JPH07104016A - Impedance measuring device - Google Patents
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- JPH07104016A JPH07104016A JP25078093A JP25078093A JPH07104016A JP H07104016 A JPH07104016 A JP H07104016A JP 25078093 A JP25078093 A JP 25078093A JP 25078093 A JP25078093 A JP 25078093A JP H07104016 A JPH07104016 A JP H07104016A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、低いインピーダンスを
測定する装置に関し、特に、高い周波数まで低いインピ
ーダンスを測定することができる装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a device for measuring low impedance, and more particularly to a device capable of measuring low impedance up to high frequencies.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電子回路装置は、年々、動作速度が高速
化し、また、多くの処理機能を有するために構造が複雑
化している。そして、より高速、複雑な電子回路装置を
実現するための研究、開発が、活発に行なわれている。
高速な電子回路装置が実現すると、従来は非常に時間を
要した処理が短時間で処理できたり、不可能と考えられ
ていた処理が可能になるなどの便利さが生じる。また、
複雑な電子回路装置が実現すると、従来は複数の電子回
路装置を用いて実現した処理を１台の電子回路装置で実
現できるなどの便利さが生じる。このように、高速化と
複雑化は、共に、処理のコストを低減し世の中の機能や
サービスの向上に貢献する。また、このような優れた装
置を製造すべく、産業界はよりいっそう活性化する。2. Description of the Related Art Electronic circuit devices have a high operating speed year after year and have a complicated structure because they have many processing functions. Research and development for realizing higher speed and more complicated electronic circuit devices are being actively conducted.
The realization of a high-speed electronic circuit device brings about convenience such that a process that takes a very long time in the past can be processed in a short time, or a process that is considered impossible is possible. Also,
When a complicated electronic circuit device is realized, it is convenient that a single electronic circuit device can realize the processing conventionally realized by using a plurality of electronic circuit devices. Thus, both speeding up and complication contribute to the reduction of processing cost and improvement of functions and services in the world. In addition, the industry will become more active in order to manufacture such excellent devices.
【０００３】高速で複雑な電子回路装置を設計、製作す
る上で生じる問題の１つに、電源電圧の変動、すなわ
ち、電源ノイズの問題がある。これが過大であると、電
源電圧が個々の電子回路の許容範囲を逸脱し、電子回路
に誤動作が生じる。これを防止するために、電源ノイズ
は十分小さくする必要がある。One of the problems that occurs in designing and manufacturing a high-speed and complicated electronic circuit device is a problem of power supply voltage fluctuation, that is, power supply noise. If this is too large, the power supply voltage deviates from the permissible range of the individual electronic circuits, and the electronic circuits malfunction. In order to prevent this, the power supply noise needs to be sufficiently small.
【０００４】電源ノイズは、電源配線に電子回路の消費
電流が変動しながら流れることにより生じる。ある周波
数ｆにおける電源ノイズ電圧ΔＶ(ｆ)は、電子回路の消
費電流の変動をΔＩ(ｆ)、電源配線のインピーダンスを
Ｚ(ｆ)とおくと、次式で表される。The power supply noise is caused by the current consumption of the electronic circuit flowing in the power supply wiring while fluctuating. The power supply noise voltage ΔV (f) at a certain frequency f is expressed by the following equation, where ΔI (f) is the fluctuation of the consumption current of the electronic circuit and Z (f) is the impedance of the power supply wiring.
【０００５】[0005]
【数５】ΔＶ(ｆ)＝Ｚ(ｆ)・ΔＩ(ｆ) ……（１） 従って、ある電子回路の消費電流の変動がΔＩ(ｆ)であ
ると、電源配線のインピーダンスＺ(ｆ)を十分に小さく
すれば、電源ノイズ電圧ΔＶ(ｆ)を小さくすることがで
きる。## EQU00005 ## .DELTA.V (f) = Z (f) .multidot..DELTA.I (f) (1) Therefore, if the fluctuation of the current consumption of an electronic circuit is .DELTA.I (f), the impedance Z (f) of the power supply wiring Is sufficiently small, the power supply noise voltage ΔV (f) can be reduced.
【０００６】Ｚ(ｆ)を制御すべき周波数範囲は、ΔＩ
(ｆ)の存在する周波数範囲であり、電子回路の動作速度
で決まる。この周波数範囲の下限は、直流である。問題
となるのは、上限の周波数である。この値ｆmaxは、デ
ィジタル回路では、電子回路中のパルス信号の立上り時
間ｔrを用いて、ｆmax＝０.３５／ｔrで計算できること
が知られている。The frequency range in which Z (f) should be controlled is ΔI
This is the frequency range in which (f) exists and is determined by the operating speed of the electronic circuit. The lower limit of this frequency range is direct current. The problem is the upper limit frequency. It is known that this value fmax can be calculated in a digital circuit as fmax = 0.35 / tr using the rise time tr of the pulse signal in the electronic circuit.
【０００７】一方、電子回路装置には、電子回路素子
が、プリント基板や給電配線などの電源配線から電源の
供給を受けている構造のものがある。このような電子回
路装置の場合、電源ノイズ電圧、すなわち、その電子回
路と電源配線の接続点における電源電圧の変動を、十分
小さな量に抑えるためには、電子回路の消費電流に応じ
て、電源配線のインピーダンスを小さく設計、製作する
必要がある。On the other hand, some electronic circuit devices have a structure in which an electronic circuit element is supplied with power from a power supply wiring such as a printed circuit board or a power supply wiring. In the case of such an electronic circuit device, in order to suppress the power supply noise voltage, that is, the fluctuation of the power supply voltage at the connection point of the electronic circuit and the power supply wiring to a sufficiently small amount, the power supply voltage is changed according to the current consumption of the electronic circuit. It is necessary to design and manufacture the wiring impedance to be small.
【０００８】このように、電子回路装置の電源ノイズ電
圧ΔＶ(ｆ)を小さくするには、電源配線のインピーダン
スを、十分小さくする必要がある。そのため、電子回路
装置の電源配線のインピーダンスは、電子回路の動作速
度から決まる上限の周波数以下の範囲で、十分に小さな
値であることが必要である。As described above, in order to reduce the power supply noise voltage ΔV (f) of the electronic circuit device, it is necessary to sufficiently reduce the impedance of the power supply wiring. Therefore, the impedance of the power supply wiring of the electronic circuit device needs to be a sufficiently small value in the range below the upper limit frequency determined by the operating speed of the electronic circuit.
【０００９】電子回路装置の動作速度が高速化すると、
電子回路の消費電流は、より短かい周期で変動し、電源
配線のインピーダンスを制御すべき周波数の範囲の上限
がより高くなる。また、複雑な電子回路装置を実現する
ためには、多数の電子回路素子を使用する必要があるの
で、電子回路が消費する電流が増大し、その変動分も増
大するので、電源配線のインピーダンスをより小さくし
ないと、電源ノイズ電圧を所望の値以下に抑えられな
い。このように、電子回路装置が高速化、複雑化する
と、その電源配線のインピーダンスは、より高い周波数
まで、より小さな値であることが要求される。As the operating speed of electronic circuit devices increases,
The consumption current of the electronic circuit fluctuates in a shorter cycle, and the upper limit of the frequency range for controlling the impedance of the power supply wiring becomes higher. Further, in order to realize a complicated electronic circuit device, it is necessary to use a large number of electronic circuit elements. Therefore, the current consumed by the electronic circuit increases and the fluctuation amount also increases. Unless it is made smaller, the power supply noise voltage cannot be suppressed below a desired value. As described above, when the electronic circuit device becomes faster and more complicated, the impedance of the power supply wiring is required to have a smaller value up to a higher frequency.
【００１０】この要求に沿った電源配線を設計、実現す
るためには、電源配線のインピーダンスの測定が重要で
あり、電源配線のインピーダンスの評価範囲、すなわち
高い周波数まで低いインピーダンスを測定可能なインピ
ーダンス測定装置が必要である。In order to design and realize the power supply wiring in accordance with this requirement, it is important to measure the impedance of the power supply wiring, and the impedance measurement range of the power supply wiring, that is, the impedance measurement capable of measuring a low impedance up to a high frequency is measured. Equipment required.
【００１１】従来のインピーダンス測定装置について説
明する。インピーダンスの測定方法は、インピーダンス
ブリッジ法と反射法とに大別できる。以下、それぞれに
ついて簡単に説明する。A conventional impedance measuring device will be described. The impedance measuring method can be roughly classified into an impedance bridge method and a reflection method. Hereinafter, each will be briefly described.
【００１２】インピーダンスブリッジ法の測定原理は、
例えば、電子情報通信ハンドブック（電子情報通信学
会）によると、次のようであることが知られている。す
なわち、図２に示すように、一辺に被測定物１を接続
し、他辺にインピーダンスが既知で可変な３つのインピ
ーダンスＺ1、Ｚ2、Ｚ3を接続する。信号源２１から、
Ｚ1とＺ2の接続点と、Ｚ3とＺLの接続点との間に信号を
入力し、Ｚ1、Ｚ2、Ｚ3のいずれかのインピーダンスの
値を調節して、平衡検出器２２を用いて平衡状態、すな
わち、Ｚ1とＺLの接続点とＺ2とＺ3の接続点との電位差
がゼロの状態を検出する。平衡状態でブリッジの４つの
インピーダンスは、次式を満足することが知られてい
る。The measurement principle of the impedance bridge method is
For example, according to the Electronic Information and Communication Handbook (IEICE), the following is known. That is, as shown in FIG. 2, the DUT 1 is connected to one side and three variable impedances Z1, Z2, and Z3 having known impedances are connected to the other side. From the signal source 21,
A signal is input between the connection point of Z1 and Z2 and the connection point of Z3 and ZL, the impedance value of any of Z1, Z2, and Z3 is adjusted, and the balanced state is obtained by using the balanced detector 22. That is, the state in which the potential difference between the connection point of Z1 and ZL and the connection point of Z2 and Z3 is zero is detected. At equilibrium, the four impedances of the bridge are known to satisfy:
【００１３】[0013]
【数６】Ｚ1・Ｚ3＝Ｚ2・ＺL ……（２） 従って、３つの既知のインピーダンスの値から、（２）
式により被測定物のインピーダンスＺLを計算できる。[Equation 6] Z1 · Z3 = Z2 · ZL (2) Therefore, from the three known impedance values, (2)
The impedance ZL of the object to be measured can be calculated by the formula.
【００１４】インピーダンスブリッジ法は、測定原理が
零位測定法のため、測定精度が高い。また、この方法
は、集中定数の回路理論に基づいており、集中定数素子
で構成するので、集中定数の回路理論が成り立つ低い周
波数での測定に適している。この測定方法を用いたイン
ピーダンス測定装置としては、測定可能な周波数の上限
がｆmax＝３０ＭＨｚ（メガヘルツ）、測定が可能なイ
ンピーダンスの下限がＺmin＝０.１Ω（オーム）の性能
を持つ測定装置がある。The impedance bridge method has a high measurement accuracy because the measurement principle is the zero measurement method. Further, this method is based on the circuit theory of lumped constants and is composed of lumped constant elements, and thus is suitable for measurement at a low frequency where the circuit theory of lumped constants holds. As an impedance measuring device using this measuring method, there is a measuring device having an upper limit of measurable frequency fmax = 30 MHz (megahertz) and a lower limit of measurable impedance Zmin = 0.1Ω (ohm). .
【００１５】ここで、インピーダンス測定装置の性能の
指標として、測定可能な周波数の上限ｆmaxと、測定可
能なインピーダンスの下限Ｚminの比である性能指数
（Ｆ＝ｆmax／Ｚmin）を考える。Ｆが大きい測定装置ほ
ど、高い周波数まで、および、低いインピーダンスまで
測定可能なインピーダンス測定装置と言える。Here, as a performance index of the impedance measuring device, a performance index (F = fmax / Zmin), which is a ratio of the upper limit fmax of the measurable frequency and the lower limit Zmin of the measurable impedance, is considered. It can be said that a measuring device having a larger F can measure up to a higher frequency and a lower impedance.
【００１６】上記したインピーダンスブリッジ法を用い
た測定装置の性能指数Ｆは、 Ｆ＝ｆmax／Ｚmin＝３０×１０６／０.１＝０.３ＧＨｚ
／Ω（ギガヘルツ／オーム） である。The figure of merit F of the measuring apparatus using the above-mentioned impedance bridge method is F = fmax / Zmin = 30 × 106 / 0.1 = 0.3 GHz
/ Ω (gigahertz / ohm).
【００１７】次に、反射法の測定原理は、電子情報通信
ハンドブック（電子情報通信学会）によると、特性イン
ピーダンスが既知の分布定数線路の一端に信号源、他端
に被測定物を接続し、信号源からの入力波と、分布定数
線路と被測定物の接続点のインピーダンスの不連続によ
り発生する反射波を測定し、入力波と反射波の比から被
測定物のインピーダンスを計算する測定方法である。Next, according to the measurement principle of the reflection method, according to the Electronic Information and Communication Handbook (Institute of Electronics, Information and Communication Engineers), a signal source is connected to one end of a distributed constant line whose characteristic impedance is known, and an object to be measured is connected to the other end, A measurement method that measures the input wave from the signal source and the reflected wave generated by the discontinuity of the impedance at the connection point of the distributed constant line and the DUT, and calculates the impedance of the DUT from the ratio of the input wave and the reflected wave. Is.
【００１８】反射法は、反射波の測定方法の違いから、
方向性結合器を用いる方法と、定在波法とに分けられ
る。いずれも入力波と反射波の比から被測定物のインピ
ーダンスを計算する。方向性結合器を用いる方法は、方
向性結合器を用いて入力波と反射波に比例する電圧を分
離、検出し、入力波と反射波の比を測定する。定在波法
は、特開昭６２−１５１７６６号公報にあるように、分
布定数線路上で位置を変えて電圧を測定することで、定
在波の電圧節や電圧腹での電圧と位置とを測定し、これ
から入力波と反射波の電圧振幅比と位相差を計算する。The reflection method is different from the measurement method of the reflected wave in that
It can be divided into a method using a directional coupler and a standing wave method. In both cases, the impedance of the DUT is calculated from the ratio of the input wave and the reflected wave. The method using a directional coupler separates and detects a voltage proportional to an input wave and a reflected wave using the directional coupler, and measures the ratio of the input wave and the reflected wave. In the standing wave method, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-151766, the voltage is measured while changing the position on the distributed constant line, so that the voltage and position at the voltage node or voltage antinode of the standing wave can be obtained. Is calculated, and the voltage amplitude ratio and phase difference between the input wave and the reflected wave are calculated from this.
