JPH06315260A - コンデンサに基づく電力供給装置および方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 装置の出力電圧とコンデンサ充電電圧とが同
じオーダーの、コンデンサに基づくエネルギ蓄積装置に
おいて、一桁低い電圧の安定化されたコンデンサ出力を
中間で発生し、これをインバータを用いて装置の出力電
圧に昇圧して、所定のエネルギ解放率に対する再充電の
間隔を引き延ばす。あるいは、コンデンサ電圧に依存す
る可変デューティサイクルのスイッチングトランジスタ
と平均化回路網とを通して、コンデンサ電圧を直接負荷
に加えることによって、負荷電圧をコンデンサ電圧に依
存しない均一レベルに維持する。コンデンサが空になっ
てから再充電されるまでの間、負荷電力を一時的に維持
するために、再充電可能なバッテリを負荷と並列に接続
した。また、トランジスタから出る電流を制限したり、
バッテリが充電中にオーバヒートするのを防ぐために電
流および温度検出手段が備えられた。 【効果】 所定のエネルギ解放率に対する再充電の間隔
を引き延ばす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】この出願は、１９９２年の１月７日に米国
出願された出願番号第０７／８１７，７２５号（現米国
特許第 号）同時係属出願の一部継続出願
である。

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、コンデンサの再充電間
隔を延ばすために、蓄積エネルギの大部分を活用する、
コンデンサに基づく電力蓄積装置に係り、さらに詳述す
れば、この種の装置で、バックアップ用の電気化学バッ
テリとともに使用するための電流制限回路に関する。

【０００３】

【従来の技術】蓄積素子としてバッテリの代わりにコン
デンサを使用した電力蓄積装置は、新しいものではな
い。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】それらは、しかしなが
ら、高出力環境では、いくつかの理由によって、実際に
はほとんど使用されていない。理由の一つは、バッテリ
に蓄積されるエネルギ量の方がコンデンサに蓄積される
量より実質的に大きいという点である。他の理由は、商
用電力環境のために、コンデンサに蓄積されたエネルギ
の多くが使用できなかったという点である。すなわち、
コンデンサに蓄積されたエネルギの一部が使われたとき
に、コンデンサの出力電圧が不十分なレベルまで落ちて
しまうためである。

【０００５】第１の問題は、スーパーコンデンサまたは
ウルトラコンデンサと呼ばれる新型のコンデンサを導入
することによって、最近解決された。これらは、同じサ
イズではるかに大量のエネルギを蓄積する能力をもって
いる。それにもかかわらず、これらのコンデンサに基づ
く蓄積装置は、たとえば、４４０Ｖの電源から充電し、
２２０Ｖの装置で使用するような場合、かなり頻繁に再
充電する必要があった。充電電圧を上げることは、実際
的でない。なぜならば、コンデンサ内の絶縁を強化しな
ければならず、大型になってしまうからである。また、
出力電圧は、負荷の性質によって決まるので変えること
はできない。

【０００６】一方、コンデンサをその完全充電電圧の２
５％、たとえば、約１１０Ｖまでにのみ放電すること
も、コンデンサの再充電期間中、負荷を他の電力源に接
続せずに連続的に運転できるものがあれば、実用的かも
知れない。

【０００７】この型の装置があれば、商用電源に間欠的
にしか接続できない電気自動車等の装置に電力供給する
のに役立つであろう。その目的は、パワー発生、コンピ
ュータバックアップ電源、一電源から他の電源に切り替
えるときの橋渡し、宇宙船や遠隔地点への応用等におい
て、負荷の電圧レベルを維持することである。これらの
応用では、充電時間が限られているため、急速かつ大電
流充電というコンデンサの能力が有効である。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、商用電圧エネ
ルギ蓄積および解放装置の、再充電の頻度を減らし速度
を速めることができる。これは、エネルギ蓄積スーパー
コンデンサを使用し、低電圧出力の電圧レギュレータの
使用を通して、コンデンサ充電電圧の小端数である電圧
を、安定化された形でインバータに入力し、このインバ
ータによって商用レベルまで電圧を上昇させる。これに
よって、スーパーコンデンサを用い、商用レベルの出力
の電圧レギュレータを通して、負荷を直接駆動した場合
に可能なレベルよりも、ずっと低い電圧までスーパーコ
ンデンサを放電することができる。この結果、スーパー
コンデンサに蓄積されたエネルギの大部分を、再充電す
る前に使用することができる。代表的な装置では、スー
パーコンデンサの充電電圧は４４０Ｖであり、インバー
タの入力はＤＣ１２Ｖ、インバータの出力はＡＣまたは
ＤＣ２２０Ｖである。

