JPH06503944A - パワーネットワークの制御 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 パワーネットワークの制御 技術分野 本発明は、一方のネットワークが他方のネットワークに及ぼす影響を、所定の基 準に従って制御する目的で、少なくとも２つの導体によって相互接続された第１ 及び第２のパワーネットワークのうちの少な（とも一方を制　、御するための方 法、及び該方法を実施する装置に関する。 前記第１のパワーネットワークは、関連の内部インピーダンスを有する少なくと も１つの電流または電圧発生器を備え、前記第１及び第２のパワーネットワーク の少なくとも一方は、少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素を備えてい る。 前記装置は、前記パワーネットワーク内に配置された制御可能なネットワーク要 素を制御するための制御信号を、方向依存信号処理に基づいて発生する制御部材 を備えている。 背景技術 例えば、高電圧直流電流を伝送するプラントにおいて、変換器に接続されたパワ ーネットワークの緒特性が、例えば直流ネットワークにおける高調波のフィード バック制御を困難にしていることか知られている。これらの諸問題は、非最小位 相特性を示す接続ネットワークによって構成され得るだけでなく、切換えによる 異なる動作構成と結果として、異なる時間に異なった伝送特性を示す接続ネット ワークによっても構成され得る。パワーネットワークの非最小位相特性に対する 物理的理由は、電力線に沿って起こる事象と、該電力線に沿って伝播する電磁波 として見做さなければならないことと、電力線のインピーダンス特性が変化する 位置で、これらの電磁波が反射するということ（例えば、ウォルター・シー・ジ ョンソン（Ｗａｉｔｅｒ　ＣＪｏｈｏｎｓｏｎ）著「伝送線及びネットワーク（ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｌｉｎｅｓ　ａｎｄ　Ｎｅｔｗｏｒｋｓ）Ｊ　（１ ９８４年、マグロウヒル・インターナショナル・エディションズ（ＭｃＧｒａｗ −Ｈｉｌｌ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｅｄｉｔｉｏｎｓ）刊）参照）とに よって説明することができる。ネットワーク自体による伝播波の減衰は非常に小 さいため、このことは、制御干渉に対するパワーネットワークの応答において、 多重遅延効果（反射）を伴う。伝達関数に対する非最小位相特性が、複素数のＳ −面の右側２分の１平面に零を残すこと、及び、こういった場合に、非常に短か い整定時間で、安定したフィードバック制御を達成することが不可能であるとい うことは、フィードバック制御理論の教科書、例えば、パーナート・フリートラ ンド（ＢｅｒｎａｒｄＦｒｉｅｄｌａｎｄ）著ｒ制御システム設計（Ｃｏｎｔｒ ｏｌ　Ｓｙｓｔｅｍ。 Ｄｅｓｉｇｎ）　Ｊ　（１９８７年、マグロウヒル・インターナショナル・エデ ィションズ　（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ　ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＥｄｉｔ ｉｏｎｓ）刊）の特に第７８頁、第１４４頁及び第１８８頁、注４．７と、リチ ャード・シー・ドルフ（ＲｉｃｈａｒｄＣ，Ｄｏｒｆ）著

【現代制御システム（ Ｍｏｄｅｒｎ　ＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍｓ）ｊ　（１９８６年第４版、アデ ィソンーウェスレイ・パブリッシング・カンパニー（Ａｄｄｉｔｉｏｎ−Ｗｅｓ ｌｅｙＰｕｂｌｉｓｈｉｎｇ　Ｃｏｍｐａｎｙ）刊）の特に第２６２頁〜第２６ ４頁から知られている。 アイイーイー・トランザクション・オン・インダストリー・アプリケーションズ （［ＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎＩｎｄｕｓｔｒｙ　Ａｐｐｌｉｃａ ｔｉｏｎｓ）、第２４巻、第４号、１９８８年７月１８日、第５８２頁〜第５８ ８頁において、周期的外乱を受けながら定常状態においてシステム偏差を除去す ることを目的とする繰返し制御装置が述べられている。信号値の記憶用メモリを 制御装置に取り入れることは、安定性のためにフィードバック・ループのゲイン が低い状態で、定常の周期的外乱を良好に除去することを可能にする。しかしな がら、低いゲインは、メモリの内容が、非定常状態の際に、比較的ゆっくりと修 正されることを意味している。 この場合の重要な欠点は、遅延効果並びに他の非最小位相特性及び他の類いの動 的特性が考慮されておらず、その上、補償されていないということである。実際 に、暗黙遅延効果及び明示遅延効果の双方が、他の類いの動的特性の他に、生じ 得るため、システム偏差が１周期遅延された状態でメモリ内容を修正することは 、制御装置を不安定にし得る。システムにおけるこの総合遅延は１周期以上に達 し得、しかも、被制御システムが安定だとしても、各周期に一度繰り返される外 乱の減衰は良好にはならない。 例えば、切換えまたは非最小位相特性によって引き起こされる、パワーネットワ ークの各部の複雑で、可変のさもな（ば制限的な動的特性は、こうして、一定の 所望する制御タスクを非常に困難にするか、または解消する上で不可能にさえし てしまう。 発明の概要 本発明の目的は、特に、例えば、切換えまたは非最小位相特性によって一般に引 き起こされる、制御に対する複雑で、可変のさもなくば制限的な動的特性を示す ことによって、パワーネットワークの一方が制御を困難にする場合、迅速でかつ 安定したｆＲ御を可能にする、前記説明の前置きで述べた類いの方法と、該方法 を実施する装置とを提供することにある。 本発明によれば、上述した事項は、前述した諸問題を伴うパワーネットワークか ら制御を独立させることによって達成され、ここにおいて、前記装置に含まれる 制御装置用の実際の値は、パワーネットワーク間の断面における少なくとも１回 の電流測定及び少なくとも１回の電圧測定と共に、本発明によるこれらの測定値 の方向依存信号処理に応じて形成される。制御に関連して生じる前述の諸問題を 引き起こす断面またはパワーネットワークに生じる電流及び／又は電圧に影響を 及ぼすようにして制御される電流及び／又は電圧発生器が、以後第１のパワーネ ットワークと称するパワーネットワークの一方に位置すると共に、制御に関連し て生じる前記諸問題のもとであるパワーネットワークのこの種構成部分か、以後 第２のパワーネットワークと称する他方のパワーネットワークに位置するように して、前記断面が定められる。 方向依存信号処理によって、実際の値は、外乱及び第２のパワーネットワークに おけるインピーダンス条件とは独立することとなる。従って、特に、このパワー ネットワークは、安定性問題を伴うことはできず、フィードバック制御の場合、 他の制御性能特性もまた、このパワーネットワークによって影響されることはな い。第２のパワーネットワークに由来する外乱は、実際の値には含まれず、従っ て、除去することはできない。これらの状況は、実際の値が方向依存であること を示している。 上述した方向依存のために、制御可能なネットワーク要素が第１のパワーネット ワークに位置している場合にのみ、フィードバック制御を達成することができ、 制御装置のパラメータ設定及び他の任意の制御可能なネットワーク要素に対する 制御動作の分配は、このパワーネットワークにのみ依存する。 フィードバックの場合、制御装置に由来し、パワーネットワークの異なる部分に ある異なる型式のインターフェースを相互に分離すべく、本発明を一般にパワー ネットワークに使用することができる。このようにして、これらの異なる部分の 制御システムは、相互に独立して設計することができる。 フィードバック制御の場合、ネットワークの伝達関数における非最小位相特性の 影響を低減するだけでなく、動的特性か、例えば、切換えによってタイミング良 く変化するか、さもなくば複雑なダイナミックスを有するネットワークのこうい った部分からの影響を低減すべく、実際の値を利用することができる。特に、遅 延効果及びタイミング良く変化可能なダイナミックスの双方を示す出力電力線の ダイナミックスからの影響を低減することが重要である。 制御可能なネットワーク要素が第２のパワーネットワークに位置していれば、フ ィードフォワード制御または開ループ制御が得られる。この場合、制御干渉の結 果、実際の値を介して制御装置にはフィードバックはかけられない。このことは 、フィードバックによって不安定性が生じ得ないことを意味している。 フィードフォワード制御の場合、実際の値は、演算モデルにおける演算用の入力 量として利用することができる。望ましくないフィードバック、即ち、フィード フォワード制御の基礎となる電流及び電圧測定を介したフィードバックによるパ ワーネットワークのフィードフォワード制御を通した効果を回避する目的でステ イブ（Ｓｔｉｆｆ）　を電源を再構成すべく、電流及び電圧の多数回の測定を演 算によって利用することもできる。 実際の値は、パワーネットワークにおける特定の外乱モードを制御するのに利用 することかできる。この種応用の一例は、一方の側である、１つのユニットとし て見える多数の電気的導体から構成される電力線と、他方の側である、該電力線 に沿ったアースとの間の空間を、電磁波として伝播する電気的外乱の相殺である 。 実際の値を形成する装置は、第１のパワーネットワークの暗黙または明示モデル を備えるが、第２のパワーネットワークに関する情報は含まない。 制御のための１つの判定基準は、例えば、パワーネットワークの一方に含まれる かまたはそれに接続され、その外乱が他方のパワーネットワークに伝送される外 乱源によって生じる高調波電流または高調波電圧等の外乱を低減し得る。例えば 、パワーネットワークの一方は、高電圧直流電流を伝送するプラントの一部であ ってよく、また変換器を備えていてよく、この結果直流または交流ラインを介し て他方のパワーネットワークに伝送される高調波電圧または高調波電流を発生さ せる。本発明の他の応用分野は、例えば、ネットワークの一方が電気駆動システ ム用電源の少なくとも一部を構成すると共に、変トワークに伝送される高調波電 流及び／又は電圧を発生させる場合である。こういったパワーネットワークは、 例えば、電気的牽引用の駆動システムの一部であってよい。更に別の応用分野は 、例えば、パワーネットワークの一方か電力発生用の電気的発生器を備えている ような場合である。 本発明の更なる特徴は、添付した請求の範囲から明らかとなろう。 本発明の有益な更なる利益は、以下に述へる説明及び請求の範囲から明瞭となろ う。 図面の簡単な説明 第１図は、多数の導体で相互接続された第１及び第２のパワーネットワークと、 該第１のパワーネットワークに影響を及ぼすべく適用された、本発明による制御 部とを示す。 第２ａ図は、本発明による制御の実施例を概略的に示す。 第２ｂ図は、本発明による制御部の構成部分の別の実施例を概略的に示す。 第３図は、本発明の制御部に含まれる電流結合ユニットの実施例を示す。 第４図は、本発明の制御部に含まれる基本モードフィルタの実施例を示す。 第５図は、第４図による基本モードフィルタの特殊実施例を示す。 第６ａ図は、第２ａ図による実施例の制御部に含まれるモードフィルタ、制御装 置、制御分配器、マルチプレクサ及び合算ユニットの実施例を示す。 第６ｂ図は、第２ｂ図による実施例の制御部に含まれるモードフィルタ、制御装 置、制御分配器、マルチプレクサ及び合算ユニットの実施例を示す。 第７図は、第６ａ図または第６ｂ図によるマルチプレクサの実施例を示す。 第８ａ図ないし第８Ｃ図は、第１のパワーネットワークのモデルを備えた、本発 明による基本モードフィルタの異なる実施例を示す。 第９ａ図は、両極にアクティブフィルタを有する二極形ＨＶＤＣステーションと 本発明による制御部とを概略的に示す。 第９ｂ図は、第９ａ図によるＨＶＤＣステーションにおける、第８ａ図による基 本モードを形成するモデルを示す。 第９ｃ図は、第９ａ図によるＨＶＤＣステーションにおける、第６ａ図による制 御分配器の実施例を示す。 第１０ａ図は、２つの導体によって相互接続された第１及び第２のパワーネット ワークと、本発明による制御部材とを示す。 第１０ｂ図ないし第１０ｇ図は、第１０ａ図による構成に係る多数の電圧及び電 流波形とアドミッタンス関数とを示す。 第１０ｈ図は、第２のパワーネットワークの異なる構成を第１０ａ（ｉ？と比較 した状態での、２つの導体によって相互接続された第１及び第２のパワーネット ワークと、本発明による制御部とを示す。 第１Ｏ１図ないし第１０ｒ図は、第１０ｈ図による構成に係る多数の電圧及び電 流波形とアドミッタンス関数とを示す。 第１１ａ図ないし第１１ｂ図は、本発明による、ベースモードを形成するための 多数の代替方法を示す。 第１２図は、多数の導体で相互接続された第１及び第２のパワーネットワークと 、該パワーネットワークの一方に影響を及ぼすべく適用された、本発明による制 御部とを示す。 第１３図は、一方の極にアクティブフィルタを有する二極形ＨＶＤＣステーショ ンと、本発明による制御部とを概略的に示す。 第１４図は、フィードフォワード制御用の第２のパワーネットワークにおけるア クティブフィルタを有する二極形ＨＶＤＣステーションと、本発明による制御部 とを概略的に示す。 好ましい実施例の説明 以下の説明は、方法及び装置に関する。 以下は、説明に使用する、確定した指定に関するリストである。 