【００１９】反射法の測定原理について、図３に示した
方向性結合器を用いる方法の測定回路を用いて測定する
場合について説明する。方向性結合器７で伝送線路上の
入力波と反射波とを分離し、それぞれについて、電圧、
位相計５、６で、入力波と反射波とに比例する電圧を測
定して、入力波ａと反射波ｂの電圧の比、すなわち、電
圧反射係数ΓL＝ｂ／ａを測定する。The measurement principle of the reflection method will be described for the case where measurement is performed using the measurement circuit of the method using the directional coupler shown in FIG. The directional coupler 7 separates the input wave and the reflected wave on the transmission line into a voltage,
The phase meters 5 and 6 measure the voltage proportional to the input wave and the reflected wave, and measure the voltage ratio of the input wave a and the reflected wave b, that is, the voltage reflection coefficient ΓL = b / a.
【００２０】電圧反射係数ΓLは、同軸ケーブル９の特
性インピーダンスＺ0と被測定物１のインピーダンスＺL
とで、次式のように表せる。The voltage reflection coefficient ΓL is determined by the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 9 and the impedance ZL of the DUT 1.
And can be expressed as
【００２１】[0021]
【数７】 ΓL＝（Ｚ0−ＺL）／（Ｚ0＋ＺL） ……（３） （３）式を変形すると、## EQU00007 ## .GAMMA.L = (Z0-ZL) / (Z0 + ZL) (3) When the equation (3) is transformed,
【００２２】[0022]
【数８】 ＺL＝Ｚ0（１＋ΓL）／（１−ΓL） ……（４） このように、被測定物１のインピーダンスＺLは、電圧
反射係数ΓLと同軸ケーブル９の特性インピーダンスＺ0
とから計算できる。## EQU8 ## ZL = Z0 (1 + .GAMMA.L) / (1-.GAMMA.L) (4) As described above, the impedance ZL of the DUT 1 is the voltage reflection coefficient .GAMMA.L and the characteristic impedance Z0 of the coaxial cable 9.
It can be calculated from
【００２３】反射法は、分布定数を基本原理としてお
り、分布定数線路、すなわち同軸ケーブル等で測定回路
の結線ができるため、高い周波数での測定に適した測定
方法である。また、インピーダンスの測定が高精度で可
能な範囲は、分布定数線路の特性インピーダンスＺ0の
近傍、すなわちＺ0を中心とする、概略±１桁の範囲で
ある。The reflection method is based on a distributed constant as a basic principle, and since the measurement circuit can be connected by a distributed constant line, that is, a coaxial cable, it is a measurement method suitable for measurement at a high frequency. The range in which the impedance can be measured with high accuracy is a range of approximately ± 1 digit in the vicinity of the characteristic impedance Z0 of the distributed constant line, that is, centered on Z0.
【００２４】反射法によるインピーダンス測定装置で
は、次の性能のものが知られている。測定可能な周波数
の上限は、ｆmax＝１ＧＨｚ（ギガヘルツ）、測定可能
なインピーダンスの下限は、Ｚmin＝１Ω（オーム）ま
でである。この装置の性能指数Ｆは、 Ｆ＝ｆmax／Ｚmin＝１×１０９／１＝１ＧＨｚ／Ω（ギ
ガヘルツ／オーム） である。Impedance measuring devices using the reflection method are known to have the following performances. The upper limit of the measurable frequency is fmax = 1 GHz (gigahertz), and the lower limit of the measurable impedance is Zmin = 1Ω (ohm). The figure of merit F of this device is: F = fmax / Zmin = 1 × 109/1 = 1 GHz / Ω (gigahertz / ohm).
【００２５】実際の電子回路に求められる、電源配線の
インピーダンスの制御が必要な周波数の範囲と電源配線
のインピーダンスの範囲とについて、ＣＭＯＳのＬＳＩ
の例をあげて説明する。立上り時間ｔr＝３ｎＳ（ナノ
秒）、消費電力Ｐ＝１Ｗ（ワット）、電源電圧ＶCC＝５
Ｖ（ボルト）、電源マージンΔＶCC＝０.１Ｖ（ボル
ト）を例に採る。電源配線のインピーダンスの評価に必
要な周波数の上限ｆmaxは、ｆmax＝０.３５／ｔrで求ま
る。従って、 ｆmax＝０.３５／３×１０-9＝１１７ＭＨｚ（メガヘル
ツ） まで、また、消費電流の変動ΔＩは消費電流の１０％
（パーセント）と考えると、 ΔＩ＝０.１×Ｐ／ＶCC＝０.１×１／５＝０.０２Ａ
（アンペア） である。これにより、インピーダンスは、 Ｚmin＝ΔＶCC／ΔＩ＝０.１／０.０２＝５Ω（オー
ム） までの範囲で測定が必要である。この測定のためには、 性能指数Ｆ＝ｆmax／Ｚmin＝１７７×１０６／５＝０.
０２３ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オーム） のインピーダンス測定装置が必要である。このＬＳＩを
用いた電子回路装置の電源配線のインピーダンスは、既
に述べた反射法を用いたインピーダンス測定装置で測定
できる。Regarding the range of frequencies and the range of impedance of power supply wiring required to control the impedance of power supply wiring required for an actual electronic circuit, CMOS LSI
The example will be explained. Rise time tr = 3 nS (nanosecond), power consumption P = 1 W (watt), power supply voltage VCC = 5
V (volt) and power supply margin ΔV CC = 0.1 V (volt) are taken as an example. The upper limit fmax of the frequency required for evaluating the impedance of the power supply wiring is obtained by fmax = 0.35 / tr. Therefore, up to fmax = 0.35 / 3 × 10 -9 = 117 MHz (megahertz), and the fluctuation ΔI of the consumption current is 10% of the consumption current.
Considering (percent), ΔI = 0.1 × P / Vcc = 0.1 × 1/5 = 0.02A
(Ampere). Therefore, the impedance needs to be measured in the range of Zmin = ΔVcc / ΔI = 0.1 / 0.02 = 5Ω (ohm). For this measurement, the figure of merit F = fmax / Zmin = 177 × 106/5 = 0.
An impedance measuring device of 023 GHz / Ω (gigahertz / ohm) is required. The impedance of the power supply wiring of the electronic circuit device using this LSI can be measured by the impedance measuring device using the reflection method described above.
【００２６】[0026]
【発明が解決しようとする課題】電子回路装置がよりい
っそう高速化、複雑化すると、電子回路装置の電源配線
のインピーダンスを測定評価するためには、さらに高い
周波数についてまで、さらに低いインピーダンスが測定
可能な測定装置が必要となる。As the speed and complexity of electronic circuit devices become higher and higher, in order to measure and evaluate the impedance of the power supply wiring of the electronic circuit devices, it is possible to measure lower impedances even at higher frequencies. Measurement equipment is required.
【００２７】例として、ＥＣＬのＬＳＩを挙げる。立上
り時間ｔr＝１００ｐＳ（ピコ秒）、消費電力Ｐ＝２１
Ｗ（ワット）、電源電圧ＶCC＝３Ｖ（ボルト）、電源マ
ージンΔＶCC＝０.２Ｖ（ボルト）を例に採る。この場
合、この電源配線のインピーダンスの評価に必要な周波
数の上限ｆmaxは、先に述べたように、 ｆmax＝０.３５／１００×１０-12＝３.５ＧＨｚ（ギガ
ヘルツ） まで、また、消費電流の変動ΔＩは、先に述べたよう
に、 ΔＩ＝０.１×Ｐ／ＶCC＝０.１×２１／３＝０.７Ａ
（アンペア） であるので、インピーダンスは、 Ｚmin＝ΔＶCC／ΔＩ＝０.２／０.７＝０.２１４Ω（オ
ーム） までの範囲で測定が必要である。この測定が可能なイン
ピーダンス測定装置の性能指数は、 Ｆ＝ｆmax／Ｚm
in＝３.５×１０６／０.２１４＝１６ＧＨｚ／Ω（ギガ
ヘルツ／オーム）以上である。An ECL LSI is taken as an example. Rise time tr = 100 pS (picoseconds), power consumption P = 21
For example, W (watt), power supply voltage VCC = 3V (volt), and power supply margin ΔVCC = 0.2V (volt) are taken. In this case, the upper limit fmax of the frequency necessary for evaluating the impedance of the power supply wiring is, as described above, up to fmax = 0.35 / 100 × 10 -12 = 3.5 GHz (GHz) and the current consumption. As described above, the fluctuation ΔI of ΔI = 0.1 × P / VCC = 0.1 × 21/3 = 0.7A
Since it is (ampere), the impedance needs to be measured in the range of Zmin = ΔVCC / ΔI = 0.2 / 0.7 = 0.214Ω (ohm). The figure of merit of the impedance measuring device capable of this measurement is F = fmax / Zm
in = 3.5 × 106 / 0.214 = 16 GHz / Ω (gigahertz / ohm) or more.
【００２８】従来の測定方法のうち、インピーダンスブ
リッジ法は、集中定数を基本原理としており、集中定数
素子で構成されている。そして、各インピーダンスがブ
リッジ接続されているため、共通のグラウンドを持て
ず、分布定数線路、すなわち、同軸ケーブル、マイクロ
ストリップライン等で測定回路の結線ができない。この
ため、分布定数的な考慮が必要な、高い周波数では、寄
生インダクタンス、寄生容量等の予測困難な影響が無視
できなくなる。このため、正確なインピーダンスが求ま
らず、測定不能になる。このように、インピーダンスブ
リッジ法は、高い周波数での測定には対応できない。Among the conventional measuring methods, the impedance bridge method has a lumped constant as a basic principle and is composed of lumped constant elements. Since each impedance is bridge-connected, it cannot have a common ground, and the measurement circuit cannot be connected by a distributed constant line, that is, a coaxial cable, a microstrip line, or the like. For this reason, it is not possible to ignore the unpredictable effects of the parasitic inductance, the parasitic capacitance, etc. at high frequencies that require consideration in terms of distributed constants. Therefore, accurate impedance cannot be obtained and measurement becomes impossible. Thus, the impedance bridge method cannot support measurement at high frequencies.
【００２９】反射法では、分布定数線路の特性インピー
ダンスＺ0から大きく離れた低いインピーダンスの測定
は不能である。図４に、反射法におけるインピーダンス
の測定誤差を示す。但し、電圧の測定誤差が±１％（パ
ーセント）、分布定数線路の特性インピーダンスを５０
Ω（オーム）とした。この方法では、被測定物のインピ
ーダンスＺLは、分布定数線路の特性インピーダンスＺ0
を中心として、概略±１桁の範囲で測定が可能である。
しかし、Ｚ0から±２桁以上離れたインピーダンス、す
なわち、０.５Ω（オーム）以下、５ｋΩ（キロオー
ム）以上の測定では、誤差は１００％（パーセント）を
越えて、測定不能となる。In the reflection method, it is impossible to measure a low impedance that is far away from the characteristic impedance Z0 of the distributed constant line. FIG. 4 shows an impedance measurement error in the reflection method. However, the voltage measurement error is ± 1% (percent), and the characteristic impedance of the distributed constant line is 50%.
Ω (ohm). In this method, the impedance ZL of the DUT is the characteristic impedance Z0 of the distributed constant line.
It is possible to measure in the range of about ± 1 digit centering around.
However, in the impedance of ± 2 digits or more away from Z0, that is, in the measurement of 0.5Ω (ohm) or less and 5 kΩ (kiloohm) or more, the error exceeds 100% (percent) and the measurement becomes impossible.
【００３０】いずれの測定方法も、上記した例の測定周
波数の上限３.５ＧＨｚ（ギガヘルツ）、測定インピー
ダンスの範囲の下限０.２１４Ω（オーム）、性能指数
Ｆ＝１６ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オーム）の測定に対
応できない。このため、高速な電子回路装置の設計、評
価のために、新たなインピーダンス測定装置の開発が要
請される。In any of the measuring methods, the upper limit of the measurement frequency of the above example is 3.5 GHz (gigahertz), the lower limit of the range of the measurement impedance is 0.214 Ω (ohm), and the figure of merit F = 16 GHz / Ω (gigahertz / ohm). I cannot handle the measurement. Therefore, the development of a new impedance measuring device is required for the design and evaluation of a high-speed electronic circuit device.
【００３１】本発明は、以上の問題点に鑑みてなされた
もので、その第１の目的は、より低いインピーダンスの
測定が可能なインピーダンス測定装置を提供することに
ある。The present invention has been made in view of the above problems, and a first object thereof is to provide an impedance measuring device capable of measuring a lower impedance.
【００３２】また、本発明の第２の目的は、高い周波数
まで低いインピーダンスの測定が可能なインピーダンス
測定装置を提供することにある。A second object of the present invention is to provide an impedance measuring device capable of measuring low impedance up to high frequencies.
【００３３】[0033]
【課題を解決しようとする手段】本発明では、インピー
ダンス測定装置において、第１に、低いインピーダンス
を測定可能とするために、被測定物のインピーダンス検
出を、これと比例する電圧を測定する原理の測定回路構
成とするものである。また、第２に、高い周波数まで測
定可能とするために、測定回路を分布定数線路で結線で
きる測定回路構成とするものである。According to the present invention, in an impedance measuring device, firstly, in order to measure a low impedance, impedance detection of an object to be measured is performed, and a voltage proportional to this is measured. This is a measurement circuit configuration. Secondly, in order to be able to measure up to a high frequency, the measuring circuit has a measuring circuit configuration that can be connected by a distributed constant line.
