JPH07167876A - Sensor signal processor - Google Patents
Sensor signal processorInfo
- Publication number
- JPH07167876A JPH07167876A JP31533993A JP31533993A JPH07167876A JP H07167876 A JPH07167876 A JP H07167876A JP 31533993 A JP31533993 A JP 31533993A JP 31533993 A JP31533993 A JP 31533993A JP H07167876 A JPH07167876 A JP H07167876A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- capacitor
- sensor signal
- comparator
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、ＭＲＥセンサやバー
コード読取用リニアイメージセンサ等の信号処理装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a signal processing device such as an MRE sensor or a bar code reading linear image sensor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、特開平４−６９９８６号公報にお
いて、ＭＲＥセンサの出力レベルが許容範囲から外れた
場合に、これを許容範囲内に補正する装置が開示されて
いる。同装置は、センサの出力信号を増幅する増幅器
と、増幅器の出力信号レベルが上限閾値を越えたか否か
判定する上限閾値用コンパレータと、増幅器の出力信号
レベルが下限閾値を越えたか否か判定する下限閾値用コ
ンパレータと、上限閾値用コンパレータからの上限検出
信号入力によりカウントダウンするとともに下限閾値用
コンパレータからの下限検出信号入力によりカウントア
ップするカウンタと、カウンタのカウント値をＤ／Ａ変
換して前述の増幅器にオフセット電圧（基準電圧）を出
力するＤ／Ａ変換器とを備えている。つまり、波形整形
回路に入力されるセンサ信号レベルの上限および下限を
決定する閾値を設け、コンパレータにてセンサ信号レベ
ルが閾値を越えた場合にはカウンタのカウント値を変更
しこのカウント値に応じてＤ／Ａ変換し、センサ出力信
号に加減算するオフセット電圧信号（基準電圧信号）を
変化させて増幅器の出力信号レベルを前記上限および下
限の範囲内に調整するものである。2. Description of the Related Art Conventionally, Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-69986 discloses a device for correcting an output level of an MRE sensor within an allowable range when the output level is out of the allowable range. The device includes an amplifier for amplifying the output signal of the sensor, an upper threshold comparator for determining whether the output signal level of the amplifier exceeds an upper threshold, and a determination for whether the output signal level of the amplifier exceeds a lower threshold. The lower limit threshold comparator, a counter that counts down by the upper limit detection signal input from the upper limit threshold comparator and counts up by the lower limit detection signal input from the lower limit threshold comparator, and the count value of the counter is D / A converted to The amplifier is provided with a D / A converter that outputs an offset voltage (reference voltage). That is, a threshold value is set to determine the upper and lower limits of the sensor signal level input to the waveform shaping circuit, and when the sensor signal level exceeds the threshold value by the comparator, the count value of the counter is changed and the count value is changed according to this count value. The offset voltage signal (reference voltage signal) that is D / A converted and added to / subtracted from the sensor output signal is changed to adjust the output signal level of the amplifier within the range of the upper limit and the lower limit.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記公報によ
る装置においては、センサ信号の調整をカウンタやＤ／
Ａ変換器を用いてデジタル的に行っていたので、回路規
模が大きくなり、コストアップを招いてしまっていた。
尚、同公報においてアナログ的に処理してもよい旨の記
載はあるが、具体的構成については何ら触れられておら
ず具体性に欠けるものである。However, in the device according to the above publication, adjustment of the sensor signal is performed by a counter or D /
Since the digital conversion is performed using the A converter, the circuit scale becomes large and the cost is increased.
In addition, although there is a description in the same publication that the processing may be performed in an analog manner, the specific configuration is not mentioned at all and the specificity is lacking.
【０００４】そこで、この発明の目的は、簡単な構成に
て、増幅したセンサ信号の振幅を許容範囲内にすること
ができるセンサ信号処理装置を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a sensor signal processing device capable of keeping the amplitude of an amplified sensor signal within an allowable range with a simple structure.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、セン
サ信号が小さくて２値化等の信号処理を施す前に、前記
センサ信号を増幅器により増幅する必要のあるセンサ信
号処理装置に設けられるものであって、前記増幅器の出
力値を予め定めた最大値と比較して、増幅器の出力値が
予め定めた最大値より大きいと第１の信号を出力する第
１のコンパレータと、前記増幅器の出力値を予め定めた
最小値と比較して、増幅器の出力値が予め定めた最小値
より小さいと第２の信号を出力する第２のコンパレータ
と、前記増幅器の基準電圧端子に接続されたコンデンサ
と、前記第１のコンパレータからの第１の信号にて動作
して前記コンデンサを放電し増幅器での基準電圧を降下
させる放電用スイッチング素子と、前記第２のコンパレ
ータからの第２の信号にて動作して前記コンデンサを充
電し増幅器での基準電圧を上昇させる充電用スイッチン
グ素子とを備えたセンサ信号処理装置をその要旨とす
る。According to a first aspect of the present invention, there is provided a sensor signal processing device in which a sensor signal is small and it is necessary to amplify the sensor signal by an amplifier before performing signal processing such as binarization. A first comparator for comparing an output value of the amplifier with a predetermined maximum value and outputting a first signal when the output value of the amplifier is larger than the predetermined maximum value; and the amplifier. Is connected to a reference voltage terminal of the amplifier and a second comparator that outputs a second signal when the output value of the amplifier is smaller than a predetermined minimum value. A capacitor, a discharging switching element that operates by the first signal from the first comparator to discharge the capacitor and drop the reference voltage in the amplifier, and a second switching element from the second comparator. The sensor signal processing apparatus that includes a charge switching element for raising the reference voltage at the operating charging the capacitor amplifier as its gist at No..
【０００６】請求項２の発明は、センサ信号が小さくて
２値化等の信号処理を施す前に、前記センサ信号を増幅
器により増幅する必要のあるセンサ信号処理装置に設け
られるものであって、前記増幅器の基準電圧端子に接続
されたコンデンサと、前記コンデンサの電荷を電荷が放
電される側にリークさせるリーク用ダイオードと、前記
増幅器の出力値を予め定めた最小値と比較して、増幅器
の出力値が予め定めた最小値より小さいと信号を出力す
るコンパレータと、前記コンパレータからの信号にて動
作して前記コンデンサを充電し増幅器での基準電圧を上
昇させる充電用スイッチング素子とを備えたセンサ信号
処理装置をその要旨とする。According to a second aspect of the present invention, the sensor signal is small and is provided in a sensor signal processing device that needs to amplify the sensor signal by an amplifier before performing signal processing such as binarization. A capacitor connected to the reference voltage terminal of the amplifier, a leakage diode that leaks the electric charge of the capacitor to the side where the electric charge is discharged, and an output value of the amplifier are compared with a predetermined minimum value, A sensor including a comparator that outputs a signal when the output value is smaller than a predetermined minimum value, and a charging switching element that operates by a signal from the comparator to charge the capacitor and raise a reference voltage in the amplifier The gist of this is a signal processing device.