ＩＬ（ｋ）　断面Ｂ−Ｂで検出される全ＮＩＬライン電流のに′番目のライン電 流 ＩＣ（ｍ）　断面Ｂ−Ｂを流れる全ＮＩＣメツシュ電流のｍ′番目のメツシュ電 流 １　（ｍ）　全ＮＩにおけるライン電流ＩＬ　（ｋ）及びメツシュ電流ＩＣ（ｍ ）のｍ′番目のそれぞれのライン電流及びメツシュ電流の共通指定 Ｖ（ｊ）　断面Ｂ−Ｂで生じる全ＮＶノード電圧のｊ′′番目ノード電圧 Ｅ　（ｎ）　断面Ｂ−Ｂで生じる前ＮＥ駆動電圧のｎ′番目の駆動電圧 Ｖ　（ｎ）全ＮＵにおけるノード電圧Ｖ（ｊ）及び駆動電圧Ｅ　（ｎ）のｎ′番 目のそれぞれのノード電圧及び駆動電圧の共通指定 ＥＭ　（ｐ）　全ＮＢＭ基本モードのｐ′番目の基本モード Ｍ　（ｑ）　全ＮＭモードのｑ′番目のモードＤＭ　（ｑ）　Ｑ’番目のモード Ｍ　（ｑ）に属するｔｉＪｔＩＪ器信号 ＳＤＭ　（ｑ、ｒ）　フィルタ関数ＳＦ　（ｑ、ｒ）でフィルタにかけられたｑ ′番目の制御器信号ＤＭ　（ｑ）ＳＭ　（ｑ、ｒ）　フィルタ関数ＳＦ”　（ｑ 、ｒ）でフィルタにかけられたｑ′番目のモードＭ　（ｑ）ＳＳＭ　（ｒ）モー ド総数ＮＭについて合算した、フィルタ（こかけたモードＳＭ　（ｑ、ｒ）のｒ ′番目のモードＣ（ｒ）　全ＮＣ制御信号のｒ′番目の制御信号実施例の説明に 関連して種々のフィルタ及び信号を示す図面において、汎用実行インデックスは 一般にこれらのフィルタ及び信号のために示されるが、特定の詳細図面では、本 発明の説明を明瞭にするため、フィルタ及び信号に対して、特定のインデックス も示される。フィルタ及びモデルの実施例の例証は、通常、３つの人力変数及び ３つの出力変数によって与えられるが、これはほんの−例に過ぎず、本発明は他 の数の入力及び出力変数でも実施することができ、しかも応用に応じて、演算時 の一定のフィルタの伝達関数は、零の数値をとり得、このことは問題のフィルタ を排除すべきことを指示していることは言うまでもない。 第１図は、第１のパワーネットワークｌを示しており、該第１のパワーネットワ ークは、Ｌ個の電気的導体２（Ｌは２以上）によって、第２のパワーネットワー ク３に接続されている。第１のパワーネットワークは、少なくとも１つの＃御可 能なネットワーク要素と、関連した内部インピーダンスを有する少な（とも１つ の電流及び／又は電圧発生器５とを備えている。ネットワーク要素４は、例えば 、第１のパワーネットワークに供給される電圧または電流を発生するアクティブ ・フィルタ、または第１のパワーネットワークの制御可能なインピーダンスから 構成されていてよい。図において、明瞭化のために、１本の導体２．１つのネッ トワーク要素４、及び１つの電流及び／又は電圧発生器５のみに参照番号が付さ れているが、指定した構成と同様の構成では、同一種類の要素に記号が付される ことは言うまでもない。少なくとも１つのネットワーク要素には、制御部６から 発生される制御信号Ｃ（ｒ）、該ネットワーク要素か発生する電圧または電流、 または供給される制御信号に応じて示されるインピーダンスの供給を受ける。電 流及び／又は電圧発生器５は、例えば、変換器だけでなく、第１のパワーネット ワークに誘導的または容量的に結合された外乱から構成されてよい。この外乱は 、ネットワークに設けられた外乱電流または外乱電圧発生器として見做されよう 。第１のパワーネットワークに対して、この種干渉以前にパワーネットワークが 位置していた動作位置の少なくとも周囲にあるネットワーク要素からの干渉の結 果、パワーネットワークに発生する電流及び電圧の合算に対して、重畳の原理を それぞれ適用することかできることを仮定する。第２のパワーネットワークのイ ンピーダンスと、電流及び／又は電圧源とは、例えば、第２のパワーネットワー ク内で行なわれる切換えの結果、未知及び／又は可変であってよい。第１図の破 線及び構成は、それらの数か図示されているよりも大若しくは小であることを示 している。以下において数を示さなければならない以上、制御可能なネットワー ク要素の数はＮＧ個のこの種要素に達し、電流及び／又は電圧発生器の数はＮＧ 個のこの種発生器に達する。 断面Ｂ−Ｂは、導体２と交差すると考えられ、この結果、第１及び第２のパワー ネットワークが該断面の異なる側に位置し、該断面において、任意の導体を介し て該断面を流れる少なくとも１つのライン電流ＩＬ（ｋ）、及び該断面に生じる 少なくとも１つの電圧が、測定装置７によって、既知の方法で検知される。こう して電圧を検知し得ると共に、測定装置を既知の方法で配置し得て、この結果、 測定装置は、選択した導体における共通の基準レベルに関して、以後ノード電圧 と称する各導体の電圧Ｖ（ｊ）の値を形成するか、またはその代わりに、以後駆 動電圧と称する２つずつの導体間の電圧差Ｅ　（ｎ）を形成する。測定装置はま た、検知した値の直流成分を除去するための構成要素を含む、検知電流及び／又 は電圧中の一定の所定の周波数成分を抑制するための、既知の方法で配置された 構成要素を備え得る。測定装置７を介して、制御部６には、少なくとも１つのラ イン電流ＩＬ　（ｋ）と、少なくとも１つのノード電圧Ｖ　（ｊ）または駆動電 圧Ｅ　（ｎ）が供給される。 制御部に供給されるこれらの項は以下のように仮定される。上述した所定の周波 数成分及び／又は直流成分を適切に抑制または除去すべくも、説明を簡潔にすべ く、事実がそうであるか否かに拘らず、記号としてライン電流ＩＬ（ｋ）、ノー ド電圧Ｖ（ｊ）及び駆動電圧Ｅ（ｎ）がそれぞれ使用される。 第１図において、電圧及び電流の検知は、断面線Ｂ−Ｂの状態変数Ｙ　（ｉ）　 （Ｙ　（ｔ）は検知電流及び電圧の包括指定）の検知としてマークされるが、こ れらの検知動作は、実際に、実際の導体上または導体において行われることは言 うまでもないことは勿論である。また、簡潔化のために、関連して利用される異 なる測定装置は、第１図において共に、参照番号７でマークされた単一の測定装 置で代表される。 第１図では、断面図Ｂ−Ｂにおいて、セクションを流れる多数のメモメツシュ電 流ＩＣ（ｐ）が更に示されている。この種メツシュ電流の数は、以下においてＮ ＴＣで示される。既知の電気回路理論に従って、各この種メツシュ電流は、ネッ トワークに位置する各電流及び電圧発生器からの貢献度の合計として計算するこ とができ、これによって、各電流及び電圧発生器の貢献度を計算するとき、他の 全ての電圧発生器は短絡しているものとして考えられ、他の全ての電流発生器は ネットワークから分断されると共にその内部インピーダンスによって置換される ものと考えられる。こうして、第１のパワーネットワークｌ及び第２のパワーネ ットワーク２の双方の電流及び電圧発生器は、各メツシュ電流ＩＣ（ｐ）に寄与 する。第２のネットワークの貢献度は、図にマークしたように、メツシュ電流を 駆動する電圧Ｅ　（ｎ）として表わされるものと考えられる。 最初、メツシュ電流ＩＣ（ｐ）について考察すると、ｐ′番目のメツシュ電流Ｉ Ｃ（ｐ）は、第１のパワーネットワーク１からの貢献度ＩＣＮＩ　（ｐ）と、第 ２のパワーネットワーク２及び断面Ｂ−Ｂでの該ネットワークの第１のパワーネ ットワークｌとの接続に依存する貢献度ＩＣＮ２　（ｐ）とから構成されると言 うことができる。 この関係は、等式によって、以下のように表わすことかできる（式中、Ａ（ｐ、 ｎ）は、ｎ′番目の駆動電圧Ｅ　（ｎ）に対するｐ′番目のメツシュ電流ＩＣ（ ｐ）の依存度を表わす次元アドミッタンスを有する伝達関数である）。 代わりに、駆動電圧Ｅ　（ｎ）について考察すると、ｎ′番目の駆動電圧Ｅ　（ ｎ）は、第１のパワーネットワークｌからの貢献度ＥＮＩ　（ｎ）と、第２のパ ワーネットワーク２及び断面Ｂ−Ｂでの該ネットワークの第１のパワーネットワ ーク１との接続に依存する貢献度ＥＮ２（ｎ）とから構成されるということを、 アナログ的に言うことができる。この関係は、等式によって、以下のように表わ すことができる（式中、 形式的に、実行インデックスｎは実行インデックスｐで置換され、またＢ　（ｐ 、ｍ）は、ｍ′番目のメツシュ電流ＩＣ（ｍ）に対するｐ′番目の駆動電圧Ｅ　 （ｐ）の依存度を表わす次元インピーダンスを存する伝達関数である）。 導体を流れるライン電流ＩＬ（ｋ）について考察すると、ｋ′番目のライン電流 ＩＬ（ｋ）は、第１のパワーネットワーク１からの貢献度ＩＬＮＩ　（ｋ）と、 第２のパワーネットワーク２及び断面Ｂ−Ｂでの該ネットワークの第１のパワー ネットワークｌとの接続に依存する貢献度ＩＬＮ２　（ｋ）とから構成されると いうことを、アナログ的に言うことができる。この関係は、等式によって、以下 のように表わすことかできる（式中、形式的に、実行インデックスには、実行イ ンデックスｐで置換され、またＦ（ｐ、、ｊ）は、ｊ′番目のノード電圧Ｖ　（ ｊ）に対するｐ′番目のライン電流ＩＬ（ｐ）の依存度を表わす次元アドミッタ ンスを存する伝達関数である）。 最後に、ノード電圧Ｖ（ｊ）について考察すると、ｊ′番目のノード電圧Ｖ（」 ）は、第１のパワーネットワークｌからの貢献度ＶＮＩ（ｊ）と、第２のパワー ネットワーク２及び断面Ｂ−Ｂでの該ネットワークの第１のパワーネットワーク １との接続に依存する貢献度ＶＮ２（ｊ）とから構成されるということを、アナ ログ的に言うことができる。この関係は、等式によって、以下のように表わすこ とがてきる（式中、形式的に、実行インデックスｎは実行インデックスｐで置換 され、またＧ　（ｐ、ｋ）は、ｋ′番目のライン電流ＩＬ（ｋ）に対するｐ′番 目のノード電圧Ｖ　（ｐ）の依存度を表わす次元インピーダンスを存する伝達関 数である）。 多数の変数の一次結合により、以下において、項の合計が意味される。この際、 各項は、変数に関連する重み係数が乗じられた変数の積として形成される。重み 係数は実数のみならず、例えば、周波数依存性伝達関数であってよい。変数はベ クトル形式で表わすことができ、また重み係数はマトリックスを形成し、この場 合、−次結合は、ベクトル形式で表わされる。 貢献度ＩＣＮ２　（１））、ＩＬＮ２　（ｋ）ＥＮ２　（ｎ）及びｖＮ２　（ｊ ）は、電圧Ｅ　（ｎ）及びＶ（ｊ）それに、電流ＩＣ（ｍ）及びＩＬ（ｋ）にそ れぞれアドミッタンス関数Ａ　（ｐ、ｍ）及びＦ（ｐ、ｊ）、それにインピーダ ンス関数Ｂ　（ｐ、ｍ）及びＧ　（ｐ、ｋ）で重み付けした一次結合からそれぞ れ構成される。 等式（ｌａ）　＝・（ｌｄ）に導かれる伝達関数Ａ（ｐ、ｎ）、Ｂ（ｐ、　ｍ） 　、Ｆ　（ｐ、Ｄ及びＧ（ｐ、ｋ）は、第１のパワーネットワークの構成によっ て明白に決定されることに留意すべきであり、また、目下のところ、これらは第 １のパワーネットワークに関する情報によって既知となることが仮定される。 同様に、既知の電気回路理論に従って、メツシュ電流ＩＣ（ｍ）は、測定したラ イン電流ＩＬ（ｋ）の−次結合として表わすことかでき、その形態は等式で以下 のように表わし得る（式中、ＫＩ　（ｍ、ｋ）は、ライン電流が他の実行イン デックスに当てはまる結合において共に重み付けされる係数を指している）。 ここで、本発明の一つの目的は、以後基本モードと称する変数ＢＭ　（ｐ）を形 成することにある。この基本モードは、少なくとも一つの検知電流と、少なくと も１つの検知電流とで決まるか、第２のパワーネットワーク２のインピーダンス 関数と、第２のパワーネットワークで発生する外乱電圧及び／又は外乱電流と、 例えば、第２のパワーネットワークでの切換えによって引き起こされるその動的 特性の変化とからは独立している。 前述したことから、本発明の前記目的は、基本モードＢＭ　（ｐ）が、等式（ｌ ａ）によるｐ′番目のメツシュ電流ｒｃ＜ｐ）に対する第１のパワーネットワー ク１の貢献度ＩＣＮＩ　（ｐ）に等しいか、等式（１ｂ）によるｐ′番目の駆動 電圧Ｅ　（ｐ）に対する第１のパワーネットワークｌの貢献度ＥＮＩ　（ｐ）に 等しいか、（ＩＣ）によるｐ′番目のライン電流ＩＬ　（ｐ）に対する第１のパ ワーネットワークｌの貢献度ＩＮＬＩ（ｐ）に等しいか、または等式（ｌｄ）に よるｐ′番目のノード電圧Ｖ　（ｐ）に対する第１のパワーネットワークｌの貢 献度ＶＮＩ　（ｐ）に等しく設定されれば、当然達成されるということが実現さ れる。 それぞれの等式（ｌａ）、　（ｌｂ）、　（ｌｃ）及び（１ｄ）から、基本モー ドＢＭ（ｐ）（これらは相互に異なる）の代替式が得られる。 制御部６には、ライン電流ＩＬ（ｋ）及び駆動電圧Ｅ（ｎ）またはノード電圧Ｖ （ｊ）の測定装置７で形成された値が供給される。以下において一層明瞭に説明 される一定の場合、ライン電流ＩＣ（ｋ）は、電流結合ユニット６１に供給され る。このユニットは、制御部に含まれると共に第２ａ図及び第３図に示され、等 式（２）及び（２ａ）に表わされる一次結合を、既知の方法で行う。メツシュ電 流ＩＣ（ｍ）及び駆動電圧Ｅ　（ｍ）　、または代替的に、ライン電圧ＩＬ（ｋ ）及び電圧Ｖ　（ｊ）は、制御部に含まれると共に第２ａ図及び第４図に示され る基本モードフィルタ６２に供給される。 第４図による基本モードフィルタは、伝達関数がＢＭＦ　Ｉ　（ｐ、　ｍ）であ る電流フィルタ６２１、伝達関数がＢＭＦＥ　（ｐ、ｎ）である電圧フィルタ６ ２２、電流合算器６２３、電圧合算器６２４及び基本モード合算器６２５を備え ており、供給電圧１　（ｍ）及びＵ　（ｎ）の第２ａ図及び第４図から明らかな ように、１つ以上の一次結合ＢＭ　（ｐ）を形成し、その関数は等式で以下のよ うに表わすことができる（式中、Ｉ　（ｍ）はメツシュ電流ＩＣ（ｍ）またはそ の代わりにライン電流ＩＬ（ｋ）に対する共通指定として導かれ、Ｕ　（ｎ）は 駆動電圧Ｅ　（ｎ）またはその代わりノード電圧Ｖ（ｊ）に対する共通指定とし て導かれている）。電流Ｉ　（ｍ）の数ＮＩはそれぞれのＮＩＣまたはＮＩＬに 等しく、電圧Ｕ　（ｎ）の数ＮＵはそれぞれのＮＥまたはＮＶに等しい。 