RAM only on one side of the Hilbert transform filter. Therefore, it is necessary to fold the coefficients and calculate the data RAM. The pointer is decremented and returned.

【００８６】ステップ（１２）は、残ったもう一方の片
側のコンボルーションをとるためにカウンタｎに再度(N
/2) をセットしている。In step (12), the counter n is again (N) to take convolution of the remaining one side.
/ 2) is set.

【００８７】なお、ステップ（１３）〜ステップ（１
７）はステップ（１４）を除いてステップ（６）〜ステ
ップ（１０）と同じであり、ステップ（１４）では、フ
ィルタ係数を折り返してコンボルーションを取るため
に、データＲＡＭポインタをデクリメントしている。Steps (13) to (1)
7) is the same as steps (6) to (10) except step (14), and in step (14), the data RAM pointer is decremented in order to fold the filter coefficient and take convolution. .

【００８８】ステップ（１８）では、これまでの積和演
算の結果を実数部として出力している。以下に、虚数部
算出のための手順が続く。In step (18), the result of the product-sum calculation up to this point is output as the real part. Below follows the procedure for calculating the imaginary part.

【００８９】ステップ（１９）〜ステップ（３４）は、
ステップ（１９），ステップ（２９），ステップ（３
４）の３つのステップを除いてステップ（３）〜ステッ
プ（１８）と同じである。Steps (19) to (34) are
Step (19), Step (29), Step (3
It is the same as steps (3) to (18) except for the three steps of 4).

【００９０】ステップ（１９）は受信入力データとデー
タＲＡＭ上に展開されているヒルベルト変換用フィルタ
ペアの直交成分算出用フィルタとのコンボルーションを
取るためにＨ２ＡＲ２をデータＲＡＭポインタにセット
している。In step (19), H2AR2 is set in the data RAM pointer to take convolution between the received input data and the orthogonal component calculation filter of the Hilbert transform filter pair developed on the data RAM.

【００９１】ステップ（２９）は、直交成分算出用フィ
ルタが同相成分算出フィルタと異なり、奇対称であるた
めにタップ係数を折り返す時に符号を反転しなければな
らなず、そのために積和演算のかわりに積差演算を行っ
ている。In the step (29), since the quadrature component calculation filter is odd symmetric unlike the in-phase component calculation filter, the sign must be inverted when the tap coefficient is folded back. Therefore, the sum of products calculation is performed instead. The product difference calculation is performed.

【００９２】ステップ（３４）では、ステップ（１９）
〜ステップ（３３）の手順を踏んで得られる結果を虚数
部として出力している。In step (34), step (19)
~ The result obtained by step (33) is output as the imaginary part.

【００９３】最後にステップ（３５）では、次回のヒル
ベルト変換に備えて、リングバッファポインタのデクリ
メントを行うことにより、リングバッファ内の時間的に
最も古い受信変調信号に、新たに入力される受信変調信
号を上書きできるようにしている。Finally, in step (35), the ring buffer pointer is decremented in preparation for the next Hilbert transform, so that the reception modulation signal newly input to the reception modulation signal which is the oldest in time in the ring buffer. The signal can be overwritten.

【００９４】以上により、ＲＯＭがＮワードで、ＲＡＭ
が２×（Ｎ／２）ワードでヒルベルト変換処理を実現す
ることができる。As described above, the ROM has N words and the RAM has
Can realize the Hilbert transform process with 2 × (N / 2) words.

【００９５】このように第２実施例においては、ヒルベ
ルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タッ
プ係数列データＮ個をあらかじめ記憶し、該記憶された
前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポン
スの各タップ係数列データと所定の余弦関数または所定
の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実
数データ列および虚数データ列を生成し、該生成された
ヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数
データ列を揮発性メモリ上にＮ／２個分記憶し、該記憶
された実数データ列および虚数データ列と受信拡散信号
との積和処理または積差処理を実行して離散解析信号を
生成して、Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパ
ルスレスポンスの全タップ係数列データを記憶するだけ
で、Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレ
スポンスの全タップ係数列データとなる各実数データ列
および虚数データ列を各Ｎ／２個ずつ生成するものであ
る。As described above, in the second embodiment, all the tap coefficient string data N of the impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap coefficient string of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored. The data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data string and an imaginary data string of the Hilbert transform pair filter, and the real data string and the imaginary data string of the generated Hilbert transform pair filter are volatile. N / 2 pieces of data are stored in the memory, and the sum-of-products processing or the product-difference processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate a discrete analytic signal. By storing all tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter, N Hilbe Each real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response collected by the conversion paired filter and generates each respective N / 2 pieces.