【０００７】請求項３の発明は、センサ信号が小さくて
２値化等の信号処理を施す前に、前記センサ信号を増幅
器により増幅する必要のあるセンサ信号処理装置に設け
られるものであって、前記増幅器の基準電圧端子に接続
されたコンデンサと、前記コンデンサに電荷が充電され
る側に電源からの電流をリークさせるリーク用ダイオー
ドと、増幅器の出力値を予め定めた最大値と比較して、
増幅器の出力値が予め定めた最大値より大きいと信号を
出力するコンパレータと、前記コンパレータからの信号
にて動作して前記コンデンサを放電し増幅器での基準電
圧を所定量降下させる放電用スイッチング素子とを備え
たセンサ信号処理装置をその要旨とする。According to a third aspect of the present invention, the sensor signal is small and is provided in a sensor signal processing device that needs to amplify the sensor signal by an amplifier before performing signal processing such as binarization. A capacitor connected to the reference voltage terminal of the amplifier, a leakage diode for leaking a current from a power source to the side where the capacitor is charged, and an output value of the amplifier is compared with a predetermined maximum value,
A comparator that outputs a signal when the output value of the amplifier is larger than a predetermined maximum value, and a discharge switching element that operates by a signal from the comparator to discharge the capacitor and drop a reference voltage in the amplifier by a predetermined amount. The gist of the present invention is a sensor signal processing device equipped with.
【０００８】請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれ
か１項のセンサ信号処理装置における前記コンデンサの
容量を概ね１００ＰＦ以下とするとともに、前記スイッ
チング素子をＭＯＳトランジスタとし、さらに、前記増
幅器をＭＯＳトランジスタ入力のアンプを使用すること
により、１チップＭＯＳＬＳＩ化したセンサ信号処理装
置をその要旨とする。According to a fourth aspect of the present invention, in the sensor signal processing device according to any one of the first to third aspects, the capacitance of the capacitor is approximately 100 PF or less, the switching element is a MOS transistor, and the amplifier is further provided. The gist of the present invention is a sensor signal processing device which is a one-chip MOS LSI by using a MOS transistor input amplifier.
【０００９】請求項５の発明は、請求項１〜３のいずれ
か１項のセンサ信号処理装置における前記コンデンサを
外付大容量とするとともに、前記スイッチング素子をバ
イパーラトランジスタとし、さらに、前記増幅器をバイ
ポーラトランジスタ入力のアンプを使用することによ
り、１チップバイポーラＬＳＩ化したセンサ信号処理装
置をその要旨とする。According to a fifth aspect of the present invention, in the sensor signal processing device according to any one of the first to third aspects, the capacitor has an external large capacity, the switching element is a bipolar transistor, and the amplifier is further provided. The gist of the present invention is a sensor signal processing device which is made into a one-chip bipolar LSI by using a bipolar transistor input amplifier.
【００１０】[0010]
【作用】請求項１の発明は、第１のコンパレータが増幅
器の出力値を予め定めた最大値と比較して、増幅器の出
力値が予め定めた最大値より大きいと第１の信号を出力
する。又、第２のコンパレータは、増幅器の出力値を予
め定めた最小値と比較して、増幅器の出力値が予め定め
た最小値より小さいと第２の信号を出力する。放電用ス
イッチング素子は、第１のコンパレータからの第１の信
号にて動作してコンデンサを放電し増幅器での基準電圧
を降下させる。充電用スイッチング素子は第２のコンパ
レータからの第２の信号にて動作してコンデンサを充電
し増幅器での基準電圧を上昇させる。According to the invention of claim 1, the first comparator compares the output value of the amplifier with a predetermined maximum value, and outputs a first signal when the output value of the amplifier is larger than the predetermined maximum value. . The second comparator compares the output value of the amplifier with a predetermined minimum value, and outputs a second signal if the output value of the amplifier is smaller than the predetermined minimum value. The discharging switching element operates by the first signal from the first comparator to discharge the capacitor and lower the reference voltage in the amplifier. The charging switching element operates by the second signal from the second comparator to charge the capacitor and raise the reference voltage in the amplifier.
【００１１】このようにして、アナログ回路構成により
増幅器での基準電圧が補正され、この基準電圧を用いて
センサ信号が増幅器により増幅されて増幅したセンサ信
号の振幅が許容範囲内に入る。In this way, the reference voltage in the amplifier is corrected by the analog circuit configuration, the sensor signal is amplified by the amplifier using this reference voltage, and the amplitude of the amplified sensor signal falls within the allowable range.
【００１２】請求項２の発明は、リーク用ダイオードが
コンデンサの電荷を電荷が放電される側にリークさせ
る。コンパレータは、増幅器の出力値を予め定めた最小
値と比較して、増幅器の出力値が予め定めた最小値より
小さいと信号を出力する。そして、充電用スイッチング
素子は、コンパレータからの信号にて動作してコンデン
サを充電し増幅器での基準電圧を上昇させる。According to the second aspect of the present invention, the leakage diode leaks the electric charge of the capacitor to the side where the electric charge is discharged. The comparator compares the output value of the amplifier with a predetermined minimum value and outputs a signal when the output value of the amplifier is smaller than the predetermined minimum value. Then, the charging switching element operates by the signal from the comparator to charge the capacitor and raise the reference voltage in the amplifier.
【００１３】つまり、リーク用ダイオードによりコンデ
ンサの電荷を電荷が放電される側にリークさせ増幅器の
基準電圧を徐々に降下させながら増幅器の出力値がコン
パレータにより最小値より小さいと充電用スイッチング
素子によりコンデンサを充電し増幅器での基準電圧を上
昇させる。このようにして、アナログ回路構成により増
幅器での基準電圧が補正され、この基準電圧を用いてセ
ンサ信号が増幅器により増幅されて増幅したセンサ信号
の振幅が許容範囲内に入る。That is, if the output value of the amplifier is smaller than the minimum value by the comparator while the electric charge of the capacitor is leaked to the side where the electric charge is discharged by the leakage diode and the reference voltage of the amplifier is gradually decreased, the capacitor is switched by the charging switching element. To raise the reference voltage in the amplifier. In this way, the reference voltage in the amplifier is corrected by the analog circuit configuration, the sensor signal is amplified by the amplifier using this reference voltage, and the amplitude of the amplified sensor signal falls within the allowable range.
【００１４】請求項３の発明は、リーク用ダイオードが
コンデンサに電荷が充電される側に電源からの電流をリ
ークさせる。コンパレータは、増幅器の出力値を予め定
めた最大値と比較して、増幅器の出力値が予め定めた最
大値より大きいと信号を出力する。そして、放電用スイ
ッチング素子は、コンパレータからの信号にて動作して
コンデンサを放電し増幅器での基準電圧を降下させる。According to the third aspect of the invention, the leakage diode causes the current from the power source to leak to the side where the capacitor is charged. The comparator compares the output value of the amplifier with a predetermined maximum value and outputs a signal when the output value of the amplifier is larger than the predetermined maximum value. Then, the discharging switching element operates by the signal from the comparator to discharge the capacitor and drop the reference voltage in the amplifier.