電流及び電圧合算器は、装置の機能を明瞭にすべく導入されているが、これらは 、勿論、図から明らかなように、除外し得る。この場合、電流及び電圧フィルタ は、それぞれの基本モード合算器に直接接続される。 メツシュ電流ＩＣ（ｍ）及び駆動電圧Ｅ　（ｎ）の全セット、または基本モード フィルタに供給されるライン電流ＩＬ（ｋ）及びノード電圧Ｖ　（Ｊ）の全セッ トを備える状態変数Ｙ　（ｉ）のセットは、断面Ｂ−Ｂにおける状態を明白に定 義する。しかしながら、断面Ｂ−Ｂにおける状態変数Ｙ（ｉ）のうちのいくつか が胴細されるべき場合には、全ての状態変数の明白な決定に対しての要求は何ら ないことに留意すべきである。こういった不完全な状態決定は、概念モードの導 入と関連して定義され、以下において述べられる。こういった場合、メツシュ電 流ＩＣ（ｍ）及び駆動電圧Ｅ　（ｎ）の全セット、またはライン電流ＩＬ（ｋ） 及びノード電圧Ｖ（ｊ）の全セットの測定に対する要求は何らない。 ここで、一方の側である、等式（３ａ）、　（３ｂ）、　（３ｃ）及び（３ｄ） と、他方の側である、等式（４）との間の頃毎の比較は、一致が首尾よくいくこ とを、順に示している。 等式（３ａ）から、 加工ｆｐ、ｍｌ　＝　（古　を脣＃　：　＋５ａｌＢＭＦＥ＋ｐ、ｎｌ　＝　− Ａ（ｐ、ｎ）　（”）等式（３ｂ）から ＢＭＦＥ（ｐ、ｎｌ　＝　（古’、−’、：：：　ｆ５ｂ）Ｘ工ｆｐ、ｍｌ　＝ 　−Ｂ（ｐ、ｍ）　＋６ｂ１等式（３Ｃ）から ＢＭＰＨｐ、ｍ）　＝　（：　’、’、　七：：　（５ｃｌＢＭＦＥ（ｐ、ｎｌ 　＝　−ｒｆｐ、ｊｌ　＋６ｃｌ及び等式（３ｄ）から 本発明の前記目的は、等式（３ａ）・・・（３ｄ）及びそれらに対する仮定が満 たされるという点で、等式（５ａ）・・・（５ｄ）及び（６ａ）・・・（６ｄ） に従って、基本モードフィルタにおいて、電流フィルタ６２１及び電圧フィルタ ６２２に対して、伝達関数ＢＭＦ　Ｔ　（ｐ、ｎ）及びＢＭＦＥ　（ｐ、ｎ）を それぞれ選択することによって、達成される。等式（ｌａ）及び（３ａ）による ｐ′番目のメツシュ電流ＩＣ（ｐ）に対する第１のパワーネットワークｌの貢献 度Ｉ　ＣＮ　１　（ｐ）に等しく基本モードＢＭ　（ｐ）か設定されている場合 に対して表わされる等式（４）は、次式に挿入される等式（５ａ）及び（６ａ） と、 等式（２ａ）によるＩＣ（ｐ）とによって得られる（式中、ライン電流ＩＬ　（ ｂ）及び駆動 電圧Ｅ　（ｎ）は、測定装置７から基本モードフィルタに供給される）。この場 合、基本モードＢＭ　（ｐ）は、電流と見做すことができる。 同様に、ＢＭ　（ｐ）のための式は、前記他の仮定に基づいて得ることができる 。 等式（３ｂ）に従う仮定により、次式が得られ、また、等式（２）に従うＩＣ（ ｍ）により、次式が得られる（式中、駆動電圧Ｅ　（ｐ）及び ライン電流ＩＬ　（ｋ）は、測定装置１７から基本モードフィルタに供給される ）。この場合、基本モードＢＭ（ｐ）は、電圧と見做すことができる。 等式（３ｃ）に従う仮定により、次式が得られる（式中、ライン電流ＩＬ（ｐ） 及びノード電圧Ｖ（Ｄは、測定装置７から基本モードフィルタに供給される）。 この場合、基本モードＢＭ（ｐ）は、電流と見做すことができる。 等式（３ｄ）に従う仮定により、次式が得られる（式中、ノード電圧Ｖ（ｊ） 及びライン電流ＩＬ（ｋ）は、測定装置から基本モードフィルタに供給される） 。この場合、基本モードＢＭ（ｐ）は、電圧と見做すことかできる。 第１１ａ図ないし第１ｉｄ図は、等式Ｃ３ａ）、　（８ｂ）、　（７ｃ）及び（ ７ｄ）に従うと共に、それぞれ挿入される関係式（５ａ）−（５ｄ）及び（６ａ ）−（６ｄ）により、基本モードＢＭ　（ｐ）がどのようにして形成されるかを 概略的に示している。 第４図に示すような基本モードフィルタは、等式（４）に従うが、式（５ａ）・ ・・（５ｄ）及び（６ａ）・・・（６ｄ）から明らかなような一般仮定の実施を 構成し、一定の電流及び電圧フィルタの伝達関数は、ｌまたは零の値をとる。こ の際、零の値は、問題のフィルタを除外できることを示している。 等式（８ａ）による基本モードフィルタの実施例を、ｋ＝１、　２．　３及びｎ ＝１．　２．　３のときのｐ＝１及びｐ；２の場合に対して、第５図に示す。こ の場合、フィルタ関数ＢＭＦＩ　（１，１）及びＢＭＦＩ　（２，２）は共に１ の値を有するのに対して、フィルタ関数ＢＭＦＥ　（ｐ。 ｎ）は、等式（６ａ）から計算される。この場合、基本モードＢＭ（１）及びＢ Ｍ（２）の形成に対して、第３のメツシュ電流ＩＣ（３）は使用していない。 ここで、本発明の別の目的は、これらの電流及び電圧に及ぼす第１のパワーネッ トワークの影響が、第２のパワーネットワークへの影響に対する確定した所定の 基準を満たすようにして、第１のパワーネットワークを＃Ｊ１１１Ｊする一定の 電流及び電圧を選択するために、以後モードと称する変数Ｍ　（ｑ）を基本モー ドＢＭ　（ｐ）から形成することにある。 好ましい実施例において、基本モードＢＭ　（ｐ）は、制御部に含まれて第２ａ 図、第２ｂ図、第６ａ図及び第６ｂ図に図示されているモード発生器６３に供給 される。 該モード発生器は、伝達関数がＭＦ　（ｑ、ｐ）で示されるフィルタ６３１と、 モードを形成すべき基本モードを合算するモード合算器６３２とを備えている。 これらの図から明らかなように、１つ以上の一次結合Ｍ　（ｑ）及びその関数は 、等式で次のように表わすことができる。 このように、モードＭ　（ｑ）は、第１のパワーネットワーク１の貢献度と、第 ２のパワーネットワークとは独立して導かれるフィルタ関数とによって決まる。 このことはまた、モードＭ　（ｑ）が、第２のパワーネットワーク２と関連する インピーダンス関数、動時システム特性、切換え及び外乱と独立していることに 帰着する。このような事実に関する全ての情報は、等式（７ａ）・・・（７ｄ） の右辺に含まれる伝達関数を有する電流フィルタ６２１及び電圧フィルタ６２２ により、基本モードフィルタにおいてフィルタにかけられて取り除かれる。モー ドＭ　（ｑ）の所望する値ＲＭ　（ｑ）との比較のための実際の値としてモード Ｍ　（ｑ）が供給されると共に、その出力信号が第１のパワーネットワークｌの １つ以上のネットワーク要素を制御する制御装置は、このように、第２のパワー ネットワーク２によって影響されることはない。この制御は、第１のパワーネッ トワークから断面Ｂ−Ｂにかけて方向依存性となり、第２のパワーネットワーク ３によって発生され、断面Ｂ−Ｂで生じる外乱は、基本モードを形成するとき、 フィルタにかけられて除去されるので、考慮する必要はない。 制御可能なネットワーク要素の制御は、制御装置に供給され、制御部に含まれ、 第２ａ図及び第６ａ図に示されるそれぞれのモードに属する基本モードＭ　（ｑ ）のおのおのによって達成される。後者の図面では、この実施例において、制御 すべき各モードは、それ自体の制御装置に関連していることを了知すべきである が、全ての制御装置には参照番号６４が付されている。各制御装置において、モ ードＭ　（ｑ）はそれぞれのモードに対する所望の基準値ＲＭ　（ｑ）と比較さ れる。既知の方法で、例えば、モードの値とその基準値との偏差に応じて、制御 装置は、ｑ′番目のモードに関連した制御装置信号ＤＭ（ｑ）として示されてい る出力信号を発生し、制御部は、制御装置信号ＤＭ　（ｑ）に応じて、制御信号 Ｃ（ｒ）を発生する。該制御信号は、第１のパワーネットワークのｒ′番目のネ ットワーク要素に供給される。それによって、ネットワーク要素は、所望の基準 値ＲＭ　（ｑ）へとモードＭ　（ｑ）を制御するように機能する第１のパワーネ ットワークに干渉を引き起こす。第１のパワーネットワークの制御可能なネット ワーク要素の数が１を上回る場合、好ましい実施例では、１以上のモードを基本 モードから形成することができると同時に、制御装置信号ＤＮ　（ｑ）を、所望 の制御則に従って、それぞれのネットワーク要素に供給される各制御信号Ｃ（ｒ ）間に分配することができる。制御信号ＤＭ　（ｑ）の分配は、各モードに属す る制御分配器６５、マルチプレクサ６６、及び各制御信号Ｃ（ｒ）に属する合算 ユニット６７によって達成される。これらの全ての構成要素は、第２ａ図、第２ ｂ図、第６ａ図、第６ｂ図及び第７図に示されている。 第２ａ図及び第６ａ図による実施例において、制御分配器は、伝達関数がＳＦ　 （ｑ、ｒ）で示される分配器フィルタ６５１を備え、高々ＮＣ側の出力（ＮＣは 制御部によって発生される制御信号Ｃ（ｒ）の数）上の被供給制御装置信号ＤＭ 　（ｑ）を分配する。前記制固則は、例えば、制御信号に依存するネットワーク 要素からの干渉が、少なくとも弱まった効果で以って、断面Ｂ−Ｂでの他の電流 及び電圧に影響を及ぼすようにして、形成され得る。 この制御則はまた、モードと個別制御信号との間の異なる動的伝達関数を補償す べく、形成され得る。 制御分配器からの出力信号は、制御装置分配信号と称し、またＳＤＭ　（ｑ、ｒ ）で表わされる。各出力信号ＳＤＭ　（ｑ、ｒ）に対して、前記図から明らかな ように、以下の関係を適用する （式中、伝達関数ＳＦ　（ｑ、ｒ）は、定数か、または周波数依存性を育する） 。マルチプレクサのタスクは、制御分配器からの制御装置分配信号ＳＤＭ　（ｑ 、ｒ）を分配すると共に、制御信号Ｃ（ｒ）を形成すべく実行インデックスｑに ついて、異なるモードＭ　（ｑ）の貢献度を合算することにある。 このように、この場合、制御信号Ｃ（ｒ）は、おのおのが伝達関数ＳＦ　（ｑ、 ｒ）で重み付けされた制御信号ＤＭ　（ｑ）の合計から構成される。３つのモー ド及び３つの制御信号の場合のマルチプレクサの実施例は、第７図に詳細に示さ れている。 第２ｂ図及び第６ｂ図に示される別の好ましい実施例において、モードＭ　（ｑ ）は制御分配器６５に供給され、該制御分配器は、この場合、高々ＮＣ側の出方 （ＮＣは、制御部によって発生された制御信号Ｃ（ｒ）の個数）上の被供給モー ドＭ　（ｑ）を分配する。制御分配器からの出力信号は、この実施例では、モー ド分配信号と称されると共に、ＳＭ（ｑ、ｒ）で示される。各モード分配信号に 対して、以下の関係を適用する （式中、ＳＦ”　（（１，ｒ）は、定数であるか、または周波数依存性を有する 分配器フィルタの伝達関数である）。 この実施例において、マルチプレクサのタスクは、制御分配器からのモード分配 信号ＳＭ　（ｑ、ｒ）を分配すると共に、モード合計ＳＳＭ　（ｒ）を形成すべ く実行インデックスｑについて、異なるモードＭ　（ｑ）の貢献度を合算するよ うにして、これらの信号をｒ′番目の合算ユニット６７に供給することにある。 次に、モード合計ＳＳＭ（ｒ）は、制御装置６４に供給され、該制御装置におい て、モード合計ＳＳＭ（ｒ）は、それぞれのモード合計に対する所望の基準値Ｒ ３５Ｍ　（ｒ）と比較される。 既知の方法で、例えば、モード合計の値とその基準値との間の偏差に応じて、制 御装置は制御信号Ｃ（ｒ）を発生し、該制御信号は、第１のパワーネットワーク のｒ′番目のネットワーク要素に供給される。これによって、ネットワーク要素 は、所望の基準値Ｒ３５Ｍ　（ｒ）へとモード合計ＳＳＭ　（ｒ）を制御するよ うに機能する第１のパワーネットワークに干渉をもたらす。 モード発生器に含まれるモードフィルタの伝達関数ＭＦ　（ｑ、ｐ）は、定数に よって構成され得ることが好ましいが、周波数依存特性でこれらの伝達関数を形 成することによって、断面Ｂ−Ｂでの個別電流及び電圧の制御を、例えば、異な る動的特性で形成し得る。 第６ａ図及び第６ｂ図に示されたモード及び分配器フィルタの伝達関数のいくつ かは、応用に応じて、！または零の値を取り得、これによって、零の値は、問題 のフィルタを除外できることを示すものである。 １つの基本モードのみが形成される場合、最も簡単な場合に基本モードに設定さ れる１つのモードのみを形成することができる。このような場合、制御可能なネ ットワーク要素の数が１を上回っていれば、このモードは、所望数の制御装置及 びモード分配器信号をそれぞれ形成するｉ＃ｆ御分配分配器給される。次いで、 制御信号が、マルチプレクサ及び合算器ユニットに対する要求が除去されるとい う特別な点を伴って、前述した方法で発生される。 有益な実施例において、制御部６は、実質的に前述した基本モードフィルタと入 れ替わる第１のパワーネットワーク１のモデルを備えるべく応用することができ る。 第８ａ図ないし第８ｃ図を参照して説明すべきこの実施例は、等式（ｌａ）ない しくｌｄ）に導入した伝達関数Ａ　（ｐ、　ｎ）、　Ｂ　（ｐ、　ｍ）、　Ｆ　 （ｐ、Ｄ及びＧ　（ｐ。 ｋ）の解析的表現を知る必要なく、等式（３ａ）ないしく３ｂ）による基本モー ドＢＭ　（ｑ）の決定を可能にする。 第８ａ図ないし第８ｃ図は、全ての電圧源５が短絡されていると考えられると共 に、全ての電流発生器５かネッＩ・ワークから分断されていると考えられ、この 結果、モデル中のこれらの発生器かそれぞれの発生器と関連した内部インピーダ ンスによって表わされているに過ぎない第１のパワーネットワークのモデル１０ １を示している。このモデルは、導体２か第１のパワーネットワークに接続して いる実際のパワーネットワークにおける箇所に対応する接続点を存している。第 ８ａ図に図示する実施例において、モデルには、駆動電圧Ｅ　（ｎ）に応じて電 圧を発生する制御可能な信号発生器１０２によって図示された駆動電圧Ｅ　（ｎ ）の値が供給される。信号発生器の出力信号は、導体２が第１のパワーネットワ ークに接続すると共に、その間でそれぞれの駆動電圧が発生する、実際のパワー ネットワークのモデルにおける箇所に対応する出力端間のモデルに供給される。 信号発生器から供給される出力信号に応答して、モデルは、信号発生器を流れる と考えられる電流ＩＭＦ　（ｎ）の値を発生する。