【００９６】具体的には、フィルタ係数格納用ＲＯＭに
ヒルベルト変換フィルタペアの元になるロールオフフィ
ルタのタップ係数の全部を格納しそれらと上記余弦関数
ならびに上記正弦関数を掛け合せることにより、ヒルベ
ルト変換フィルタ係数の片側半分をデータＲＡＭ上に生
成し、それらと入力変調信号との積和／積差演算による
コンボルーションを行い、ヒルベルト変換を実現できる
ようにしたものである。 〔第３実施例〕図９は本発明に係るヒルベルト変換フィ
ルタにおける第３の変換テーブルのデータ構造を説明す
る図で、図３と同一のものには同一の符号を付してあ
る。Specifically, by storing all the tap coefficients of the roll-off filter that is the source of the Hilbert transform filter pair in the ROM for storing the filter coefficients and multiplying them by the cosine function and the sine function, the Hilbert transform is performed. One half of the filter coefficients is generated on the data RAM, and convolution is performed by the product sum / product difference calculation between them and the input modulation signal so that the Hilbert transform can be realized. [Third Embodiment] FIG. 9 is a diagram for explaining the data structure of the third conversion table in the Hilbert transform filter according to the present invention. The same components as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals.

【００９７】図９の（ａ）は、図１３に示したヒルベル
ト変換ペアの元となるローパスフィルタＨL のインパル
スレスポンスのタップ係数列の片側だけをデータ用ＲＯ
Ｍに格納したものであり、タップ係数はＨ（０），Ｈ
L(１），ＨL(２），…，ＨL(Ｎ／２−３），ＨL(Ｎ／２
−２），ＨL(Ｎ／２−１）と合計（Ｎ／２）個格納され
ている。FIG. 9A shows only one side of the tap coefficient sequence of the impulse response of the low-pass filter HL which is the source of the Hilbert transform pair shown in FIG.
It is stored in M and tap coefficients are H (0), H
L (1), HL (2), ..., HL (N / 2-3), HL (N / 2)
-2), H L (N / 2-1) and a total of (N / 2) are stored.

【００９８】図４は本発明が実施される復調モジュール
の手順を示したものであるが、本実施例においては、ス
テップ（１）とステップ（２）の処理内容だけが異なる
ので、これらの説明だけに留める。FIG. 4 shows the procedure of the demodulation module in which the present invention is carried out. However, in this embodiment, only the processing contents of step (1) and step (2) are different, and therefore these explanations will be made. Just keep it.

【００９９】図１０は本発明に係る信号復調処理方法に
おけるタップ係数初期化処理の第２の詳細手順の一例を
示すフローチャートである。なお、（１）〜（２０）は
各ステップを示す。FIG. 10 is a flow chart showing an example of the second detailed procedure of the tap coefficient initialization processing in the signal demodulation processing method according to the present invention. Note that (1) to (20) indicate each step.

【０１００】ステップ（１）は、ローパスフィルタＨL
のタップ係数列の片側が格納されているデータ用ＲＯＭ
の先頭アドレスＨＬＡＲをデータＲＯＭポインタにセッ
トしている。In step (1), the low pass filter H L
ROM for storing one side of the tap coefficient sequence of
The leading address HLAR of is set in the data ROM pointer.

【０１０１】続いて、ステップ（２）はヒルベルト変換
結果の実部を作成するためのフィルタＨ１の先頭アドレ
スＨ１ＡＲ３をデータＲＡＭポインタ１にセットする。Then, in step (2), the head address H1AR3 of the filter H1 for creating the real part of the Hilbert transform result is set in the data RAM pointer 1.

【０１０２】ステップ（３）はヒルベルト変換結果の虚
部を作成するためのフィルタＨ２の先頭アドレスＨ２Ａ
Ｒ３をデータＲＡＭポインタ２にセットする。ステップ
（４）ではカウンタｎ１にＮ／２とし、ヒルベルト変換
フィルタペアの片方の係数を作成する準備をする。In step (3), the head address H2A of the filter H2 for creating the imaginary part of the Hilbert transform result is used.
R3 is set in the data RAM pointer 2. In step (4), the counter n1 is set to N / 2, and preparation is made to create one coefficient of the Hilbert transform filter pair.