【０００９】本発明の他の態様では、４４０Ｖのスーパ
ーコンデンサ列から、たとえば１１０Ｖで直接得られ
た、制限された電流を使用することによって、負荷の連
続運転がきわめて容易に実現できる。すなわち、任意の
時刻のデューティサイクルが、その時刻の電圧の関数で
あるような矩形波を、負荷に供給して実現できる。デュ
ーティサイクル関数は、スーパーコンデンサの電圧が１
１０Ｖよりも高い限り、負荷電圧が一定に保たれような
関数である。従来型の電気化学蓄積バッテリパックが負
荷と並列に接続され、負荷に供給される電流の一部によ
って充電される。スーパーコンデンサ電圧が１１０Ｖ近
くまで落ちると、スーパーコンデンサは電気化学バッテ
リから作用的に切り離され、スーパーコンデンサが４４
０Ｖの電源から再充電されるまで、電気化学バッテリが
駆動する。

【００１０】

【実施例】次に、本発明の実施例を詳細に説明する。

【００１１】図１は、本発明のエネルギ蓄積および解放
装置を示す。図１の装置は、コンデンサ列１０ａから１
０ｎまでのセットを含んでいる。各コンデンサ列は、コ
ンデンサ１０ａ（ａ）−１０ａ（ｎ）から１０ｎ（ａ）
−１０ｎ（ｎ）のようなコンデンサエネルギ蓄積手段を
複数個内蔵している。本発明は、大放電を持続できるよ
うな非常に大きな容量のコンデンサに関して有効であ
る。この種の大容量コンデンサの一例は、日本のいすず
自動車（株）によって最近提案されたような活性炭コン
デンサである。これらのコンデンサは、相当量の電力を
出力する能力を備えているが、それらの放電サイクルは
比較的短い。そのため、充電を完全に利用することが強
く望まれていた。他の例は、ローレンス・リバモア国立
研究所で最近開発されたカーボンフォーム空気コンデン
サ (carbon foam aerocapacitor)である。

【００１２】本発明が有効な他の大容量コンデンサ材料
には、サンタ・バーバラのカリフォルニア大学によって
最近開発された導電性ポリマ（ポリアニリン）が含まれ
る。この出願に適した他の導電性ポリマには、Ｗｒｉｇ
ｈｔｏｎ他の米国特許４，７１７，６７３号に開示され
ているように、３−メチルチオフェンのような誘導体ま
たはチオフェンの、重合によって形成された導電体ポリ
マがある。これらの導電性ポリマは、化学反応を受けず
に電荷を蓄積することができる。それらは、電気的にコ
ンデンサのように動作するが、単位体積当りの蓄積容量
は、電気化学バッテリの容量より優れている。

【００１３】各コンデンサ列１０ａ−１０ｎは、スイッ
チ１２ａ−１２ｎおよび１４ａ−１４ｎによって、高電
圧（たとえばＤＣ４４０Ｖ）充電源１６または電圧レギ
ュレータ１８ａ−１８ｎの入力のいずれかに、それぞれ
接続できる。スイッチ１２ａ−１２ｎおよび１４ａ−１
４ｎとしては、従来型の機械的または電気的構造のもの
を適宜使用すればよい。電圧レギュレータ１８ａ−１８
ｎは、それらの出力電圧が充電源電圧の小端数である限
りは、適当な従来型のもの、あるいはＧｕｎｎに与えら
れた米国特許第３，７０８，７４２号に示された形式の
ものでよい。コンデンサ列１０ａ−１０ｎを個々に切り
替えられる形式の構成にした結果、コンデンサの一つが
ショートしたり障害を起こした場合に、コンデンサを減
らして、本発明の装置の機能を継続することができる。
同様に、コンデンサ列１０ａ−１０ｎに個々に接続可能
な電圧レギュレータ１８ａ−１８ｎを複数個備えたこと
によって、信頼性を向上させ、より小型の、より入手し
易い電圧レギュレータ装置を使用することができる。

【００１４】電圧レギュレータ１８ａ−１８ｎの低電圧
（たとえばＤＣ１２Ｖ）出力は、並列に接続され、イン
バータ２０への入力を形成する。インバータ２０は、市
販されている各種のインバータのいずれでもよく、可動
パワーへの応用で普通に使用され、かつ１２ＶＤＣを１
１０または２２０ＶＤＣまたはＡＣに変換するように設
計されたものでよい。インバータ２０の出力は、所望の
市販モータあるいは他の負荷２２を駆動することができ
る。