【００１５】つまり、リーク用ダイオードによりコンデ
ンサに電荷が充電される側に電源からの電流をリークさ
せ増幅器の基準電圧を徐々に上昇させながら増幅器の出
力値がコンパレータにより最大値より大きいと放電用ス
イッチング素子によりコンデンサを放電し増幅器での基
準電圧を降下させる。このようにして、アナログ回路構
成により増幅器での基準電圧が補正され、この基準電圧
を用いてセンサ信号が増幅器により増幅されて増幅した
センサ信号の振幅が許容範囲内に入る。That is, when the current from the power source is leaked to the side where the capacitor is charged by the leak diode and the reference voltage of the amplifier is gradually increased while the output value of the amplifier is larger than the maximum value by the comparator, the discharge switching is performed. The element discharges the capacitor and drops the reference voltage at the amplifier. In this way, the reference voltage in the amplifier is corrected by the analog circuit configuration, the sensor signal is amplified by the amplifier using this reference voltage, and the amplitude of the amplified sensor signal falls within the allowable range.
【００１６】請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれ
か１項のセンサ信号処理装置において、１チップＭＯＳ
ＬＳＩ化される。請求項５の発明は、請求項１〜３のい
ずれか１項のセンサ信号処理装置において、１チップバ
イポーラＬＳＩ化される。According to a fourth aspect of the invention, in the sensor signal processing device according to any one of the first to third aspects, a one-chip MOS is provided.
LSI is made. According to a fifth aspect of the present invention, the sensor signal processing device according to any one of the first to third aspects is implemented as a one-chip bipolar LSI.
【００１７】[0017]
（第１実施例）以下、この発明を具体化した第１実施例
を図面に従って説明する。(First Embodiment) A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１８】図１には、本実施例のセンサ信号処理装置
の回路図を示す。同センサ信号処理装置はエンジンの回
転位置検出のための装置である。図１に示すように、エ
ンジンの回転に伴い１／２の回転速度で回転するシャフ
ト１にはギヤ２が固定されている。回転角センサ３は、
ギヤ２に対向配置された一対のＭＲ素子４Ａ，４Ｂを有
している。ＭＲ素子４Ａ，４Ｂは、５ボルトの電源ＶDD
に対し直列に接続され、可変分圧回路（ブリッジ）を構
成している。そして、ＭＲ素子４Ａ，４Ｂは、ギヤ２の
回転に伴う磁界方向の変化に応じて抵抗値を変化させ
る。その結果、ＭＲ素子４Ａ，４Ｂの中点５の電圧が変
化し、回転角センサ３から電圧信号が出力される。FIG. 1 shows a circuit diagram of the sensor signal processing apparatus of this embodiment. The sensor signal processing device is a device for detecting the rotational position of the engine. As shown in FIG. 1, a gear 2 is fixed to a shaft 1 that rotates at a rotation speed of 1/2 as the engine rotates. The rotation angle sensor 3 is
It has a pair of MR elements 4A and 4B arranged to face the gear 2. The MR elements 4A and 4B have a 5 V power supply V DD.
Is connected in series to a variable voltage dividing circuit (bridge). Then, the MR elements 4A and 4B change the resistance value according to the change of the magnetic field direction accompanying the rotation of the gear 2. As a result, the voltage at the midpoint 5 of the MR elements 4A and 4B changes, and the rotation angle sensor 3 outputs a voltage signal.
【００１９】ＭＲ素子４Ａ，４Ｂの中点５にはオペアン
プ６が接続され、オペアンプ６によりセンサ出力がイン
ピーダンス変換される。オペアンプ６の出力端子は抵抗
７（本実施例では２ＫΩ）を介してオペアンプよりなる
増幅器８の反転入力端子に接続されている。増幅器８の
出力端子は抵抗９（本実施例では２００ＫΩ）を介して
負帰還がかけられるとともに、波形処理回路１０に接続
されている。この波形処理回路１０は入力信号を２値化
して出力する。又、波形処理回路１０は、その動作範囲
が電源電圧の０〜５０００ｍＶとなっている。An operational amplifier 6 is connected to the midpoint 5 of the MR elements 4A and 4B, and the sensor output is impedance-converted by the operational amplifier 6. The output terminal of the operational amplifier 6 is connected to the inverting input terminal of an amplifier 8 formed of an operational amplifier via a resistor 7 (2 KΩ in this embodiment). The output terminal of the amplifier 8 is negatively fed back through the resistor 9 (200 KΩ in this embodiment) and is connected to the waveform processing circuit 10. The waveform processing circuit 10 binarizes the input signal and outputs it. Further, the waveform processing circuit 10 has an operating range of 0 to 5000 mV of the power supply voltage.
【００２０】増幅器８の出力端子はコンパレータ１１の
非反転入力端子、及び、コンパレータ１２の反転入力端
子にそれぞれ接続されている。又、５ボルト電源１３と
グランドとの間に抵抗１４，１５，１６が直列に接続さ
れ、抵抗１４と１５との間の接続点ａがコンパレータ１
１の反転入力端子に接続されている。さらに、抵抗１５
と１６との間の接続点ｂがコンパレータ１２の非反転入
力端子に接続されている。The output terminal of the amplifier 8 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 11 and the inverting input terminal of the comparator 12, respectively. Further, resistors 14, 15 and 16 are connected in series between the 5-volt power source 13 and the ground, and the connection point a between the resistors 14 and 15 is the comparator 1.
1 is connected to the inverting input terminal. In addition, the resistance 15
The connection point b between points 16 and 16 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 12.
【００２１】電源１７とグランドとの間にはＰＭＯＳト
ランジスタ１８と抵抗１９（本実施例では１０ＭΩ）と
抵抗２０（本実施例では１０ＭΩ）とＮＭＯＳトランジ
スタ２１とが直列に接続されている。又、電源２２とグ
ランドとの間には抵抗２３（本実施例では１ＫΩ）と抵
抗２４（本実施例では１ＫΩ）とが直列に接続されてい
る。そして、抵抗１９と抵抗２０との間の接続点ｃと、
抵抗２３と抵抗２４との間の接続点ｄとの間にはコンデ
ンサ２５（本実施例では１０ＰＦ）が接続されている。
コンパレータ１１の出力端子はＮＭＯＳトランジスタ２
１のゲート端子に接続されている。又、コンパレータ１
２の出力端子はインバータ２６を介してＰＭＯＳトラン
ジスタ１８のゲート端子に接続されている。A PMOS transistor 18, a resistor 19 (10 MΩ in this embodiment), a resistor 20 (10 MΩ in this embodiment), and an NMOS transistor 21 are connected in series between the power supply 17 and the ground. A resistor 23 (1 KΩ in this embodiment) and a resistor 24 (1 KΩ in this embodiment) are connected in series between the power supply 22 and the ground. And a connection point c between the resistor 19 and the resistor 20,
A capacitor 25 (10 PF in this embodiment) is connected between a connection point d between the resistors 23 and 24.
The output terminal of the comparator 11 is the NMOS transistor 2
1 is connected to the gate terminal. Also, the comparator 1
The output terminal of 2 is connected to the gate terminal of the PMOS transistor 18 via the inverter 26.