【０１０３】ステップ（５）ではロールオフフィルタの
係数を２倍し、さらに余弦関数を掛け合せた結果をポイ
ンタ１で指し示されるデータＲＡＭに転送する。実部作
成用フィルタＨ１の次の係数の算出に備えてステップ
（６）はデータＲＡＭポインタ１をインクリメントす
る。ステップ（７）はロールオフフィルタの係数を２倍
し、さらに正弦関数を掛け合せた結果をポインタ２で指
し示されるデータＲＡＭに転送する。虚部作成用フィル
タＨ２の次の係数の算出に備えてステップ（８）はデー
タＲＡＭポインタ２をインクリメントする。In step (5), the coefficient of the roll-off filter is doubled, and the result of multiplication with the cosine function is transferred to the data RAM indicated by the pointer 1. In preparation for the calculation of the next coefficient of the real part creating filter H1, step (6) increments the data RAM pointer 1. In step (7), the coefficient of the roll-off filter is doubled and the result of multiplication by the sine function is transferred to the data RAM pointed to by pointer 2. In step (8), the data RAM pointer 2 is incremented in preparation for the calculation of the next coefficient of the imaginary part creation filter H2.

【０１０４】続いて、ステップ（９）はデータＲＯＭポ
インタをインクリメントし、次のロールオフフィルタ係
数を読み出す準備をする。ステップ（１０）ではカウン
タｎ１をデクリメントさせ、ステップ（１１）ではステ
ップ（５）からステップ（１０）までの手順をＮ／２回
実行したかどうかのチェックをしており、実行していな
い場合には同手順を繰り返し実行し、実行した場合には
終了となる。Then, in step (9), the data ROM pointer is incremented to prepare for reading the next roll-off filter coefficient. In step (10), the counter n1 is decremented, and in step (11), it is checked whether the procedure from step (5) to step (10) has been performed N / 2 times. Repeats the same procedure and ends if executed.

【０１０５】ステップ（１２）では、データＲＯＭに格
納されている片側だけのロールオフフィルタ係数列を繰
り返して読んでくるためにデータＲＯＭポインタをデク
リメントしている。In step (12), the data ROM pointer is decremented in order to repeatedly read the roll-off filter coefficient sequence stored in the data ROM for only one side.

【０１０６】ステップ（１３）〜ステップ（２０）はス
テップ（１８）を除いてステップ（４）〜ステップ（１
１）と同じである。Steps (13) to (20) are steps (4) to (1) except step (18).
Same as 1).

【０１０７】ステップ（１８）で、データＲＯＭポイン
タをデクリメントしているのはデータＲＯＭに格納され
ているローパスフィルタを折り返して使用しているため
である。In step (18), the data ROM pointer is decremented because the low-pass filter stored in the data ROM is folded and used.

【０１０８】以上のように、図１０に示されるタップ係
数初期化のサブルーチンを実行することにより、図９の
（ａ）に示されるＮ／２個の係数からなるローパスフィ
ルタの片側を用いて、図９の（ｂ），図９の（ｃ）に示
されるようにＨ１ＡＲ３，Ｈ２ＡＲ３を先頭アドレスと
して、それぞれＮ個のタップ係数を持つヒルベルト変換
フィルタペアに展開することができる。As described above, by executing the tap coefficient initialization subroutine shown in FIG. 10, one side of the low-pass filter consisting of N / 2 coefficients shown in FIG. As shown in (b) of FIG. 9 and (c) of FIG. 9, H1AR3 and H2AR3 are used as head addresses, and the Hilbert transform filter pair having N tap coefficients can be developed.

【０１０９】本実施例のヒルベルト変換は図６と同様で
あり、図１０に示したタップ係数初期化サブルーチンな
らびに図６に示したヒルベルト変換サブルーチンを実行
すると、ＲＯＭがＮ／２ワードで、ＲＡＭが２×Ｎワー
ドの記憶容量でヒルベルト変換処理を実現することがで
きる。The Hilbert transform of this embodiment is similar to that of FIG. 6, and when the tap coefficient initialization subroutine shown in FIG. 10 and the Hilbert transform subroutine shown in FIG. 6 are executed, the ROM is N / 2 words and the RAM is The Hilbert transform process can be realized with a storage capacity of 2 × N words.

【０１１０】具体的には、フィルタ係数格納用ＲＯＭに
ヒルベルト変換フィルタペアの元になるロールオフフィ
ルタのタップ係数の片側半分を格納し、それらと上記余
弦関数ならびに上記正弦関数を掛け合せることにより、
ヒルベルト変換フィルタ係数の片側半分をデータＲＡＭ
上に生成し、それらと入力変調信号との積和演算による
コンボルーションを行い、ヒルベルト変換を実現できる
ようにしたものである。 〔第４実施例〕図１１は本発明に係るヒルベルト変換フ
ィルタにおける第４の変換テーブルのデータ構造を説明
する図で、図９と同一のものには同一の符号を付してあ
る。Specifically, by storing one half of the tap coefficient of the roll-off filter which is the source of the Hilbert transform filter pair in the filter coefficient storage ROM and multiplying them by the cosine function and the sine function,
Data RAM for one half of Hilbert transform filter coefficients
The Hilbert transform is realized by performing the convolution by the product sum calculation of the above generated signals and the input modulation signal. [Fourth Embodiment] FIG. 11 is a diagram for explaining the data structure of a fourth conversion table in the Hilbert conversion filter according to the present invention. The same components as those in FIG. 9 are designated by the same reference numerals.