【００１５】動作においては、連動スイッチ１２ａ−１
２ｎおよび１４ａ−１４ｎは、最初、図１に示した位置
に切り替えられる。これによって、コンデンサ列１０ａ
（ａ）−１０ｎ（ｎ）は、４４０Ｖの直流電源１６に接
続されて充電される。蓄積されたエネルギを使用したい
場合、スイッチ１２ａ−１２ｎおよび１４ａ−１４ｎが
反対側の位置に切り替えられ、充電電荷が電圧レギュレ
ータ１８ａ−１８ｎへの入力となる。

【００１６】負荷２２が一定の限り、電圧レギュレータ
１８ａ−１８ｎは、コンデンサ列１０ａ（ａ）−１０ｎ
（ｎ）から電力を引き出す。これは、コンデンサ電圧が
レギュレータの出力電圧より大きい限り、実質的に一定
のレートで行われる。電力を引き出すレートを一定に保
つ典型的な方法は、コンデンサが放電するにつれて低下
するコンデンサ電圧を補償するように、デューティサイ
クルが変化する矩形波の形で、コンデンサから電力を取
り出すものである。そのプロセスは、上述した米国特許
第３，７０８，７４２号に示されている。

【００１７】各電圧レギュレータ１８ａ−１８ｎの出力
は１２ＶＤＣである。個々のレギュレータが限られた電
流出力能力しかもたない限り、電圧レギュレータ１８ａ
−１８ｎの出力は並列接続される。これによって、イン
バータ２０へ充分なレベルの入力電流を与え、負荷２２
にその要求電力を与える。インバータ２０の出力は、た
とえば、安定した１１０ＶＡＣであり、負荷２２にとっ
て、通常の商用電力と区別できない。

【００１８】コンデンサ列１０ａ（ａ）−１０ｎ（ｎ）
の電圧が１２Ｖまで低下すると、負荷２２への電力供給
が停止される（電圧レギュレータ１８ａ−１８ｎまたは
インバータ２０内の従来型スイッチ回路を使用して、電
圧レギュレータをインバータから切り離すことができる
であろう）。また、スイッチ１２ａ−１２ｎおよび１４
ａ−１４ｎを通して、コンデンサ列１０ａ（ａ）−１０
ｎ（ｎ）を充電源１６に再接続しなければならない。

【００１９】図２は、本発明を使用することによって得
られる利点を示している。曲線２４は、個々のコンデン
サ列１０ａ−１０ｎからエネルギが一定のレートで引き
出される場合に、各コンデンサ列の出力電圧を、時間の
関数として示している。コンデンサに蓄積されるエネル
ギは、次の公式で与えられる。

【００２０】

【数１】Ｅ＝ＣＶ² ／２ ただし、 Ｅは、Ｗｓｅｃまたはジュールで表した蓄積エネルギ Ｃは、ファラッドで表したコンデンサの容量 Ｖは、ボルトで表した瞬時コンデンサ電圧 したがって、上述したように、電圧レギュレータ１８ａ
−１８ｎが一定のレートで電力を引き出すとすれば、コ
ンデンサ電圧は曲線２４に従って減少する。

【００２１】負荷２２が、出力２２０Ｖの電圧レギュレ
ータを通して、直接駆動されたとするならば、コンデン
サ列１０ａ−１０ｎは、本発明による１２Ｖレギュレー
タが使用された場合の、３／４のよりも少し多いだけの
時間で再充電しなければならない。いいかえれば、本発
明は再充電から次の再充電までの時間を３０％以上延ば
すことになる。もちろん、本発明の再充電時間そのもの
は、より長くなる。なぜならば、コンデンサは、半分で
はなく、ほぼ完全に放電されるからである。しかしなが
ら、このことは、本発明が意図する応用（たとえば、適
当な充電源から離れた装置の運転、および負荷の電圧レ
ベル維持への応用 (load leveling application)）に対
しては、あまり重要ではない。このような応用で決定的
に重要なパラメータは、充電間隔である。

【００２２】このように、本発明によれば、エネルギ蓄
積装置において固体回路の利点を充分に活用することが
でき、これによって、電気化学バッテリ固有の大重量と
限られた寿命とを、大電力応用の分野で、克服すること
ができる。さらに、必要ならば、ＡＣ電力を出力するコ
ンデンサに基づいた装置も可能となる。

【００２３】本発明の他の実施例を図３に示す。図の回
路の各部へ入力される制御信号は矢印によって示されて
いる。この図において、ボックス３０は、図１のコンデ
ンサ列１０ａ（ａ）−１０ｎ（ｎ）に類似の、大容量コ
ンデンサの列を模式的に示している。たとえば４４０Ｖ
の直流電源３２は、図１に示すように、コンデンサ列３
０に選択的に接続可能であり、充電することができる。