【００２２】抵抗１９と抵抗２０との間の接続点ｃはオ
ペアンプ２７の非反転入力端子に接続されている。オペ
アンプ２７の出力端子は負帰還がかけられるとともに、
増幅器８の非反転入力端子に接続されている。つまり、
オペアンプ２７の出力電圧が増幅器８の基準電圧とな
る。尚、オペアンプ２７は必ず必要なものではない。The connection point c between the resistors 19 and 20 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 27. Negative feedback is applied to the output terminal of the operational amplifier 27, and
It is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier 8. That is,
The output voltage of the operational amplifier 27 becomes the reference voltage of the amplifier 8. The operational amplifier 27 is not always necessary.
【００２３】次に、このように構成したセンサ信号処理
回路の作用を図２に従って説明する。増幅器８によるセ
ンサ信号の増幅後の信号が、コンパレータ１１において
接続点ａでの電位である上限電圧ＰＳ（ピークストップ
＝３．８Ｖ）より大きくなると（図２でのｔ１のタイミ
ング）、コンパレータ１１の出力ＤＮは、Ｈレベルとな
り、ＮＭＯＳトランジスタ２１がオンする。その結果、
コンデンサ２５が放電され、接続点ｃの電位が下がり、
オペアンプ２７の出力（増幅器８の基準電圧）が下が
る。すると、増幅器８の出力が下がり、上限電圧ＰＳ以
下となった瞬間に（図２でのｔ２のタイミング）、ＮＭ
ＯＳトランジスタ２１がオフする。Next, the operation of the sensor signal processing circuit thus constructed will be described with reference to FIG. When the signal after amplification of the sensor signal by the amplifier 8 becomes larger than the upper limit voltage PS (peak stop = 3.8V) which is the potential at the connection point a in the comparator 11 (timing of t1 in FIG. 2), The output DN becomes H level, and the NMOS transistor 21 is turned on. as a result,
The capacitor 25 is discharged, the potential at the connection point c decreases,
The output of the operational amplifier 27 (reference voltage of the amplifier 8) decreases. Then, at the moment when the output of the amplifier 8 drops and becomes equal to or lower than the upper limit voltage PS (timing of t2 in FIG. 2), NM
The OS transistor 21 turns off.
【００２４】逆に、増幅器８によるセンサ信号の増幅後
の信号が、コンパレータ１２において接続点ｂでの電位
である下限電圧ＢＳ（ボトムストップ＝０．２Ｖ）より
も下がると（図２でのｔ３のタイミング）、コンパレー
タ１２の出力ＵＰがＨレベルとなり、ＰＭＯＳトランジ
スタ１８がオンする。その結果、コンデンサ２５が充電
され、接続点ｃの電位が上昇し、オペアンプ２７の出力
（増幅器８の基準電圧）も上昇する。従って、増幅器８
の出力が上昇し、下限電圧ＢＳより上になった瞬間に
（図２でのｔ４のタイミング）、ＰＭＯＳトランジスタ
１８がオフする。On the contrary, when the signal after the amplification of the sensor signal by the amplifier 8 falls below the lower limit voltage BS (bottom stop = 0.2 V) which is the potential at the connection point b in the comparator 12 (t3 in FIG. 2). Timing), the output UP of the comparator 12 becomes H level, and the PMOS transistor 18 is turned on. As a result, the capacitor 25 is charged, the potential at the connection point c rises, and the output of the operational amplifier 27 (reference voltage of the amplifier 8) also rises. Therefore, the amplifier 8
At the moment when the output of the voltage rises and becomes higher than the lower limit voltage BS (timing of t4 in FIG. 2), the PMOS transistor 18 is turned off.
【００２５】このように、増幅器８の出力は、下限電圧
ＢＳ以上、上限電圧ＰＳ以下の範囲内で、振幅するよう
に、自動調整される。従って、回転センサ３（ＭＲＥセ
ンサ）の中点オフセットが、±５０ｍＶ以上あったとし
ても、必ず下限電圧ＢＳと上限電圧ＰＳとの間で振幅す
るように、増幅器８で１００倍増幅できる。In this way, the output of the amplifier 8 is automatically adjusted so as to oscillate within the range of the lower limit voltage BS or more and the upper limit voltage PS or less. Therefore, even if the midpoint offset of the rotation sensor 3 (MRE sensor) is ± 50 mV or more, the amplifier 8 can perform 100-fold amplification so that it always oscillates between the lower limit voltage BS and the upper limit voltage PS.
【００２６】つまり、回転センサ３（ＭＲＥセンサ）で
ギヤ２の接近を検出する場合、センサ印加電圧ＶDDが５
Ｖのとき、センサの出力信号はその振幅が１０ｍＶ程度
しか出ない。このままでは、角度精度よく２値化できな
いので、１００倍前後増幅し、信号振幅を１０００ｍＶ
前後としたい。そのため、オペアンプよりなる増幅器８
にて１００倍の増幅を行う。ＭＲＥセンサの可変分圧回
路（ブリッジ）の中点５のオフセットは、ＭＲＥ薄膜の
エッチング精度や、膜厚のバラツキにより、±５０ｍＶ
と大きくバラツク。このまま１００倍増幅すると、オフ
セットが±５０００ｍＶとなり電源電圧、つまり、波形
処理回路１０での動作範囲の０〜５０００ｍＶより大き
くなり動作しない。そこで、このオフセットを上述した
ようにキャンセルしている。That is, when the approach of the gear 2 is detected by the rotation sensor 3 (MRE sensor), the sensor applied voltage V DD is 5
At V, the output signal of the sensor has an amplitude of only about 10 mV. If it is left as it is, it cannot be binarized with high angle accuracy, so it is amplified around 100 times and the signal amplitude is 1000 mV.
I want to go back and forth. Therefore, the amplifier 8 consisting of operational amplifier
Amplify 100 times. The offset of the middle point 5 of the variable voltage dividing circuit (bridge) of the MRE sensor is ± 50 mV due to the etching accuracy of the MRE thin film and the variation in the film thickness.
And greatly varied. If the signal is amplified 100 times as it is, the offset becomes ± 5000 mV, which is larger than the power supply voltage, that is, 0 to 5000 mV which is the operating range of the waveform processing circuit 10, and does not operate. Therefore, this offset is canceled as described above.
【００２７】そして、波形処理回路１０に、特開平４−
７７６７１号公報のセンサ波形処理回路など、ピーク
値，ボトム値を記憶して閾値を発生して２値化する回路
を採用することで、角度精度±０．１°を達成できるギ
ヤ近接型のＭＲＥセンサを実現できる。同公報の回路で
は、センサの増幅後の出力信号に対し、増幅率の大きな
アンプと増幅率の小さなアンプとを通し、増幅率の小さ
なアンプの出力信号のピークホールド値を閾値として、
増幅率の大きなアンプの出力信号を２値化するものであ
る。この回路では、波形が処理回路の許容入力範囲内
（電源電圧が５Ｖのとき、０Ｖ〜４Ｖ）にあれば、角度
精度±０，１°という高精度で２値パルス化ができる。Then, the waveform processing circuit 10 is disclosed in
A gear proximity MRE that can achieve an angular accuracy of ± 0.1 ° by employing a circuit that stores a peak value and a bottom value and generates a threshold value to perform binarization, such as the sensor waveform processing circuit of Japanese Patent No. 776771. A sensor can be realized. In the circuit of the publication, the output signal after amplification of the sensor is passed through an amplifier with a large amplification factor and an amplifier with a small amplification factor, and the peak hold value of the output signal of the amplifier with a small amplification factor is used as a threshold value.