【０１１１】なお、図１１の（ａ）は、第３実施例で使
用した図９の（ａ）と同じ構成であり説明は省略する。Note that FIG. 11A has the same structure as that of FIG. 9A used in the third embodiment, and the description thereof will be omitted.

【０１１２】図４は本発明が実施される復調モジュール
の手順を示したものであるが、本実施例ではステップ
（１）とステップ（２）の処理内容だけが異なるので、
それらの説明だけにとどめる。FIG. 4 shows the procedure of the demodulation module for carrying out the present invention. However, in this embodiment, only the processing contents of step (1) and step (2) are different,
I will only explain them.

【０１１３】ステップ（１）は、第２実施例で用いたタ
ップ係数初期化と同一のものであり、初期化が終了する
と、図１１の（ａ）に示されるＮ／２個の係数からなる
ローパスフィルタの片側を用いて、図１１の（ｂ），図
１１の（ｃ）に示されるように「Ｈ１ＡＲ４」，「Ｈ２
ＡＲ４」を先頭アドレスとして、それぞれＮ／２個のタ
ップ係数を持つフィルタにデータＲＡＭ上に展開され
る。Step (1) is the same as the tap coefficient initialization used in the second embodiment, and when the initialization is completed, it consists of N / 2 coefficients shown in (a) of FIG. Using one side of the low-pass filter, as shown in (b) of FIG. 11 and (c) of FIG. 11, “H1AR4”, “H2”
AR4 "is used as the start address and is expanded on the data RAM into filters each having N / 2 tap coefficients.

【０１１４】ステップ（２）は、第２実施例２で用いた
ヒルベルト変換の手順と同じである。但し、ヒルベルト
変換ペア用データＲＡＭアドレスは、「Ｈ１ＡＲ４」，
「Ｈ２Ｒ４」である。Step (2) is the same as the Hilbert transform procedure used in the second embodiment 2. However, the data RAM address for the Hilbert conversion pair is "H1AR4",
It is "H2R4".

【０１１５】以上により、ＲＯＭがＮ／２ワードで、Ｒ
ＡＭが２×Ｎ／２ワードの記憶容量でヒルベルト変換処
理を実現することができる。From the above, the ROM is N / 2 words and R
The AM can implement the Hilbert transform process with a storage capacity of 2 × N / 2 words.

【０１１６】この様に第４実施例においては、ヒルベル
ト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ
係数列データＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記憶さ
れた前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレス
ポンスの各タップ係数列データと所定の余弦関数または
所定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタ
の実数データ列および虚数データ列を生成し、該生成さ
れたヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列および
虚数データ列を揮発性メモリ上にＮ／２個分記憶し、該
記憶された実数データ列および虚数データ列と受信拡散
信号との積和処理または積差処理を実行して離散解析信
号を生成して、Ｎ／２個のヒルベルト変換ペアフィルタ
のインパルスレスポンスの全タップ係数列データを記憶
するだけで、Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのイン
パルスレスポンスの全タップ係数列データとなる各実数
データ列および虚数データ列を各Ｎ／２個ずつ生成する
ものである。As described above, in the fourth embodiment, N / 2 pieces of all tap coefficient string data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each of the stored impulse response of the Hilbert transform pair filter is stored. The tap coefficient sequence data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real number data sequence and an imaginary number data sequence of the Hilbert transform pair filter, and the real number data sequence and the imaginary number data sequence of the generated Hilbert transform pair filter. N / 2 pieces are stored on a volatile memory, and the product sum processing or the product difference processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and reception spread signal is executed to generate a discrete analytic signal, By storing all tap coefficient sequence data of impulse responses of N / 2 Hilbert transform pair filters, N Each real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter and generates each respective N / 2 pieces.