【００３４】低いインピーダンスを測定するため、本発
明の第１の実施態様によれば、被測定物と接続してその
インピーダンスを測定するためのインピーダンス測定装
置において、測定のための信号源電圧を出力する信号源
を有する信号源回路と、実質的にインピーダンスを持つ
インピーダンス要素を有し、このインピーダンス要素と
前記被測定物とを接続して、前記信号源から出力される
信号源電圧を分圧する分圧回路と、電圧測定器を有し、
前記分圧回路に前記信号源電圧を印加したとき、前記被
測定物の両端に発生する分圧電圧を測定する分圧電圧測
定回路と、前記信号源電圧、インピーダンス要素のイン
ピーダンスおよび前記分圧電圧測定器で測定された分圧
電圧とを用いて、被測定物のインピーダンスを求めて、
結果を出力する計算機とを有するインピーダンス測定装
置が提供される。In order to measure a low impedance, according to the first embodiment of the present invention, an impedance measuring device for measuring impedance by connecting to a DUT outputs a signal source voltage for measurement. A signal source circuit having a signal source for controlling the impedance, and an impedance element having substantially impedance. The impedance element and the DUT are connected to divide the signal source voltage output from the signal source. It has a pressure circuit and a voltage measuring device,
When the signal source voltage is applied to the voltage dividing circuit, a divided voltage measuring circuit that measures the divided voltage generated across the measured object, the signal source voltage, the impedance of the impedance element and the divided voltage Using the divided voltage measured by the measuring instrument, the impedance of the measured object is obtained,
An impedance measuring device having a calculator for outputting a result is provided.
【００３５】前記計算機は、前記インピーダンス要素の
インピーダンスをＺとし、前記信号源電圧をＶsとし、
分圧電圧をＶ2として、次式により被測定物のインピー
ダンスＺLを求めることができる。In the computer, the impedance of the impedance element is Z, the signal source voltage is Vs,
With the divided voltage being V2, the impedance ZL of the object to be measured can be obtained by the following equation.
【００３６】[0036]
【数９】ＺL＝Ｚ（Ｖ2／Ｖs）／（１−Ｖ2／Ｖs） 前記信号源回路は、前記信号源電圧を測定するための信
号源電圧測定器をさらに有することができる。ZL = Z (V2 / Vs) / (1-V2 / Vs) The signal source circuit can further include a signal source voltage measuring device for measuring the signal source voltage.
【００３７】本発明は、前記信号源回路および分圧電圧
測定回路と被測定物とを接続するためのプローブをさら
に有することができる。この場合、プローブは、前記信
号源回路と接続するための第１の端子対と、分圧電圧測
定回路と接続するための第２の端子対と、被測定物と接
続するための第３の端子対と、第１の端子対に第２の端
子対および第３の端子対を並列に接続する接続線路とを
有する構成とすることができる。The present invention may further include a probe for connecting the signal source circuit and the divided voltage measuring circuit to the device under test. In this case, the probe has a first terminal pair for connecting to the signal source circuit, a second terminal pair for connecting to the divided voltage measuring circuit, and a third terminal pair for connecting to the DUT. The configuration may include a terminal pair and a connection line that connects the second terminal pair and the third terminal pair to the first terminal pair in parallel.
【００３８】また、本発明は、高い周波数まで測定可能
とするため、前記インピーダンス測定装置において、前
記接続線路を、分布定数線路で構成する。さらに、前記
プローブと、前記信号源回路および分圧電圧測定回路と
を、分布定数線路で接続する。Further, according to the present invention, in order to enable measurement up to a high frequency, in the impedance measuring device, the connection line is a distributed constant line. Furthermore, the probe is connected to the signal source circuit and the divided voltage measuring circuit by a distributed constant line.
【００３９】インピーダンス要素は、抵抗を用いること
ができる。この抵抗は、プローブに設けることができ
る。また、プローブに設けずに、前記信号源のゼロでな
い有限の値の内部インピーダンスを用いることもでき
る。A resistance can be used as the impedance element. This resistance can be provided in the probe. It is also possible to use a non-zero finite internal impedance of the signal source without providing it in the probe.
【００４０】また、本発明は、前記分圧電圧測定回路は
終端負荷Ｚ0を有し、信号源回路は内部インピーダンス
Ｚ0を有するものである場合に、前記計算機は、前記信
号源回路から出力されると共に、前記信号源電圧測定器
で測定される、第３の端子対の状態の影響を受けない入
力波ａ1と、前記分圧電圧測定回路の終端負荷で終端さ
れると共に、前記分圧電圧測定器で測定される、第３の
端子対を開放した状態で第２の端子対から出力される分
圧波ｂ2oと、前記分圧電圧測定回路の終端負荷で終端さ
れると共に、前記分圧電圧測定器で測定される、第３の
端子対に被測定物を接続した状態で第２の端子対から出
力される分圧波ｂ2とを用いて、（ｂ2o／ａ1）／（ｂ2
／ａ1）を求め、かつ、第３の端子対から見た等価的な
分圧インピーダンス｛Ｚ0（Ｚ0＋Ｒ1）／（２Ｚ0＋Ｒ
1）｝を求め、さらに、これらの結果を用いて、次式に
より被測定物のインピーダンスＺLを求めるようにする
ことができる。Further, in the present invention, when the divided voltage measuring circuit has a terminating load Z0 and the signal source circuit has an internal impedance Z0, the computer outputs from the signal source circuit. At the same time, the input voltage a1 which is measured by the signal source voltage measuring device and is not affected by the state of the third terminal pair, and the termination voltage of the divided voltage measuring circuit is terminated, and the divided voltage is measured. The divided voltage b2o output from the second terminal pair with the third terminal pair opened and the terminal voltage of the divided voltage measuring circuit, and the divided voltage measurement. (B2o / a1) / (b2 using the partial pressure wave b2 output from the second terminal pair in the state where the DUT is connected to the third terminal pair,
/ A1) and the equivalent voltage division impedance {Z0 (Z0 + R1) / (2Z0 + R) as seen from the third terminal pair.
1)}, and using these results, the impedance ZL of the object to be measured can be obtained by the following equation.
【００４１】[0041]
【数１０】 [Equation 10]
【００４２】また、低いインピーダンスを高周波数まで
測定するため、本発明の他の態様によれば、被測定物と
接続してそのインピーダンスを測定するためのインピー
ダンス測定装置において、被測定物について、Ｓパラメ
ータの要素を測定するための第１の測定回路および第２
の測定回路と、第１の測定回路および第２の測定回路と
被測定物とを接続するためのプローブと、第１の測定回
路および第２の測定回路の測定結果を用いて、被測定物
のインピーダンスを求めて、結果を出力する計算機とを
有し、第１の測定回路および第２の測定回路は、それぞ
れ、内部インピーダンスＺ0を有し、測定のための信号
波を出力する信号源と、信号の電圧および位相を測定す
るための信号源電圧測定器と、互いに他の測定回路から
信号波が出力されているときに、被測定物の両端に発生
する分圧波の電圧および位相を測定する分圧電圧測定器
とを有し、前記プローブは、前記第１の測定回路と接続
するための第１の端子対と、前記第２の測定回路と接続
するための第２の端子対と、被測定物と接続するための
第３の端子対と、第１の端子対に第２の端子対および第
３の端子対を並列に接続する、分布定数線路で構成され
た接続線路と、特性インピーダンスＺAおよび減衰率β
を有するアッテネータとを有し、 前記計算機は、前記
プローブの第３の端子対に被測定物を接続した状態で、
第１の測定回路および第２の測定回路で測定されるＳパ
ラメータの要素Ｓ21と、前記プローブの第３の端子対を
開放した状態で、第１の測定回路および第２の測定回路
で測定されるＳパラメータの要素Ｓ21oとを用いて、
（Ｓ21／Ｓ21ｏ）／（１−Ｓ21／Ｓ21ｏ）を求め、か
つ、第３の端子対から見た等価的な分圧インピーダンス
［Ｚ0｛２ＺA−（ＺA−Ｚ0）β2｝／２（ＺA＋Ｚ0）］
を求め、さらに、これらの結果を用いて、次式により被
測定物のインピーダンスＺLを求めることを特徴とする
インピーダンス測定装置が提供される。Further, in order to measure a low impedance up to a high frequency, according to another aspect of the present invention, in an impedance measuring device for measuring impedance by connecting to an object to be measured, S A first measuring circuit and a second measuring circuit for measuring an element of the parameter;
Of the measurement circuit, the probe for connecting the first measurement circuit and the second measurement circuit to the measurement object, and the measurement result of the first measurement circuit and the second measurement circuit. And a calculator that outputs the result, and the first measurement circuit and the second measurement circuit each have an internal impedance Z0 and a signal source that outputs a signal wave for measurement. , Voltage source and voltage source for measuring the voltage and phase of the signal, and the voltage and phase of the divided voltage generated at both ends of the DUT when the signal wave is being output from each other measurement circuit And a second terminal pair for connecting with the second measuring circuit, wherein the probe has a first terminal pair for connecting with the first measuring circuit, and a second terminal pair for connecting with the second measuring circuit. A third terminal pair for connecting to the DUT, A connection line composed of a distributed constant line for connecting the second terminal pair and the third terminal pair in parallel to the first terminal pair, the characteristic impedance ZA, and the attenuation rate β.
And an attenuator having, wherein the computer is in a state in which the DUT is connected to the third terminal pair of the probe,
Measured in the first and second measuring circuits with the S-parameter element S21 measured in the first and second measuring circuits and the third terminal pair of the probe open. Using the S parameter element S21o
(S21 / S21o) / (1 -S21 / S21o) the determined and the equivalent partial pressures impedance viewed from the third terminal pair [Z0 {2ZA- (ZA-Z0 ) β 2} / 2 (ZA + Z0) ]
And an impedance measuring device characterized by determining the impedance ZL of the object to be measured by the following equation using these results.
【００４３】[0043]
【数１１】ＺL＝［Ｚ0｛２ＺA−（ＺA−Ｚ0）β2｝／２
（ＺA＋Ｚ0）］・（Ｓ21／Ｓ21o）／（１−Ｓ21／Ｓ21
o） また、本発明において、前記計算機は、前記プローブに
ついて、前記第３の端子対を、開放、短絡および終端の
各条件で予め測定して得られたＳパラメータの要素Ｓ21
P、Ｓ33P、Ｓ23PおよびＳ31Pと、前記プローブの前記第
３の端子に被測定物を接続して測定される前記Ｓパラメ
ータの要素Ｓ21Mとを用いて、次式により、被測定物か
らの反射波ｂLおよび被測定物への入射波ａLの比（ｂL
／ａL）を求め、かつ、被測定物のインピーダンスＺLを
求めることができる。Equation 11] ZL = [Z0 {2ZA- (ZA -Z0) β 2} / 2
(ZA + Z0)]-(S21 / S21o) / (1-S21 / S21
o) Further, in the present invention, the computer is an S-parameter element S21 obtained by previously measuring the third terminal pair of the probe under each of open, short-circuit and termination conditions.
Using P, S33P, S23P and S31P and the element S21M of the S parameter measured by connecting the DUT to the third terminal of the probe, the reflected wave from the DUT is calculated by the following equation. bL and ratio of incident wave aL to the DUT (bL
/ AL) and the impedance ZL of the object to be measured can be obtained.
【００４４】[0044]
【数１２】ｂL／ａL＝（Ｓ21P−Ｓ21M）／｛（Ｓ21PＳ3
3P−Ｓ23PＳ31P）−Ｓ33PＳ21P｝ ＺL＝Ｚ0｛１＋（ｂL／ａL）｝／｛１−（ｂL／ａL）｝[Equation 12] bL / aL = (S21P-S21M) / {(S21PS3
3P-S23PSS31P) -S33PSS21P} ZL = Z0 {1+ (bL / aL)} / {1- (bL / aL)}
【００４５】[0045]
【作用】本発明のインピーダンス測定装置では、被測定
物のインピーダンス測定を、これと比例する電圧を測定
する原理の測定回路構成としたことから、低いインピー
ダンスの測定が可能である。In the impedance measuring device of the present invention, the impedance of the object to be measured is measured by a measuring circuit configuration based on the principle of measuring a voltage proportional to the impedance. Therefore, low impedance can be measured.
【００４６】図５に、本発明の測定原理図を示す。信号
源電圧Ｖsを分圧手段５１と被測定物１で分圧して、被
測定物１に生じる分圧電圧Ｖ2と、信号源電圧Ｖsを測定
する。両電圧の関係は被測定物１のインピーダンスＺL
と分圧手段５１のインピーダンスＲを用いて次式で表さ
れる。FIG. 5 shows a measurement principle of the present invention. The signal source voltage Vs is divided by the voltage dividing means 51 and the DUT 1 to measure the divided voltage V2 generated in the DUT 1 and the signal source voltage Vs. The relationship between the two voltages is the impedance ZL of DUT 1.
And the impedance R of the voltage dividing means 51 are used for the following expression.
【００４７】[0047]
【数１３】Ｖ2／Ｖs＝ＺL／（Ｒ＋ＺL） ……（５） これを変形すると、[Equation 13] V2 / Vs = ZL / (R + ZL) (5) When this is transformed,
【００４８】[0048]
【数１４】 ＺL＝Ｒ（Ｖ2／Ｖs）／（１−Ｖ2／Ｖs） ……（６） このように、被測定物１のインピーダンスＺLは、分圧
電圧Ｖ2と信号源電圧Ｖsと分圧手段５１のインピーダン
スＲから計算できる。ZL = R (V2 / Vs) / (1-V2 / Vs) (6) As described above, the impedance ZL of the DUT 1 is obtained by dividing the divided voltage V2, the signal source voltage Vs, and the divided voltage Vs. It can be calculated from the impedance R of the means 51.
【００４９】次に、本発明によるインピーダンス測定装
置の測定精度について述べる。図６に本発明における被
測定物のインピーダンスの誤差を示す。ここでは、電圧
の測定誤差が±１％、分圧手段５１の抵抗値Ｒを５０Ω
としてある。被測定物１のインピーダンスＺLが分圧手
段５１の抵抗値Ｒより小さいとき、インピーダンスの測
定誤差は、一定で、電圧の測定誤差に等しい。これは、
被測定物１のインピーダンスの値がゼロに至るまで成り
立ち、原理的には、測定可能なインピーダンスの下限が
無い。よって、低いインピーダンスの測定が可能であ
る。なお、分圧電圧Ｖ2は、交流であるから、微小であ
っても増幅手段を用いて容易に検出できる。Next, the measurement accuracy of the impedance measuring device according to the present invention will be described. FIG. 6 shows the impedance error of the object to be measured in the present invention. Here, the voltage measurement error is ± 1%, and the resistance value R of the voltage dividing means 51 is 50Ω.