【００２４】コンデンサ列３０の出力３４は、バス３６
ａ，３６ｂおよび３６ｃを介して、負荷３８に接続され
る。バス３６ａは、スイッチ３９によって、コンデンサ
列の出力３４から選択的に切り離すことができる。負荷
３８は、従来型の電気化学蓄積バッテリパック４０と並
列に接続されている。

【００２５】負荷３８へのコンデンサ列電力は、スイッ
チングトランジスタ４２によって制御される。このトラ
ンジスタとしては、Powerex Corporation によって市販
されているＪＳ２２５０１０ ＭＯＳＦＥＴのようなゲ
ートＭＯＳＦＥＴを使用できる。これは、ゲートドライ
バ４４の出力によって、キロヘルツ範囲の周波数で良好
なオン・オフが得られる。ドライバ４４が発生する矩形
波のパルス幅は、パルス幅変調器４６によって制御され
る。

【００２６】ゲートドライバ４４は、International Re
ctifier Corporation によって製造されたＩＲ２１２５
チップのような、従来型の集積回路素子でよい。図５に
概略的に示したＩＲ２１２５ゲートドライバ４４の動作
は次の通りである。通常、出力６２は、駆動パルス発生
器６３によって発生された、トランジスタ４２のバイア
ス電圧、フルオンＶ_62onおよびフルオフＶ_62off の間を
トグルする。このバイアス電圧は、パルス幅変調器４６
からの矩形波入力６４の、Ｈ，Ｌ状態に同期して発生さ
れる（図６（ａ））。出力６２の立ち上がりエッジ６１
（図６（ｂ））で、トランジスタ４２を通して過大電流
が流れ始めたとすると、抵抗５８の両端に過大電圧が生
じる。これによって、コンパレータ６５は、出力６２を
（約０．５マイクロ秒の間に）、増幅器６７によって制
御されるフィードバック回路に切り替える。このフィー
ドバック回路は、出力６２のバイアス電圧を、レベル５
９まで低下させる。これによって、トランジスタ４２
は、抵抗５８という弁によって設定された最大定格電流
レベルで動作することとなる。図５に模式的に示したコ
ンパレータ入力６９および７１は、入力６４の立ち下が
りエッジがトランジスタ４２をオフさせ、スイッチ７３
をリセットするまで、コンパレータ６５がスイッチ７３
をラッチしているということを示すためである。

【００２７】したがって、バッテリ４０が負荷３８を駆
動していた再充電期間後に、コンデンサ列３０が再接続
されると、バッテリ４０は、トランジスタ４２を通し
て、過剰充電電流を引き込もうとするであろう。このよ
うな状態が生じると、ドライバ４４は、トランジスタ電
流を制限するが、それにもかかわらずバッテリ４０は、
次第に充電される。バッテリ充電の電流が充分に下が
り、トランジスタ４２から過剰引き込みをしない点に達
すると、本回路の通常パルス動作に復帰する。

【００２８】ドライバ４４の出力６２への電力は、ブー
トストラップされた入力４８から供給される。この入力
は、充電ダイオード５０とブートストラップコンデンサ
５２との間に接続され、出力６２を高電圧にフロートす
る。充電ダイオードは、制御電力バス５４から電荷を供
給する。このバス５４は、バッテリパック４０の２４Ｖ
レベルに接続された（図示してない）ツェナーダイオー
ドのような電圧レギュレータ５６によって、＋１５Ｖに
維持されている。コンデンサ５７は、バス５４に存在す
る可能性のある浮遊交流成分を排除する。

【００２９】パルス幅変調器４６は、Unitrode Corpora
tionによって製造されたＵＣ１８４０チップのような従
来型の集積回路素子でよく、制御電力バス５４を介し
て、レギュレータ５６から安定化された＋１５Ｖを電力
供給されている。パルス幅変調器４６の動作は、図７に
示される。発振器７４は、固定周波数の矩形波クロック
を発生する。クロックの立ち上がりエッジで、ランプ波
発生器７５がリセットされトリガされる。この立ち上が
りエッジはまた、パルスラッチ７７に瞬間的なリセット
パルスとして与えられる。ランプ波発生器７５の出力
は、コンパレータ７９の反転入力に加えられる。一方、
制御入力９２は、反転増幅器８７によって反転され、コ
ンパレータ７９の非反転入力に加えられる。ランプ波発
生器７５の出力が入力９２のレベルを超えると、コンパ
レータ７９の反転出力がＨとなり、パルスラッチ７７が
ＯＲゲート８１を通してセットされる。パルスラッチ７
７の出力は、反転トランジスタ８３をイネーブルする。
トランジスタ８３は、ゲートドライバ４４の入力６４を
接地する。したがって、ゲートドライバ４４は、パルス
ラッチ７７がセットのときにオフとなり、リセットのと
きにオンとなる。こうして、制御入力９２の電圧が高い
ほど、パルスラッチ７７のセットがクロックサイクルの
速い時期に発生し、ゲートドライバ４４のデューティサ
イクルを下げる。