The output signal of an amplifier having a large amplification factor is binarized. In this circuit, if the waveform is within the allowable input range of the processing circuit (0V to 4V when the power supply voltage is 5V), binary pulse conversion can be performed with high accuracy of ± 0,1 °.
【００２８】又、回転角センサ３（ＭＲ素子４Ａ，４
Ｂ）を含めてこれら回路構成において、ＣＭＯＳ−ＬＳ
Ｉ化し、コンデンサ２５を含めて全て、１チップに集積
している。つまり、ＣＭＯＳＬＳＩ化ができるように、
コンデンサ容量は、１０ＰＦ〜１００ＰＦとしている。
又、１０ＭΩの充電放電抵抗１９，２０は、ＰＭＯＳト
ランジスタ１８またはＮＭＯＳトランジスタ２１のオン
抵抗を用いることもできる。The rotation angle sensor 3 (MR elements 4A, 4
In these circuit configurations including B), the CMOS-LS
All are integrated into one chip including the capacitor 25 including the capacitor 25. In other words, to enable CMOS LSI,
The capacitor capacity is 10 PF to 100 PF.
Further, as the charging / discharging resistors 19 and 20 of 10 MΩ, the on resistance of the PMOS transistor 18 or the NMOS transistor 21 can be used.
【００２９】このように本実施例では、センサ信号が小
さくて２値化の信号処理を施す前に、センサ信号を増幅
器８により増幅する必要のある場合に、増幅器８の出力
値を予め定めた最大値（３．８Ｖ）と比較して、増幅器
８の出力値が予め定めた最大値（３．８Ｖ）より大きい
と第１の信号を出力するコンパレータ１１（第１のコン
パレータ）と、増幅器８の出力値を予め定めた最小値
（０．２Ｖ）と比較して、増幅器８の出力値が予め定め
た最小値（０．２Ｖ）より小さいと第２の信号を出力す
るコンパレータ１２（第２のコンパレータ）と、増幅器
８の基準電圧端子に接続されたコンデンサ２５と、コン
パレータ１１からの第１の信号にて動作してコンデンサ
２５を放電し増幅器８での基準電圧を降下させるＮＭＯ
Ｓトランジスタ２１（放電用スイッチング素子）と、コ
ンパレータ１２からの第２の信号にて動作してコンデン
サ２５を充電し増幅器８での基準電圧を上昇させるＰＭ
ＯＳトランジスタ１８（充電用スイッチング素子）とを
備えた。よって、アナログ回路構成により増幅器８での
基準電圧が補正され、この基準電圧を用いてセンサ信号
が増幅器８により増幅されて増幅したセンサ信号の振幅
が許容範囲（０〜４Ｖ）内に入る。As described above, in this embodiment, when the sensor signal is small and it is necessary to amplify the sensor signal by the amplifier 8 before performing the signal processing for binarization, the output value of the amplifier 8 is predetermined. A comparator 11 (first comparator) that outputs a first signal when the output value of the amplifier 8 is larger than a predetermined maximum value (3.8V) as compared with the maximum value (3.8V), and the amplifier 8 Is compared with a predetermined minimum value (0.2V), and if the output value of the amplifier 8 is smaller than the predetermined minimum value (0.2V), a second signal is output from the comparator 12 (second NMO) that operates by the first signal from the comparator 11 and the capacitor 25 connected to the reference voltage terminal of the amplifier 8 to discharge the capacitor 25 and drop the reference voltage of the amplifier 8.
PM that operates by the S transistor 21 (switching element for discharging) and the second signal from the comparator 12 to charge the capacitor 25 and raise the reference voltage in the amplifier 8.
And an OS transistor 18 (switching element for charging). Therefore, the reference voltage in the amplifier 8 is corrected by the analog circuit configuration, the sensor signal is amplified by the amplifier 8 using this reference voltage, and the amplitude of the amplified sensor signal falls within the allowable range (0 to 4 V).
【００３０】このように、センサ信号の調整をカウンタ
やＤ／Ａ変換器を用いてデジタル的に行うと、回路規模
が大きくなりコストアップを招いてしまうが、本実施例
のようにアナログ的に処理することにより、簡単な構成
にて、増幅したセンサ信号の振幅を許容範囲内にするこ
とができることとなる。As described above, if the sensor signal is adjusted digitally by using the counter or the D / A converter, the circuit scale becomes large and the cost is increased. By processing, the amplitude of the amplified sensor signal can be set within the allowable range with a simple configuration.
【００３１】又、センサ信号の調整のための回路及びセ
ンサを１チップＬＳＩ化したので、小型化が図られる。
即ち、デジタル処理回路では回路規模の大型化を招くと
ともに１チップに集積した場合にはチップサイズが大き
くなってしまうが、本実施例ではアナログ回路構成とし
たことによりチップサイズの小型化が図られる。 （第２実施例）次に、第２実施例を第１実施例との相違
点を中心に説明する。Since the circuit for adjusting the sensor signal and the sensor are integrated into a one-chip LSI, the size can be reduced.
That is, in the digital processing circuit, the circuit size becomes large and the chip size becomes large when integrated into one chip. However, in the present embodiment, the analog circuit configuration can reduce the chip size. . (Second Embodiment) Next, the second embodiment will be described focusing on the differences from the first embodiment.
【００３２】本実施例では、図３に示すように、増幅信
号の上限検出を行わずに、下限検出のみを行っている。
即ち、ＰＭＯＳトランジスタ１８とグランドとの間にコ
ンデンサ２９を配置し、ＰＭＯＳトランジスタ１８とコ
ンデンサ２９との間の接続点ｅにオペアンプ２７の非反
転入力端子を接続する。さらに、オペアンプ２７の非反
転入力端子とグランドとの間にリーク電流発生用ダイオ
ード２８を配置する。そして、リーク電流発生用ダイオ
ード２８により常時増幅器８の基準電圧が降下するよう
にして、下限検出のみで動作させる。この場合、Ｐ- ｗ
ｅｌｌ−Ｎ+ 拡散のダイオード２８を用いて、グランド
へ流れるリーク電流を積極的に活用することができる。
つまり、適度のリーク電流で、常にコンデンサ２９の電
位を少しずつ下げることで、回路としては、増幅器８の
出力が下限値ＢＳを越えて下がり過ぎたときだけ増幅器
８の基準電圧を持ち上げるという一方向の動作だけで、
増幅器８の出力をある一定の範囲内に保つことができ
る。In the present embodiment, as shown in FIG. 3, the upper limit of the amplified signal is not detected, but only the lower limit is detected.