【０１１７】具体的には、フィルタ係数格納用ＲＯＭに
ヒルベルト変換フィルタペアの元になるロールオフフィ
ルタのタップ係数の片側半分を格納し、それらと上記余
弦関数ならびに上記正弦関数を掛け合せることにより、
ヒルベルト変換フィルタ係数の片側半分をデータＲＡＭ
上に生成し、それらと入力変調信号との積和／積差演算
によるコンボルーションを行い、ヒルベルト変換を実現
できるようにしたものである。Specifically, one half of the tap coefficient of the roll-off filter, which is the origin of the Hilbert transform filter pair, is stored in the filter coefficient storage ROM, and these are multiplied by the cosine function and the sine function to obtain:
Data RAM for one half of Hilbert transform filter coefficients
The Hilbert transform is realized by performing the convolution by the product sum / product difference calculation of the above generated signals and the input modulation signal.

【０１１８】[0118]

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る第１
の発明によれば、ヒルベルト変換ペアフィルタのインパ
ルスレスポンスの全タップ係数列データＮ個をあらかじ
め記憶し、該記憶された前記ヒルベルト変換ペアフィル
タのインパルスレスポンスの各タップ係数列データと所
定の余弦関数または所定の正弦関数と乗算してヒルベル
ト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列
を生成し、該生成されたヒルベルト変換ペアフィルタの
実数データ列および虚数データ列を揮発性メモリ上にそ
れぞれＮ個分記憶し、該記憶された各実数データ列およ
び虚数データ列と受信拡散信号との積和処理を実行して
離散解析信号を生成するので、Ｎ個のヒルベルト変換ペ
アフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列デ
ータを記憶するだけで、２Ｎ個のヒルベルト変換ペアフ
ィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列データ
となる各実数データ列および虚数データ列を生成するこ
とができる。As described above, the first aspect of the present invention
According to the invention, all tap coefficient sequence data N of impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each stored tap coefficient sequence data of impulse response of the Hilbert transform pair filter and a predetermined cosine function or Multiplying by a predetermined sine function, a real number data string and an imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter are generated, and the real number data string and the imaginary number data string of the generated Hilbert transform pair filter are respectively stored in the volatile memory for N pieces. All the tap coefficients of the impulse response of the N Hilbert transform pair filters are stored because the stored sum and the product sum processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal are executed to generate the discrete analytic signal. Storing the column data is enough to store the 2N Hilbert transform pair filter impal It can generate the real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the response.

【０１１９】第２の発明によれば、ヒルベルト変換ペア
フィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列デー
タＮ個をあらかじめ記憶し、該記憶された前記ヒルベル
ト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの各タップ
係数列データと所定の余弦関数または所定の正弦関数と
乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列お
よび虚数データ列を生成し、該生成されたヒルベルト変
換ペアフィルタの実数データ列および虚数データ列を揮
発性メモリ上にＮ／２個分記憶し、該記憶された実数デ
ータ列および虚数データ列と受信拡散信号との積和処理
または積差処理を実行して離散解析信号を生成するの
で、Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレ
スポンスの全タップ係数列データを記憶するだけで、Ｎ
個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポン
スの全タップ係数列データとなる各実数データ列および
虚数データ列を各Ｎ／２個ずつ生成することができる。According to the second aspect of the invention, all tap coefficient string data of impulse response of the Hilbert transform pair filter is stored in advance, and each tap coefficient string data of impulse response of the Hilbert transform pair filter is stored. A predetermined cosine function or a predetermined sine function is multiplied to generate a real number data string and an imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter, and the generated real number data string and imaginary number data string of the Hilbert transform pair filter are stored in a volatile memory. N / 2 pieces of data are stored in the memory, and the sum-of-products processing or the product-difference processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate the discrete analytic signal. By storing all tap coefficient string data of the impulse response of the pair filter, N
It is possible to generate N / 2 each of the real number data sequence and the imaginary number data sequence which are all tap coefficient sequence data of the impulse response of each Hilbert transform pair filter.

【０１２０】第３の発明によれば、前記ヒルベルト変換
ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列
データＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記憶された前
記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンス
の各タップ係数列データと所定の余弦関数または所定の
正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数
データ列および虚数データ列を生成し、該生成されたヒ
ルベルト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数デ
ータ列を揮発性メモリ上にＮ個分記憶し、該記憶された
実数データ列および虚数データ列と受信拡散信号との積
和処理を実行して離散解析信号を生成するので、Ｎ個の
ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの
全タップ係数列データを記憶するだけで、２Ｎ個のヒル
ベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タ
ップ係数列データとなる各実数データ列および虚数デー
タ列を生成することができる。According to the third invention, all tap coefficient sequence data N / 2 of the impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance, and each tap of the impulse response of the stored Hilbert transform pair filter is stored. The coefficient sequence data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data sequence and an imaginary data sequence of the Hilbert transform pair filter, and the real data sequence and the imaginary data sequence of the generated Hilbert transform pair filter are generated. N pieces of the Hilbert transform pair filters are stored in the volatile memory, and the discrete analytic signal is generated by performing the sum-of-products processing of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal. By storing all tap coefficient sequence data of impulse response of Each real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response of the filter can be generated.