There is. When the impedance ZL of the DUT 1 is smaller than the resistance value R of the voltage dividing means 51, the impedance measurement error is constant and equal to the voltage measurement error. this is,
It is established until the impedance value of the DUT 1 reaches zero, and in principle, there is no lower limit of measurable impedance. Therefore, low impedance measurement is possible. Since the divided voltage V2 is AC, even a minute voltage can be easily detected by using the amplifying means.
【００５０】また、本発明では、測定回路中の結線を分
布定数線路、すなわち、同軸ケーブル、マイクロストリ
ップライン等で構成できるので、分布定数回路としての
設計が可能となる。その結果、高い周波数において予測
困難な影響を与えて問題となる寄生インダクタンスや寄
生容量等がなくなり、高い周波数までインピーダンス測
定が可能となる。Further, in the present invention, since the connection in the measuring circuit can be constituted by a distributed constant line, that is, a coaxial cable, a microstrip line, etc., it can be designed as a distributed constant circuit. As a result, parasitic inductance, parasitic capacitance, etc., which are difficult to predict and have a problem at high frequencies, are eliminated, and impedance measurement is possible at high frequencies.
【００５１】これらの事項は、同時に実現可能であるの
で、高い周波数まで低いインピーダンスの測定が可能な
測定装置を提供することができる。Since these items can be realized at the same time, it is possible to provide a measuring device capable of measuring a low impedance up to a high frequency.
【００５２】[0052]
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
して説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００５３】本発明のインピーダンス測定装置の実施例
１の回路構成を図１に示す。図１に示す実施例１のイン
ピーダンス測定装置は、測定のための信号源電圧（入力
波ａ１）を供給するための信号源回路Ａと、被測定物１
に接続して、信号源回路Ａから供給される信号源電圧を
分圧して被測定物１に印加すると共に、被測定物１に印
加された分圧電圧（分圧波ｂ２）を出力するプローブ１
２と、プローブ１２から出力される分圧電圧を測定する
ための分圧測定回路Ｂと、前記信号源回路Ａから出力さ
れる信号源電圧および分圧測定回路Ｂで測定される分圧
電圧に基づいて、インピーダンスを演算する情報処理装
置Ｃとを有する。FIG. 1 shows the circuit configuration of the first embodiment of the impedance measuring apparatus of the present invention. The impedance measuring apparatus of the first embodiment shown in FIG. 1 includes a signal source circuit A for supplying a signal source voltage (input wave a1) for measurement, and a DUT 1.
Connected to the probe 1 for dividing the signal source voltage supplied from the signal source circuit A and applying the divided voltage to the DUT 1 and outputting the divided voltage (divided wave b2) applied to the DUT 1.
2, the divided voltage measuring circuit B for measuring the divided voltage output from the probe 12, and the signal source voltage output from the signal source circuit A and the divided voltage measured by the divided voltage measuring circuit B. And an information processing device C that calculates the impedance based on the above.
【００５４】信号源回路Ａは、高周波電圧を出力するこ
とができる信号源３と、信号源３から出力されてプロー
ブ１２に供給される入力波ａ１に比例する電圧を分離す
るための方向性結合器７と、方向性結合器７で分離され
た信号波の電圧および位相を測定するための電圧、位相
計５とを有する。The signal source circuit A is a directional coupling for separating a signal source 3 capable of outputting a high frequency voltage and a voltage proportional to the input wave a1 output from the signal source 3 and supplied to the probe 12. And a phase meter 5 for measuring the voltage and phase of the signal wave separated by the directional coupler 7.
【００５５】分圧測定回路Ｂは、出力波ｂ２に比例する
電圧を分離する方向性結合器８と、分離された出力波の
電圧および位相を測定するための電圧、位相計６と、出
力波ｂ２を終端する終端抵抗１１とを有する。The voltage dividing measuring circuit B includes a directional coupler 8 for separating a voltage proportional to the output wave b2, a voltage for measuring the voltage and phase of the separated output wave, a phase meter 6, and an output wave. and a terminating resistor 11 terminating b2.
【００５６】情報処理装置Ｃは、インピーダンスの演算
等を行なう計算機１３と、計算結果を記憶するメモリ１
４とを有する。計算機１３には、演算結果を出力するた
めの出力装置１３２と、と、指示、データ入力等を受け
付けるための入力装置１３１とが接続される。出力装置
１３２としては、例えば、表示装置、具体的には、液晶
表示装置が用いられる。入力装置１３１は、例えば、キ
ーボード等が用いられる。計算機１３は、演算等を実行
するＣＰＵ（中央処理装置）を有する。The information processing apparatus C comprises a computer 13 for calculating impedance and the like, and a memory 1 for storing the calculation result.
4 and. The computer 13 is connected to an output device 132 for outputting a calculation result and an input device 131 for receiving instructions, data input, and the like. As the output device 132, for example, a display device, specifically, a liquid crystal display device is used. A keyboard or the like is used as the input device 131, for example. The computer 13 has a CPU (central processing unit) that executes calculations and the like.
【００５７】プローブ１２は、信号源電圧を入力するた
めの第１の端子対１２１と、分圧電圧を出力するための
第２の端子対１２２と、被測定物を接続するための第３
の端子対２３とを有する。また、プローブ１２は、信号
源電圧を分圧するため分圧手段として機能する抵抗２
が、第１の端子対１２１の一方の端子に接続されてい
る。第２の端子対１２２と第３の端子対１２３とは、抵
抗２の後段で、第１の端子対１２１に対して並列に接続
される。プローブ１２内の配線は、後述するように、マ
イクロストリップラインで構成される。The probe 12 has a first terminal pair 121 for inputting a signal source voltage, a second terminal pair 122 for outputting a divided voltage, and a third terminal pair for connecting an object to be measured.
Terminal pair 23 of. Further, the probe 12 has a resistor 2 which functions as a voltage dividing means for dividing the voltage of the signal source.
Are connected to one terminal of the first terminal pair 121. The second terminal pair 122 and the third terminal pair 123 are connected in parallel to the first terminal pair 121 in the subsequent stage of the resistor 2. The wiring in the probe 12 is composed of a microstrip line as described later.
【００５８】信号源回路Ａは、同軸ケーブル９を介して
プローブ１２と接続される。一方、分圧測定装置Ｂは、
同軸ケーブル１０を介してプローブ１２と接続される。The signal source circuit A is connected to the probe 12 via the coaxial cable 9. On the other hand, the partial pressure measuring device B is
It is connected to the probe 12 via the coaxial cable 10.
【００５９】本実施例で用いられるプローブ１２の一例
の構造を図７（７Ａ，７Ｂ，７Ｃ）に示す。図７Ａは、
プローブ１２の平面を示し、図７Ｂはその底面を示し、
図７Ｃは、その正面を示す。図７に示すプローブ１２
は、ガラスエポキシ樹脂で構成される基板７４と、基板
７４の一端側に配置された同軸コネクタ７５，７６と、
他端側に配置された被測定物接続用ピン７７，７７と、
同軸コネクタ７５，７６とピン７７，７７とを接続する
ためのマイクロストリップラインを構成するためのマイ
クロストリップ導体７２，７３と、マイクロストリップ
導体７２の一部を切断して配置された、分圧抵抗２を構
成するチップ抵抗７１とを有する。ここで、同軸コネク
タ７５、７６が、それぞれ図１の第１の端子対１２１、
第２の端子対１２２に対応し、被測定物接続用ピン７
７，７７が第３の端子対１２３に対応する。An example of the structure of the probe 12 used in this embodiment is shown in FIG. 7 (7A, 7B, 7C). FIG. 7A shows
FIG. 7B shows the bottom surface of the probe 12,
FIG. 7C shows the front. Probe 12 shown in FIG.
Is a substrate 74 made of glass epoxy resin, coaxial connectors 75 and 76 arranged at one end of the substrate 74,
DUT connection pins 77, 77 arranged on the other end side,
Microstrip conductors 72, 73 for forming a microstrip line for connecting the coaxial connectors 75, 76 and the pins 77, 77, and a voltage dividing resistor arranged by cutting a part of the microstrip conductor 72. 2 and a chip resistor 71. Here, the coaxial connectors 75 and 76 correspond to the first terminal pair 121 and
Corresponding to the second terminal pair 122, the DUT connection pin 7
7, 77 correspond to the third terminal pair 123.
【００６０】基板７４は、図示していないが、誘電体
層、グラウンドプレーン層および誘電体層の三層構造で
構成される。マイクロストリップ導体７２，７３は、基
板７４の表裏に設けられ、図示していない基板内部のグ
ラウンドプレーンと基板の誘電体とで、それぞれ、分布
定数線路としてマイクロストリップラインを構成する。Although not shown, the substrate 74 has a three-layer structure including a dielectric layer, a ground plane layer and a dielectric layer. The microstrip conductors 72 and 73 are provided on the front and back surfaces of the substrate 74, and a ground plane (not shown) inside the substrate and a dielectric of the substrate form microstrip lines as distributed constant lines, respectively.
【００６１】被測定物接続用ピン７７，７７の一方は、
基板内部のグラウンドプレーンと絶縁された状態で、基
板７４を貫通して、マイクロストリップ導体７２および
７３を接続して、一端が底面側に突出する。他方のピン
７７は、基板７４を貫通して、グラウンドプレーンと接
続されると共に、一端が底面側に突出する。また、基板
７４に、グラウンドプレーンと接続されるスルーホール
７８，７９が配置されている。One of the measured object connecting pins 77, 77 is
In a state of being insulated from the ground plane inside the substrate, the substrate 74 is pierced to connect the microstrip conductors 72 and 73, and one end thereof projects to the bottom surface side. The other pin 77 penetrates the substrate 74, is connected to the ground plane, and has one end protruding to the bottom surface side. Further, through holes 78 and 79 connected to the ground plane are arranged on the substrate 74.
【００６２】本実施例の測定装置は、回路部分が、分布
定数回路の設計法を利用して設計される。具体的には、
インピーダンスの不連続による反射を抑えるために、信
号源の内部抵抗４と方向性結合器７と同軸ケーブル９の
特性インピーダンスを等しくし、また、同軸ケーブル１
０と方向性結合器８の特性インピーダンスと終端抵抗１
１の抵抗値とを等しくし、プローブ１２中の配線に用い
るマイクロストリップラインの特性インピーダンスと図
１の同軸ケーブル９、１０等の特性インピーダンスｔｏ
を等しくするように設計される。このように、全ての配
線に分布定数線路を用い、分布定数回路の設計法を利用
することにより、配線等の悪影響をなくして、高い周波
数での良好な動作を実現する。In the measuring apparatus of this embodiment, the circuit portion is designed by utilizing the distributed constant circuit design method. In particular,
In order to suppress reflection due to impedance discontinuity, the internal impedance 4 of the signal source, the directional coupler 7 and the characteristic impedance of the coaxial cable 9 are made equal, and the coaxial cable 1
0 and the characteristic impedance of the directional coupler 8 and the terminating resistance 1
1 and the characteristic impedance of the microstrip line used for wiring in the probe 12 and the characteristic impedances of the coaxial cables 9 and 10 of FIG.
Are designed to be equal. In this way, by using distributed constant lines for all the wirings and utilizing the design method of the distributed constant circuit, it is possible to eliminate the adverse effects of the wirings, etc., and realize good operation at high frequencies.
【００６３】信号源３で発生した信号源電圧は、方向性
結合器７と同軸ケーブル９を介してプローブ１２の第１
の端子対１２１に供給され、プローブ１２内の抵抗２
と、第３の端子対１２３に接続される被測定物１とで分
圧される。この分圧電圧は、第２の端子対１２２から同
軸ケーブル１０と方向性結合器８を介して終端抵抗１１
に供給される。The signal source voltage generated by the signal source 3 is transmitted through the directional coupler 7 and the coaxial cable 9 to the first voltage of the probe 12.
Of the resistance 2 in the probe 12 supplied to the terminal pair 121 of
And the DUT 1 connected to the third terminal pair 123 are divided. This divided voltage is applied to the terminating resistor 11 from the second terminal pair 122 via the coaxial cable 10 and the directional coupler 8.
Is supplied to.
【００６４】信号源電圧は、方向性結合器７を用いて入
力波ａ1に比例する電圧を分離、検出して、電圧、位相
計５で測定する。分圧電圧の測定は、方向性結合器８を
用いて分圧波ｂ2に比例する電圧を分離、検出して、電
圧、位相計６で測定する。測定結果から、被測定物１の
インピーダンスを計算するために、計算機１３を用い
る。メモリ１４は、測定結果、計算結果、プログラム等
を記憶する。As the signal source voltage, a voltage proportional to the input wave a1 is separated and detected by using the directional coupler 7, and the voltage and the phase meter 5 measure the voltage. The divided voltage is measured by separating and detecting the voltage proportional to the divided wave b2 using the directional coupler 8 and measuring the voltage by the phase meter 6. The calculator 13 is used to calculate the impedance of the DUT 1 from the measurement result. The memory 14 stores measurement results, calculation results, programs, and the like.
【００６５】実施例１の測定原理を説明する。図１の構
成図と図５の測定原理図とを比較する。実施例１におい
て、被測定物１には、信号源電圧が信号源の内部抵抗４
と抵抗２と終端抵抗１１によって分圧されて与えられ
る。この分圧電圧が、図５の信号源電圧ＶSに対応す
る。また、測定端子対１２３から見た測定回路のインピ
ーダンスは、信号源の内部抵抗４と抵抗２の直列接続
に、終端抵抗１１を並列接続した合成抵抗である。この
合成抵抗が、図５の分圧手段５１に対応する。よって、
実施例１の測定回路は、図５の測定原理図と等価であ
る。両者は同原理であり、原理的には、測定可能なイン
ピーダンスの下限が無いことがわかる。The measurement principle of Example 1 will be described. The configuration diagram of FIG. 1 and the measurement principle diagram of FIG. 5 are compared. In the first embodiment, the DUT has a signal source voltage of the internal resistance 4 of the signal source.