That is, the capacitor 29 is arranged between the PMOS transistor 18 and the ground, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 27 is connected to the connection point e between the PMOS transistor 18 and the capacitor 29. Further, a leakage current generating diode 28 is arranged between the non-inverting input terminal of the operational amplifier 27 and the ground. Then, the reference voltage of the amplifier 8 is constantly lowered by the leakage current generating diode 28 so that the amplifier 8 operates only by detecting the lower limit. In this case, P - w
The leak current flowing to the ground can be positively utilized by using the diode 28 of the ell-N + diffusion.
That is, the circuit is configured to raise the reference voltage of the amplifier 8 only when the output of the amplifier 8 exceeds the lower limit value BS and drops too much by constantly lowering the potential of the capacitor 29 little by little with an appropriate leak current. Just by the operation of
The output of the amplifier 8 can be kept within a certain range.
【００３３】このように本実施例によれば、増幅器８の
基準電圧端子に接続されたコンデンサ２９と、コンデン
サ２９の電荷を電荷が放電される側にリークさせるダイ
オード２８（リーク用ダイオード）と、増幅器８の出力
値を予め定めた最小値（０．２Ｖ）と比較して、増幅器
８の出力値が予め定めた最小値（０．２Ｖ）より小さい
と信号を出力するコンパレータ１２と、コンパレータ１
２からの信号にて動作してコンデンサ２９を充電し増幅
器８での基準電圧を上昇させるＰＭＯＳトランジスタ１
８（充電用スイッチング素子）とを備えた。つまり、ダ
イオード２８（リーク用ダイオード）によりコンデンサ
２９の電荷を電荷が放電される側にリークさせ増幅器８
の基準電圧を徐々に降下させながら増幅器８の出力値が
コンパレータ１２により最小値（０．２Ｖ）より小さい
とＰＭＯＳトランジスタ１８（充電用スイッチング素
子）によりコンデンサ２９を充電し増幅器８での基準電
圧を上昇させる。このようにして、アナログ回路構成に
より増幅器８での基準電圧が補正され、この基準電圧を
用いてセンサ信号が増幅器８により増幅されて増幅した
センサ信号の振幅が許容範囲内に入る。As described above, according to this embodiment, the capacitor 29 connected to the reference voltage terminal of the amplifier 8, the diode 28 (leakage diode) for leaking the electric charge of the capacitor 29 to the side where the electric charge is discharged, A comparator 12 that compares the output value of the amplifier 8 with a predetermined minimum value (0.2V) and outputs a signal when the output value of the amplifier 8 is smaller than the predetermined minimum value (0.2V);
The PMOS transistor 1 which operates by the signal from 2 to charge the capacitor 29 and raise the reference voltage in the amplifier 8
8 (charging switching element). That is, the diode 28 (leakage diode) leaks the electric charge of the capacitor 29 to the side where the electric charge is discharged, and the amplifier 8
When the output value of the amplifier 8 is smaller than the minimum value (0.2V) by the comparator 12 while gradually decreasing the reference voltage of, the capacitor 29 is charged by the PMOS transistor 18 (switching element for charging) and the reference voltage of the amplifier 8 is To raise. In this way, the reference voltage in the amplifier 8 is corrected by the analog circuit configuration, the sensor signal is amplified by the amplifier 8 using this reference voltage, and the amplitude of the amplified sensor signal falls within the allowable range.
【００３４】又、センサ信号の調整のための回路及びセ
ンサを１チップＬＳＩ化することにより、小型化が図ら
れる。即ち、デジタル処理回路では回路規模の大型化を
招くとともに１チップに集積した場合にはチップサイズ
が大きくなってしまうが、本実施例ではアナログ回路構
成としたことによりチップサイズの小型化が図られる。 （第３実施例）次に、第３実施例を第１実施例との相違
点を中心に説明する。Further, the circuit for adjusting the sensor signal and the sensor are integrated into a one-chip LSI, whereby the size can be reduced. That is, in the digital processing circuit, the circuit size becomes large and the chip size becomes large when integrated into one chip. However, in the present embodiment, the analog circuit configuration can reduce the chip size. . (Third Embodiment) Next, the third embodiment will be described focusing on the differences from the first embodiment.
【００３５】本実施例では、図４に示すように、増幅信
号の下限検出を行わずに、上限検出のみを行っている。
つまり、電源３０とコンデンサ３１との間にリーク電流
発生用ダイオード３２を配置して、常時増幅器８の基準
電圧が上昇するようにして、上限検出のみで動作させ
る。この場合、Ｐ- ｗｅｌｌ−Ｎ+ 拡散のダイオード３
２を用いて、コンデンサ３１側へ流れるリーク電流を積
極的に活用することができる。つまり、適度のリーク電
流で、常にコンデンサ３１の電位を少しずつ上げること
で、回路としては、増幅器８の出力が上限値ＰＳを越え
て上がり過ぎたときだけ増幅器８の基準電圧を下げると
いう一方向の動作だけで、増幅器８の出力をある一定の
範囲内に保つことができる。In the present embodiment, as shown in FIG. 4, only the upper limit is detected without detecting the lower limit of the amplified signal.
That is, the leak current generating diode 32 is arranged between the power supply 30 and the capacitor 31 so that the reference voltage of the amplifier 8 is constantly increased, and only the upper limit detection is performed. In this case, P - well-N + diffusion diode 3
2, it is possible to positively utilize the leak current flowing to the capacitor 31 side. In other words, by constantly raising the potential of the capacitor 31 little by little with a proper leak current, the circuit is one way to lower the reference voltage of the amplifier 8 only when the output of the amplifier 8 exceeds the upper limit value PS and rises too much. The output of the amplifier 8 can be kept within a certain range only by the operation of.
【００３６】このように本実施例では、増幅器８の基準
電圧端子に接続されたコンデンサ３１と、コンデンサ３
１に電荷が充電される側に電源３０からの電流をリーク
させるダイオード３２（リーク用ダイオード）と、増幅
器８の出力値を予め定めた最大値（３．８Ｖ）と比較し
て、増幅器８の出力値が予め定めた最大値（３．８Ｖ）
より大きいと信号を出力するコンパレータ１１と、コン
パレータ１１からの信号にて動作してコンデンサ３１を
放電し増幅器８での基準電圧を降下させるＮＭＯＳトラ
ンジスタ２１（放電用スイッチング素子）とを備えた。
つまり、ダイオード３２（リーク用ダイオード）により
コンデンサ３１に電荷が充電される側に電源３０からの
電流をリークさせ増幅器８の基準電圧を徐々に上昇させ
ながら増幅器８の出力値がコンパレータ１１により最大
値（３．８Ｖ）より大きいとＮＭＯＳトランジスタ２１
（放電用スイッチング素子）によりコンデンサ３１を放
電し増幅器８での基準電圧を降下させる。このようにし
て、アナログ回路構成により増幅器８での基準電圧が補
正され、この基準電圧を用いてセンサ信号が増幅器８に
より増幅されて増幅したセンサ信号の振幅が許容範囲内
に入る。As described above, in this embodiment, the capacitor 31 connected to the reference voltage terminal of the amplifier 8 and the capacitor 3 are connected.