【０１２１】第４の発明によれば、前記ヒルベルト変換
ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列
データＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記憶された前
記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンス
の各タップ係数列データと所定の余弦関数または所定の
正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの実数
データ列および虚数データ列を生成し、該生成されたヒ
ルベルト変換ペアフィルタの実数データ列および虚数デ
ータ列を揮発性メモリ上にＮ／２個分記憶し、該記憶さ
れた実数データ列および虚数データ列と受信拡散信号と
の積和処理または積差処理を実行して離散解析信号を生
成するので、Ｎ／２個のヒルベルト変換ペアフィルタの
インパルスレスポンスの全タップ係数列データを記憶す
るだけで、Ｎ個のヒルベルト変換ペアフィルタのインパ
ルスレスポンスの全タップ係数列データとなる各実数デ
ータ列および虚数データ列を各Ｎ／２個ずつ生成するこ
とができる。According to the fourth invention, all tap coefficient string data N / 2 of the impulse response of the Hilbert transform pair filter is stored in advance, and each tap of the impulse response of the Hilbert transform pair filter stored. The coefficient sequence data is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real data sequence and an imaginary data sequence of the Hilbert transform pair filter, and the real data sequence and the imaginary data sequence of the generated Hilbert transform pair filter are generated. N / 2 pieces are stored in the volatile memory, and the sum-of-products process or the product-difference process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate the discrete analytic signal. Only by storing all tap coefficient string data of impulse response of / 2 Hilbert transform pair filters, Each real data sequence and imaginary data string to be all tap coefficients sequence data of the impulse response Ruberuto conversion pairs filter can be generated by the N / 2 pieces.

【０１２２】従って、小容量のＲＯＭでヒルベルト変換
ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タップ係数列
データを生成でき、複数のモデム勧告に対応する信号復
調処理が要求されるようなマルチモデム環境におけるＲ
ＯＭ容量を格段に節減できるという効果を奏する。Therefore, all tap coefficient string data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter can be generated with a small capacity ROM, and R in a multi-modem environment where signal demodulation processing corresponding to a plurality of modem recommendations is required.
This has the effect of significantly reducing the OM capacity.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明に係るヒルベルト変換フィルタの元にな
るローパスフィルタのインパルスレスポンスを示す図で
ある。FIG. 1 is a diagram showing an impulse response of a low-pass filter which is a source of a Hilbert transform filter according to the present invention.

【図２】本発明に係るヒルベルト変換フィルタの元にな
るローパスフィルタのインパルスレスポンスを示す図で
ある。FIG. 2 is a diagram showing an impulse response of a low-pass filter which is a source of a Hilbert transform filter according to the present invention.

【図３】本発明に係るヒルベルト変換フィルタにおける
第１の変換テーブルのデータ構造を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a data structure of a first conversion table in the Hilbert conversion filter according to the present invention.

【図４】本発明に係るヒルベルト変換フィルタにおける
復調モジュールの処理手順を示すフローチャートであ
る。FIG. 4 is a flowchart showing a processing procedure of a demodulation module in the Hilbert transform filter according to the present invention.

【図５】本発明に係る信号復調処理方法におけるタップ
係数初期化処理の第１の詳細手順の一例を示すフローチ
ャートである。FIG. 5 is a flowchart showing an example of a first detailed procedure of tap coefficient initialization processing in the signal demodulation processing method according to the present invention.

【図６】図４に示したヒルベルト変換処理の第１詳細手
順の一例を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing an example of a first detailed procedure of the Hilbert transform process shown in FIG.

【図７】本発明に係るヒルベルト変換フィルタにおける
第２の変換テーブルのデータ構造を説明する図である。FIG. 7 is a diagram illustrating a data structure of a second conversion table in the Hilbert conversion filter according to the present invention.

【図８】図４に示したヒルベルト変換処理の第２詳細手
順の一例を示すフローチャートである。FIG. 8 is a flowchart showing an example of a second detailed procedure of the Hilbert transform process shown in FIG.

【図９】本発明に係るヒルベルト変換フィルタにおける
第３の変換テーブルのデータ構造を説明する図である。FIG. 9 is a diagram illustrating a data structure of a third conversion table in the Hilbert conversion filter according to the present invention.