これらの電流は電流測定装置 １０３によって検知され、恐らくは、乗算器ユニット１０４１において負の符号 を存する定数か掛けられた後、各電流測定装置と関連する合算器１０４に供給さ れる。それぞれの合算器上の第２の入力端には、正の符号を育する対応メツシュ 電流ＩＣ（ｍ）の値か供給される。該値は、測定装置７を介して得られる。等式 （３ａ）との比較から、モデル中で測定した電流ＩＰＭ（ｐ）が等式（３ｂ）に おける合算ッシュ電圧Ｅ　（ｎ）がモデルに同時に供給される時に行われるとい う点からして、それぞれの合算器からの出力信号か所望の基本モードＢＭ　（ｑ ）から構成されるということか実現される。このように、この特殊な場合、第８ ａ図に示した電流ＩＰＭ（２）は、合算値等式（３ｂ）による電圧特性の基本モ ードを形成すべきときに、アナログ的方法を使用することかできる。このことは 、第８ｂ図に図示しである。第８ｂ図は、信号発生器が、メツシュ電流ＩＣ（ｍ ）に応じて電流を発生する制御可能な電流発生器１０５から構成されることによ って、接続点間の電圧ＥＰＭ　（ｐ）としてのモデルの応答が電圧測定装置１０ ６によって検知されると共に、恐らくは、乗算器１０４１にて負の符号を有する 定数と乗算された後、各電圧測定装置に関連した合算器１０４に供給されるとい う点で、第８ａ図とは異なる。それぞれの合算器の第２の入力端には、測定装置 ７から得られ、正の符号を有する、対応駆動電圧Ｅ　（ｎ）の値が供給される。 等式（３ｂ）との比較から、モデル中で測定した電圧ＥＰＭ　（ｐ）が等式（３ ｂ）における合算値をシュ電流ＩＣ（ｍ）がモデルに同時に供給されるときに行 われるという点からして、それぞれの合算器からの出力信号が所望の基本モード ＢＭ　（ｐ）から構成されるということか実現される。 全ての基本モードＢＭ　（ｐ）か、等式（３ａ）・・・（３Ｃ）の基礎を形成す る仮定のうちの１つのみに基づいて形成されるということは必要ない。一定の場 合、例えば、２つの基本モード電流特性と、１つの基本モード電圧特性とを与え ることが望ましい。こういったケースは、第８ｃ図に図示されている。第８Ｃ図 では、基本モードＢＭ（１）か等式（３ｄ）に基づいて形成されるのに対し、基 本モードＢＭ　（２）及びＢＭ　（３）は、等式（３Ｃ）に基づいて形成されて いる。基本モードは、ライン電流ＩＬ　（１）並ヒニノード電圧Ｖ（２）及ヒＶ （３）１７）検知した値に基づいて形成される。この２つのノード電圧ｖ（２） 及びｖ（３）は、モデルに対して共通であると共に、断面Ｂ−Ｂでの共通基準レ ベルに対応する基準レベルに結合している。 モデル１０１は物理的ネットワークモデルとして設計できるだけでなく、コンピ ュータにおけるソフトウェアとしても実施することかできる。この場合、電流測 定装２１０３及び電圧測定装置１０６からそれぞれ入力された測定値は、対応す る値の計算結果によって置換される。 基本モードフィルタのこの代替実施例は、既に説明した実施例で実施される電流 フィルタＢＦＭＩ　（ｐ、ｍ）及びＢＦＭＥ　（ｐ、ｎ）の計算結果が、モデル から得られた値によって置換されることを意味している。 高電圧直流電流（ＨＶＤＣ）の伝送用プラントに対する本発明の応用を、以下に おいて、第９ａ図を参照して説明する。その動作モードによってこの種プラント に含まれる変換器は、交流電源ネットワークの基本音に対する高調波を発生する ことが知られている。こういった高調波か変換器に接続された交流ライン及び直 流ラインに沿って伝播することを防止するため、付属受動フィルタか常に設置さ れている。しかしながら、この付属受動フィルタは、一般に、高調波を完全に除 去するものではない。高調波は、パワーネットワークに含まれる構成要素に余分 のストレスを起こし、特に、約２００〜４００Ｈｚの周波数範囲にある高調波は 、隣接する電話線に対するクロストークのために、通信ネットワークに外乱を引 き起こし得る。第９ａ図は、二極形ＨＶＤＣステーション用の主要回路の基本的 実施例を示している。第１の極は、１２パルス接続において、従来方式で設計し た変換器１９１を備えており、該変換器は、既知の方法で、２個のトランス１９ ２を介して交流ネットワーク９０（指示のみ）に接続されている。変換器の中性 点端子１９１１は、第１の電極線１９３に接続されており、またその極端子１９ １２は、第１の平滑リアクトル１９４の一方の端子に接続されている。該第１の 平滑リアクトルの他方の端子は、第１の極ライン１９５に接続されている。第１ の受動フィルタ１９６は、一方の端子が、変換器から見たときに第１の平滑リア クトルを越えて極ライン■に位置する第１の極ラインの第１の接続点１９１３に 接続され、他方の端子が、制御可能な電圧発生器１９７１を備える第１のアクテ ィブフィルタ１９７の一方の端子に接続されている。該第１のアクティブフィル タの他方の端子は、第１の電極線上の第２の接続点１９１４に接続され、この結 果、第１の受動フィルタ及び第１のアクティブフィルタは共に、極ライン及び電 極ライン間に接続された直列回路を形成している。極ライン及び電極ライン間の 高調波電圧ＵＳ　（１）は、第１の電圧測定装置１９８で検知され、極ラインを 流れる高調波電流Ｉｓ　（１）は、第１の電流測定装置１９９で検知される。第 ２の極は、第１の極と同一の構成要素を備えており、第９ａ図において、第１の 図が第２の図によって置き替えられるという点について前述した記号に対応する 記号が与えられる。 この場合、第１図を参照して説明した測定装置７が、第１及び第２の電圧測定装 置１９８及び２９８、並びに第１及び第２の電流測定装置１９９及び２９９をそ れぞれ備えるということと、これらの装置を適応することによって、極ライン及 び電極ラインを流れる直流電流及びこれらのライン間の直流電圧が、電流測定装 置から本発明によって設計された制御部６に供給される測定値から除去されると いうことが仮定される。第１及び第２の電極ラインは共に、接続点９１に接続さ れ、既知の方法で、共通アースワイヤ９２として、アース電極９３に続いている 。第１及び第２の極ライン、それにアースワイヤと交差するように、断面Ｂ−Ｂ か図に書き込まれている。 第１図と比較すると、第１のパワーネットワークは、前述した２つの極及び交流 ネットワーク９ｏに対応する。 第９ａ図において、第１のメツシュ電流ＩＣ（１）及び第２のメツシュ電流ＩＣ （２）が表わされており、アースワイヤ並びに第１及び第２の極ラインから成る 回路をそれぞれ循環する。メツシュ電流をそれぞれ駆動する電圧Ｅ（１）及びＥ （２）も、図に表わされている。制御部は、第１のアクティブフィルタ１９７の 電圧発生器１９７１に供給される第１の制御信号Ｃ（１）と、第２のアクティブ フィルタ２９７の電圧発生器２９７１に供給される第２の制御信号Ｃ（２）とを 発生する。この装置の目的は、第１及び第２の極からそれぞれの極ライン上に伝 播する外乱のレベルを低減することである。低減すべき外乱モードは、まず第１ に、一方の側である２本の極ラインと、他方の側である電極線、アースワイヤ及 びアースとの間の外乱がこれらに沿って伝播する所謂アースモードであり、第２ に、２本の極ライン間の外乱がこれらに沿って伝播する所謂極モードである。問 題の周波数範囲（２００〜４００　Ｈｚ）において、極ラインから見て、変換器 と直列に接続されたそれぞれの平滑リアクトルは、外乱電圧源と直列の、誘導特 性を有するインピーダンスによって近似的に置換し得る。このインピーダンスは 、第１の極に対してＺｌで示され、第２の極に対してＺ３で示されると共に、こ れらのインピーダンスは、第９ａ図の二重矢印で示されている。第１の受動フィ ルタのインピーダンスはＺ２て示され、第２の受動フィルタのインピーダンスは Ｚ４で示されている。第１図ないし第７図との関連で導入した記号において、第 ９ａ図に示した装置に対する以下の等価式が得られる。 ＩＣ（１）　＝［５（１）及びＩＣ（２）　＝ＩＳ（２）ε（１）　＝ＵＳ（１ ）及びＥ（２）　＝ＵＳ（２）これは次のことを意味している。 Ｋ［（１，１）　＝１　ａｎｄ　Ｋｌ（１，２）　＝ＯＫ［（２，１）　＝Ｏａ ｎｄ　Ｋｌ（２，２）　＝　１この場合、制御すべきアースモード及び極モード が、メツシュ電流の助力について有益に述べられており、そのため、基本モード ＢＭ　（ｐ）が等式（３ａ）に従って仮定される。等式（１ａ）は、次のように 書き表わすことができる。 ＩＣ（１）　＝　ＩＣＮＩ（１）　＋Ａ（１，１）　零　Ｅ（１）＋Ａ（１，２ ）　本　Ｅ（２）ｒｃ（２）　＝　ＩＣＮＩ（２）　＋Ａ（２，１）　零　Ｅ（ １）＋Ａ（２，２）　ネ　Ｅ（２）前に・与えたＡ（ｐ、ｎ）の定義を使用して 、第９ａ図から以下のことが直接見い出せる。 Ａ（１，，１）　＝　（Ｚ１＋２２）　／　（Ｚｌ　＊　Ｚ２）Ａ（２，２）　 ＝　（Ｚ３　＋２４）　／　（Ｚ３　本　Ｚ４）駆動電圧Ｅ（２）は、交流ネッ トワーク９０を越えた接続により、メツシュ電流ＩＣ（１）に影響を及ぼし、こ の接続は、問題の周波数範囲において無視できることが仮定される。対応する仮 定はまた、メツシュ電流ＩＣ（２）に及ぼす駆動電圧Ｅ（１）の影響にも適用さ れ、この結果、次式か成立する。 Ａ（１，２）＝　Ａ（２，１）＝０ 等式（５ａ）及び（６ａ）から、基本モードフィルタの電流及び電圧フィルタは 以下のフィルタ関数を模倣すべきことがわかる。 ＢＭＦＩ（１，１）　＝ＢＭＦ［（２，２）　＝　１ａＭＦ［（１，２）　＝Ｂ ＭＦ［（２，ｌ　）＝　ＯＢＭＦＥ（１，１）　＝　−（Ｚ１＋２２）　／　（ Ｚｌ　本　Ｚ２）ＢＭＦＢ（１，２）　＝ＢＭＦＥ　（２，１＞　＝　ＯＢＭＦ Ｅ（２，２）　＝　−（Ｚ３＋２４）　／　（Ｚ３　本　Ｚ４）２つの基本モー ドＢＭ（１）及びＢＭ（２）が形成され、これらの基本モードは、こうして次の ように表わすことができる。 ＢＭ（１）＝ＩＣ（１）−（Ｚ１＋Ｚ２）／　（Ｚｌ　＊　Ｚ２）　零　Ｅ（１ ）　（１２）ＢＭ（２）＝［Ｃ（２）−（Ｚ３＋Ｚ４）／　（２３本　Ｚ４）　 零　ε（２）　（１３）フィルタＢＭＦ　Ｉ及びＢＭＦＥは、例えば、既知の方 法で、一般式ｙ（し）冨ΣｐｉｔＹ（セーｉ）＋Σｑｉ會Ｕ（セーｉ）のデジタ ルフィルタとして形成し得る（式中、ｕ　（ｔ）及びｙ　（ｔ）は、フィルタの 出力信号で、ｐ、及びｑ。 はそれぞれ定数であり、該フィルタは上述した伝達関数に近い）。こういったモ デルは、第９ｂ図に示されており、該第９ｂ図では、明瞭化のために、第１のパ ワーネットワークにおいて、第９ａ図による接続点及び相互接読点が印されてい る。 モードＭ　（ｑ）の計算は、アースモード電流及び極モード電流の概念に対応す るモードを形成するため、電流に関する考察に基づいて行われる。また、該概念 は、高電圧直流電流の伝送システムに関連してよく用いられる。 第９ａ図から、第９ａ図で与えられた記号に対して、アースモード電流ＩＪを次 式で計算できることは明らかここで、第２のネットワークからの影響が、基本モ ードフィルタによって除去されるという仮定を行えば、等式（１２）及び（１３ ）から、ＢＭ　（１）−ＢＭ　（２）＝　ＩＣ（１）−ＩＣ（２）が実現され、 また等式（１４）を考慮すれば、モードＭ（１）は次式によって与えられる。 Ｍ　（１）＝ＢＭ　（１）−ＢＭ　（２）＝ｔＪ　（１５）同様に、極モード電 流Ｉ　ＰＯＬは、２つの極の電極ラインを介して、第１の極の極ラインに流れ込 んで、第２の極の極ラインから流れ出す電流として計算することができる。再循 環アース電流が、２つの極ラインの間で均等に分配されるとすれば、第９ａ図か ら、次式が得られ、また、アースモードに関して ｔｃ（１）＝ＩＰＯＬ＋ｏ、５　＊　ＩＪ＝ＩＰＯＬ＋ｏ、５　本　（Ｃ（１） −０，５＊　［Ｃ（２）。 上式から ［ＰＯＬ　＝　０．５　本　ＩＣ（１）　＋　ｏ、５　本　ＩＣ（２）同じ論法 を用いて、モードＭ（２）が次のように選択される。 Ｍ　（２）＝０．５本ＢＭ　（１）＋ｏ、　５本ＢＭ　（２）　（１６）等式（ ９）からの記号に対して、次式が得られる。 ＭＰ（１，１）　＝　１ ＭＰ（１，２）　＝　−１ ＭＰ（２，１）　＝ＭＦ（２，２）　＝０．５ここで、モードＭ（１）及びＭ（ ２）は、第６ａ図を参照して説明した方法で、モード制御装置に供給される。 一方のモードの制御装置は、アクティブフィルタに対する影響及びネットワーク への干渉によって、第２のモードに影響を及ぼさないということが望ましい。何 做なら、この制御装置は、外乱の除去に対して悪影響を有しているからである。 従って、この相互影響を最小化するため、制御分配器は育益な方法で選択すべき である。以下の計算に、本発明と直接関係しない因子を負わせないため、以下に おいて、それぞれのアクティブフィルタに備えられた制御可能な電圧発生器によ って発生された電圧ＣＵは、アクティブフィルタにそれぞれ供給されると共に、 制御部によって発生される制御信号に瞬時に追従するということと、該電圧が制 御信号と正比例するということとが仮定される。 先ず、アクティブフィルタからの基本モードＢＭ（１）及びＢＭ　（２）に及ぼ す前記影響を計算する。アクティブフィルタからの干渉、即ち、電圧発生器によ って発生された電圧に基づく、それぞれの基本モードに及ぼす影響は、駆動電圧 Ｅ　（ｎ）を短絡した状態で、かつ、他の電流及び／又は電圧発生器が分断され 、短絡され、かつ内部インピーダンスによって置換されると見做されることから 、パワーネットワークに含まれるこれらの発生器の貢献度を考慮することなく、 第９ａ図の線図から計算することができる。