The output value of the amplifier 32 is compared with a diode 32 (leakage diode) that leaks the current from the power source 30 to the side where the electric charge is charged to 1. Maximum value of output value set in advance (3.8V)
It has a comparator 11 that outputs a signal when it is larger, and an NMOS transistor 21 (discharge switching element) that operates by a signal from the comparator 11 to discharge the capacitor 31 and drop the reference voltage in the amplifier 8.
That is, while the current from the power supply 30 is leaked to the side where the capacitor 31 is charged by the diode 32 (leakage diode) and the reference voltage of the amplifier 8 is gradually increased, the output value of the amplifier 8 is the maximum value by the comparator 11. If it is higher than (3.8V), the NMOS transistor 21
(Discharging switching element) discharges the capacitor 31 to drop the reference voltage in the amplifier 8. In this way, the reference voltage in the amplifier 8 is corrected by the analog circuit configuration, the sensor signal is amplified by the amplifier 8 using this reference voltage, and the amplitude of the amplified sensor signal falls within the allowable range.
【００３７】又、センサ信号の調整のための回路及びセ
ンサを１チップＬＳＩ化することにより、小型化が図ら
れる。即ち、デジタル処理回路では回路規模の大型化を
招くとともに１チップに集積した場合にはチップサイズ
が大きくなってしまうが、本実施例ではアナログ回路構
成としたことによりチップサイズの小型化が図られる。Further, the circuit for adjusting the sensor signal and the sensor are integrated into a one-chip LSI to achieve miniaturization. That is, in the digital processing circuit, the circuit size becomes large and the chip size becomes large when integrated into one chip. However, in the present embodiment, the analog circuit configuration can reduce the chip size. .
【００３８】尚、この発明は上記各実施例に限定される
ものではなく、例えば、ＭＲＥセンサの他にも、バーコ
ード読取用リニアイメージセンサ等に用いてもよい。
又、コンデンサを充放電するためのスイッチング素子と
しては、ＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ）の他にもバイポ
ーラトランジスタやサイリスタでもよい。The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, but may be applied to a bar code reading linear image sensor or the like in addition to the MRE sensor.
Further, the switching element for charging and discharging the capacitor may be a bipolar transistor or a thyristor in addition to the MOS transistor (FET).
【００３９】さらに、上記各実施例において、コンデン
サ２５，２９，３１の容量を概ね１００ＰＦ以下とする
とともに、スイッチング素子をＭＯＳトランジスタ１
８，２１とし、さらに、増幅器８をＭＯＳトランジスタ
入力のアンプを使用することにより、１チップＭＯＳＬ
ＳＩ化することができる。Further, in each of the above-mentioned embodiments, the capacitors 25, 29 and 31 have a capacitance of approximately 100 PF or less, and the switching element is the MOS transistor 1.
8 and 21, and further, the amplifier 8 is a one-chip MOSL by using a MOS transistor input amplifier.
Can be converted to SI.
【００４０】さらには、上記各実施例において、コンデ
ンサ２５，２９，３１を外付大容量（例えば、１０００
０ＰＦ程度）とするとともに、スイッチング素子（１
８，２１）をバイパーラトランジスタとし、さらに、増
幅器８をバイポーラトランジスタ入力のアンプを使用す
ることにより、１チップバイポーラＬＳＩ化することが
できる。Furthermore, in each of the above-mentioned embodiments, the capacitors 25, 29 and 31 are replaced with large external capacitors (for example, 1000 capacitors).
The switching element (1
(8, 21) is a bipolar transistor, and the amplifier 8 is a bipolar transistor input amplifier, so that a one-chip bipolar LSI can be realized.
【００４１】さらに、ＭＯＳトランジスタとバイパーラ
トランジスタを組み合わせて１チップＬＳＩ化すること
により、ＢｉＣＭＯＳ構造とすることもできる。Further, a BiCMOS structure can be obtained by combining a MOS transistor and a bipolar transistor into a one-chip LSI.
【００４２】[0042]
【発明の効果】以上詳述したように請求項１〜３の発明
によれば、簡単な構成にて、増幅したセンサ信号の振幅
を許容範囲内にすることができ、請求項４，５の発明に
よれば、ＭＯＳ構造，バイパーラ構造のＩＣ構造を簡単
に１チップ化できる優れた効果を発揮する。As described in detail above, according to the inventions of claims 1 to 3, it is possible to keep the amplitude of the amplified sensor signal within the allowable range with a simple structure. According to the invention, an excellent effect that an IC structure having a MOS structure or a biparar structure can be easily made into one chip is exhibited.
【図１】第１実施例のセンサ信号処理装置の回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram of a sensor signal processing device according to a first embodiment.
【図２】第１実施例の作用を説明するための波形図であ
る。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the first embodiment.
【図３】第２実施例のセンサ信号処理装置の回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram of a sensor signal processing device according to a second embodiment.
【図４】第３実施例のセンサ信号処理装置の回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram of a sensor signal processing device according to a third embodiment.
８…増幅器、１１…第１のコンパレータとしてのコンパ
レータ、１２…第２のコンパレータとしてのコンパレー
タ、１８…充電用スイッチング素子としてのＰＭＯＳト
ランジスタ、２１…放電用スイッチング素子としてのＮ
ＭＯＳトランジスタ、２５…コンデンサ、２８…リーク
用ダイオードとしてのダイオード、２９…コンデンサ、
３１…コンデンサ、３２…リーク用ダイオードとしての
ダイオード8 ... Amplifier, 11 ... Comparator as first comparator, 12 ... Comparator as second comparator, 18 ... PMOS transistor as charging switching element, 21 ... N as discharging switching element
MOS transistor, 25 ... Capacitor, 28 ... Diode as leakage diode, 29 ... Capacitor,
31 ... Capacitor, 32 ... Diode as leakage diode
Claims (5)
理を施す前に、前記センサ信号を増幅器により増幅する
必要のあるセンサ信号処理装置に設けられるものであっ
て、 前記増幅器の出力値を予め定めた最大値と比較して、増
幅器の出力値が予め定めた最大値より大きいと第１の信
号を出力する第１のコンパレータと、 前記増幅器の出力値を予め定めた最小値と比較して、増
幅器の出力値が予め定めた最小値より小さいと第２の信
号を出力する第２のコンパレータと、 前記増幅器の基準電圧端子に接続されたコンデンサと、 前記第１のコンパレータからの第１の信号にて動作して
前記コンデンサを放電し増幅器での基準電圧を降下させ
る放電用スイッチング素子と、 前記第２のコンパレータからの第２の信号にて動作して
前記コンデンサを充電し増幅器での基準電圧を上昇させ
る充電用スイッチング素子とを備えたことを特徴とする
センサ信号処理装置。1. An output value of the amplifier, which is provided in a sensor signal processing device, wherein the sensor signal is small and needs to be amplified by an amplifier before signal processing such as binarization is performed. A first comparator that outputs a first signal when the output value of the amplifier is greater than a predetermined maximum value, and the output value of the amplifier is compared with a predetermined minimum value. Then, a second comparator that outputs a second signal when the output value of the amplifier is smaller than a predetermined minimum value, a capacitor connected to the reference voltage terminal of the amplifier, and a first comparator from the first comparator. A switching element for discharging which operates by the signal of No. 1 to discharge the capacitor to lower the reference voltage in the amplifier; and the capacitor which operates by the second signal from the second comparator. Sensor signal processing apparatus characterized by comprising a charge switching element for raising the reference voltage at the charging and amplifier.