【００３０】出力６４に現れる矩形波のデューティサイ
クルは、バッテリパックおよび負荷の電圧であるバス３
６ｃの電圧によって、このように制御される。この電圧
は、分圧器７８および８０によって適当な制御レベルに
下げられる。サージの場合にさらに良い安定化を得るた
めに、バス３６ｂの電圧、すなわちフィルタ８２による
フィルタリング前のスイッチングトランジスタ４２の出
力は、分圧器８４，８６によって下げられ、分圧器８
８，９０によって、分圧器７８，８０の出力とミックス
される。得られた制御入力９２の高周波リップルは、コ
ンデンサ９４によって除去される。

【００３１】制御回路の動作は、次の通りである。コン
デンサ列３０が完全に充電されると、スイッチ３９が閉
じ、スイッチングトランジスタ４２が動作を開始する。
これは、この時点では、トランジスタの入力側の電位が
出力側より高いからである。トランジスタ４２のゲート
は、ゲートドライバ４４の出力６２によってＨ，Ｌに交
互に駆動される。これは、トランジスタ４２からバス３
６ｂに引き出される電流が、電流検出抵抗５８の値によ
って決められた許容限界を超えない限り続けられる。

【００３２】充電時にバッテリパックが過熱するのを避
けるために、バッテリパックには温度センサが設けられ
ている。その出力６６は、模式的に７６で示したインバ
ータによって反転され、パルス幅変調器４６の入力８５
に加えられる。バッテリパック４０の温度が予め定めた
量を超えた場合、パルス幅変調器４６は、エラーラッチ
８９によってディスエーブルされる。このエラーラッチ
は、入力８５が、コンパレータ９１に加えられた基準電
圧Ｖ_ref よりも低くなったときに、ＯＲゲート９５を通
してセットされる。エラーラッチ８９がセットされてい
る限り、パルスラッチ７７は、ＯＲゲート８１および９
３を通して、セット状態にある。これによって、ゲート
ドライバ入力６４は、クロックの立ち上がりエッジの間
にパルスラッチ７７に加えられる、瞬間的なリセットパ
ルスの期間以外、接地された状態に保たれる。このよう
に、バッテリパックの温度が予め定められた安全限界を
超えた場合は、トランジスタ４２は、その問題が正さ
れ、エラーラッチ８９がリセットされるまで、遮断され
たままである。

【００３３】エラーラッチは、また、負荷またはバッテ
リバス３６ｃの直流過大電圧状態によってもセットされ
る。分圧器１００，１０２によって発生された電圧は、
パルス幅変調器４６の入力１０４に加えられるが、これ
が基準電圧Ｖ_ref （図７）を超えると、コンパレータ１
０６が、ＯＲゲート９５の第２入力を通して、エラーラ
ッチ８９をセットする。

【００３４】最後に、エラーラッチ８９をセットする第
３条件は、コンデンサ列３０の消耗またはシャットオフ
である。スイッチ３９が開かれたり、ライン３４上の、
コンデンサ列３０の出力電圧が、約１２０Ｖよりも低下
した場合、分圧器６８，７０によってパルス幅変調器４
６の過小電圧 (undervoltage) 入力１０８に生じた電圧
は、Ｖ_ref レベルよりも低下する。これによって、コン
パレータ１１２の反転出力１１０は、ＯＲゲート９３お
よび８１を通して、ＰＷＭラッチ（パルスラッチ）７７
をセットする。同時に、コンパレータ１１２の出力１１
４が低下するので、ＡＮＤゲート１１６への反転入力
は、未だにセットされているスタートラッチ１１８のＨ
出力と協同して、ＯＲゲート９５の第３入力を通してエ
ラーラッチ８９をセットする。