【図１０】本発明に係る信号復調処理方法におけるタッ
プ係数初期化処理の第２の詳細手順の一例を示すフロー
チャートである。FIG. 10 is a flowchart showing an example of a second detailed procedure of tap coefficient initialization processing in the signal demodulation processing method according to the present invention.

【図１１】本発明に係るヒルベルト変換フィルタにおけ
る第４の変換テーブルのデータ構造を説明する図であ
る。FIG. 11 is a diagram illustrating a data structure of a fourth conversion table in the Hilbert conversion filter according to the present invention.

【図１２】ヒルベルトフィルタを用いた復調器の基本構
成を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a basic configuration of a demodulator using a Hilbert filter.

【図１３】ヒルベルトフィルタを互いに直交した２つの
パスバンドフィルタに拡張して構成した復調器の基本構
成を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a basic configuration of a demodulator configured by expanding a Hilbert filter into two passband filters orthogonal to each other.

【図１４】従来のヒルベルト変換処理時のデータ構造を
示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a data structure at the time of conventional Hilbert transform processing.

【図１５】従来のヒルベルト変換処理手順の一例を示す
フローチャートである。FIG. 15 is a flowchart showing an example of a conventional Hilbert transform processing procedure.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ ＲＯＭ ２−１ ＲＡＭ ２−２ ＲＡＭ ２−３ ＲＡＭ ３ ＭＰＵ 1 ROM 2-1 RAM 2-2 RAM 2-3 RAM 3 MPU

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 9297−5Ｋ Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｃ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code Internal reference number FI technical display location 9297-5K H04L 27/00 C