The voltage is divided by the resistor 2 and the terminating resistor 11 and given. This divided voltage corresponds to the signal source voltage VS of FIG. The impedance of the measurement circuit viewed from the measurement terminal pair 123 is a combined resistance in which the terminating resistor 11 is connected in parallel to the internal connection 4 of the signal source and the resistor 2. This combined resistance corresponds to the voltage dividing means 51 in FIG. Therefore,
The measurement circuit of the first embodiment is equivalent to the measurement principle diagram of FIG. Both have the same principle, and it can be understood that there is no lower limit of the measurable impedance in principle.
【００６６】以上のように、実施例１のインピーダンス
測定装置は、高い周波数まで、低いインピーダンスの測
定が可能である。As described above, the impedance measuring apparatus of the first embodiment can measure low impedance up to high frequencies.
【００６７】次に、実施例１の測定方法について述べ
る。図１の実施例１の構成図において、測定端子対１２
３から見た等価的な信号源電圧は、測定端子対１２３に
電流が流れない時、すなわち、測定端子対１２３を開放
した時の測定端子対１２３の電圧Ｖ2oと等しい。Ｖ2o
は、終端負荷１１を用いて無反射終端しているので、分
圧波ｂ2oと等しく、測定可能である。実際には、位相測
定のために、基準として測定端子対１２３の状態の影響
を受けない入力波ａ1を用いて、分圧波ｂ2oと入力波ａ1
の比ｂ2o／ａ1を測定する。測定端子対１２３に被測定
物１を接続した時の分圧電圧Ｖ2は、この条件下の分圧
波ｂ2と等しく、同様に分圧波ｂ2と入力波ａ1の比ｂ2／
ａ1を測定する。また、測定端子対１２３から見た等価
的な分圧手段は、設計値を用いてＺ0（Ｚ0＋Ｒ1）／
（２Ｚ0＋Ｒ1）で計算できる。これらを（６）式に代入
すると、被測定物１のインピーダンスＺLは、次式で計
算できる。Next, the measuring method of Example 1 will be described. In the configuration diagram of the first embodiment shown in FIG.
The equivalent signal source voltage viewed from 3 is equal to the voltage V2o of the measurement terminal pair 123 when no current flows through the measurement terminal pair 123, that is, when the measurement terminal pair 123 is opened. V2o
Is non-reflectively terminated by using the terminating load 11, and is equal to the divided voltage wave b2o and can be measured. Actually, for the phase measurement, the input wave a1 which is not influenced by the state of the measurement terminal pair 123 is used as a reference, and the divided wave b2o and the input wave a1 are used.
The ratio b2o / a1 is measured. The divided voltage V2 when the DUT 1 is connected to the measurement terminal pair 123 is equal to the divided wave b2 under this condition, and similarly, the ratio b2 / b of the divided wave b2 and the input wave a1.
Measure a1. The equivalent voltage dividing means viewed from the measuring terminal pair 123 uses Z0 (Z0 + R1) /
It can be calculated by (2Z0 + R1). By substituting these into the equation (6), the impedance ZL of the DUT 1 can be calculated by the following equation.
【００６８】[0068]
【数１５】 [Equation 15]
【００６９】実施例１の結線に用いる分布定数線路の減
衰と位相回転により生ずる測定結果の誤差について検討
する。考慮すべきは、方向性結合器７、８と測定端子対
１２３の間の分布定数線路である。方向性結合器７と測
定端子対１２３の間の分布定数線路は、インピーダンス
計算に用いる分圧波ｂ2とｂ2oの誤差の要因とならな
い。方向性結合器８と測定端子対１２３の間の分布定数
線路は、分圧波ｂ2とｂ2oの測定値に影響するが、被測
定物１のインピーダンスＺLは、（７）式のとおり、分
圧波ｂ2とｂ2oの比から計算するので、分布定数線路に
よる減衰と位相回転は、相殺される。よって、実施例１
では、各測定値を複素数で測定、計算すれば、結線に用
いる分布定数線路の減衰と位相回転の影響を受けずに被
測定物１のインピーダンスＺLを測定することができ
る。The error of the measurement result caused by the attenuation and the phase rotation of the distributed constant line used for the connection of the first embodiment will be examined. What should be considered is the distributed constant line between the directional couplers 7 and 8 and the measurement terminal pair 123. The distributed constant line between the directional coupler 7 and the measurement terminal pair 123 does not cause an error between the divided voltage waves b2 and b2o used for impedance calculation. The distributed constant line between the directional coupler 8 and the measurement terminal pair 123 influences the measured values of the divided waves b2 and b2o, but the impedance ZL of the DUT 1 is as shown in the equation (7), the divided wave b2. And b2o, the attenuation and phase rotation due to the distributed constant line are canceled. Therefore, Example 1
Then, if each measured value is measured and calculated by a complex number, the impedance ZL of the DUT 1 can be measured without being affected by the attenuation and the phase rotation of the distributed constant line used for the connection.
【００７０】実施例１では、測定周波数の上限ｆmax＝
３.５ＧＨｚ（ギガヘルツ）、測定インピーダンスの下
限Ｚmin＝０.２Ω（オーム）、測定精度±１０％（パー
セント）のインピーダンス測定装置が得られる。その性
能指数は、Ｆ＝ｆmax／Ｚmin＝３.５×１０９／０.２＝
１７.５ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オーム）となり、必
要な性能指数Ｆ＝１６ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オー
ム）を上回る。In the first embodiment, the upper limit of measurement frequency fmax =
An impedance measuring device having a frequency of 3.5 GHz (gigahertz), a lower limit of measured impedance Zmin = 0.2Ω (ohm), and a measurement accuracy of ± 10% (percent) can be obtained. The figure of merit is F = fmax / Zmin = 3.5 × 109 / 0.2 =
It becomes 17.5 GHz / Ω (gigahertz / ohm), which exceeds the required figure of merit F = 16 GHz / Ω (gigahertz / ohm).
【００７１】実施例１は、プローブ１２の分布定数線路
にマイクロストリップラインを用いているが、分布定数
線路であれば高い周波数までの測定が可能となる、従っ
て、同軸ケーブル、ストリップライン、レッヘル線路等
でも同様の効果が得られる。In the first embodiment, the microstrip line is used as the distributed constant line of the probe 12, but the distributed constant line enables measurement up to a high frequency. Therefore, the coaxial cable, strip line, and lecher line are used. Etc., the same effect can be obtained.
【００７２】また、実施例１の抵抗２は、信号源の内部
抵抗４で代用することができる。図１において、抵抗２
を取り去っても、分圧手段の機能は信号源の内部抵抗４
がはたすので、同様に測定が可能である。これについて
は、後述する実施例４において説明する。Further, the resistor 2 of the first embodiment can be replaced by the internal resistor 4 of the signal source. In FIG. 1, the resistor 2
Even if the voltage is removed, the function of the voltage dividing means is that the internal resistance of the signal source
Since it does, it can be measured in the same way. This will be described in Example 4 described later.
【００７３】本発明の実施例２の測定回路の構成図を図
８に示す。本実施例は、ネットワークアナライザと、同
軸ケーブル９，１０を介してネットワークアナライザ８
００に接続されるプローブ１２と、ネットワークアナラ
イザ８００と接続され、それからの出力信号に基づい
て、インピーダンスを演算する情報処理装置Ｃとを有す
る。本実施例は、実施例１の構成要素のうち信号源３、
電圧、位相計５、６、方向性結合器７、８、終端抵抗１
１、および、この間の結線をネットワークアナライザ８
００で置き換えたものである。FIG. 8 shows a configuration diagram of the measuring circuit according to the second embodiment of the present invention. In this embodiment, a network analyzer and a network analyzer 8 are provided via coaxial cables 9 and 10.
00, and an information processing device C that is connected to the network analyzer 800 and calculates the impedance based on the output signal from the probe. In this embodiment, the signal source 3 among the components of the first embodiment is
Voltage, phase meters 5, 6, directional couplers 7, 8, terminating resistor 1
1 and the connection between them, network analyzer 8
It is replaced by 00.
【００７４】ネットワークアナライザ８００は、被測定
物１を接続した時のプローブ１２で構成される測定回路
のＳパラメータの要素を測定する。図１０に、ネットワ
ークアナライザ８００の一例の構成を示す。The network analyzer 800 measures the S-parameter element of the measuring circuit composed of the probe 12 when the DUT 1 is connected. FIG. 10 shows an example of the configuration of the network analyzer 800.
【００７５】図１０に示すネットワークアナライザ８０
０は、測定回路８０１および８２１と、これらの回路の
測定結果について演算を行なう情報処理装置８１１とを
有する。測定回路８０１は、内部抵抗８０４を有する信
号源８０３と、方向性結合器８０７と、方向性結合器で
分離される信号波について電圧を測定する電圧、位相計
８０５および８０６とを有する。測定回路８２１は、内
部抵抗８２４を有する信号源８２３と、方向性結合器８
２７と、方向性結合器で分離される信号波について電圧
を測定する電圧、位相計８２５および８２６とを有す
る。情報処理装置８１１は、演算を行なう計算機８１３
と、計算機８１３のプログラムおよび演算データを格納
するためのメモリ８１４と、指示等を入力するための入
力装置８３１と、表示を行なうための表示装置８３２と
を有する。The network analyzer 80 shown in FIG.
Reference numeral 0 has measurement circuits 801 and 821, and an information processing device 811 that calculates the measurement results of these circuits. The measurement circuit 801 includes a signal source 803 having an internal resistance 804, a directional coupler 807, and a voltage measuring unit 805 and 806 for measuring a voltage of a signal wave separated by the directional coupler. The measurement circuit 821 includes a signal source 823 having an internal resistor 824 and a directional coupler 8.
27, and a voltage, phase meter 825 and 826, which measures the voltage on the signal wave separated by the directional coupler. The information processing device 811 is a computer 813 that performs calculation.
And a memory 814 for storing a program and calculation data of the computer 813, an input device 831 for inputting instructions and the like, and a display device 832 for displaying.
【００７６】なお、本実施例では、この情報処理装置８
１１では、Ｓパラメータの演算を行ない、インピーダン
スの演算は、図８に示す情報処理装置Ｃが行なう。もっ
とも、情報処理装置８１１により、最終的なインピーダ
ンスの演算まで行なうようにしてもよい。その場合に
は、情報処理装置Ｃは、省略することができる。In this embodiment, the information processing device 8
In S11, the S parameter is calculated, and the impedance is calculated by the information processing device C shown in FIG. However, the information processing device 811 may perform the final impedance calculation. In that case, the information processing device C can be omitted.
【００７７】次に、実施例２のプローブ１２の構造を図
９（９Ａ、９Ｂ、９Ｃ、９Ｄ）に示す。プローブ１２
は、両端に設けられた同軸コネクタ９４、９５を有す
る、特性インピーダンスＺ0の同軸ケーブル９２と、同
軸コネクタ９４に接続された、分圧手段として機能する
アッテネータ９１と、同軸ケーブル９２に設けられた被
測定物接続用ピン９６，９７とを有する。プローブ１２
は、全体として、略Ｕ字形状に構成され、略中央部に、
被測定物接続用ピン９６，９７が設けられる。Next, the structure of the probe 12 of Example 2 is shown in FIG. 9 (9A, 9B, 9C, 9D). Probe 12
Is a coaxial cable 92 having characteristic impedance Z0 having coaxial connectors 94 and 95 provided at both ends, an attenuator 91 connected to the coaxial connector 94 and functioning as a voltage dividing unit, and a cable provided on the coaxial cable 92. It has pins 96 and 97 for connecting an object to be measured. Probe 12
Is formed in a substantially U-shape as a whole, and in the substantially central portion,
Pins 96 and 97 for connecting the device under test are provided.
【００７８】同軸ケーブル９２は、図９Ｃ、９Ｄに示す
ように、中空の外皮導体９２ａと、その外皮導体の内部
空間に同軸に配置される芯線９２ｂとで構成される。被
測定物接続用ピン９６は、外皮導体９２ａに設けられた
貫通孔９３を介して、芯線９２ｂとの接続点から突出し
て設けられる。被測定物接続用ピン９７は、外皮導体９
２ａとの接続点から突出して設けられる。As shown in FIGS. 9C and 9D, the coaxial cable 92 is composed of a hollow outer conductor 92a and a core wire 92b coaxially arranged in the inner space of the outer conductor. The DUT connection pin 96 is provided so as to project from the connection point with the core wire 92b through the through hole 93 provided in the outer conductor 92a. The DUT connection pin 97 is the outer conductor 9
It is provided so as to project from the connection point with 2a.
【００７９】アッテネータ９１の端子対と同軸コネクタ
９５の端子対が、それぞれ図８の第１の端子対１２１、
第２の端子対１２２に対応する。すなわち、本実施例の
プローブ１２は、分布定数線路として同軸ケーブル９２
用いて、抵抗２としてアッテネータ９１を用いた。The terminal pair of the attenuator 91 and the terminal pair of the coaxial connector 95 are respectively the first terminal pair 121 and 121 in FIG.
It corresponds to the second terminal pair 122. That is, the probe 12 of the present embodiment uses the coaxial cable 92 as a distributed constant line.
Then, the attenuator 91 was used as the resistor 2.
【００８０】アッテネータ９１は、特性インピーダンス
ＺAと減衰率βを有する。特性インピーダンスＺAと減衰
率βは、アッテネータ９１について、一方の端を短絡し
た時に、もう一方の端から見たインピーダンスが、抵抗
２の抵抗値Ｒ1に相当し、これが分布定数線路の特性イ
ンピーダンスＺ0と等しくなるように、設定される。本
実施例では、具体的に、分布定数線路に、特性インピー
ダンスＺ0が５０Ω（オーム）のものを用い、アッテネ
ータ９１は、特性インピーダンスＺA＝７５Ω（オー
ム）、減衰率β＝７ｄＢ（デシベル）のものを採用して
いる。The attenuator 91 has a characteristic impedance ZA and an attenuation rate β. Regarding the characteristic impedance ZA and the attenuation rate β, when one end of the attenuator 91 is short-circuited, the impedance seen from the other end corresponds to the resistance value R1 of the resistor 2, which is the characteristic impedance Z0 of the distributed constant line. Set to be equal. In this embodiment, specifically, a distributed constant line having a characteristic impedance Z0 of 50Ω (ohm) is used, and the attenuator 91 has a characteristic impedance ZA = 75Ω (ohm) and an attenuation rate β = 7 dB (decibel). Has been adopted.