【００３５】エラーラッチ８９がセットされると、イン
バータ１２２を通して、リセットラッチ１２０の支配的
な状態であるリセット状態が崩される。これによって、
エラーラッチ８９のリセットが可能となる。すなわち、
コンパレータ１２６の出力がＨになると（これは、以下
で述べるようなある条件下で起こるであろう）、リセッ
トラッチは直ちにセットされる。コンパレータ出力１１
４のＬ状態は、ここでは、ＡＮＤゲート１２８で、リセ
ットラッチ１２０のセット状態と協同して、エラーラッ
チ８９およびスタートラッチ１１８をリセットする。ス
タートラッチ１１８がリセットされると、ＡＮＤゲート
１１６が、ＯＲゲート９５を通して、エラーラッチ８９
を再度セットするのを防止する。逆に、コンパレータ１
２６の出力がＬの場合（これは、以下に述べる状況下で
起きるであろう）エラーラッチ８９はセット状態、リセ
ットラッチ１２０はリセット状態を保ち、この状態はコ
ンパレータ１２６の出力がＨになるまで続く。

【００３６】バス３６ａの過小電圧に続いて、ゲートト
ランジスタ４２を通しての電力供給は、自動的または手
動で再スタートされる。自動復帰は、バス３６ａの電圧
が再び１２０Ｖを超えた場合になされ、手動復帰は、バ
ス３６ａに充分な電圧が戻った後で行われる。この選択
は、パルス幅変調器４６の入力１２４に、リモートスタ
ート信号を与えたり、控えたりしてコンパレータ１２６
の出力を制御して行われる。

【００３７】自動再スタートの場合、リモートスタート
入力１２４は、接続されないままである。したがって、
コンパレータ１２６の出力は、常にＨであり、過小電圧
状態がエラーラッチ８９をセットしたときには、リセッ
トラッチ１２０が直ちにセットされる。

【００３８】その結果、エラーラッチ８９およびリッセ
ットラッチ１２０が、上述したように直ちにリセットさ
れる。これによって、バス３６ａ上の電圧が充分に戻
り、コンパレータ１１２の反転出力が下がった場合に、
ＰＷＭラッチ７７が連続的にセットされている状態を除
くことができるようになる。

【００３９】手動再スタートの場合、Ｖ_ref を超える連
続信号が入力１２４に加えられる（図３の点線）。これ
によって、コンパレータ１２６の出力がＬに維持され、
リセットラッチ１２０がセットされるのを防止する。こ
の状態は、過小電圧状態が存在している間に、リモート
スタート押しボタン１３０（図３）等によって、入力１
２４への信号印加が瞬間的に切られるときまで継続す
る。

【００４０】エラーラッチ８９が、過熱または過大電圧
状態によってセットされた場合、この問題を正した後
で、エラーラッチ８９をリセットするために、（たとえ
ば、ボタン１３０を押すことによって）バス３６ａの過
小電圧状態（このときコンパレータ１２６の出力電圧は
Ｈである）を作り出さなければならない。

【００４１】ゲートドライバ出力６２のデューティサイ
クルは、バス３６ａの電圧を制御する。コンデンサ列３
０が４４０Ｖまで完全に充電されると、２５％のデュー
ティサイクル（図４（ａ）の９６）は、バス３６ａおよ
びバス３６ｃに、実質的に１１０Ｖの電圧を発生する。
コンデンサ列が１２０Ｖまで放電されたときに、同じこ
とを行おうとすると、ＵＣ１８４０変調器が出せる最大
値に近い９５％のデューティサイクル（図４（ｂ）の９
８）が要求される。コンデンサ出力が１２０Ｖより低下
すると、トランジスタ４２の入力と出力との電圧差が低
くなり過ぎて、トランジスタ４２が機能しなくなる。こ
の時点で、パルス幅変調器４６は、ゲートドライバ４４
をシャットオフする。これを、バッテリパック４０が引
き継ぎ、コンデンサ列３０が再充電されるまで、負荷３
８への電力供給を継続する。

【００４２】抵抗７８，８０，８４，８６，８８および
９０を適当に選択して、変調器チップ製造者によって決
められた信号または電圧レベルを、その入力９２に供給
することによって、コンデンサ列３０またはバッテリパ
ック４０が充分に充電されている限り、バス３６ｃの電
圧を安定した１１０ＶＤＣに維持することができる。コ
ンデンサ列３０が放電または切り離しされた場合は、電
圧は徐々に下がるものの、バッテリパック４０が負荷３
８を駆動し続ける。コンデンサ列３０が再充電された
り、再接続された場合は、バッテリパック４０は、負荷
３８が１１０Ｖで動作している間、再充電される。この
動作は、抵抗５８によって生じる電流制限を受けつつ、
また、安全バッテリ温度の維持に服しながら行われる。
後者は、温度センサ７２によって、シャットオフがトリ
ガされないためである。