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 入力されるアナログ変調信号をＡ／Ｄ変
換して得られる受信拡散信号とヒルベルト変換ペアフィ
ルタのインパルスレスポンスのタップ係数列データとの
積和処理を実行して離散解析信号を生成し、該生成され
た離散解析信号に所定の離散複素キャリアを乗算して信
号復調処理を行う信号復調処理方法において、前記ヒル
ベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タ
ップ係数列データＮ個をあらかじめ記憶し、該記憶され
た前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポ
ンスの各タップ係数列データと所定の余弦関数または所
定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの
実数データ列および虚数データ列を生成する工程と、該
生成されたヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列
および虚数データ列を揮発性メモリ上にそれぞれＮ個分
記憶し、該記憶された各実数データ列および虚数データ
列と受信拡散信号との積和処理を実行して離散解析信号
を生成する工程と有することを特徴とする信号復調処理
方法。1. A discrete analytic signal is generated by performing a sum-of-products process of a received spread signal obtained by A / D converting an input analog modulated signal and tap coefficient sequence data of impulse response of a Hilbert transform pair filter. Then, in the signal demodulation processing method of performing signal demodulation processing by multiplying the generated discrete analytic signal by a predetermined discrete complex carrier, N pieces of all tap coefficient string data of impulse response of the Hilbert transform pair filter are stored in advance. A step of multiplying each stored tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real number data sequence and an imaginary number data sequence of the Hilbert transform pair filter; , A real data sequence and an imaginary data sequence of the generated Hilbert transform pair filter Are stored on the volatile memory for N respectively, and a product-sum process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is executed to generate a discrete analysis signal. Signal demodulation processing method. 【請求項２】 入力されるアナログ変調信号をＡ／Ｄ変
換して得られる受信拡散信号とヒルベルト変換ペアフィ
ルタのインパルスレスポンスのタップ係数列データとの
積和処理を実行して離散解析信号を生成し、該生成され
た離散解析信号に所定の離散複素キャリアを乗算して信
号復調処理を行う信号復調処理方法において、前記ヒル
ベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タ
ップ係数列データＮ個をあらかじめ記憶し、該記憶され
た前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポ
ンスの各タップ係数列データと所定の余弦関数または所
定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィルタの
実数データ列および虚数データ列を生成する工程と、該
生成されたヒルベルト変換ペアフィルタの実数データ列
および虚数データ列を揮発性メモリ上にＮ／２個分記憶
し、該記憶された実数データ列および虚数データ列と受
信拡散信号との積和処理または積差処理を実行して離散
解析信号を生成する工程とを有することを特徴とする信
号復調処理方法。2. A discrete analytic signal is generated by performing a sum-of-products process of a reception spread signal obtained by A / D conversion of an input analog modulated signal and tap coefficient sequence data of impulse response of a Hilbert transform pair filter. Then, in the signal demodulation processing method for performing signal demodulation processing by multiplying the generated discrete analytic signal by a predetermined discrete complex carrier, all tap coefficient string data N of impulse responses of the Hilbert transform pair filter are stored in advance. A step of multiplying each stored tap coefficient sequence data of the impulse response of the Hilbert transform pair filter by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real number data sequence and an imaginary number data sequence of the Hilbert transform pair filter; , A real data sequence and an imaginary data sequence of the generated Hilbert transform pair filter N / 2 pieces of data are stored on a volatile memory, and a sum-of-products process or a product-difference process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal is performed to generate a discrete analytic signal. A signal demodulation processing method comprising: 【請求項３】 入力されるアナログ変調信号をＡ／Ｄ変
換して得られる受信拡散信号とヒルベルト変換ペアフィ
ルタのインパルスレスポンスのタップ係数列データとの
積和処理を実行して離散解析信号を生成し、該生成され
た離散解析信号に所定の離散複素キャリアを乗算して信
号復調処理を行う信号復調処理方法において、前記ヒル
ベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タ
ップ係数列データＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記
憶された前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルス
レスポンスの各タップ係数列データと所定の余弦関数ま
たは所定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィ
ルタの実数データ列および虚数データ列を生成する工程
と、該生成されたヒルベルト変換ペアフィルタの実数デ
ータ列および虚数データ列を揮発性メモリ上にＮ個分記
憶し、該記憶された実数データ列および虚数データ列と
受信拡散信号との積和処理を実行して離散解析信号を生
成する工程とを有することを特徴とする信号復調処理方
法。3. A discrete analytic signal is generated by performing a sum-of-products process of a reception spread signal obtained by A / D conversion of an input analog modulation signal and tap coefficient sequence data of impulse response of a Hilbert transform pair filter. Then, in the signal demodulation processing method for performing signal demodulation processing by multiplying the generated discrete analytic signal by a predetermined discrete complex carrier, N / 2 pieces of all tap coefficient string data of impulse response of the Hilbert transform pair filter are obtained. Preliminarily stored, and the tap coefficient sequence data of the impulse response of the stored Hilbert transform pair filter is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real number data sequence and an imaginary number data sequence of the Hilbert transform pair filter. And the real data sequence and imaginary data of the generated Hilbert transform pair filter. Storing N data sequences in a volatile memory and performing a sum-of-products process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and the received spread signal to generate a discrete analytic signal. And a signal demodulation processing method. 【請求項４】 入力されるアナログ変調信号をＡ／Ｄ変
換して得られる受信拡散信号とヒルベルト変換ペアフィ
ルタのインパルスレスポンスのタップ係数列データとの
積和処理を実行して離散解析信号を生成し、該生成され
た離散解析信号に所定の離散複素キャリアを乗算して信
号復調処理を行う信号復調処理方法において、前記ヒル
ベルト変換ペアフィルタのインパルスレスポンスの全タ
ップ係数列データＮ／２個分をあらかじめ記憶し、該記
憶された前記ヒルベルト変換ペアフィルタのインパルス
レスポンスの各タップ係数列データと所定の余弦関数ま
たは所定の正弦関数と乗算してヒルベルト変換ペアフィ
ルタの実数データ列および虚数データ列を生成する工程
と、該生成されたヒルベルト変換ペアフィルタの実数デ
ータ列および虚数データ列を揮発性メモリ上にＮ／２個
分記憶し、該記憶された実数データ列および虚数データ
列と受信拡散信号との積和処理または積差処理を実行し
て離散解析信号を生成する工程とを有することを特徴と
する信号復調処理方法。4. A discrete analytic signal is generated by performing a sum-of-products process of a reception spread signal obtained by A / D converting an input analog modulated signal and tap coefficient sequence data of impulse response of a Hilbert transform pair filter. Then, in the signal demodulation processing method for performing signal demodulation processing by multiplying the generated discrete analytic signal by a predetermined discrete complex carrier, N / 2 pieces of all tap coefficient string data of impulse response of the Hilbert transform pair filter are obtained. Preliminarily stored, and the tap coefficient sequence data of the impulse response of the stored Hilbert transform pair filter is multiplied by a predetermined cosine function or a predetermined sine function to generate a real number data sequence and an imaginary number data sequence of the Hilbert transform pair filter. And the real data sequence and imaginary data of the generated Hilbert transform pair filter. N / 2 data sequences are stored in a volatile memory, and a sum-of-products process or a product-difference process of the stored real number data sequence and imaginary number data sequence and reception spread signal is executed to generate a discrete analysis signal. And a signal demodulation processing method.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004004264A1 (en) * 2002-06-28 2004-01-08 Advantest Corporation Detector, test device, test method, and program

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2004004264A1 (en) * 2002-06-28 2004-01-08 Advantest Corporation Detector, test device, test method, and program

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