【００８１】本実施例の測定回路では、実施例１と同様
に、ネットワークアナライザ８００の内部を含めて、全
ての配線に分布定数線路を用い、同軸ケーブル９２の特
性インピーダンスは、図８の同軸ケーブル９、１０の特
性インピーダンスと等しくなるように設定してある。す
なわち、本実施例では、分布定数回路の設計法を利用す
ることにより、配線等の悪影響をなくし、高い周波数で
の良好な動作を実現している。In the measuring circuit of this embodiment, as in the first embodiment, distributed constant lines are used for all wirings including the inside of the network analyzer 800, and the characteristic impedance of the coaxial cable 92 is as shown in FIG. It is set to be equal to the characteristic impedance of 9, 10. That is, in the present embodiment, by utilizing the distributed constant circuit design method, the adverse effects of wiring and the like are eliminated and good operation at high frequencies is realized.
【００８２】本実施例では、ネットワークアナライザ８
００を用いて測定を行なうが、測定回路が実施例１と等
しいことから、測定原理は、実施例１と等しく、原理的
に、測定可能なインピーダンスの下限が無い。よって、
実施例２のインピーダンス測定装置は、高い周波数ま
で、低いインピーダンスの測定が可能となる。また、実
施例１と同様に、結線に用いる分布定数線路の減衰と位
相回転の影響とは、無関係に被測定物１のインピーダン
スＺLを測定することができる。In this embodiment, the network analyzer 8
However, since the measurement circuit is the same as that of the first embodiment, the measurement principle is the same as that of the first embodiment, and in principle, there is no lower limit of measurable impedance. Therefore,
The impedance measuring device of the second embodiment can measure low impedance up to high frequencies. Further, similarly to the first embodiment, the impedance ZL of the DUT 1 can be measured irrespective of the influence of the phase rotation and the attenuation of the distributed constant line used for the connection.
【００８３】実施例２の測定方法について述べる。ま
ず、実施例２と実施例１との対応を示す。被測定物１を
接続した時のネットワークアナライザ８００で測定する
Ｓパラメータの要素Ｓ21が、実施例１の入力波ａ1と分
圧波ｂ2の比ｂ2／ａ1に対応し、同様に、測定端子対１
２３を開放した時のＳパラメータの要素Ｓ21oが、実施
例１のｂ2o／ａ1oに対応する。測定端子対１２３から見
た等価的な、分圧手段の分圧抵抗は、設計値を用いて、 Ｚ0｛２ＺA−（ＺA−Ｚ0）ββ｝／２（ＺA＋Ｚ0） で計算できる。ネットワークアナライザ８００の特性イ
ンピーダンスＺ0は、図１の信号源の内部抵抗４と終端
抵抗１１の抵抗値に対応する。これらを（８）式に代入
すると、被測定物１のインピーダンスＺLは、次式で計
算できる。The measuring method of Example 2 will be described. First, the correspondence between the second embodiment and the first embodiment will be described. The element S21 of the S parameter measured by the network analyzer 800 when the device under test 1 is connected corresponds to the ratio b2 / a1 of the input wave a1 and the divided wave b2 in the first embodiment, and similarly, the measurement terminal pair 1
The element S21o of the S parameter when 23 is opened corresponds to b2o / a1o in the first embodiment. The equivalent voltage dividing resistance of the voltage dividing means viewed from the measuring terminal pair 123 can be calculated by using the design value as follows: Z0 {2ZA- (ZA-Z0) ββ} / 2 (ZA + Z0). The characteristic impedance Z0 of the network analyzer 800 corresponds to the resistance values of the internal resistor 4 and the terminating resistor 11 of the signal source in FIG. By substituting these into the equation (8), the impedance ZL of the DUT 1 can be calculated by the following equation.
【００８４】[0084]
【数１６】 [Equation 16]
【００８５】以上で、被測定物１のインピーダンスＺL
を測定できる。As described above, the impedance ZL of the DUT 1
Can be measured.
【００８６】実施例２によるインピーダンス測定装置の
性能については、原理的には、実施例１と等しい。ただ
し、ネットワークアナライザの校正能力を用いることに
より、Ｓパラメータの要素Ｓ21、Ｓ21oが精度良く測定
できるので、より精度の高いインピーダンス測定装置の
実現が可能である。The performance of the impedance measuring device according to the second embodiment is, in principle, the same as that of the first embodiment. However, since the S-parameter elements S21 and S21o can be accurately measured by using the calibration capability of the network analyzer, it is possible to realize a more accurate impedance measuring device.
【００８７】実施例２では、測定周波数の上限ｆmax＝
３.５ＧＨｚ（ギガヘルツ）、測定インピーダンスの下
限Ｚmin＝０.１５Ω（オーム）、測定精度±５％（パー
セント）のインピーダンス測定装置が得られる。その性
能指数は、Ｆ＝ｆmax／Ｚmin＝３.５×１０９／０.１５
＝２３.３ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オーム）となり、
必要な性能指数Ｆ＝１６ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オー
ム）を上回った。In the second embodiment, the upper limit of measurement frequency fmax =
An impedance measuring device having a frequency of 3.5 GHz (gigahertz), a lower limit of measurement impedance Zmin = 0.15Ω (ohm), and a measurement accuracy of ± 5% (percent) can be obtained. The figure of merit is F = fmax / Zmin = 3.5 × 109 / 0.15
= 23.3 GHz / Ω (gigahertz / ohm),
The required figure of merit F = 16 GHz / Ω (gigahertz / ohm) was exceeded.
【００８８】実施例２では、ネットワークアナライザ８
００からＳパラメータが出力される。このＳパラメータ
に基づいて、上記（８）式の演算を情報処理装置Ｃにお
いて行なう。なお、内蔵する情報処理装置８１１で計算
するようにしてもよい。In the second embodiment, the network analyzer 8
The S parameter is output from 00. Based on this S parameter, the information processing device C performs the calculation of the equation (8). It should be noted that the calculation may be performed by the built-in information processing device 811.
【００８９】次に、本発明の実施例３について説明す
る。本発明の実施例３の測定回路の構成図を図８に示
す。測定回路の構成は、実施例２と等しく、プローブは
実施例２と同じものを用いる。よって、実施例３の測定
原理は、実施例２と等しく、高い周波数まで低いインピ
ーダンスの測定が可能である。Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 shows a configuration diagram of the measurement circuit according to the third embodiment of the present invention. The configuration of the measurement circuit is the same as that of the second embodiment, and the same probe as that of the second embodiment is used. Therefore, the measurement principle of the third embodiment is the same as that of the second embodiment, and it is possible to measure a low impedance up to a high frequency.
【００９０】実施例３は、測定精度向上を目的に、被測
定物１のインピーダンスＺLの計算方法に実施例１、２
と異なる計算方法を採用したものである。実施例１、２
では、抵抗値等の設計値を用いて計算したが、ここでは
Ｓパラメータのみを用いて計算する。The third embodiment is a method for calculating the impedance ZL of the DUT 1 for the purpose of improving the measurement accuracy.
It uses a different calculation method from. Examples 1, 2
In the above, the calculation was performed using the design value such as the resistance value, but here, the calculation is performed using only the S parameter.
【００９１】実際の測定回路では、プローブ１２の構造
に起因する測定誤差が存在する。プローブ１２以外の構
成要素に起因する測定誤差は、実施例２のように、その
構成要素をネットワークアナライザ８００に置き換え
て、その校正能力を活用することによって除くことがで
きる。しかし、厳密には、プローブ１２の内部の部品、
構造などが予測困難な測定誤差の要因となる。In an actual measurement circuit, there is a measurement error due to the structure of the probe 12. A measurement error caused by a component other than the probe 12 can be eliminated by replacing the component with the network analyzer 800 and utilizing its calibration capability, as in the second embodiment. However, strictly speaking, the parts inside the probe 12,
The structure causes measurement error that is difficult to predict.
【００９２】具体的には、図７の実施例１のプローブ
で、分圧手段７１のチップ抵抗のインダクタンス、容量
など、スルーホール７８、７９、８０が分布定数線路で
ないこと、被測定物接続用ピン７７が分布定数線路でな
いこと、図９の実施例２、３のプローブでは、同軸ケー
ブルの外皮導体貫通孔９３で同軸ケーブル９２の特性イ
ンピーダンスがずれること、被測定物接続用ピン９６、
９７が分布定数線路でないことなどが、測定誤差の要因
になる。Specifically, in the probe of the first embodiment shown in FIG. 7, the through holes 78, 79 and 80 such as the inductance and capacitance of the chip resistance of the voltage dividing means 71 are not distributed constant lines, and the object to be measured is connected. The pin 77 is not a distributed constant line, in the probes of Examples 2 and 3 of FIG. 9, the characteristic impedance of the coaxial cable 92 is deviated by the outer conductor through hole 93 of the coaxial cable, the pin 96 for connecting the DUT,
The fact that 97 is not a distributed constant line causes a measurement error.
【００９３】これらによる測定誤差を除くためには、プ
ローブ１２の特性を直接測定し、この測定結果を用いて
被測定物１のインピーダンスを計算する。In order to eliminate the measurement error due to these, the characteristics of the probe 12 are directly measured, and the impedance of the DUT 1 is calculated using the measurement result.
【００９４】まず、プローブ１２の特性を測定する。プ
ローブ１２を３端子対網としてとらえ、測定端子対１２
３を、開放、短絡、終端の各条件で、第１の端子対１２
１と第２の端子対１２２からネットワークアナライザ８
００で測定する。測定結果について、３端子対網のＳパ
ラメータの各要素間に連立方程式が成り立つ。これを解
くと、プローブ１２のＳパラメータを計算することがで
きる。Ｓパラメータの測定結果を、開放時Ｓ11o、短絡
時Ｓ11S、終端時Ｓ11T、プローブ１２のＳパラメータを
Ｓ11Pのように添え字を用いて表すと、プローブ１２の
Ｓパラメータは、次式で計算できる。なお、Ｓ23PとＳ3
1Pに関してはその積の形でのみ計算できる。First, the characteristics of the probe 12 are measured. The probe 12 is regarded as a three-terminal pair network, and the measurement terminal pair 12
3 under the conditions of open, short circuit and termination, the first terminal pair 12
1 and the second terminal pair 122 to the network analyzer 8
It is measured at 00. Regarding the measurement results, simultaneous equations are established between the elements of the S-parameters of the 3-terminal pair network. By solving this, the S parameter of the probe 12 can be calculated. When the S parameter measurement results are represented by S11o when opened, S11S when short-circuited, S11T when terminated, and S11P of the probe 12 using subscripts such as S11P, the S parameter of the probe 12 can be calculated by the following equation. In addition, S23P and S3
1P can be calculated only in the form of its product.
【００９５】[0095]
【数１７】 Ｓ11P＝Ｓ11T ，Ｓ12P＝Ｓ12T ，Ｓ21P＝Ｓ21T ，Ｓ22P＝Ｓ22T Ｓ33P＝（Ｓ33P1＋Ｓ33P2＋Ｓ33P3＋Ｓ33P4）／４ Ｓ33P1＝（Ｓ11o＋Ｓ11S−２Ｓ11P）／（Ｓ11o−Ｓ11S） Ｓ33P2＝（Ｓ12o＋Ｓ12S−２Ｓ12P）／（Ｓ12o−Ｓ12S） Ｓ33P3＝（Ｓ21o＋Ｓ21S−２Ｓ21T）／（Ｓ21o−Ｓ21S） Ｓ33P4＝（Ｓ22o＋Ｓ22S−２Ｓ22P）／（Ｓ22o−Ｓ22S） Ｓ23PＳ31P＝｛（Ｓ21o−Ｓ21T）（１−Ｓ33P） −（Ｓ21S−Ｓ21T）（１＋Ｓ33P）｝／２ ……（９） 以上で、プローブ１２の特性が測定できる。これは、測
定回路の特性を測定したことになる。[Expression 17] S11P = S11T, S12P = S12T, S21P = S21T, S22P = S22T S33P = (S33P1 + S33P2 + S33P3 + S33P4) / 4 S33P1 = (S11o + S11S-2S11P) / (S11o-S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S12S13S12S12S12S12S12S12S12S13S12S13S12S13S12S3S12S3S12S3S12P3 S12S) S33P3 = (S21o + S21S-2S21T) / (S21o-S21S) S33P4 = (S22o + S22S-2S22P) / (S22o-S22S) S23PS31P = {(S21o-S21T) (1-S33P)-(S21S + S21T) } / 2 (9) With the above, the characteristics of the probe 12 can be measured. This means that the characteristics of the measuring circuit are measured.
【００９６】次に、被測定物１のインピーダンスＺLを
計算する。被測定物１を測定端子対１２３に接続してネ
ットワークアナライザでＳパラメータを測定する。この
測定結果Ｓ21MとプローブのＳパラメータから被測定物
１のインピーダンスを計算する。測定端子対１２３に被
測定物１を接続した時のＳパラメータの測定結果をＳ21
Mのように添え字を用いて表すと、Next, the impedance ZL of the DUT 1 is calculated. The DUT 1 is connected to the measurement terminal pair 123 and the S parameter is measured by the network analyzer. The impedance of the DUT 1 is calculated from the measurement result S21M and the S parameter of the probe. S21 is the measurement result of the S parameter when the DUT 1 is connected to the measurement terminal pair 123.
When expressed using a subscript like M,
【００９７】[0097]
【数１８】 [Equation 18]
【００９８】[0098]
【数１９】 ＺL＝Ｚ0｛１＋（ｂL／ａL）｝／｛１−（ｂL／ａL）｝……（１１） 以上で、被測定物１のインピーダンスＺLを測定でき
る。ここで、ｂLは、プローブからの出力される分圧波
であり、ａLプローブへの入力波である。ZL = Z0 {1+ (bL / aL)} / {1- (bL / aL)} (11) With the above, the impedance ZL of the DUT 1 can be measured. Here, bL is a partial pressure wave output from the probe and is an input wave to the aL probe.