理を施す前に、前記センサ信号を増幅器により増幅する
必要のあるセンサ信号処理装置に設けられるものであっ
て、 前記増幅器の基準電圧端子に接続されたコンデンサと、 前記コンデンサの電荷を電荷が放電される側にリークさ
せるリーク用ダイオードと、 前記増幅器の出力値を予め定めた最小値と比較して、増
幅器の出力値が予め定めた最小値より小さいと信号を出
力するコンパレータと、 前記コンパレータからの信号にて動作して前記コンデン
サを充電し増幅器での基準電圧を上昇させる充電用スイ
ッチング素子とを備えたことを特徴とするセンサ信号処
理装置。2. A reference voltage of the amplifier, wherein the sensor signal is small and is provided in a sensor signal processing device that needs to amplify the sensor signal by an amplifier before performing signal processing such as binarization. A capacitor connected to the terminal, a leakage diode that leaks the electric charge of the capacitor to the side where the electric charge is discharged, and an output value of the amplifier is predetermined by comparing the output value of the amplifier with a predetermined minimum value. A sensor that outputs a signal when it is smaller than the minimum value, and a charging switching element that operates by the signal from the comparator to charge the capacitor and raise the reference voltage in the amplifier. Signal processing device.
理を施す前に、前記センサ信号を増幅器により増幅する
必要のあるセンサ信号処理装置に設けられるものであっ
て、 前記増幅器の基準電圧端子に接続されたコンデンサと、 前記コンデンサに電荷が充電される側に電源からの電流
をリークさせるリーク用ダイオードと、 増幅器の出力値を予め定めた最大値と比較して、増幅器
の出力値が予め定めた最大値より大きいと信号を出力す
るコンパレータと、 前記コンパレータからの信号にて動作して前記コンデン
サを放電し増幅器での基準電圧を所定量降下させる放電
用スイッチング素子とを備えたことを特徴とするセンサ
信号処理装置。3. A sensor signal processing device, which has a small sensor signal and needs to be amplified by an amplifier before the signal processing such as binarization is performed, and the reference voltage of the amplifier is provided. Compare the output value of the amplifier with the capacitor connected to the terminal, the leakage diode that leaks the current from the power supply to the side where the electric charge is charged in the capacitor, and the maximum output value A comparator that outputs a signal when it is larger than a predetermined maximum value, and a discharge switching element that operates by a signal from the comparator to discharge the capacitor and drop a reference voltage in the amplifier by a predetermined amount are provided. A characteristic sensor signal processing device.
以下とするとともに、前記スイッチング素子をＭＯＳト
ランジスタとし、さらに、前記増幅器をＭＯＳトランジ
スタ入力のアンプを使用することにより、１チップＭＯ
ＳＬＳＩ化したことを特徴とする請求項１〜３のいずれ
か１項に記載のセンサ信号処理装置。4. The capacitance of the capacitor is approximately 100 PF.
In addition to the following, by using a MOS transistor as the switching element and further using a MOS transistor input amplifier as the amplifier, a one-chip MO
The sensor signal processing device according to claim 1, wherein the sensor signal processing device is an SLSI.
もに、前記スイッチング素子をバイパーラトランジスタ
とし、さらに、前記増幅器をバイポーラトランジスタ入
力のアンプを使用することにより、１チップバイポーラ
ＬＳＩ化したことを特徴とする請求項１〜３のいずれか
１項に記載のセンサ信号処理装置。5. A one-chip bipolar LSI, wherein the capacitor has a large external capacity, the switching element is a bipolar transistor, and the amplifier is a bipolar transistor input amplifier. The sensor signal processing device according to any one of claims 1 to 3.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31533993A JP3331709B2 (en) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | Sensor signal processing device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31533993A JP3331709B2 (en) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | Sensor signal processing device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07167876A true JPH07167876A (en) | 1995-07-04 |
| JP3331709B2 JP3331709B2 (en) | 2002-10-07 |
Family
ID=18064224
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31533993A Expired - Lifetime JP3331709B2 (en) | 1993-12-15 | 1993-12-15 | Sensor signal processing device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3331709B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6392407B1 (en) | 2001-05-30 | 2002-05-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Rotation angle detecting device |
| WO2012132143A1 (en) * | 2011-03-30 | 2012-10-04 | 三洋電機株式会社 | Charging platform |
-
1993
- 1993-12-15 JP JP31533993A patent/JP3331709B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6392407B1 (en) | 2001-05-30 | 2002-05-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Rotation angle detecting device |
| WO2012132143A1 (en) * | 2011-03-30 | 2012-10-04 | 三洋電機株式会社 | Charging platform |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3331709B2 (en) | 2002-10-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3456041B2 (en) | Sensor signal processing device | |
| US7292499B2 (en) | Semiconductor device including duty cycle correction circuit | |
| JPH05217370A (en) | Internal step-down power source circuit | |
| US4037157A (en) | Electro-optical speed transducer | |
| JP3902791B2 (en) | Method and apparatus for converting analog signals to digital form | |
| JPH11287668A (en) | Amplification circuit and position detection device using the same | |
| US7990305B2 (en) | Current mode double-integration conversion apparatus | |
| US20070013439A1 (en) | Circuit arrangement having an amplifier arrangement and an offset compensation arrangement | |
| JPH0661432A (en) | Semiconductor device | |
| JPH06300584A (en) | Sensor signal processing device | |
| JP4520109B2 (en) | Laser power control circuit | |
| JPH07167876A (en) | Sensor signal processor | |
| JPH04239809A (en) | Amplitude limit circuit | |
| JP3457209B2 (en) | Voltage detection circuit | |
| US4268764A (en) | Zero crossover detector | |
| US4318013A (en) | High voltage detection circuit | |
| JPWO2006057054A1 (en) | Humidity measuring device | |
| JP7063651B2 (en) | Signal detection circuit and signal detection method | |
| JPH1038931A (en) | Apparatus for processing sensor signal | |
| JP3169205B2 (en) | Peak detection circuit | |
| JP2926921B2 (en) | Power-on reset circuit | |
| US7439776B1 (en) | Technique to increase the speed of a peak detector | |
| JPH09264798A (en) | Semiconductor sensor | |
| JPH10332748A (en) | Full wave peak detector | |
| JPH10190463A (en) | Signal processor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110726 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 10 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120726 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120726 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 11 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130726 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |