JPH06303267A

JPH06303267A - アナログ信号のディジタル復調方法

Info

Publication number: JPH06303267A
Application number: JP5180433A
Authority: JP
Inventors: Philippe Ezran; フィリップ・エズラン; Clech Michel Le; クルシュミッシェル・ル; Serge Jeanclaude; セルジュ・ジャンクロード
Original assignee: CENTRE NAT ETD TELECOMM; France Telecom SA; Centre National dEtudes des Telecommunications CNET
Current assignee: CENTRE NAT ETD TELECOMM; Orange SA; France Telecom R&D SA
Priority date: 1992-07-21
Filing date: 1993-07-21
Publication date: 1994-10-28
Also published as: FR2694149B1; EP0580482A1; FR2694149A1; US5448596A

Abstract

(57)【要約】【目的】完全にディジタルとして構成され、信号内の
記号間の干渉（ＩＳＩ）を除去するフィルタリングを施
すことができるアナログ信号のディジタル復調方法を提
供する。【構成】直線変調されたキャリアとして伝送され、連
続した記号を１／Ｔの伝送レートで表現するＰＳＫアナ
ログ信号をディジタル復調するために、信号は、記号伝
送レート１／Ｔの少なくとも２倍のレート１／τでサン
プリングされ、サンプリングされた信号の連続したサン
プルは、それぞれのサンプリング期間とＩＳＩが存在し
ない期間とが一致することを最適とするサンプリング期
間τの分数によって互いにオフセットされた複数のフィ
ルタから、ＩＥＳが存在しない期間に対応して選択され
た異なるフィルタによってフィルタリングされる。ま
た、記号復調レートと記号伝送レートとを等しくする手
段は維持される。そして、選択されたフィルタから連続
的に供給される信号はデコードされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、直線変調されたキャ
リアを含み、連続した記号を表現するアナログ信号をデ
ィジタル復調する方法および装置に係り、例えばＣＣＩ
ＴＴ勧告Ｖ２７およびＶ２９を満たすモデムの復調器に
用いて好適なアナログ信号のディジタル復調方法および
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】周知のように、記号を表現するためにキ
ャリアを直線変調する方法や各種復調方法が知られてい
る。直線変調では、アルファベットＳ₁（ｔ），……，
Ｓ_n（ｔ）を用いたｎ個の異なる記号ａ₁，……，ａ_nか
ら構成されるディジタル・シーケンスを信号によって表
現することが可能である。これらアルファベットを構成
する各々の要素信号は、記号伝送レートが１／Ｔのと
き、時間間隔［０，Ｔ］内に含まれる。アルファベット
記号のＰ番目の記号ａ_pは、時間間隔［ｋＴ，（ｋ＋
１）Ｔ］内に伝送され、Ｓ_p（ｔ−ｋＴ）として表現さ
れる。

【０００３】各種の直線変調の中で最も多く用いられる
ものは、位相変調、振幅変調および位相変調と振幅変調
とを組み合わせた変調である。ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２７お
よびＶ２９は、４８００ビット／秒の伝送レートに対し
て、ＰＳＫ（位相偏移キーイング）として知られる４ス
テート位相変調と８ステート差動位相変調とをそれぞれ
採用している。この種の変調において、記号は下式で表
される。Ｓ_p（ｔ）＝Ａ・ｃｏｓ（２πｆ₀ｔ＋φ_p）ただし、Ａは一定の振幅、ｆ₀はキャリアの周波数、φ_p
は０から２πの範囲でｎ個の異なる値をとる位相である
ものとする。

【０００４】位相変調と振幅変調とを組み合わせた変調
によれば、記号ａ_pは下式で表される。Ｓ_p（ｔ）＝Ａ_p（２πｆ₀ｔ＋φ_p）ここで、異なる２つの記号ａ_p，ａ_qに対しては、下式が
成立する。（Ａ_p，φ_p）≠（Ａ_q，φ_q）ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ２９は、９６００ビット／秒の伝送レ
ートに対して、こうした変調（ＱＡＭ；直交振幅変調）
を採用する。

【０００５】位相絶対値が受信側で知られていない場
合、復調は異なる態様で行われる。すなわち、時間間隔
［ｋＴ，（ｋ＋１）Ｔ］内に伝送される記号は、この時
間間隔［ｋＴ，（ｋ＋１）Ｔ］内に伝送される信号とこ
れに先行する時間間隔［（ｋ−１）Ｔ，ｋＴ］内に伝送
される信号との位相差に割り当てられる。

【０００６】ところで、伝送チャネルの通過帯域には制
限がある。したがって、結果的に、フィルタリングが必
要となる。一般に、ナイキスト・フィルタリングは、記
号の伝送レートに従って続く各期間において、記号間の
干渉（ＩＳＩ）を除去するのに用いられる。これらの記
号は、受信されてフィルタリングされた信号の複素エン
ベロープを判定し、ＩＳＩが存在しない期間においてサ
ンプリングを行うことによって識別される。そして、所
定のしきい値と比較され、あるいは所定のアルゴリズム
に従って処理が行われる。

【０００７】一般に、こうしたナイキスト・フィルタリ
ングは、送信と受信とで等しく共有されることによって
実施される。すなわち、送信機と受信機のそれぞれに、
二乗余弦ナイキスト・フィルタを構成するその他のフィ
ルタによって得られるような伝達関数を有する独立した
フィルタが設けられる。

【０００８】一方、直線変調されたキャリアを含み、連
続した記号を表現するアナログ信号をディジタル復調す
る方法が提案されている。この種の方法は、記号間の干
渉（ＩＳＩ）を抑制するためにフィルタリングし、記号
の伝送レートの少なくとも２倍の周波数でサンプリング
し、キャリアを除去するために複素エンベロープを検出
し、さらに記号を復元するためにデコードする、という
ものである。

【０００９】米国出願ＵＳ−Ａ−４８００５７４に
は、こうした方法を実施する復調器が記載されている。
この復調器では、チャネルの通過帯域限界が原因となる
ノイズを低減するために設けられるフィルタを除き、全
ての処理がディジタルで行われる。したがって、このフ
ィルタの出力信号は、最終的にＡ／Ｄ（アナログ／ディ
ジタル）変換器へ供給されて、ディジタル信号に変換さ
れる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述した構
成の復調器では、同時通信において複数の信号を完全に
復調することができないという問題があった。

【００１１】この発明は、このような背景の下になされ
たもので、完全にディジタルとして構成され、かつ信号
をサンプリングおよびディジタル化した後に記号間の干
渉（ＩＳＩ）を除去するフィルタリングを施すことがで
きるアナログ信号のディジタル復調方法を提供すること
を目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段及び作用】この発明は、上
述した課題を解決するために、直線変調されたキャリア
として伝送され、連続した記号を１／Ｔの伝送レートで
表現するアナログ信号をディジタル復調する方法であっ
て、前記記号伝送レート１／Ｔの少なくとも２倍の予め
決められたレート１／τで前記信号をサンプリングする
ステップと、記号復調レートと前記記号伝送レートとを
等しくする手段を維持しつつ、前記サンプリングされた
信号の連続したサンプルを、それぞれのサンプリング期
間とＩＳＩが存在しない期間とが一致することを最適と
するサンプリング期間τの分数によって互いにオフセッ
トされた複数のフィルタから、ＩＥＳが存在しない期間
に対応して選択された異なるフィルタによってフィルタ
リングするステップと、連続的に使用される前記選択さ
れたフィルタから供給される信号をデコードするステッ
プとを具備することを特徴としている。

【００１３】また、この発明は、多くの態様によって実
施可能である。例えば第１の態様は、異なる複数のフィ
ルタを用いて構成され、全てのフィルタは、ＩＳＩが存
在しない期間が前記記号伝送レートと等しい同一のレー
トで現れるような係数を有しているが、１つのフィルタ
から次のフィルタへの時間オフセットであるＩＳＩが存
在しない期間を与えるものである。使用されたフィルタ
と先の記号を表すものとして選択されたサンプルとに基
づく所定の基準を用いることによって、各々の記号につ
いて、供給される記号に対して使用するフィルタと該記
号を表すサンプルとが選択される。フィルタの切り替え
は、ドリフトが生じない限り、サンプリング周波数と公
称あるいは論理上の記号伝送レートとによって決定され
る。また、フィルタの数は、サンプリング周波数と伝送
レートとの比、およびＩＳＩが存在しない期間を近づけ
ることが要求される密度に基づいて定められることが望
ましい。この場合、回避不可能なシフトのために、同期
の回復および同期の定期的な修正が必要となる。こうし
た目的のために、同期のための判断の間、所定のしきい
値との比較による同期テストが行われる。この同期テス
トは、算出された位相差を確認し、可能であれば、算出
された振幅がそれに対応する記号に近い値となっている
か否かをも確認する。テスト結果が大きな誤差を示して
いる場合、フィルタを選択するための通常の処理を行う
のに代えて、選択されるフィルタは、位相差および振幅
がそれに対応する記号に最も近い値となるものに決定さ
れる。これにより、適切な同期へ迅速に収斂することが
可能となる。また、実際の伝送レートと公称レート１／
Ｔとの間の如何なるシフトも追跡可能となる。

【００１４】また、第２の態様は、フィルタの連続体を
用いることと等価になるよう、制御可能な係数を有する
フィルタを用いて構成される。このために、伝送レート
は、中央のフィルタに対して、サンプリング期間とＩＳ
Ｉが存在しない期間との差に応じて初期回復される。ま
た、フィルタ係数は、各サンプルとＩＳＩが存在しない
期間とが一致するよう計算される。伝送レートは、一般
にこうした目的に用いられる勾配アルゴリズム、あるい
はより複雑なアルゴリズム（後述する）を実行すること
によって回復される。

【００１５】なお、この発明によるアプローチは、幾つ
かの課題から生ずる疑問に先立って得られたものであ
る。すなわち、各々の記号に割り当てられた期間の中に
記号間の干渉（ＩＳＩ）が存在しない期間があること
は、当初知られていなかった。仮に、供給される記号が
サンプルと一致したとしても、サンプリング周波数が記
号の伝送レートの整数倍でなければ、後続する記号に対
して一致しなくなる。例えば、８０００ヘルツでサンプ
リングされたＰＣＭ（Puls Code Modulation）リンク上
の伝送に対して２４００ヘルツの帯域で構成された復調
器において、サンプルｋがＩＳＩが存在しない期間と一
致するものと仮定すれば、次のＩＳＩが存在しない期間
は、サンプルｋ＋３とサンプルｋ＋４が得られる期間の
間に位置することになる。また、この発明は、テスト装
置や複数のモデムの呼び出しを集中して復調するために
設計された装置にも利用可能である。

【００１６】

【実施例】以下、図面を参照して、この発明の実施例に
ついて説明する。この実施例では、キャリアの周波数が
１７００ヘルツの場合に、送受信間で等しく共有される
４ステート位相変調および二乗余弦フィルタリングを用
いて、規格Ｖ２９に従うモデムから供給される信号をデ
ィジタル復調することを例として説明する。また、この
実施例は、位相変調と振幅変調とを組み合わせた変調に
直接置き換えることも可能である。この場合、復調で
は、位相差を所定のしきい値と比較するだけでなく、複
素エンベロープの振幅を他のしきい値と比較する必要が
ある。また、この実施例では、周知の復調器の構成要素
に関する説明を省略し、必要に応じて、例えば先に示し
た米国出願を参照することとする。

【００１７】この実施例において、復調は、ＰＣＭリン
ク上を伝送される信号から直接得られるディジタルサン
プルに基づいて行われる。ここで、１／τ＝８０００ヘ
ルツの周波数で得られるサンプルは、信号の振幅に比例
した値をとり、周知のＡ法則あるいはμ法則を用いて、
プロセッサに内蔵される所定のルックアップ・テーブル
を読み出し、従来と同様の線形化を行うことが可能とな
る。

【００１８】ビット伝送速度が４８００ビット／秒であ
って、サンプリング周波数が８０００ヘルツである場
合、下記の記号間の干渉（ＩＳＩ）が存在しない期間に
対応する３つのディジタルフィルタで足りる。期間ｋＴ＋τ／３に対しては、第１のフィルタ期間ｋＴに対しては、第２のフィルタ期間ｋＴ−τ／３に対しては、第３のフィルタ

【００１９】図１に示すように、１つのフィルタから他
のフィルタに切り替えることによって、ＩＳＩが存在し
ない各期間とサンプルとをほぼ一致させることができ
る。ビット伝送速度１／Ｔと周波数１／τとの比がサン
プルより小さい場合、フィルタの数を増やすか、あるい
はＩＳＩが存在しないある期間とサンプルとの間にとっ
て好ましくない一致を許容する必要がある。小さい時間
オフセットがある場合も同様である。

【００２０】図１に示した例では、サンプル番号「０」
に対して第２のフィルタが用いられ、サンプル番号
「３」に対して第３のフィルタが用いられる（サンプル
番号「３」と「４」との間で期間（ｋ＋１）Ｔが存在す
る。）。そして、サンプル番号「７」に対して第１のフ
ィルタが用いられると、１サイクルを回って、サンプル
番号「１０」に対して第２のフィルタが用いられる。

【００２１】次に、図２は、復調処理のシーケンスを示
している。受信サンプルは、スイッチ１０へ供給され、
３つのフィルタ１２の何れかに方向づけされる。選択さ
れたフィルタ１２からの出力信号は、複素エンベロープ
を検出する回路１４へ供給される。この回路１４は、キ
ャリアの周波数で、ルックアップ・テーブル１６からデ
ィジタル形式で供給される複素サイン波を乗算する乗算
器を有している。

【００２２】伝送された記号は、期間ｋＴおよび（ｋ−
１）Ｔに対して複素エンベロープの位相差を算出するデ
コーダ１８へ供給される。この位相差は、期間ｋＴにお
ける複素エンベロープの値と、期間（ｋ−１）Ｔにおけ
るエンベロープの複素共役とを乗算することによって算
出される。これらの値は、読み書き可能なメモリ（ＲＡ
Ｍ）に記憶されている。そして、結果として得られる位
相差は所定のしきい値と比較される。

【００２３】これにより、上述した場合に、例えば１７
００ヘルツの公称キャリア周波数で乗算に用いられる複
素サイン波のキャリア周波数を算出する必要性を回避す
ることが可能となる。実際のキャリア周波数と公称周波
数との間の如何なる誤差も、復調についての実用面での
影響が全く無い小さな位相誤差を生じさせるに過ぎな
い。

【００２４】伝送される記号は、他の方法によっても判
定される。例えば、反復軸演算を行うことが可能であ
る。この方法において初期化が行われると、伝送される
記号を判定可能な軸の系が任意に選択される。信号の絶
対位相が分からない場合、こうした任意の選択を行う必
要がある。それぞれの新たに供給される値に対し、復調
が行われ、さらに先行する信号との位相差が算出された
後に、可能な信号に最も近い値が決定される。そして、
先に使用された軸の系と新たな値に対応する軸の系との
重み付き平均値を算出することによって、軸演算が繰り
返される。これにより、正確な軸に迅速に収斂され、キ
ャリア周波数が記憶されている公称周波数に正確に一致
していない場合においても起こり得る軸の系の回転を追
跡ことが可能となる。

【００２５】上述した方法は、既述した先の方法より若
干複雑であるが、期間（ｋ−１）ＴおよびｋＴにおいて
ノイズを付加せずにより正確な復調を行うことができる
という利点がある。

【００２６】また、上述した方法は、既述した先の方法
のように、キャリア周波数を算出する必要がない。すな
わち、実際のキャリア周波数と記憶されている公称周波
数との間の如何なる誤差も、軸の回転として現れる。

【００２７】また、いずれの場合においても、実用上、
再同期化が行われる。第１に、ＩＳＩが存在しない期間
が予め分からず、第２に、伝送速度１／Ｔが２４００ボ
ーの公称伝送速度と僅かに異なっている。スイッチ１０
は、予め決められた反復シーケンスに従って複数の異な
るフィルタ１２に対してサンプルの供給を切り替え可能
にするためにのみ構成されるものではない。

【００２８】さらに、復調を終えた後、同期テスト部２
０において同期テストが行われる。この同期テストで
は、位相差が９０°の倍数に近い値であるか否か、ある
いは複素エンベロープが現在の軸の方向の中の１つに近
いか否かが確認される。このテストの結果が無視できな
い誤差を示した場合、このときの復調結果が記憶され、
後続する記号に対して同期変更が施される。ＩＳＩが存
在しない期間に対する先行あるいは遅れが予め分からな
い場合、回路２２によって再同期化が行われる。この回
路２２は、エンベロープの算出および復調に必要なデー
タを回路１４から受信する。そして、回路２２は、２つ
の可能な同期化を決定し（通常の選択シーケンスの結果
として生ずる期間の何れかの側のＩＳＩが存在しない期
間に対応して）、これにより下記の２つの判定基準
１），２）の両方あるいは一方を満足する同期化の変更
がなされる。１）同期テストの結果が正常となった最後の期間に対
する変位差が９０°の倍数（あるいは、４位相以上によ
る変調を用いた場合、単位位相差の倍数）に近い値であ
る。２）複素エンベロープが軸に最も近い値である。

【００２９】次に、上述した４ステート位相変調の場合
に適用可能な復調器に用いられる受信フィルタの詳細に
ついて説明する。特に、送信と受信とで等しく共用可能
なディケイ（減衰）やロールオフ（排除）の要素を用い
た周知の二乗余弦フィルタを使用することが可能であ
る。

【００３０】基底帯域において、二乗余弦ナイキスト・
フィルタのようなフィルタの伝達関数Ｎ_yは、下式によ
って表される。Ｎ_y（ｆ）＝Ｔ（ただし、｜ｆ｜≦０．８７５／２
Ｔの場合）Ｎ_y（ｆ）＝Ｔ／２（１−ｓｉｎ（８πＴ｜ｆ｜））（ただし、０．８７５／２Ｔ＜｜ｆ｜≦１．１２５／２
Ｔの場合）Ｎ_y（ｆ）＝０（ただし、｜ｆ｜＞１．１２５／２
Ｔの場合）

【００３１】フィルタが送信と受信とで等しく共用され
る場合、受信フィルタの伝送関数Ｒは、下式によって表
される。Ｒ（ｆ）＝Ｔ^1/2 （ただし、｜ｆ｜≦０．８７５／２Ｔの場合）Ｒ（ｆ）＝（Ｔ／２（１−ｓｉｎ（８πＴ｜ｆ｜）））^1/2 （ただし、０．８７５／２Ｔ＜｜ｆ｜≦１．１２５／２Ｔの場合）Ｒ（ｆ）＝Ｔ^1/2ｃｏｓ（４πＴ｜ｆ｜＋π／４）Ｒ（ｆ）＝０（ただし、｜ｆ｜＞１．１２５／２Ｔの場合）

【００３２】受信フィルタに関連するインパルス応答
は、下式によって表される（ただし、乗算定数は無視す
る。）。ｒ（ｔ）＝（２Ｔ³／２）／（４πＴ²−πｔ²）・ｃｏｓ（1.125πｔ／Ｔ）＋（４Ｔ^5/2）／ｔ（４πＴ²−πｔ²）・ｓｉｎ（0.875πｔ／Ｔ）

【００３３】上記伝送フィルタＲとインパルス応答ｒ
（ｔ）は、先に定義した「第２の」フィルタの基底帯域
におけるそれと等価である。

【００３４】期間（ｋＴ＋τ／３）においてＩＳＩが存
在しない状態を満足する第１のフィルタは、基底帯域に
おいて下式で表される伝達関数を有している。Ｒ₁（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・ｅｘｐ（−ｉ２πｆτ／３）
…………………（１）そして、そのインパルス応答は、
下式によって与えられる。ｒ₁（ｔ）＝ｒ（ｔ−τ／３）

【００３５】さらに、第３のフィルタにおいて、伝達関
数とインパルス応答とは下記のように上記と対称的であ
る。Ｒ₃（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・ｅｘｐ（＋ｉ２πｆτ／３）ｒ₃（ｔ）＝ｒ（ｔ＋τ／３）

【００３６】関連する信号は、キャリア周波数ｆ₀の付
近におけるフィルタリングによって得られる。使用され
る各々のフィルタのインパルス応答は、基底帯域におけ
る等価フィルタのインパルス応答とｅｘｐ（ｉπｆ
₀ｔ）とを乗算することによって得られる。先に定義し
た処理によって、「−τ／３」、「０」あるいは「τ／
３」の中から適切なシフトが選択される。

【００３７】また、反復演算を必要とするフィルタの連
続体の使用は、上式（１）を一般化した方程式に基づい
て開始される。期間ｔ₀＋ｋＴ（期間ｋＴ＋τ／３の代
わりとして）においてＩＳＩが存在しない状態を満たす
基底帯域フィルタは、下式で表される伝達関数を有す
る。Ｒ_t0（ｆ）＝Ｒ（ｆ）・ｅｘｐ（−ｉ２πｆｔ₀）また、そのインパルス応答は、下式で与えられる。ｒ_t0（ｔ）＝ｒ（ｔ−ｔ₀）そして、フィルタリングがキャリア周波数ｆ₀で行われ
る場合、全てのインパルス応答は、下式のようになる。ｒ_t0（ｔ）・ｅｘｐ（ｉ２πｆ₀ｔ）

【００３８】そして、ｔ₀の最適値を得るために繰り返
し演算が行われる。こうして、互いに近接した２つの期
間の間の差をとることによって、複素エンベロープの値
の導関数に対する近似値が得られる。上記のように得ら
れた値から使用されるフィルタの係数が推定される。こ
こで、複素エンベロープの値をλ、サンプリング期間ｎ
_kにおいてｔ_0.k.に対応するフィルタを用いた復調によ
って推定されるｋ番目の記号の値をβ_kとすると、時間
ｔ_k後における次の記号は、下式によって推定される。Ｔ＋αＲｅ（β_k ^*・ｄλ／ｄｔ）−ｔ_0.k. ここで、αは推定で要求される精度の関数として選択さ
れるパラメータである。

【００３９】サンプリング周波数を知ることによって、
サンプルと一致するＩＳＩが存在しない期間を構成する
オフセットｔ₀の合計値を算出することが可能となる。
ここで、サンプルは、サンプリング期間の整数倍であ
り、下式で表される。Ｔ＋αＲｅ（β_k ^*・ｄλ／ｄｔ）−ｔ_0.k.＋ｔ_0.k+1.

【００４０】次に、その他の実施例として、互いにτ／
６のオフセットを有した６個のフィルタを具備する装置
について説明する。このオフセットは、それぞれ３つの
フィルタから構成される２つのバンクに分散され、互い
にτ／３のオフセットを有する同一のバンクにある各フ
ィルタは、初期化処理が施され、通信プロトコルが２つ
の記号Ａ，Ｂを交互に繰り返す初期化シーケンスを含む
場合においても、使用に適している。そして、十分に長
いシーケンスによって、中間部分における複素エンベロ
ープが下式で与えられるサイン形状関数ｓ（ｔ）によっ
て表される。ｓ（ｔ）＝[（Ａ＋Ｂ）／２]＋[（Ａ−Ｂ）／２]ｃｏｓ
πｔ／Ｔ …（２）このとき、周波数は、信号の伝送
レートの半分に等しいものとする。

【００４１】初期化しばしば用いられる通信プロトコルは、第２のセグメン
トを有している。この第２のセグメントは、沈黙期間
（silent period）の後にすぐに続くため、容易に識別
可能だからである。代表的なセグメントは、記号Ａ，Ｂ
を交互に繰り返す１２８個の記号列から成っている。絶
対コンストレーション（constallation）においては、
下記のようになる。４８００ビット／秒で、Ａ＝−３，
Ｂ＝−３ｉ、７２００ビット／秒で、Ａ＝−３，Ｂ＝１
−ｉ、９６００ビット／秒で、Ａ＝−３，Ｂ＝−３−３
ｉ

【００４２】信号の複素エンベロープの値が記号Ａある
いはＢとなる間、ＩＳＩが存在しない期間が存在する。
最初、サンプリングは、例えば記号の期間内にランダム
に位置する「受信停止（blind）」である。このとき、
「相対」コンストレーション内の記号Ａ，Ｂの位置は知
られていない。

【００４３】第２のセグメントの中間セクションにおい
て、エッジの影響は無視して良い。そして、上式（２）
から、多くの時点について平均をとることによってチャ
ネル・ノイズの影響が弱められるまでの間は、サイン波
の勾配が、ＩＳＳが存在しない時点に関してタイムラグ
あるいは時間Ｔ／２の先行を有する期間において、時点
（Ａ＋Ｂ）／２で最もなだらかになることは確実であ
る。所定の関数の勾配が最大となる時点をディジタル値
として算出する技術が知られており、この技術が明かに
なってから、ＩＳＳが存在しない時点についてサンプリ
ングを行うことによって同期化が達成されるに至った。

【００４４】同期追跡再び、３つのフィルタから構成される２つのバンクが存
在するものとすると、定常状態における復調は、同一バ
ンクに属する３つのフィルタの連続的な使用によって行
われる。同期オフセットが必要な場合、もう一つのバン
クがτ／６に等しい同期シフトを与えるために使用され
る。

【００４５】そして、次のような制御が行われる。最初
に、下式で表される任意の時間ｋＴにおける複素エンベ
ロープの勾配を検出する。Ｐ_k＝（１／Ｔ）Σｓ（ｎ＋ｋ）ｃｓ^*（−ｎ）ここで、ｎは、ｋよりはるかに大きい値を示す番号であ
って、≦ｎ，≦Ｎ₀を満たす整数である。

【００４６】展開は、時間ｋＴ付近の複素エンベロープ
の推定を行うのに十分な第１のオーダに限られる。ｒ（ｋＴ＋ｔ）＝ｓ（ｋ）＋Ｐ_kｔ／Ｔスカラー積ＳＰを示すために、＜．．．．．＞を用いる
と、ＳＰ＝＜τ（ｋΣ＋ｔ）−ｓ（ｋ），Ｐ_k＞＝（３ｔ／１０τ）｜Ｐ_k｜² ここで、｜ｔ／τ｜＞１／１２のとき、±τ／６によっ
て同期シフトされる。

【００４７】結果的に、ＳＰ／｜Ｐ_k｜²が１／４０より
大きくなるとすぐに新しいフィルタに切り替えられる。

【００４８】より精度を向上させ、かつフリーケント・
サーチング（frequent surtching）を防止するために
は、伝送レートを幾つかの連続した記号について重み付
けした平均値として見積られる。｜Ｐ_k｜²がより大きい
場合、時間の計算が改善されるため、｜Ｐ_k｜²に応じて
標準化されるという利点がある。そして、テスト結果は
下式のようになる。 ΣＳＰ／Σ｜Ｐ_k｜²＞１／４０ここで、サンプル数（あるいは、Σ｜Ｐ_k｜²の値）は予
め決定される。

【００４９】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、直線変調されたキャリアとして伝送され、連続した
記号を１／Ｔの伝送レートで表現するアナログ信号は、
記号伝送レート１／Ｔの少なくとも２倍のレート１／τ
でサンプリングされ、サンプリングされた信号の連続し
たサンプルは、それぞれのサンプリング期間とＩＳＩが
存在しない期間とが一致することを最適とするサンプリ
ング期間τの分数によって互いにオフセットされた複数
のフィルタから、ＩＥＳが存在しない期間に対応して選
択された異なるフィルタによってフィルタリングされ
る。また、記号復調レートと記号伝送レートとを等しく
する手段は維持される。そして、選択されたフィルタか
ら連続的に供給される信号はデコードされる。これによ
り、復調器を完全にディジタルとして構成でき、また、
信号をサンプリングおよびディジタル化した後にＩＳＩ
を除去するフィルタリングを施すことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例において、８０００ヘルツ
によるサンプリングおよび４８００ビット／秒による伝
送レートで勧告Ｖ２９に従って信号のディジタル復調を
行うための記号およびサンプルに関連する時間配分を示
す図である。

【図２】同実施例による復調を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０スイッチ１２フィルタ１４複素エンベロープ演算回路１６ルックアップ・テーブル１８デコーダ２０同期テスト部２０２２同期化演算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者セルジュ・ジャンクロードフランス・92340・ヴィルヌーヴ・ラ・ガレンヌ・アヴェニュ・ジャン・ジョーレ・ 14

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直線変調されたキャリアとして伝送さ
れ、連続した記号を１／Ｔの伝送レートで表現するアナ
ログ信号をディジタル復調する方法であって、前記記号伝送レート１／Ｔの少なくとも２倍の予め決め
られたレート１／τで前記信号をサンプリングするステ
ップと、記号復調レートと前記記号伝送レートとを等しくする手
段を維持しつつ、前記サンプリングされた信号の連続し
たサンプルを、それぞれのサンプリング期間とＩＳＩが
存在しない期間とが一致することを最適とするサンプリ
ング期間τの分数によって互いにオフセットされた複数
のフィルタから、ＩＥＳが存在しない期間に対応して選
択された異なるフィルタによってフィルタリングするス
テップと、連続的に使用される前記選択されたフィルタから供給さ
れる信号をデコードするステップとを具備することを特
徴とするアナログ信号のディジタル復調方法。
【請求項２】請求項１記載の方法であって、実質的に異なる複数の前記フィルタが用意され、前記フィルタは、ＩＳＩが存在しない期間が前記記号伝
送レートと等しい同一のレートで現れるような係数を有
し、さらに、前記フィルタは、１つのフィルタから次のフィ
ルタへの時間オフセットであるＩＳＩが存在しない期間
を有することを特徴とするアナログ信号のディジタル復
調方法。
【請求項３】請求項１記載の方法であって、制御可能な係数を有するフィルタ手段が用いられ、前記伝送レートは、前記フィルタの係数をプリセットす
るために、前記サンプリング期間とＩＳＩが存在しない
期間との測定された差に応じて初期回復され、さらに、該係数は、各サンプルとＩＳＩが存在しない期
間とが一致するよう計算されることを特徴とするアナロ
グ信号のディジタル復調方法。