【００９９】実施例３では、測定周波数の上限ｆmax＝
４ＧＨｚ（ギガヘルツ）、測定インピーダンスの下限Ｚ
min＝０.１Ω（オーム）、測定精度±５％（パーセン
ト）のインピーダンス測定装置が得られる。その性能指
数は、Ｆ＝ｆmax／Ｚmin＝４×１０９／０.１＝４０Ｇ
Ｈｚ／Ω（ギガヘルツ／オーム）となり、必要な性能指
数Ｆ＝１６ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ／オーム）を上回
る。In the third embodiment, the upper limit of the measurement frequency fmax =
4 GHz (Gigahertz), lower limit of measurement impedance Z
An impedance measuring device with min = 0.1Ω (ohm) and measurement accuracy of ± 5% (percent) is obtained. The figure of merit is F = fmax / Zmin = 4 × 109 / 0.1 = 40G
Hz / Ω (gigahertz / ohm), which exceeds the required figure of merit F = 16 GHz / Ω (gigahertz / ohm).
【０１００】次に、本発明の実施例４について説明す
る。本実施例の測定回路の構成図を図１１に示す。この
構成は、実施例１の構成のうち、抵抗２で構成される分
圧手段を、信号源の内部抵抗４で代用したものである。
すなわち、プローブ１２は抵抗器を内包せず、信号源の
内部抵抗４が分圧手段でもあると言うことができる。Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 shows a configuration diagram of the measurement circuit of this example. In this configuration, the voltage dividing means configured by the resistor 2 in the configuration of the first embodiment is replaced by the internal resistor 4 of the signal source.
That is, it can be said that the probe 12 does not include a resistor, and the internal resistance 4 of the signal source is also a voltage dividing means.
【０１０１】実施例４の測定方法について述べる。入力
波ａ１は、方向性結合器７を介して測定される。ここ
で、信号源の内部抵抗４の値と、方向性結合器の特性イ
ンピーダンスの値は一致させて設計してあるので、測定
電圧ａ１は、信号源３の電圧に等しい。また、分圧波ｂ
２は、方向性結合器８を介して測定されるが、これは実
施例１の場合と同様に、測定される。実際には、実施例
１の場合と同様に、位相測定のために、基準として入力
波ａ１を用いて、両者の比ｂ２／ａ１を測定する。さら
に、同様に、測定端子対１２３を解放した時の、ｂ２ｏ
／ａ１を測定する。The measuring method of Example 4 will be described. The input wave a1 is measured via the directional coupler 7. Here, since the value of the internal resistance 4 of the signal source and the value of the characteristic impedance of the directional coupler are designed to match, the measured voltage a1 is equal to the voltage of the signal source 3. Also, the partial pressure wave b
2 is measured via the directional coupler 8, which is measured as in Example 1. Actually, as in the case of the first embodiment, the input wave a1 is used as a reference for measuring the phase, and the ratio b2 / a1 between them is measured. Further, similarly, when the measurement terminal pair 123 is released, b2o
/ A1 is measured.
【０１０２】以上の測定値を用いて、（７）式と類似の
式で、被測定物１のインピーダンスＺLが測定できる。
実施例１と２の相違点は、分圧手段が信号源の内部抵抗
４で代用したことで、測定電圧は、この相違に従って変
更されているから、式中の信号源の内部抵抗Ｚｏを廃止
し、分圧手段の値Ｒ１をＺｏで置き換えれば良く、被測
定物１のインピーダンスＺLは、次の（１２）式で計算
できる。Using the above measured values, the impedance ZL of the DUT 1 can be measured by a formula similar to the formula (7).
The difference between Embodiments 1 and 2 is that the voltage dividing means is substituted by the internal resistance 4 of the signal source, and the measured voltage is changed according to this difference, so the internal resistance Zo of the signal source in the equation is eliminated. However, the value R1 of the voltage dividing means may be replaced with Zo, and the impedance ZL of the DUT 1 can be calculated by the following equation (12).
【０１０３】[0103]
【数２０】 [Equation 20]
【０１０４】次に、本発明によるインピーダンス測定に
ついて、従来の反射法による測定との比較して説明す
る。Next, the impedance measurement according to the present invention will be described in comparison with the measurement by the conventional reflection method.
【０１０５】比較のために、インピーダンスの測定デー
タ例を示す。図１２は、従来の反射法による測定データ
例であり、図１３は、本発明の実施例２による測定デー
タ例である。双方とも、同じプリント基板の電源配線を
測定したデータ例である。いずれも、信号源の周波数
を、１００ｋＨｚから１ＧＨｚの間で変化させて、それ
ぞれの周波数に対するインピーダンスの測定を行なった
ものである。For comparison, an example of impedance measurement data is shown. FIG. 12 is an example of measurement data according to the conventional reflection method, and FIG. 13 is an example of measurement data according to the second embodiment of the present invention. Both are examples of data obtained by measuring the power supply wiring of the same printed circuit board. In both cases, the frequency of the signal source was changed between 100 kHz and 1 GHz, and the impedance was measured for each frequency.
【０１０６】図１３では、６ＭＨｚ、５０ＭＨｚと８０
０ＭＨｚ付近に共振が明瞭に観測されている。その周波
数はもちろん、インピーダンス値も正確に読み取ること
ができる。すなわち、それぞれ、１．２Ω、０．３８
Ω、２Ωであることが分かる。一方、従来の技術では、
図１２に示すように、上記図１２において表れている共
振が、明確には読み取れない。すなわち、８００ＭＨｚ
付近の２Ωの共振は読み取れるものの、６ＭＨｚ付近の
共振は存在は判明するがそのインピーダンス値は正確に
読み取れず、５０ＭＨｚ付近の共振は存在すら判明しな
い。In FIG. 13, 6 MHz, 50 MHz and 80
Resonance is clearly observed near 0 MHz. Not only the frequency but also the impedance value can be read accurately. That is, 1.2Ω and 0.38, respectively.
It can be seen that they are Ω and 2Ω. On the other hand, in the conventional technology,
As shown in FIG. 12, the resonance appearing in FIG. 12 cannot be clearly read. That is, 800 MHz
Although the resonance of 2Ω in the vicinity can be read, the existence of the resonance around 6 MHz is known, but the impedance value cannot be accurately read, and the existence of the resonance around 50 MHz is not known.
【０１０７】このように、本発明によれば、従来測定不
能であった高周波・低インピーダンスの対象物のインピ
ーダンスが測定可能となるが分かる。As described above, according to the present invention, it is possible to measure the impedance of a high-frequency, low-impedance target object that could not be measured conventionally.
【０１０８】よって、本発明の測定技術を用いれば、高
周波・低インピーダンスの測定が可能になり、データ例
で示したように、新たな発見が可能になり、従来解決困
難だった問題点の摘出や、確認不能だった性能の確認な
どが可能となる。これにより、電子回路装置の設計、製
造において生ずる問題点の解析が容易となり、より高速
で複雑な電子回路装置の開発に貢献するものである。Therefore, by using the measurement technique of the present invention, high-frequency / low-impedance measurement can be performed, and as shown in the data example, new discoveries can be made, and problems that were difficult to solve in the past can be identified. It is also possible to check the performance that could not be confirmed. This facilitates analysis of problems that occur in the design and manufacture of electronic circuit devices, and contributes to the development of faster and more complicated electronic circuit devices.
【０１０９】上記したように、本発明によれば、性能指
数Ｆが、実施例１では１７.５ＧＨｚ／Ω（ギガヘルツ
／オーム）、実施例２では２３.３ＧＨｚ／Ω（ギガヘ
ルツ／オーム）、実施例３では４０ＧＨｚ／Ω（ギガヘ
ルツ／オーム）のインピーダンス測定装置が得られた。
これは、従来のインピーダンス測定装置に比べ、最高で
４０倍の性能向上の効果があることが確認された。As described above, according to the present invention, the figure of merit F is 17.5 GHz / Ω (gigahertz / ohm) in Example 1, and 23.3 GHz / Ω (gigahertz / ohm) in Example 2. In Example 3, an impedance measuring device of 40 GHz / Ω (gigahertz / ohm) was obtained.
It was confirmed that this has an effect of improving the performance by up to 40 times as compared with the conventional impedance measuring device.
【０１１０】なお、上記各実施例では、インピーダンス
測定装置は、情報処理装置Ｃを有する。しかし、本発明
は、これに限定されない。すなわち、インピーダンス測
定装置は、単に、信号源電圧と、分圧電圧を出力し、イ
ンピーダンスの測定は、外部の情報処理装置により行な
うようにしてもよい。この場合には、インピーダンス測
定装置は、情報処理装置Ｃを有しない。In each of the above embodiments, the impedance measuring device has an information processing device C. However, the present invention is not limited to this. That is, the impedance measuring device may simply output the signal source voltage and the divided voltage, and the impedance may be measured by an external information processing device. In this case, the impedance measuring device does not have the information processing device C.
【０１１１】また、上記各実施例では、計算機として、
マイクロプロセッサ等を想定しているが、これに限られ
ない。例えば、プログラマブルロジックアレー等のハー
ドウエアロジック回路により演算等を行なうようにして
もよい。In each of the above embodiments, as a computer,
A microprocessor or the like is assumed, but the present invention is not limited to this. For example, a hardware logic circuit such as a programmable logic array may be used to perform operations and the like.
【０１１２】さらに、上記各実施例では、情報処理装置
は、測定結果についての演算を行なうことを主体として
いるが、これに限定されない。例えば、測定を行なう際
の手順を制御するようにしてもよい。Furthermore, in each of the above-described embodiments, the information processing apparatus is mainly configured to perform calculation on the measurement result, but the present invention is not limited to this. For example, you may make it control the procedure at the time of performing a measurement.
【０１１３】[0113]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
測定回路中の結線を分布定数線路で構成し、被測定物の
インピーダンス測定を、これと概略比例する電圧を測定
する原理の測定回路構成とすることにより、高い周波数
まで低いインピーダンスの測定が可能な測定装置を実現
できる。As described above, according to the present invention,
By configuring the connections in the measurement circuit with distributed constant lines and measuring the impedance of the DUT with the principle of measuring the voltage that is roughly proportional to this, it is possible to measure low impedance up to high frequencies. A measuring device can be realized.
【図１】図１は本発明の実施例１のインピーダンス測定
装置の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an impedance measuring device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図２は従来技術であるインピーダンスブリッジ
法の測定回路の構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a measurement circuit of an impedance bridge method which is a conventional technique.
【図３】図３は従来技術の、方向性結合器を用いる方法
の測定回路の構成を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a measurement circuit of a method using a directional coupler according to the related art.
【図４】図４は従来技術、反射法のインピーダンス測定
装置の測定誤差を説明するグラフである。FIG. 4 is a graph illustrating a measurement error of a conventional impedance measuring device using a reflection method.
【図５】図５は本発明の測定原理を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing the measurement principle of the present invention.
【図６】図６は本発明によるインピーダンス測定装置の
測定誤差を説明するグラフである。FIG. 6 is a graph illustrating a measurement error of the impedance measuring device according to the present invention.
【図７】図７Ａは本発明の実施例１に用いるプローブの
平面図、図７Ｂはその底面図、図７Ｃ波その正面図であ
る。7A is a plan view of a probe used in Embodiment 1 of the present invention, FIG. 7B is a bottom view thereof, and FIG. 7C wave is a front view thereof.
【図８】図８は本発明の実施例２、実施例３のインピー
ダンス測定装置の構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an impedance measuring device according to second and third embodiments of the present invention.
【図９】図９Ａは本発明の実施例２、実施例３に用いら
れるプローブの構成を示す平面図、図９Ｂはその底面
図、図９Ｃは９ａ−９ａ’断面図、図９Ｄは９ｂ−９
ｂ’断面図である。9A is a plan view showing a configuration of a probe used in Embodiments 2 and 3 of the present invention, FIG. 9B is a bottom view thereof, FIG. 9C is a sectional view taken along line 9a-9a ', and FIG. 9D is 9b-. 9
It is a b'cross section.
【図１０】図１０は実施例２および２において用いられ
るネットワークアナライザの構成を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a network analyzer used in the second and second embodiments.
【図１１】図１１は本発明の実施例４のインピーダンス
測定装置の構成を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of an impedance measuring device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１２】図１２は従来の反射法によるインピーダンス
の測定データ例を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing an example of impedance measurement data by a conventional reflection method.
【図１３】図１３は本発明の実施例２によるインピーダ
ンスの測定データ例を示すグラフである。FIG. 13 is a graph showing an example of impedance measurement data according to the second embodiment of the present invention.
１…被測定物、２…抵抗（分圧手段）、３…信号源、４
…信号源の内部抵抗、５，６…電圧・位相計、７，８…
方向性結合器、９，１０…同軸ケーブル、１１…終端負
荷、１２…プローブ、１３…演算処理手段、１４…記憶
手段、１２１…第１の端子対、１２２…第２の端子対、
１２３…測定端子対、ａ1…入力波、ｂ2…分圧波、Ｚ0
…分布定数線路の特性インピーダンス、２１…信号源、
２２…平衡検出器、２３…インピーダンス、ａ…入射
波、ｂ…反射波、５１…分圧手段、５２，５３…電圧・
位相計、ＶS…信号源電圧、Ｖ2…分圧電圧、７１…分圧
手段（チップ低抗）、７２，７３…マイクロストリップ
ライン、７４…ガラスエポキシ基板、７５，７６…同軸
コネクタ、７７…被測定物接続用ピン、７８…スルーホ
ール（グラウンドプレーンと同軸コネクタを接続）、８
００…ネットワークアナライザ、９１…アッテネータ、
ＺA…アッテネータのインピーダンス、β…アッテネー
タの減衰率、ａL…被測定物への入射波、ｂL…被測定物
からの反射波、９２…同軸ケーブル、９３…同軸ケーブ
ルの外皮導体貫通孔、９４，９５…同軸コネクタ、９６
…被測定物接続用ピン（芯線に接続）、９７…被測定物
接続用ピン（外皮導体に接続）、９８…同軸ケーブル芯
線。1 ... Object to be measured, 2 ... Resistance (voltage dividing means), 3 ... Signal source, 4
... Internal resistance of signal source, 5,6 ... Voltage / phase meter, 7,8 ...