【００４３】上述した回路は、電圧と電流の双方の安定
化を与えることが分かるであろう。これによって、大容
量コンデンサ列によって負荷を安全に駆動することがで
きる。また、コンデンサの充電および再充電の間、負荷
を、同一程度の動作に維持することができる。

【００４４】

【発明の効果】この発明によれば、所定のエネルギ解放
率に対する再充電の間隔を引き延ばすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の好適な一実施例を示す回路図であり、
一部ブロック図の形で表されている。

【図２】図１の実施例の動作を示す時間−振幅図であ
る。

【図３】本発明の好適な他の実施例を示す回路図であ
り、一部ブロック図の形で表されている。

【図４】（ａ）は、図３のコンデンサ列からのエネルギ
供給のデューティサイクルを示す時間−振幅図であり、
コンデンサ列が最大充電された場合を示し、（ｂ）は、
最小充電時のデューティサイクルを示す時間−振幅図で
ある。

【図５】この発明で使用されるゲートドライバの動作を
示す回路図であり、一部ブロック図の形で表されてい
る。

【図６】（ａ）は、通常電流流出時のゲートドライバの
出力を示す時間−振幅図であり、（ｂ）は、過剰電流流
出時のゲートドライバの出力を示す時間−振幅図であ
る。

【図７】本発明で使用されるパルス幅変調器の動作を示
す論理回路図である。

【符号の説明】

１０ａ−１０ｎ コンデンサ列 １２ａ−１２ｎ スイッチ １４ａ−１４ｎ スイッチ １６ 充電源 １８ａ−１８ｎ 電圧レギュレータ ２０ インバータ ２２ 負荷 ３０ コンデンサ列 ３４ コンデンサ列の出力 ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ バス ３８ 負荷 ３９ スイッチ ４０ バッテリパック ４２ スイッングトランジスタ ４４ ゲートドライバ ４６ パルス幅変調器 ５８ 電流検出抵抗 ７２ 温度センサ ７７ パルスラッチ（ＰＷＭラッチ） ８９ エラーラッチ

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ａ） 充電されたときにその両端にコン
   デンサ電圧を有する容量性エネルギ蓄積手段と、 ｂ） 前記容量性エネルギ蓄積手段が充分に充電された
   ときの電圧の小端数である出力電圧を、前記コンデンサ
   電圧が前記出力電圧よりも高い間、出力するように構成
   された電圧レギュレータ手段と、 ｃ） 前記エネルギ蓄積手段を、比較的高い充電電圧の
   電圧源、あるいは前記電圧レギュレータ手段の入力に、
   選択可能に接続するためのスイッチ手段と、 ｄ） 前記電圧レギュレータ手段に接続され、前記出力
   電圧を充分に高い負荷動作電圧に変換するように構成さ
   れたインバータ手段とを具備することを特徴とするコン
   デンサに基づくエネルギ蓄積および解放装置。
2. 【請求項２】 請求項１の装置において、前記容量性エ
   ネルギ蓄積手段は並列接続されたコンデンサ列を複数個
   含み、前記電圧レギュレータ手段は複数の電圧レギュレ
   ータを含み、各コンデンサ列は、前記電圧レギュレータ
   の一つの入力に切り替え接続可能で、前記電圧レギュレ
   ータの出力は並列に共通接続されていることを特徴とす
   るコンデンサに基づくエネルギ蓄積および解放装置。
3. 【請求項３】 ａ） その両端にコンデンサ電圧を有す
   る容量性エネルギ蓄積装置と、 ｂ） トランジスタと、 ｃ） 負荷と、 ｄ） 前記容量性エネルギ蓄積装置は、前記トランジス
   タのエミッタ−コレクタ回路を通して前記負荷に接続さ
   れていることと、 ｅ） 前記トランジスタは、可変デューティサイクルに
   従ってオン・オフされ、前記コンデンサ電圧をピークと
   する矩形波出力電圧を発生するように構成されているこ
   とと、 ｆ） 前記トランジスタに接続され、該トランジスタの
   出力に実質的に一定の平均電圧を発生するように前記デ
   ューティサイクルを変化させるように構成された制御回
   路とを具備することを特徴とするコンデンサに基づくエ
   ネルギ蓄積および解放装置。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の装置は、さらに、前記
   トランジスタおよび前記負荷の間に接続された電圧平均
   化回路網を具備し、前記矩形波出力電圧の周波数は、前
   記電圧平均化回路網が前記トランジスタの前記出力電圧
   を平滑し、前記負荷に適用するのに充分な安定度の平均
   直流電圧とするために、充分な周波数であることを特徴
   とするコンデンサに基づくエネルギ蓄積および解放装
   置。
5. 【請求項５】 請求項３に記載の装置は、さらに、前記
   負荷と並列に接続された電気化学バッテリパックを具備
   することを特徴とするコンデンサに基づくエネルギ蓄積
   および解放装置。
6. 【請求項６】 電圧変化が大きくかつ間欠的にしか利用
   できない電力源から実質的に一定の電圧で負荷に電力を
   供給する装置であって、 ａ） 可変電圧電力源と、 ｂ） 前記負荷と並列接続された再充電可能なバッテリ
   パックと、 ｃ） バッテリ充電および負荷電力供給構成において、
   前記バッテリパックおよび負荷に前記電力源を選択的に
   接続するように構成されたスイッチングトランジスタ
   と、 ｄ） 前記スイッチングトランジスタに接続され、該ト
   ランジスタが前記電力源を可変デューティサイクルで周
   期的に接続したり切り離したりするようにさせる制御回
   路で、 １） 前記バッテリパックおよび負荷に作用的に（oper
   atively ）接続され、パルス列を出力し、該パルス列の
   デューティサイクルを可変して、前記電力源の電圧変化
   中に、前記バッテリパックと負荷へ実質的に一定の平均
   電圧を印加するように維持するパルス幅変調器と、 ２） 前記トランジスタおよび前記パルス幅変調器に接
   続され、前記パルス列に同期させて前記トランジスタを
   オン・オフスイッチするように構成されたゲートドライ
   バと、 ３） 前記トランジスタと前記制御回路とに接続され、
   前記トランジスタを通して引き出される電流が予め定め
   られた値に実質的に制限されるように構成された電流セ
   ンサとを有する制御回路と、 ｅ） 前記電力源は、その動作中、その電圧が前記バッ
   テリパック電圧よりも高い限り、前記バッテリパックと
   負荷の両端電圧を実質的に一定に維持し、かつ前記電力
   源から引き出される電流を制限すること、 を具備することを特徴とする電力供給装置。
7. 【請求項７】 請求項６に記載の装置は、さらに、前記
   バッテリパックの温度を表す信号を発生する温度センサ
   を備え、前記信号は、前記制御回路に接続され、前記バ
   ッテリパックの温度が予め定められた限界を超えている
   ときには、前記トランジスタを非接続モードに維持する
   ことを特徴とする電力供給装置。
8. 【請求項８】 請求項６に記載の装置は、さらに、前記
   トランジスタと前記バッテリパックとの間に作用的に挿
   入されたフィルタを備え、前記トランジスタによって出
   力された電力を実質的に安定した直流に変換することを
   特徴とする電力供給装置。
9. 【請求項９】 請求項８に記載の装置において、前記パ
   ルス幅変調器は、前記バッテリパックと前記負荷の電圧
   および前記トランジスタの出力の平均電圧の関数である
   信号を取り込み、これらの電圧の組合せによって、前記
   パルス列のデューティサイクルを変化させて、前記電力
   源の電圧の実質的変化にかかわらず、前記電圧の組合せ
   を実質的に一定に維持することを特徴とする電力供給装
   置。
10. 【請求項１０】 電圧が広く変化する電力源から実質的
    に一定な電圧を負荷に電力供給する方法において、以下
    のステップを具備することを特徴とするコンデンサに基
    づく電力供給方法。 ａ） 前記電力源と負荷との間にスイッチング手段を備
    えるステップ、 ｂ） 前記スイッチング手段を可変デューティサイクル
    でオン・オフスイッチングするステップ、 ｃ） 前記スイッチング手段から前記負荷に加えられる
    電圧を平均化するステップ、および ｄ） 前記デューティサイクルを前記平均化された電圧
    の関数として変化させ、該平均化された電圧を実質的に
    一定に維持するステップ。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の方法において、前
    記スイッチング手段は、キロヘルツ範囲の周波数でオン
    ・オフスイッチされることを特徴とするコンデンサに基
    づく電力供給方法。
12. 【請求項１２】 請求項１０に記載の方法は、さらに、
    以下のステップを含むことを特徴とするコンデンサに基
    づく電力供給方法。 ｅ） 前記スイッチング手段がオンされたときに、該ス
    イッチング手段を通して引き出される電流を検出するス
    テップ、および ｆ） 検出された電流が予め定められた値を超えたとき
    には、前記スイッチング手段を通して引き出される電流
    を、前記予め定められた値にまで即時に減少させるステ
    ップ。