こういった条件下において、第９ａ 図から、以下の関係が得られる ＢＭ（１）　＝ＩＣ（１）　＝−（１／Ｚ２）　零　Ｃ０（１）及び ８Ｍ（２）　＝　ＩＣ（２）　＝　−（１／Ｚ４）　零　ＣＬＩ（２）（式中、 ＣＵ（１）及びＣＵ　（２）はそれぞれの制御可能な電圧発生器１９７１及び２ ９７１によって発生された電圧を指し、こうして、それぞれの基本モードに及ぼ す他の如何なる影響も、これらの式においては考慮されていない）。 このことから、以下の関係が直接得られるＭ（１）＝−（１／Ｚ２）　＊　Ｃ０ （ｔ）＋　（ｔ／Ｚ４）　零　ＣＯ（２）Ｍ（２）＝　〜０．５　本（１／Ｚ２ ）零　〇〇（１）−０，５本（１／Ｚ４）　零　〇〇（２）（式中、アクティブ フィルタに基づく影響のみが考慮されている）。 マトリックス形式において、これらの等式は、以下のように書き表わすこともで きる。 制御信号Ｃ（ｒ）は、第６ａ図による制御分配器６５、マチルブレクサ６６及び 合算ユニット６７の説明に関連して前に導入した記号を用いて、以下のように表 わすことができる（式中、記号“〜”は、比例を意味する）。 Ｃ（１）＝ＳＦ（１，１）　＊　ＤＭ（１）　＋　５Ｆ（２，１）　本　ＤＭ（ ２）Ｃ（２）＝ＳＦ（１，２）　＊　ＤＭ（１）　＋　５Ｆ（２，２）　本　Ｄ Ｍ（２）または、マトリックス形式で、 ここで、フィルタＳＦ　（ｑ、ｒ）の伝達関数は、モードＭ（１）が制御器信号 ＤＭ（２）から独立すると共に、モードＭ（２）が制御器信号ＤＭ（１）から独 立するように、選択される。 等式（１７）による制御信号Ｃ（ｒ）に対するモードＭ（ｑ）の依存性を表わす マトリックス リックスに比例すれば、この独立性は、一般に達成することができる。 等式（１７）及び（Ｉ８）によれば、 ［Ｍ］＝［２１本［ＣＵ］〜［２１本［ＳＦ］’本［ＤＭ］の関係が成立するこ とが必要であり、もし［ＳＦ］”〜［Ｚ］　−’が仮定されれば、所望の独立性 を表わす関係式［Ｍ］〜［ＤＭ］が得られる。 この場合、逆マトリックス（Ｚ）　−’　は以下のようになる。 Ｘ共通因子 １／　（（１／Ｚ２）零〇、５本（１／Ｚ４）＋（１／Ｚ４）本０．５＊（１／ Ｚ２）　）　＝Ｚ２本Ｚ本口４ことから、フィルタの伝達関数ＳＦ　（ｑ、ｒ） を同定することができる。この場合、これらの伝達関数は、上述の逆マトリック スに基づいて同定される第２の部分ＳＦ　（ｑ、ｒ）と、上述の共通因子に基づ いて同定されると共に、伝達関数ＳＦ２　（ｑ、ｒ）を表わす全てのフィルタに 共通の第１の部分５ＦＩ（ｑ）とに、適切に分割することができる。 この場合、制御分配器には、第９ｃ図による構成を与え得る。 第】及び第２の受動フィルタのインピーダンスＺ２及びＺ４か等しく選択されれ ば、フィルタの伝達関数５Ｆ（ｑ、ｒ）は、以下の関係式による定数として選択 することができる。 ５Ｆ（１，１）　＝０．５ ＳＦ（１，２）　＝−０，５ ＳＦ（１，２）　＝　５Ｆ（２，２）　＝　１高電圧直流電流用プラント内での 本発明の別の応用を、以下において、第１３図を参照して説明する。この応用に おいて、タスクは、二極形ＨＶＤＣステーションから発するアースモード電流の みに影響を及ぼすことである。 第１３図に示すプラントは、第２のアクティブフィルタが除去され、第２の受動 フィルタが第２の極ライン上の接続点２９１３と、第１のアクティブフィルタ及 び第１の受動フィルタ間の接続部に位置する接続点１９１５との間に接続される という点で、第９ａ図に示したプラントとは実質的に相違する。別の点で、第９ ａ図の参照に使用されたと同一の記号及び参照番号が、第１３図を通して使用さ れている。この場合の計算は、アクティブフィルタに基づく基本モードＢＭ　（ １）ＢＭ　（２）への影響の計算までの前述の計算に使用したと類似の方法で行 われる。この影響は、前述の例と同様の論法に基づいてこのことは、アースモー ド電流に対応するモードＭ（１）及び極モード電流に対応するモードＭ（２）に 対して、以下の関係をもたらす。 Ｍ（１）＝　−（１／Ｚ２）　本ＣＵ（１）−（１／Ｚ４）　ネ　ＣＯ（１）Ｍ （２）＝　−０，５本　（（１／Ｚ２）零Ｃ０（１）　−（１／Ｚ４）零ＣＵ（ １）　）第１及び第２の受動フィルタのインピーダンスＺ１及びＺ２か等しく選 択されれば、制御部か極モード電流に影響を及ぼさないことを意味するモードＭ （２）が零になるということが、Ｍ（２）の式から容易に実現される。 この選択か行われれば、以下の等式が適用される。 Ｍ（１）＝　−（２／　Ｚ２）　零　ＣＵ（１）Ｍ（２）＝　０ この場合、１つのモードのみが存在するため、制御分配器はとるに足らないもの となる。 本発明を、例えば、変換器によって発生され、直流ライン上にも単極形ＨＶＤＣ ステーションにもある高調波電圧の除去にも応用できることは勿論である。こう いった応用は以下において研究され、これによって、一定の簡潔化した仮定につ いて、数によって本発明の技術的効果を論証すべく、第１及び第２のパワーネッ トワークの単純なモデルか導入される。しかしながら、計算例は一般的特性であ り、単極形ＨＶＤＣステーションのモデルを必ずしも構成する必要はない。 第１０ａ図において、第１のパワーネットワークｌは、電圧発生器としての第１ の外乱源１００１を備えており、該外乱源は、本例において、変換器によって発 生されて、高電圧直流伝送用ライン上にある電圧高調波に類似した電圧高調波を 発生するものと考えられている。外乱源は、一方の端子１０１１が電極ライン１ ０２に接続され、他方の端子１０１２が平滑リアクトル１０３に接続されており 、該リアクトルの第２の端子は極ライン１０４に接続されている。受動フィルタ １０５は、一方の端子が、第１のパワーネットワークから見て平滑リアクトルを 越えた極ライン上に位置する接続点に接続され、他方の端子が、アクティブフィ ルタ１０６の一方の端子に接続されている。該アクティブフィルタ１０６は、制 御可能な電圧発生器１０６１を備え、その他方の端子が電極ライン１０２に接続 されることによって、受動フィルタ及びアクティブフィルタは極ライン及び電極 ラインの間に直列回路を形成する。極ライン及び電極ライン間の電圧ＵＳ（１） は電圧測定装置１０７１で測定され、極ラインを流れる高調波電流Ｉｓ　（１） は電流測定装置１ｏ７２によって検知される。極ライン及び電極ラインは、第１ のパワーネットワークを第２のパワーネットワーク３に接続している。該第２の パワーネットワーク３は、第１Ｏａ図において、極ライン及び電極ライン間に接 続された第２の抵抗器１０８によって表わされている。図において、断面Ｂ−Ｂ は極ライン及び電極ラインと交差するように書き込まれており、メツシュ電流Ｉ Ｃ（１）及び該メツシュ電流を駆動する電圧Ｅ（１）も印されている。 検知電圧ＵＳ（１）及び検知電流Ｉｓ　（１）が供給されるｆ制御部６は、アク ティブフィルタ１０６の電圧発生器１０６１に供給される制御信号Ｃ（１）を発 生する。本装置の目的は、外乱源１００１によって発生されて、断面Ｂ−Ｂに生 ずる外乱のレベルを低減することにある。 本例では、第９ａ図に印された参照方向と反対の参照方向が電流Ｉｓ　（１）に 与えられていることに留意すべきである。類推によって、二極形ＨＶＤＣステー ションについて前述した例の計算において、以下の関係が見い出Ｅ　（１）　＝ ＵＳ（１）　ａｎｄ Ｋｌ（ｍ、　ｋ）＝　１ 前述した記号による仮定ＩＣ（１）＝ＩＣＮ１（１）＋Ａ（１，１）零Ｅ（１） は、次の関係を与える。これらの関係から、基本モードＢＭ（１）は類似的衣の ように Ａ（１，１）＝　（Ｚ１＋２２）　／　（Ｚｌ　＊　２２）ＢＭＦ［（１，１） 　＝　１ ＢＭＰ［（１，１）　＝−（Ｚ１＋Ｚ２）　／　（ＺＩ　Ｄ２）なる。また、Ｍ Ｆ　（１，１）＝−１において、８Ｍ（１）　＝ＩＣ（１）　−（Ｚ１＋Ｚ２） 　／　（ｚｌ　ｔ　Ｚ２）　ｔε（１）モードＭ（１）は次のようになる。 Ｍ（１）＝ＢＭ（１）　−１ｃ（１）　−（Ｚ１＋２２）　／　（Ｚｌ＊２２） 零８（１）第１の外乱源１００１によって発生された外乱電圧は、第１０ｂ図に 示す変動を存するのこぎり波形状を有していると仮定される。第１０ｂ図では、 水平軸上のｍ５ｅｃ。 単位の時間ｔが、外乱源によって発生された垂直軸上のＶ単位の電圧に対してプ ロットされている。受動フィルタが、直列接続に相互に接続された第１の抵抗器 １０５１及び第１のコンデンサ１０５２から構成されていることと、第１の抵抗 器が１０Ωの抵抗を存すると共に、第１のコンデンサが０．９μＦの容量を有す ることが更に仮定される。また、平滑リアクトル１０３が２００ｍＨのインダク タンスを有することも仮定される。書き込まれたこれらの値を有するアドミッタ ンスＡ（１，１）の計算は、第１０ｃ図及び第１０ｄ図にそれぞれ示すような振 幅依存性及び周波数依存性を与える。第１０ｃ図及び第１０ｄ図では、水平軸上 のＨｚ単位の周波数が、垂直軸上の因子として表わされたアドミッタンスの振幅 利得及び電気角単位のその位相ずれに対して、それぞれプロットされている。第 １０ａ図による第２のパワーネットワークの抵抗器１０８が３００Ωの抵抗を育 することが更に仮定される。 シミュレーションか実行され、このシミュレーションでは、アドミッタンスＡ（ １，１）がデジタルサンプル式フィルタ中でシミュレートされ、その振幅依存性 及び周波数依存性がそれぞれ第１０ｅ図及び第１０ｆ図に示されている。これら の図は、第１０ｃ図及び第１０ｄ図と同一の軸をそれぞれ有している。第１０ｇ 図は、測定した高調波電流１ｓ（１）＝　−ＩＣ（１）のシミュレーションの結 果と、前記等式によるモードＭ（１）とを比較して示している。この場合、制御 部６は、制御信号Ｃ（１）を介して干渉しないこと、即ち、Ｃ（１）か定数であ ることが仮定されている。水平軸上のｍ５ｅＣ，単位の時間ｔか、Ａで表わされ 垂直軸上にある、実線測定電流Ｉｓ　（１）及び破線のモードＭ（１）に対して プロットされている。 こうして得られたシミュレーション結果を、第２のパワーネットワークか代わり に、全てが相互に並列接続されると共に第２の外乱源１０９４に直列接続された 、第３の抵抗器１０９１、第２のコンデンサ１０９２及びリアクトル１０９３か ら成る並列共振回路であって、第１ｏｈ図に示すように極ライン及び電極ライン 間に接続された該回路を備えている場合と比較する。第３の抵抗器１０９１が３ ００Ωの抵抗を有し、第２のコンデンサか０．５μＦの容量を有し、かつリアク トル１０９３が１０ｍＨのインダクタンスを有することを仮定する。第２の外乱 源によって発生される外乱電圧が、第１０ｉ図に示すような変動を有するものと 仮定する。第Ｌｏｆ図では、水平軸上のｍ５ｅｃ、単位の時間ｔか、外乱源によ って発生され、垂直軸上にあるＶ単位の電圧Ｖに対してプロットされている。 第１０ｊ図は、測定シタ高調波電流１ｓ（１）＝　−ＩＣ（１）のシミュレーシ ョンの結果と、第１０ｈ図による第２のパワーネットワークに関する前述の等式 に従うモードＭ（１）とを比較して示している。この場合、制御部６は制御信号 Ｃ（１）を介して干渉しないこと、即ち、Ｃ（１）が定数であることが仮定され ている。水平軸上のｍ５ｅｃ、単位の時間ｔが、八で表わされて垂直軸上にある 、実線の測定電流ｌ５（１）及び破線のモードＭ（１）に対してプロットされて いる。第１０ｇ図との比較は、測定電流ＩＳ　（１）が、第２のパワーネットワ ークの外乱源及び変化したインピーダンス条件によって引き起こされた大幅な偏 差を存することを示している。一方、モードＭ　（１）は、実質的に不変の様子 を示しており、このことは、モードに第２のパワーネットワークの独立性をもた らす本発明の効果を示している。 前述した所望の独立性もまた、第２のパワーネットワークが第１０ａ図及び第１ Ｏｈ図に従ってそれぞれ設計される２つの場合について、制御信号Ｃ（１）から モードＭ（１）への伝達関数ＦＣＭを考察することによって例証することができ る。第１０に図及び第１ｏβ図は、第２のパワーネットワーク３を第１０ａ図に 従って設計し、水平軸上のＨｚ単位の周波数が、垂直軸上の因子として表わされ た伝達関数の振幅利得及び電気角単位のその位相ずれに対してそれぞれプロット された場合について、伝達関数の振幅依存性及び周波数依存性を示しているのに 対し、第１０ｍ図及び第１０ｎ図は、第２のパワーネットワーク３を第１０ｈ図 に従って設計した場合について、対応する変動を示している。比較により、伝達 関数ＦＣＭの周波数依存性が、双方の場合において実用上同−であることか明ら かである。このことは、第１のパワーネットワークを制御する制御装置を、第２ のパワーネットワークと独立して設計できるということを意味している。 第６ａ図を参照して述べた方法で、モードＭ　（１）を、制御部６に含まれるモ ード制御装置に供給する。以下において、簡潔化のために、アクティブフィルタ に備えられる制置可能な電圧発生器が電圧を発生し、該電圧が、制御部によって 発生されると共にアクティブフィルタに供給される制御信号Ｃ（１）に瞬時に追 従するということを仮定する。この場合、制御分配は、１つのみの制御可能なネ ットワーク要素に対して、ありふれた簡単なものとなり、フィルタ関数５Ｆ（１ ，１）はｌに等しく設定される。また、制御装置に供給される基準値ＲＭ（１） は零に設定される。このことは、制御装置が、アクティブフィルタによって、モ ードＭ（１）を零に制御するよう機能することを意味している。また、計算を簡 易化するため、制御装置が理想的であると仮定する。この場合、このことは、制 御をシステムで安定性が維持された状態において、その伝達関数を、制御信号Ｃ （１）及びモードＭ（１）の間の伝達関数１／Ｚ２の逆数として形成できること を意味している。スイッチトーイン制御０　（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｉｎ　ｃｏｎ ｔｒｏｌ）及び第１０ｈ図に従って設計した。