Directional coupler, 9, 10 ... Coaxial cable, 11 ... Terminal load, 12 ... Probe, 13 ... Arithmetic processing means, 14 ... Storage means, 121 ... First terminal pair, 122 ... Second terminal pair,
123 ... Measuring terminal pair, a1 ... input wave, b2 ... partial pressure wave, Z0
... Characteristic impedance of distributed constant line, 21 ... Signal source,
22 ... Balanced detector, 23 ... Impedance, a ... Incident wave, b ... Reflected wave, 51 ... Voltage dividing means, 52, 53 ... Voltage
Phase meter, VS ... Signal source voltage, V2 ... Divided voltage, 71 ... Dividing means (chip resistance), 72, 73 ... Microstrip line, 74 ... Glass epoxy substrate, 75, 76 ... Coaxial connector, 77 ... Cover Pins for connecting measured objects, 78 ... through holes (connect the ground plane and the coaxial connector), 8
00 ... network analyzer, 91 ... attenuator,
ZA ... Impedance of attenuator, .beta .... Attenuator attenuation factor, aL ... Incident wave to measurement object, bL ... Reflected wave from measurement object, 92 ... Coaxial cable, 93 ... Coaxial cable outer conductor through hole, 94, 95 ... coaxial connector, 96
... pin to be measured (connected to core wire), 97 ... pin to be measured (connected to outer conductor), 98 ... coaxial cable core wire.
Claims (11)
測定するためのインピーダンス測定装置において、 測定のための信号源電圧を出力する信号源を有する信号
源回路と、 実質的にインピーダンスを持つインピーダンス要素を有
し、このインピーダンス要素と前記被測定物とを接続し
て、前記信号源から出力される信号源電圧を分圧する分
圧回路と、 電圧測定器を有し、前記分圧回路に前記信号源電圧を印
加したとき、前記被測定物の両端に発生する分圧電圧を
測定する分圧電圧測定回路と、 前記信号源電圧、インピーダンス要素のインピーダンス
および前記分圧電圧測定器で測定された分圧電圧とを用
いて、被測定物のインピーダンスを求めて、結果を出力
する計算機とを有するインピーダンス測定装置。1. An impedance measuring apparatus for connecting an object to be measured and measuring its impedance, comprising: a signal source circuit having a signal source for outputting a signal source voltage for measurement; and an impedance having substantially impedance. A voltage divider circuit that has an element, connects the impedance element and the device under test, and divides a signal source voltage output from the signal source; When a signal source voltage is applied, a divided voltage measuring circuit that measures a divided voltage generated across the object to be measured, and the signal source voltage, the impedance of the impedance element, and the divided voltage measuring device. An impedance measuring device having a calculator that calculates the impedance of the object to be measured using the divided voltage and outputs the result.
ンピーダンス要素のインピーダンスをＺとし、前記信号
源電圧をＶsとし、分圧電圧をＶ2として、次式により被
測定物のインピーダンスＺLを求めることを特徴とする
インピーダンス測定装置。 【数1】ＺL＝Ｚ（Ｖ2／Ｖs）／（１−Ｖ2／Ｖs）2. The impedance of the object to be measured according to claim 1, wherein the impedance of the impedance element is Z, the signal source voltage is Vs, and the divided voltage is V2. Impedance measuring device characterized by. [Formula 1] ZL = Z (V2 / Vs) / (1-V2 / Vs)
記信号源電圧を測定するための信号源電圧測定器をさら
に有するインピーダンス測定装置。3. The impedance measuring device according to claim 1, wherein the signal source circuit further includes a signal source voltage measuring device for measuring the signal source voltage.
分圧電圧測定回路と被測定物とを接続するためのプロー
ブをさらに有し、 前記プローブは、前記信号源回路と接続するための第１
の端子対と、分圧電圧測定回路と接続するための第２の
端子対と、被測定物と接続するための第３の端子対と、
第１の端子対に第２の端子対および第３の端子対を並列
に接続する接続線路とを有し、 前記接続線路は、分布定数線路で構成されるものである
インピーダンス測定装置。4. The probe according to claim 3, further comprising a probe for connecting the signal source circuit and the divided voltage measuring circuit to an object to be measured, wherein the probe is for connecting to the signal source circuit. 1
A pair of terminals, a second pair of terminals for connecting to the divided voltage measuring circuit, and a third pair of terminals for connecting to the DUT.
An impedance measuring device comprising: a first terminal pair; and a connection line that connects the second terminal pair and the third terminal pair in parallel, wherein the connection line is a distributed constant line.
信号源回路および分圧電圧測定回路とは、分布定数線路
で接続されるインピーダンス測定装置。5. The impedance measuring device according to claim 4, wherein the probe and the signal source circuit and the divided voltage measuring circuit are connected by a distributed constant line.
は、インピーダンスとして抵抗を有するものであるイン
ピーダンス測定装置。6. The impedance measuring device according to claim 5, wherein the impedance element has resistance as impedance.
端子対の端子の一方には、直列に、前記分圧回路を構成
するための前記インピーダンス要素が接続されるインピ
ーダンス測定装置。7. The impedance measuring device according to claim 6, wherein the impedance element for forming the voltage dividing circuit is connected in series to one of the terminals of the first terminal pair of the probe.
を構成するための前記インピーダンス要素として、前記
信号源のゼロでない有限の値の内部インピーダンスを用
いるインピーダンス測定装置。8. The impedance measuring device according to claim 6, wherein the voltage dividing circuit uses, as the impedance element for forming the voltage dividing circuit, a nonzero finite internal impedance of the signal source.
は終端負荷Ｚ0を有し、信号源回路は内部インピーダン
スＺ0を有するものであり、 前記計算機は、 前記信号源回路から出力されると共に、前記信号源電圧
測定器で測定される、第３の端子対の状態の影響を受け
ない入力波ａ1と、 前記分圧電圧測定回路の終端負荷で終端されると共に、
前記分圧電圧測定器で測定される、第３の端子対を開放
した状態で第２の端子対から出力される分圧波ｂ2oと、 前記分圧電圧測定回路の終端負荷で終端されると共に、
前記分圧電圧測定器で測定される、第３の端子対に被測
定物を接続した状態で第２の端子対から出力される分圧
波ｂ2とを用いて、 （ｂ2o／ａ1）／（ｂ2／ａ1）を求め、かつ、 第３の端子対から見た等価的な分圧インピーダンス｛Ｚ
0（Ｚ0＋Ｒ1）／（２Ｚ0＋Ｒ1）｝を求め、 さらに、これらの結果を用いて、次式により被測定物の
インピーダンスＺLを求めることを特徴とするインピー
ダンス測定装置。 【数２】 9. The divided voltage measuring circuit according to claim 7, wherein the divided voltage measuring circuit has a terminating load Z0, the signal source circuit has an internal impedance Z0, and the computer outputs the signal from the signal source circuit. An input wave a1 that is measured by the signal source voltage measuring device and is not affected by the state of the third terminal pair, and is terminated by a termination load of the divided voltage measuring circuit,
The divided voltage b2o, which is measured by the divided voltage measuring device and is output from the second terminal pair in the state where the third terminal pair is opened, and is terminated by the terminal load of the divided voltage measuring circuit,
Using the divided voltage wave b2 output from the second terminal pair in the state where the DUT is connected to the third terminal pair, which is measured by the divided voltage measuring device, (b2o / a1) / (b2 / A1) and the equivalent voltage dividing impedance {Z
An impedance measuring device characterized in that 0 (Z0 + R1) / (2Z0 + R1)} is obtained, and the impedance ZL of the object to be measured is further obtained by the following equation using these results. [Equation 2]
を測定するためのインピーダンス測定装置において、 被測定物について、Ｓパラメータの要素を測定するため
の第１の測定回路および第２の測定回路と、 第１の測定回路および第２の測定回路と被測定物とを接
続するためのプローブと、 第１の測定回路および第２の測定回路の測定結果を用い
て、被測定物のインピーダンスを求めて、結果を出力す
る計算機とを有し、 第１の測定回路および第２の測定回路は、それぞれ、内
部インピーダンスＺ0を有し、測定のための信号波を出
力する信号源と、信号の電圧および位相を測定するため
の信号源電圧測定器と、互いに他の測定回路から信号波
が出力されているときに、被測定物の両端に発生する分
圧波の電圧および位相を測定する分圧電圧測定器とを有
し、 前記プローブは、前記第１の測定回路と接続するための
第１の端子対と、前記第２の測定回路と接続するための
第２の端子対と、被測定物と接続するための第３の端子
対と、第１の端子対に第２の端子対および第３の端子対
を並列に接続する、分布定数線路で構成された接続線路
と、特性インピーダンスＺAおよび減衰率βを有するア
ッテネータとを有し、 前記計算機は、 前記プローブの第３の端子対に被測定物を接続した状態
で、第１の測定回路および第２の測定回路で測定される
Ｓパラメータの要素Ｓ21と、 前記プローブの第３の端子対を開放した状態で、第１の
測定回路および第２の測定回路で測定されるＳパラメー
タの要素Ｓ21oとを用いて、 （Ｓ21／Ｓ21ｏ）／（１−Ｓ21／Ｓ21ｏ）を求め、か
つ、 第３の端子対から見た等価的な分圧インピーダンス［Ｚ
0｛２ＺA−（ＺA−Ｚ0）β2｝／２（ＺA＋Ｚ0）］を求
め、 さらに、これらの結果を用いて、次式により被測定物の
インピーダンスＺLを求めることを特徴とするインピー
ダンス測定装置。 【数３】 ＺL＝［Ｚ0｛２ＺA−（ＺA−Ｚ0）β2｝／２（ＺA＋Ｚ
0）］・（Ｓ21／Ｓ21o）／（１−Ｓ21／Ｓ21o）10. An impedance measuring device for connecting an object to be measured and measuring its impedance, comprising: a first measuring circuit and a second measuring circuit for measuring an element of S parameter of the object to be measured. , A probe for connecting the first measurement circuit and the second measurement circuit to the device under test, and an impedance of the device under test using the measurement results of the first measurement circuit and the second measurement circuit And a calculator that outputs the result, and the first measurement circuit and the second measurement circuit each have an internal impedance Z0 and output a signal wave for measurement, and a voltage of the signal. And a voltage source for measuring the phase, and a voltage divider that measures the voltage and phase of the divided voltage generated at both ends of the DUT when a signal wave is being output from another measurement circuit and the other measurement circuit. A pressure measuring device, wherein the probe has a first terminal pair for connecting to the first measuring circuit, a second terminal pair for connecting to the second measuring circuit, and a measured object. A third terminal pair for connecting to an object, a connection line composed of a distributed constant line for connecting the second terminal pair and the third terminal pair in parallel to the first terminal pair, and a characteristic impedance ZA And an attenuator having an attenuation factor β, wherein the computer measures S measured by the first measurement circuit and the second measurement circuit in a state where the DUT is connected to the third terminal pair of the probe. Using the parameter element S21 and the S parameter element S21o measured in the first and second measuring circuits with the third terminal pair of the probe open, (S21 / S21o) / (1-S21 / S21o) and the third terminal pair Et equivalent partial pressures impedance seen [Z
Seeking 0 {2ZA- (ZA-Z0) β 2} / 2 (ZA + Z0)], further, using these results, the impedance measuring apparatus and obtaining the impedance ZL of the object to be measured by the following equation. Equation 3] ZL = [Z0 {2ZA- (ZA -Z0) β 2} / 2 (ZA + Z
0)] ・ (S21 / S21o) / (1-S21 / S21o)
絡および終端の各条件で予め測定して得られたＳパラメ
ータの要素Ｓ21P、Ｓ33P、Ｓ23PおよびＳ31Pと、 前記プローブの前記第３の端子に被測定物を接続して測
定される前記Ｓパラメータの要素Ｓ21Mとを用いて、次
式により、被測定物からの反射波ｂLおよび被測定物へ
の入射波ａLの比（ｂL／ａL）を求め、かつ、被測定物
のインピーダンスＺLを求めることを特徴とするインピ
ーダンス測定装置。 【数４】ｂL／ａL＝（Ｓ21P−Ｓ21M）／｛（Ｓ21PＳ33P
−Ｓ23PＳ31P）−Ｓ33PＳ21P｝ ＺL＝Ｚ0｛１＋（ｂL／ａL）｝／｛１−（ｂL／ａL）｝11. The S-parameter element S21P, S33P, obtained by previously measuring the third terminal pair of the probe under each of open, short-circuit and termination conditions, according to claim 10, Using S23P and S31P and the element S21M of the S parameter measured by connecting the measured object to the third terminal of the probe, the reflected wave bL from the measured object and the measured An impedance measuring device, characterized in that a ratio (bL / aL) of an incident wave aL to an object is obtained and an impedance ZL of an object to be measured is obtained. [Formula 4] bL / aL = (S21P-S21M) / {(S21PSS33P
-S23PSS31P) -S33PSS21P} ZL = Z0 {1+ (bL / aL)} / {1- (bL / aL)}
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25078093A JPH07104016A (en) | 1993-10-06 | 1993-10-06 | Impedance measuring device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25078093A JPH07104016A (en) | 1993-10-06 | 1993-10-06 | Impedance measuring device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07104016A true JPH07104016A (en) | 1995-04-21 |
Family
ID=17212940
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25078093A Pending JPH07104016A (en) | 1993-10-06 | 1993-10-06 | Impedance measuring device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07104016A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007279039A (en) * | 2006-04-03 | 2007-10-25 | Suss Microtec Test Systems Gmbh | Method of measuring impedance of electronic circuit |
| JP2013505466A (en) * | 2009-09-21 | 2013-02-14 | ラトガーズ，ザ ステイト ユニバーシティー オブ ニュー ジャージー | System and method for measuring power consumption of a residential or commercial building through a wall socket |
| JP2014142191A (en) * | 2013-01-22 | 2014-08-07 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | Storage battery state detection method and device |
-
1993
- 1993-10-06 JP JP25078093A patent/JPH07104016A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007279039A (en) * | 2006-04-03 | 2007-10-25 | Suss Microtec Test Systems Gmbh | Method of measuring impedance of electronic circuit |
| JP2013505466A (en) * | 2009-09-21 | 2013-02-14 | ラトガーズ，ザ ステイト ユニバーシティー オブ ニュー ジャージー | System and method for measuring power consumption of a residential or commercial building through a wall socket |
| JP2014142191A (en) * | 2013-01-22 | 2014-08-07 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | Storage battery state detection method and device |
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