第２のパワーネットワークにおい て、第１０ｐ図による制御信号が得られる。該第１０ｐ図では、水平軸上のｍ５ ｅｃ、単位の時間ｔが、垂直軸上の電圧ＣＵに対してプロットされている。アク ティブフィルタか該制御信号を第１のパワーネットワークに供給することによっ て、この場合、＃御信号Ｃ（１）及び上述した電圧は、相互に正比例しているこ とが仮定される。除去したモードＭ（１）及び測定電圧Ｉｓ　（１）は、第１０ ｑ図に示されている。該第１０ｑ図では、水平軸上のｍ５ｅｃ、単位の時間ｔが 、Ａで表わされた垂直線上にある、実線の測定電流Ｉｓ　（１）及び破線のモー ドＭ（１）に対してプロットされている。この図から明らかなように、モードは 、実用上、零の値の定数になる。第１０ｑ図の除去したモードに関するケースは 、制御部６の制御装置が消勢であるとき、即ち、制御信号Ｃ（１）が一定で、か つ、第１０ｂ図に示すようなのこぎり波状変動を有する第１の外乱源１００１も 含めて、第１０ｈ図による第１のパワーネットワークの全ての電圧源が短絡され ているときに得られる結果と比較することができる。第１０ｒ図から、この場合 のモードＭ（１）は零の値から無意味な変差を示すのみであることが明らかであ り、また、第１０ｑ図との比較は、制御器が前述した外乱源に基づ（影響を除去 できることを意味している。 前述した実施例は、原則として、本発明によって形成されたモードのフィードバ ック制御を伴う。しかしながら、第１のパワーネットワークの影響のフィードバ ック制御を達成すべき場合にも、本発明を適用することができる。こういった場 合は、第１２図に図示されており、第１図と比較すると、第２のパワーネットワ ーク３は、少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素４を備えている。この 実施例では、基本モード及びモードは前述したと同一の方法で形成されるか、制 御部によって発生された少なくとも１つの制御信号が、第２のパワーネットワー クに位置する少なくとも１つのネットワーク要素に供給される。第２のパワーネ ットワークに供給される制御信号は、第２のパワーネットワークに及ぼす第１の パワーネットワークに位置する電流及び／又は電圧発生器の影響と、制御部によ って発生される制御信号による影響とが一体となって、第２のパワーネットワー クに対する所望の影響を達成すべき基準に基づいて決定される。 パワーネットワークの認識におけるこの決定は、制御信号（または複数の信号） を、基本モード及び所望の影響の関数（または複数の関数）として解釈できる計 算によって、及び／又はパワーネットワークのモデルによって行うことができる 。第２のパワーネットワークは、制御信号を基準値として、ネットワーク要素の 出力信号、インピーダンス等の制御のための制御回路を備えることができる。 第６図を参照して述べた制御部の実施例によるモード制御装置は、フィードフォ ワード制御の場合、基準値ＲＭ　（ｑ）及びモードＭ　（ｑ）間の差分の符号反 転と、恐らくは制御信号に及ぼす周波数依存振幅の影響とを有する比例制御装置 へと退歩する。制御分配器を介して、第２のパワーネットワークのネットワーク 要素に影響を及ぼすモード制御装置は、該モード制御装置に供給されるモードの 値を介して、制御器自体の信号に由来する制御干渉によって影響されることはな い。何做ならば、基本モードフィルタが、こういった影響の結果をその機能によ って除去するからである。このことは、開ループ、即ち、フィードフォワード制 御を意味すると共に、安定した制御の良好な可能性をもたらす。これによって、 パワーネットワークの特性を考慮しなから、制御分配器に含まれる伝達関数ＳＦ 　（ｑ、ｒ）が決定されるが、こうして得られた適合性を、制御部またはその外 部の他の要素において達成できることは勿論である。第１及び第２のパワーネッ トワーク共、１つ以上の制御可能なネットワーク要素を備えると共に、制御部が 、双方のパワーネットワークのネットワーク要素に制御信号を発生することは、 勿論、可能である。こうして、フィードバック制御及びフィードフォワード制御 の結合が達成される。パワーネットワークの一方のみが制御可能なネットワーク 要素を備えている場合、制御部によって発生されてネットワーク要素に供給され るこれらの制御信号は、フィードバック制御のみか、またはフィードフォワード ＃御のみをもたらす。 フィードフォワード制御の実施例として、高電圧直流電流用プラントへの本発明 の応用を、第１４図を参照して説明する。この場合にも、タスクは、二極形ＨＶ ＤＣステーションから流れるアースモード電流のみに影響を与えることである。 実質的に、第１のアクティブフィルタ並びに第１及び第２の受動フィルタが、Ｈ ＶＤＣステーションから見て、断面Ｂ−Ｂの他方の側、即ち、該断面を越えて位 置して、第２のパワーネットワークに備えられているという点で、第１４図に示 すプラントは、第１３図に示すプラントとは相違する。しかしながら、簡潔化の ために、第１３図の説明に関連して使用した参照番号及び記号は維持されている 。また、第２のパワーネットワーク中の第２の断面Ｃ−Ｃは、第１のアクティブ フィルタ並びに第１及び第２の受動フィルタが、ＨＶＤＣステーションから見て 、該第２の断面Ｃ−Ｃを越えて位置するように、第１及び第２の極ラインとアー スラインとに交差して書き込まれている。タスクは、第２の断面Ｃ−Ｃを流れる アースモード電流ＩＪＣに影響を与えることである。 この実施例の計算は、前記実施例で行われたと同様の方法で行われるが、第９ａ 図を参照して計算した場合と比較して、アドミッタンス関数、Ａ（１，１）及び Ａ（２，２）を計算するとき、並列接続のインピーダンスＺ１．Ｚ２及びＺ３． Ｚ４がそれぞれインピーダンスＺ１及びｚ３で置換されている点て相違する。 これによって、以下の関係が与えれる。 ＢＭＦＩ（１，１）　＝ＢＭＦＩ（２，２）　＝　１ＢＭＦＩ（１，２）＝ＢＭ ＰＩ（２，１）＝　ＯＢＭＦＥ（１，１）＝　−（１／Ｚｌ）ＢＭＦＥ（１，２ ）＝ＢＭＦＥ（２，１）＝　ＯＢＭＦＥ（２，２）＝−（１／Ｚ３） これ故に、基本モードに対して、以下の式が得られ、またモードＭ（１） ＢＭ（１）　＝ＩＣ（１）　−（１／Ｚｌ）　零　Ｅ（１）８Ｍ（２）　＝ＩＣ （２）　−（１／Ｚ３）　本　Ｅ（２）に対し、前記等式（１５）における類推 によって、以下の式が得られる。 Ｍ（１）＝ＢＭ（１）　−ＢＭ（２） ＭＰ（１，１）　＝　１ ＭＰ（１，２）　＝　−１ 制御信号Ｃ（１）を如何に形成すべきかの判定基準は、ＨＶＤＣステーションか ら見て、第２の断面Ｃ−Ｃを越えて、第１及び第２の極ラインとアースワイヤと の間に位置する短絡回路を仮定して、断面Ｃ−〇におけるアース電流ＩＪＣＯ式 から計算される。このように計算された電流は、ＨＶＤＣステーションから見て 第２の断面Ｃ−Ｃのこの側に位置する電流及び／又は電圧源の貢献度を構成し、 この電流は、タスクが限定されると、所望の値ＲＭ（ｑ）、即ち、この場合はＲ Ｍ（１）に制御される。相当線図または第１のパワーネットワークのモデルにお ける基本モードは、インピーダンスＺ１及びＺ３にそれぞれ並列に接続した内部 電流源として解することができ、基本モードを電流源とするこの解釈は、制御信 号に対して次式を与える。 Ｃ（１）＝　（［ＢＭ（１）〜ＢＭ（２）］−ＲＭ（１）　）　本　（（Ｚ２ネ Ｚ４）／（Ｚ２＋Ｚ４））第６ａ図と直接比較するため、この等式は（ＲＭ（１ ）−［ＢＭ（１）−ＢＭ（２）］　＊　（−１）本（（２２本ハ）／（Ｚ２＋Ｚ ４）　ｌ　＝Ｃ（１）（式中、ＢＭ（１）　−ＢＭ（２）　＝Ｍ（１））として 書き表わすことができる。 こうして、この場合、制御装置６４には、−１に等しい利得が与えられ、制御分 配器の制御フィルタ５Ｆ（１゜１）には、伝達関数（（２２本Ｚ４）／　（Ｚ２ ＋２４）　）が与えられる。基準値ＲＭ（１）の値は、例えば、零に設定し得る 。 このネットワークが非線形要素を備えているか、またはネットワークにおける切 換え及びこれらの非線形に対する補償が基本モードフィルタにて行われないため に、重量の原理が第１のパワーネットワークに対して全く可動でないこういった 場合、基本モード及びモードは、第１のパワーネットワークと第２のパワーネッ トワークとの相互作用に関する一定の情報を含む。こういった場合、このことは 、第１のパワーネットワークにおける仮想電流または電圧源としての基本モード 及びモードに反映される。制御の観点から、これらの仮想外乱源は、実際の外乱 源と比較することができ、このため、その効果は、本発明によって設計された制 御部によって右左され得る。 例えば、サイリスタまたはサイリスタバルブを備えたパワーネットワークにおい て、異なるサイリスタまたはサイリスタバルブ間の切換えを行うとき、非線形性 が瞬時に発生する。しかしながら、少なくともこの観点と、切換えが、本発明に よる＃Ｉａ部で除去される電圧／外乱源を伴うという点で、切換えの合い間で、 回路は線形である。 本発明は前述した実施例に制限されず、発明の概念の範囲内で、多くの変更を行 うことかできる。例えば、基本モードの一方を、例えば等式（８ａ）に基づいて 形成すると共に、他方の基本モードを、例えば、等式（８Ｃ）に基づいて形成す るように、基本モードＢＭ　（ｐ）を形成することができ、これによって、この 例においては、駆動電圧Ｅ　（ｎ）及びノード電圧Ｖ（ｊ）の双方を形成すべく 測定装置７が適用されることが仮定されるのは勿論である。 例えば、トランスジューサの較正誤差に対する装置の感度を低減するため、電流 及び電圧フィルタの伝達関数ＢＭＦ　Ｉ　（ｐ、ｍ）及びＢＭＦＥ　（ｐ、ｎ） をそれぞれ計算するとき、等式（１ａ）・・・（１ｄ）に導入された伝達関数Ａ 　（ｐ、　ｎ）　、Ｂ　（ｐ、　ｍ）　、　Ｆ　（ｐ、ｊ）及びＧ（ｐ、ｋ）の 理論的に正確な値に比して幾分低い伝達関数の利得係数を選択することは、有益 となり得る。第８ａ［ｉＪないし第８ｃ図を参照して説明したように、基本モー ドがネットワークモデルの助力を得て形成される場合、このことは、乗算器ユニ ット１０４１の定数か１に比して幾分小さく選択されるということから説明され る。 制御部は、全体的にまたは部分的に、ハードウェアの形態をとってよいが、多く の場合、これらの機能の少なくとも幾つかを、目的に適合したコンピュータのデ ジタルまたはアナログモデルにおける計算及び／又はシミュレーションによって 果たすことは、育益であり得る。 制御部または基本モードフィルタ、ネットワークモデルまたはモード発生器等の その構成部分を、パラメータがタイミングよく変化する第１のパワーネットワー クに適合可能に設計することかできる。こういった適合は、報時信号によって及 び／又はパワーネットワークの１つの、例えば、電流、電圧または他の信号の既 知の値によって制御される。計算、モデルまたはメモリ部に記憶されたテーブル によって、前記報時信号及び／又はパラメータ値が制御部に影響を引き起こす既 知の値に応じて、パラメータ値が形成される。 第６ｂ図を参照して述べた実施例において、制御信号を、モード和ＳＳＭ　（ｒ ）に応じて発生することができ、図に示した制御装置は、それぞれの制御可能な ネットワーク要素に配置されるかまたはこのネットワーク要素と一体化した制御 装置から構成される。 本発明は、例えば、ＨＶＤＣプラントに接続された交流ネットワークの電流高調 波を低減するための交流ネットワークの制御を含み、多様な種類の電気式パワー ネットワークに応用することかできる。 Ｅ（ｎ）　ＢＭＦＥ（Ｐ、ｎ） Ｆｉｇ、　５ ＤＭ（ｑ）　ＳＤＭ（ｑ、ｒ）　ＳＤＭ（ｑ、ｒ）　Ｃ（ｒ）Ｆｉｇ、　７ ＩＣ（ｍ）　ＢＭ（ｐ） Ｅ（ｎ）　ＢＭ（ｐ） ＩＣ（ｍ） Ｆｉｇ、　８ｂ Ｅ（１） Ｆｉｇ、　９ｃ 振幅利得７倍。 Ｆｉｇ、　１０ｃ 振幅利得７倍 Ｆｉｇ、　１０ｅ Ｉｓ（１）、　Ｍ（１）／Ａ ■Ｎ ｌ５（１）、　Ｍ（１）／Ａ Ｆｉｇ、　１０ｊ 振幅利得７倍 Ｆｉｇ、　１０に 振幅利得７倍 位相ずれ７度 Ｆｉｇ、　Ｉｏｎ Ｆｉｇ、　１０ｐ Ｆｉｇ、　１０ｑ Ｆｉｇ、１１ｂ Ｆｉｇ、１１ｃ Ｆｉｇ、　１３ Ｆｉｇ、　１４ １．事件の表示 ２−発明の名称 パワーネットワークの制御 氏名（名称） アセア　ブラウン　ボベリ　アクチボラグ４−代理人 ７−補正の対象 明細書、請求の範囲及び要約書翻訳文 フロントページの続き （８１）指定回　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。 ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＥ、ＩＴ、ＬＵ、ＭＣ，ＮＬ、　ＳＥ）、　 ＣＡ、ＪＰ、　Ｎｏ、　ＵＳ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少なくとも２つの導体（２）によって相互接続された第１のパワーネットワ ーク（１）及び第２のパワーネットワーク（３）の少なくとも一方を制御する方 法であって、前記第１のパワーネットワークが、関連する内部インピーダンスを 有する少なくとも１つの電流または電圧発生器（５，１９１，２９１，１００１ ）を備えると共に、前記第１及び第２のパワーネットワークの少なくとも一方が 少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素（４）を備え、かつ、前記導体を 通る断面Ｂ−Ｂは、前記パワーネットワークが該断面の異なる側に位置するよう に定められた前記方法において、少なくとも１つのライン電流（ＩＬ（ｋ））と 、ノード電圧（Ｖ（ｊ））または駆動電圧（Ｅ（ｎ））であってよい少なくとも １つの電圧が前記断面で検知され少なくとも１つの基本モード（ＢＭ（ｑ））が 、 ａ）検知電流（ＩＬ（ｐ））または検知電流の一次結合（ＩＣ（ｐ））及び検知 電圧または複数の検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））であって、該電圧が、前記第 １のパワーネットワークによって与えられる、該電圧に対する前記検知電流また は前記検知電流の一次結合の依存性を表わすアドミッタンス関数（Ｆ（ｐ，ｊ） ，Ａ（ｐ，ｎ））で重み付けされてなるもの、 ｂ）検知電圧（Ｖ（ｐ），Ｅ（ｐ））及び検知電流（ＩＬ（ｋ））または複数の 検知電流の一次結合または複数の一次結合（ＩＣ（ｍ））であって、前記電流（ ＩＬ（ｋ））または前記検知電流の一次結合が、前記第１のパワーネットワーク によって与えられる、前記電流または前記検知電流の一次結合に対する前記検知 電圧の依存性を示すインピーダンス関数（Ｇ（ｐ，ｋ），Ｂ（ｐ，ｍ））で重み 付けされてなるもの、 の間の差に応じて形成され、 少なくとも１つの制御信号Ｃ（ｒ）が少なくとも１つの基本モードに応じて発生 されると共に、少なくとも１つの前記制御可能なネットワーク要素に供給されて 、前記電流または電圧発生器によって発生され、前記断面Ｂ−Ｂまたは前記第２ のパワーネットワークに生じる電流及び／又は電圧に影響を及ぼすようにしたこ とを特徴とする前記方法。 ２．請求項１による方法において、 ａ）前記アドミッタンス関数（Ｆ（ｐ，ｊ），Ａ（ｐ，ｎ））による前記重み付 けの少なくとも１つが、前記第１のパワーネットワークの情報に基づいて、前記 それぞれのアドミッタンス関数（Ｆ（ｐ，ｊ）、Ａ（ｐ，ｎ））を少なくとも近 似的に模倣すべく伝達関数（ＢＭＦＥ（ｐ，ｊ）、ＢＭＦＥ（ｐ，ｎ））を計算 することによって達成され、少なくとも１つの基本モードが、前記伝達関数（Ｂ ＭＦＥ（ｐ，ｊ）、ＢＭＦＥ（ｐ，ｎ））を重み付け係数として、検知電流（Ｉ Ｌ（ｐ））の和または検知電流の一次結合（ＩＣ（ｐ））及び前記検知電圧また は前記複数の検知電圧（Ｖ（ｊ）、Ｅ（ｎ））の一次結合に応じて形成されるか 、または、ｂ）前記インピーダンス関数（Ｇ（ｐ，ｋ），Ｂ（Ｐ，ｍ））による 前記重み付けの少なくとも１つが、前記第１のパワーネットワークの情報に基づ いて、逆符号を有する前記それぞれのインピーダンス関数（Ｇ（ｐ，ｋ），Ｂ（ ｐ，ｍ））を少なくとも近似的に模倣すべく伝達関数（ＢＭＦＩ（ｐ，ｋ）、Ｂ ＭＦＥ（ｐ，ｍ））を計算することによって達成され、少なくとも１つの基本モ ードが、前記伝達関数（ＢＭＦＩ（ｐ，ｋ）、ＢＭＦＩ（ｐ，ｍ））を重み付け 係数として、検知電流（Ｖ（ｐ）、Ｅ（ｐ））の和及び検知電流（ＩＬ（ｋ）） の一次結合または検知電流の一次結合または複数の一次結合（ＩＣ（ｍ））に応 じて形成されてなること、を特徴とする前記方法。 ３．請求項１による方法において全ての前記電流及び電圧発生器が関連する内部 インピーダンスで置換された前記第１のパワーネットワークのモデル（１０１） が、ａ）前記検知電圧または複数の検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））の値の供給 を受け、前記モデルにより発生された少なくとも１つの電流（ＩＰＭ（ｐ））の 値が検知され、かつ、少なくとも１つの基本モードが、前記検知電流（ＩＬ（ｐ ））の値または前記検知電流の一次結合（ＩＣ（ｐ））及び前記モデルにより発 生された電流（ＩＰＭ（ｐ））の値の間の差に応じて形成される点において、ま たは ｂ）前記モデルが、前記検知電流または複数の検知電流（ＩＬ（ｋ））の値また は検知電流の一次結合または複数の一次結合（ＩＣ（ｍ））の値の供給を受け、 前記モデルにより発生された少なくとも１つの電圧（ＥＰＭ（ｐ））の値が検知 され、かつ、少なくとも１つの基本モードが、前記検知電流（Ｖ（ｐ），Ｅ（ｐ ））の値及び前記モデルにより発生された電圧（ＥＰＭ（ｐ））の値の間の差に 応じて形成される点において、前記アドミッタンス関数（Ｆ（ｐ，ｊ），Ａ（ｐ ，ｎ））及びインピーダンス関数（Ｇ（ｐ，ｋ）、Ｂ（ｐ，ｍ））による前記重 み付けの少なくとも１つが達成されてなること、 を特徴とする前記方法。 ４．前記請求項の何れかによる方法において、少くとも１つのモード（Ｍ（ｑ） ）が、基本モードまたは複数基本モードの一次結合 ＮＢＭ （ΣＭＦ（ｑ，ｐ）＊ＢＭ（ｐ））に応じて形成さＰ＝１ れると共に、少なくとも１つの制御信号Ｃ（ｒ）が、少なくとも１つのモードに 応じて発生されてなることを特徴とする前記方法。 ５．請求項４による方法において、少なくとも１つのモード（Ｍ（ｑ））が前記 モードに属する基準値（ＲＭ（ｑ））と比較され制御装置信号（ＤＭ（ｑ））が 前記基準値と前記モードの間の前記比較の結果に応じて形成され、少なくとも１ つの制御信号（Ｃ（ｒ））が、少なくとも１つの制御装置信号に応じて発生され てなることを特徴とする前記方法。 ６．請求項５による方法において、少なくとも２つの制御信号（Ｃ（ｒ））が発 生されてなり、少なくとも２つの制御装置分配信号（ＳＤＭ（ｑ，ｒ））が、前 記それぞれのモード及び前記それぞれの制御信号と関連して、おのおのが制御装 置信号（ＤＭ（ｑ））及び伝達関数（ＳＦ（ｑ，ｒ））の積として形成されるこ とと、前記制御信号は、おのおのが、前記伝達関数が前記それぞれの制御信号と 関連した状態で形成された複数の積から生ずる制御装置分配信号に応じて発生さ れること、とを特徴とする前記方法。 ７．請求項４による方法において、少なくとも２つの制御信号（Ｃ（ｒ））が発 生されてなり、少なくとも２つのモード分配信号（ＳＭ（ｑ，ｒ））が、前記そ れぞれのモード及び前記それぞれの制御信号と関連して、おのおのがモード（Ｍ （ｑ））及び伝達関数（ＳＦ＊（ｑ，ｒ））の積として形成されることと、前記 制御信号は、おのおのが、前記伝達関数が前記それぞれの制御信号と関連した状 態で形成された複数の積から生ずるモード分配信号に応じて発生されること、と を特徴とする前記方法。 ８．請求項４または５による方法において、前記第１及び第２のパワーネットワ ークが２つの導体によって相互接続されると共に、前記第１のパワーネットワー クが電圧発生器（１０６１）を有する制御可能なネットワーク要素を備えてなり 、前記電圧発生器から見て、前記導体の一方において検知された（ＩＳ（１）） であって、前記２つの導体間の電圧（ＵＳ（１））と前記第１のパワーネットワ ークの前記アドミッタンスの少なくとも概略値との積によって減じられた前記電 流に応じるか、または前記電圧発生器から見て、前記２つの導体間の電圧（ＵＳ （１））であって、前記導体の一方で検知された電流（ＩＳ（１））と前記第１ のパワーネットワークの前記インピーダンスの少なくとも概略値との積によって 減じられた前記電圧に応じて、モード（Ｍ（１））が形成されることを特徴とす る前記方法。 ９．請求項４または５による方法において、前記第１のパワーネットワークが、 高電圧直流電流伝送用のプラント中に少なくとも１つの単極形変換器ステーショ ンを備えてなり前記電圧発生器から見て前記極で検知された高周波電流（ＩＳ（ １））であって、前記極及び前記極の電極ライン間の前記高調波電圧（ＵＳ（１ ））と前記極の前記アドミッタンスの少なくとも概略値との積によって減じられ た前記高調波電流に応じるか、または前記電圧発生器から見て、前記極及び前記 極の電極ライン間の高調波電圧（ＵＳ（１））であって、前記極で検知された高 調波電流（ＩＳ（１））と前記極の前記インピーダンスの少なくとも概略値との 積によって減じられた前記高調波電圧に応じて、前記モード（Ｍ（１））が形成 されることを特徴とする前記方法。 １０．請求項４または５による方法において、前記第１のパワーネットワークが 、高電圧直流電流伝送用のプラント中に二極形変換器ステーションを備えてなり 、モード（Ｍ（１））が、前記変換器ステーションのアースモード電流（ＩＪ） に応じて形成されることを特徴とする前記方法。 １１．請求項４から７の何れかによる方法において、前記第１のパワーネットワ ークが、高電圧直流電流伝送用のプラント中に二極形変換器ステーションを備え てなり、モード（Ｍ（１））が前記変換器ステーションのアースモード電流（Ｉ Ｊ）に応じて形成されると共に、別のモード（Ｍ（２））が前記変換器ステーシ ョンの極モード電流（ＩＰＯＬ）に応じて形成されることを特徴とする前記方法 。 １２．請求項４から７及び１１の何れかによる方法において、前記第１のパワー ネットワークが、高電圧直流電流伝送用のプラントの二極形変換器ステーション と、前記第１の極に配置された第１のアクティブフィルタと、前記第２の極に配 置された第２のアクティブフィルタとを備えてなり、前記第１のアクティブフィ ルタから見て、前記第１の極を流れる高調波電流（ＩＳ（１））であって、前記 極及び前記第１の極の電極ライン（１９５，１９３）間の高調波電圧（ＵＳ（１ ））と前記第１の極の前記アドミッタンスの少なくとも概略値との積によって減 じられた前記高調波電流か、または、前記第１のアクティブフィルタから見て、 前記極及び前記第１の極の電極ライン間の高調波電圧（ＵＳ（１））であって、 前記第１の極で検知された高調波電流（ＩＳ（１））と前記第１の極の前記イン ピーダンスの少なくとも概略値との積によって減じられた前記高調波電圧に応じ て、基本モード（ＢＭ（１））が形成され、前記第２のアクティブフィルタから 見て、前記第２の極を流れる高調波電流（ＩＳ（２））であって、前記極及び前 記第２の極の電極ライン（２９５，２９３）の間の前記高調波電圧（ＵＳ（２） ）と前記第２の極の前記アドミッタンスの少なくとも概略値との積によって減じ られた前記高調波電流か、または、前記第２のアクティブフィルタから見て、前 記極及び前記第２の極の電極ラインの間の高調波電圧（ＵＳ（２））であって、 前記第２の極で検知された高調波電流（ＩＳ（２））と前記第２の極の前記イン ピーダンスの少なくとも概略値との積によって減じられた前記高調波電圧に応じ て、別の基本モード（ＢＭ（２））が形成され、一方のモード（Ｍ（１））が前 記２つの基本モード間の差に応じて形成されると共に、一方のモード（Ｍ（２） ）が前記２つの基本モードの和に応じて形成されることを特徴とする前記方法。 １３．請求項４または５による方法において、前記第１のパワーネットワークが 高電圧直流電流伝送用プラントの二極形変換器ステーションを備え、前記第２の パワーネットワークが少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素を備え、か つ、前記第２のパワーネットワークを通る断面Ｃ−Ｃが、前記第２のパワーネッ トワークに含まれる前記制御可能なネットワーク要素が、前記変換器ステーショ ンから見て、前記断面Ｃ−Ｃの他方の側に位置するように限定されてなり、前記 断面Ｃ−Ｃを流れる前記変換器ステーションのアースモード電流（ＩＪ）の一部 （ＩＪＣ）に応じて、モード（Ｍ（１））が形成され、制御信号が前記第２のパ ワーネットワークに含まれる前記制御可能なネットワーク要素に供給されること を特徴とする前記方法。 １４．請求項５から６及び１３の何れかによる方法において、少なくとも１つの 制御装置信号が、基準値及び逆符号を有する前記モード間の比較の結果に応じて 形成されることを特徴とする前記方法。 １５．前記請求項の何れかによる方法において、前記パワーネットワークのおの おのが少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素を備えてなり、制御信号が 各前記パワーネットワークの制御可能なネットワーク要素に供給されることを特 徴とする前記方法。 １６．前記請求項の何れかによる方法において、検知電流（ＩＬ（ｋ））及び／ 又は検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））中の所定の周波数成分及び／又は直流電流 ／電圧成分が抑制されるかまたは除去されることを特徴とする前記方法。 １７．少なくとも２つの導体（２）によって相互接続された第１のパワーネット ワーク（１）及び第２のパワーネットワーク（３）の少なくとも一方を制御する 装置であって、前記第１のパワーネットワークが、関連する内部インピーダンス を有する少なくとも１つの電流または電圧発生器（５，１９１，２９１，１００ １）を備えると共に、前記第１及び第２のパワーネットワークの少なくとも一方 が少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素（４）を備え、かつ、前記導体 を通る断面Ｂ−Ｂは、前記パワーネットワークが該断面の異なる側に位置するよ うに定められた前記装置において、前記装置が前記前面にて少なくとも１つのラ イン電流（ＩＬ（ｂ））及びノード電圧（Ｖ（ｊ））または駆動電圧（Ｅ（ｎ） ）であってよい少なくとも１つの電圧を検知する測定装置（７）と、基本モード フィルタ（６２）を有する制御部（６）とを備え、この際、該基本モードフィル タは、ａ）検知電流（ＩＬ（ｐ））または検知電流の一次結合（ＩＣ（ｐ））及 び検知電圧または複数の検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））であって、該電圧が、 前記第１のパワーネットワークによって与えられる、該電圧に対する前記検知電 流、または前記検知電流の一次結合の依存性を表わすアドミッタンス関数（Ｆ（ ｐ，ｊ），Ａ（ｐ，ｎ））で重み付けされてなるもの、ｂ）検知電圧（Ｖ（ｐ） ，Ｅ（ｐ））及び検知電流（ＩＬ（ｋ））または複数の検知電流の一次結合また は複数の一次結合（ＩＣ（ｍ））であって、前記電流（ＩＬ（ｋ））または前記 検知電流の一次結合が、前記第１のパワーネットワークによって与えられる、前 記電流または前記検知電流の一次結合に対する前記検知電圧の依存性を示すイン ピーダンス関数（Ｇ（ｐ，ｋ），Ｂ（ｐ，ｍ））で重み付けされてなるもの、 の間の差に応じて少なくとも１つの基本モード（ＢＭ（ｑ））を形成してなり、 前記制御部は、少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素に供給されるべき 少なくとも１つの制御信号（Ｃ（ｒ））を、少なくとも１つの基本モードに応じ て発生して、前記電流または電圧発生器によって発生され、前記断面Ｂ−Ｂまた は前記第２のパワーネットワークに生じる電流及び／又は電圧に影響を及ぼすよ うにしたことを特徴とする前記方法。 １８．請求項１７による装置において、前記基本モードフィルタが、伝達関数（ ＢＭＦＩ（ｐ，ｍ）、ＢＭＦＩ（ｐ，ｋ））を有する電流フィルタ６２１と、伝 達関数（ＢＭＦＥ（ｐ，ｎ）、ＢＭＦＥ（ｐ，ｊ））を有する電圧フィルタ６２ ２と、少なくとも１つの基本モード合算器６２５とを備え、 ａ）検知電流（ＩＬ（ｐ））または複数の検知電流の一次結合（ＩＣ（ｐ））が １に等しい前記伝達関数（ＢＭＦＩ（ｐ，ｍ））を有する電流フィルタに供給さ れ、検知電圧または複数の検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））が、前記第１のパワ ーネットワークの情報に基づいて、逆符号を有する前記それぞれのアドミッタン ス関数（Ｆ（ｐ，ｊ）、Ａ（ｐ，ｎ））を少なくとも近似的に模倣すべく計算さ れた伝達関数（ＢＭＦＥ（ｐ，ｎ）、ＢＭＦＥ（ｐ，ｊ））を有する電圧フィル タに供給され、かつ、該電圧フィルタからの出力信号及び１に等しい前記伝達関 数（ＢＭＦＩ（ｐ，ｍ）、ＢＭＦＩ（ｐ，ｋ））を有する前記電流フィルタから の出力信号が、前記基本モード（ＢＭ（ｐ））を形成すべく前記基本モード合算 器に供給され、 ｂ）検知電圧（Ｖ（ｊ）），Ｅ（ｎ））が１に等しい前記伝達関数を有する電圧 フィルタに供給され、検知電流若しくは複数の検知電流（ＩＬ（ｋ））若しくは 複数の検知電流の一次結合または複数の一次結合（ＩＣ（ｍ））が、前記第１の パワーネットワークの情報に基づいて、逆符号を有する前記それぞれのインピー ダンス関数（Ｇ（ｐ，ｋ），Ｂ（ｐ，ｍ））を少なくとも近似的に模倣すべく計 算された伝達関数（ＢＭＦＩ（ｐ，ｍ）、ＢＭＦＩ（ｐ，ｋ））を有する電流フ ィルタに供給され、かつ、該電流フィルタからの出力信号及び１に等しい前記伝 達関数（ＢＭＦＥ（ｐ，ｎ）、ＢＭＦＥ（ｐ，ｊ））を有する前記電圧フィルタ からの出力信号が、前記基本モード（ＢＭ（ｐ））を形成すべく、前記合算器に 供給されること、 を特徴とする前記装置。 １９．請求項１７による装置において、前記制御部が、全ての前記電流及び電圧 発生器が関連する内部インピーダンスで置換された、前記第１のパワーネットワ ークのモデル（１０１）と、少なくとも１つの制御可能な信号発生器（１０２、 １０５）と、少なくとも１つの電流測定装置（１０３）及び／又は電圧測定装置 （１０６）と、少なくとも１つの合算器（１０４）とを備え、前記合算器が、 ａ）検知電流（ＩＬ（ｐ））の値または複数の検知電流の一次結合（ＩＣ（ｐ） ）の供給を受け、前記制御可能な信号発生器（１０２，１０５）が検知電圧また は複数の検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））の値の供給を受けて、それに応じて前 記モデルに供給される電圧を発生し、これによって、前記モデルによって発生さ れた電流（ＩＰＭ（ｐ））の値が前記電流測定装置によって検知されると共に、 前記合算器に供給されて、前記検知電流（ＩＬ（ｐ））の値または複数の検知電 流の前記一次結合（ＩＣ（ｐ））と、前記モデルによって発生されると共に前記 検知電流に関連した電流（ＩＰＭ（ｐ））の値または複数の検知電流の前記一次 結合との間の差分として前記基本モード（ＢＭ（ｐ））を形成し、ｂ）前記合算 器が検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））の値の供給を受け、前記制御可能な信号発 生器（１０２，１０５）が検知電流（ＩＬ（ｐ））の値または複数の検知電流の 一次結合（ＩＣ（ｐ））の供給を受けて、それに応じて、前記モデルに供給され る電流を発生し、これによって、前記モデルによって発生された電圧（ＥＰＭ（ ｐ））の値が前記電圧測定装置によって検知されると共に、前記合算器に供給さ れて、前記検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））の値と、前記モデルによって発生さ れると共に前記検知電圧に関連した電圧（ＥＰＭ（ｐ））の値との間の差分とし て前記基本モード（ＢＭ（ｐ））を形成すること、 を特徴とする前記装置。 ２０．請求項１７から１９の何れかによる装置において、前記制御部は、前記そ れぞれの基本モード及び前記それぞれのモードに関連した伝達関数（ＭＦ（ｑ， ｐ）を有するモードフィルタ（６３１）と、前記それぞれのモードに関連した少 なくとも１つのモード合算器（６３２）とを有するモード発生器（６３）を備え 、基本モードが、前記それぞれのモードに関連した伝達関数を有するモードフィ ルタに供給され、前記それぞれのモードに関連した伝達関数を有するモードフィ ルタからの出力信号が、前記モードに関連した前記モード合算器に供給されて前 記モード（Ｍ（ｑ））を形成し、かつ、前記制御部が、少なくとも１つのモード に応じて少なくとも１つの制御信号を発生することを特徴とする前記装置。 ２１．請求項２０による装置において、前記制御部が、モード（Ｍ（ｑ））に関 連した少なくとも１つのモード制御装置（６４）を備え、前記モード及び前記モ ードに属する基準値（ＲＭ（ｑ））が前記制御装置に供給され、制御装置信号（ ＤＭ（ｑ））が、前記基準値及び前記モード間の比較の結果に応じて、前記制御 装置内で形成され、かつ、少なくとも１つの制御信号が制御装置信号に応じて形 成されることを特徴とする前記装置。 ２２．請求項２１による装置において、少なくとも２つの制御信号が発生されて なり、前記制御部が、前記それぞれのモード及び前記それぞれの制御信号に関連 した伝達関数（ＳＦ（ｑ，ｒ））を有する少なくとも２つの分配器フィルタ（６ ５１）を含んで制御分配器（６５）を備え、特定のモードに関連した制御装置信 号が、このモードに関連した伝達関数を有する分配器フィルタに供給され、かつ 、前記制御信号は、おのおのが、前記制御信号に関連した伝達関数を有する分配 器フィルタからの出力信号（ＳＤＭ（ｑ，ｒ））に応じて発生されることを特徴 とする前記装置。 ２３．請求項２０による装置において、少なくとも２つの制御信号が発生されて なり、前記制御部が、前記それぞれのモード及び前記それぞれの制御信号に関連 した伝達関数（ＳＦ＊（ｑ，ｒ））を有する少なくとも２つの分配器フィルタを 含んだ制御分配器（６５）を備え、特定のモードが、このモードに関連した伝達 関数を有する分配器フィルタに供給され、かつ、前記制御信号は、おのおのが、 前記それぞれの制御信号に関連した伝達関数を有する分配器フィルタからの出力 信号（ＳＭ（ｑ，ｒ））に応じて発生されることを特徴とする前記装置。 ２４．請求項２２または２３による装置において、少なくとも２つのモードが形 成されてなり、前記制御部が、マルチプレクサ（６６）及び各前記制御信号に関 連した合算器ユニット（６７）を備えて、前記それぞれの制御信号に関連した伝 達関数を有する全ての前記分配器フィルタからの出力信号の和を形成するように したことを特徴とする前記装置。 ２５．請求項２０または２１による装置において、前記第１及び第２のパワーネ ットワークが２つの導体によって相互接続され、かつ、前記第１のパワーネット ワークが、電圧発生器（１０６１）を有する制御可能なネットワーク要素を備え てなり、前記電圧発生器から見て、前記導体の一方で検知された電流（ＩＳ（１ ））であって前記２つの導体間の電圧（ＵＳ（１））と前記第１のパワーネット ワークの前記アドミッタンスの少なくとも概略値との積によって減じられた前記 電流に応じるか、または前記電圧発生器から見て、前記２つの導体の電圧（ＵＳ （１））であって、前記導体の一方で検知された電流（ＩＳ（１））と前記第１ のパワーネットワークの前記インピーダンスの少なくとも概略値との積によって 減じられた前記電圧に応じて、前記モード発生器がモードを形成することを特徴 とする前記装置。 ２６．請求項２０または２１による装置において、前記第１のパワーネットワー クが、高電圧直流電流伝送用のプラントにて少なくとも１つの単極形変換器ステ ーションを備えてなり、前記電圧発生器から見て、前記極で検知された高調波電 流（ＩＳ（１））であって、前記極及び前記極の電極ライン間の高調波電圧（Ｕ Ｓ（１））と前記極の前記アドミッタンスの少なくとも概略値との積によって減 じられた前記高調波電流に応じるか、または前記電圧発生器から見て、前記極及 び前記極の電極ライン間の高調波電圧（ＵＳ（１））であって、前記極で検知さ れた高調波電流（ＩＳ（１））と前記極のインピーダンスの少なくとも概略値と の積によって減じられた前記高調波電圧に応じて、前記モード発生器がモードを 形成することを特徴とする前記装置。 ２７．請求項２０または２１による装置において、前記第１のパワーネットワー クが、高電圧直流電流伝送用のプラントの二極形変換器ステーションと、少なく とも１つの制御可能なネットワーク要素とを備えてなり、モード（Ｍ（１））が 前記変換器ステーションのアースモード電流（ＩＪ）に応じて形成されると共に 、制御信号が、前記極の一方に配置された制御可能なネットワーク要素に供給さ れることを特徴とする前記装置。 ２８．請求項２０から２４の何れかの項による装置において、前記第１のパワー ネットワークは高電圧直流電流を伝送するブラントの２極形変換器ステーション を備えており、 前記変換器ステーションの接地モード電流に応じて１つのモード（Ｍ（１））が つくられ、前記変換器ステーションの極モード電流（ＩＰＯＬ）に応じて他のモ ード（Ｍ（２））がつくられることを特徴とする、前記装置。 ２９．請求項２０から２４及び２８の何れかによる装置において、前記第１のパ ワーネットワークが、高電圧直流電流伝送用プラントの２極形変換器ステーショ ンを備えてなり、前記第１のアクティブフィルタから見て、前記第１の極を流れ る高調波電流（ＩＳ（１））であって、前記極及び前記第１の極の電極ライン（ １９５，１９３）間の高調波電圧（ＵＳ（１））と前記第１の極のアドミッタン スの少なくとも概略値との積によって減じられた前記高調波電流か、または前記 第１のアクティブフィルタから見て、前記極及び前記第１の極の電極ライン間の 高調波電圧（ＵＳ（１））であって、前記第１の極で検知された高調波電流（Ｉ Ｓ（１））と前記第１の極のインピーダンスの少なくとも概略値との積によって 減じられた前記高調波電圧に応じて、前記基本モードフィルタが基本モード（Ｂ Ｍ（１））を形成し、前記第２のアクティブフィルタから見て、前記第２の極を 流れる高調波電流（ＩＳ（２））であって、前記極及び前記第２の極の電極ライ ン（２９５，２９３）間の高調波電圧（ＵＳ（２））と前記第２の極のアドミッ タンスの少なくとも概略値との積によって減じられた前記高調波電流、または前 記第２のアクティブフィルタから見て、前記極及び前記第２の極の電極ライン間 の高調波電圧（ＵＳ（２））であって、前記第２の極で検知された高調波電流（ ＩＳ（２））と前記第２の極のインピーダンスの少なくとも概略値との積によっ て減じられた前記高調波電圧に応じて、別の基本モード（ＢＭ（２））を形成し 、前記モード発生器が、前記２つの基本モード間の差に応じて一方のモード（Ｍ （１））を形成すると共に、前記２つの基本モードの和に応じて一方のモード（ Ｍ（２））を形成することを特徴とする前記装置。 ３０．請求項２０または２１による装置において、前記第１のパワーネットワー クが高電圧直流電流伝送用プラントの二極形変換器ステーションを備え、前記第 ２のパワーネットワークが少なくとも１つの制御可能なネットワーク要素（１９ ７）を備え、かつ、前記第２のパワーネットワークを通る断面Ｃ−Ｃが、前記第 ２のパワーネットワークに含まれる前記制御可能なネットワーク要素が、前記変 換器ステーションから見て、前記断面Ｃ−Ｃの他方の側に位置するように限定さ れてなり、前記断面Ｃ−Ｃを流れる前記変換器ステーションのアースモード電流 （ＩＪ）の一部（ＩＪＣ）に応じてモード（Ｍ（１））が形成されると共に、制 御信号が、前記第２のパワーネットワークに含まれる前記制御可能なネットワー ク要素に供給されることを特徴とする前記装置。 ３１．請求項２１から２２及び３０の何れかによる装置において、基準値及び逆 符号を有するモード間の比較の結果に応じて、少なくとも１つの制御装置が制御 装置信号を形成することを特徴とする前記装置。 ３２．前記請求項の何れかによる装置において、各前記パワーネットワークが少 なくとも１つの制御可能なネットワーク要素を備えてなり、制御信号が、各前記 パワーネットワークの制御可能なネットワーク要素に供給されることを特徴とす る前記装置。 ３３．前記請求項の何れかによる装置において、前記測定装置（７）は、検知電 流（ＩＬ（ｋ））及び／又は検知電圧（Ｖ（ｊ），Ｅ（ｎ））中の、所定の周波 数成分及び／又は直流電流／電圧成分を抑制するか除去する手段を備えているこ とを特徴とする前記装置。