JPH0629951A - Soft discrimination device - Google Patents
Soft discrimination deviceInfo
- Publication number
- JPH0629951A JPH0629951A JP17836792A JP17836792A JPH0629951A JP H0629951 A JPH0629951 A JP H0629951A JP 17836792 A JP17836792 A JP 17836792A JP 17836792 A JP17836792 A JP 17836792A JP H0629951 A JPH0629951 A JP H0629951A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- ratio
- digital
- analog signal
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル変調波を復
調して得られたアナログ信号を多値信号として判定して
誤り訂正復号器に与える軟判定器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a soft decision device which determines an analog signal obtained by demodulating a digitally modulated wave as a multilevel signal and gives it to an error correction decoder.
【０００２】[0002]
【従来の技術】誤り訂正符号化方式を採用したディジタ
ル通信システムの受信装置では、受信信号を復調して得
られたアナログ信号から誤り訂正復号化の対象となる信
号を得るために、そのアナログ信号を２値信号として判
定する硬判定器に比べて数dBの符号化利得が得られる点
で有利な軟判定器が用いられる。2. Description of the Related Art In a receiver of a digital communication system adopting an error correction coding system, in order to obtain a signal to be subjected to error correction decoding from an analog signal obtained by demodulating a received signal, the analog signal A soft-decision unit is used, which is advantageous in that a coding gain of several dB can be obtained as compared with a hard-decision unit that determines ..
【０００３】図６は、従来の軟判定器の構成例を示す図
である。図において、受信されたディジタル変調波信号
を復調する復調器の出力はＡ／Ｄ変換器６１および選択
回路６２を介してビタビ復号器の入力に接続され、その
出力には復号化出力信号が得られる。FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of a conventional soft decision unit. In the figure, the output of the demodulator for demodulating the received digital modulated wave signal is connected to the input of the Viterbi decoder via the A / D converter 61 and the selection circuit 62, and the decoded output signal is obtained at the output. To be
【０００４】このような構成の軟判定器では、Ａ／Ｄ変
換器６１は、図７(a) に示すように、復調器から瞬時値
Ｖout で出力されるアナログ信号について、その信号の
ダイナミックレンジを瞬時値Ｖout の昇順に設定された
量子化閾値ｖ1 〜ｖ15で区切った１６個の区間を示す４
ビット長のディジタル信号（以下、単に「ディジタル信
号」という。）に変換する。なお、以下では、簡単のた
め、このようなダイナミックレンジの内、上述したディ
ジタル信号で与えられるコードに対応した区間を瞬時値
Ｖout の昇順に区間番号「０」〜「１５」を付与して示
す。また、上述したアナログ信号は、ダイナミックレン
ジの中心に対してほぼ対象な波形で与えられるものとす
る。In the soft-decision device having such a structure, the A / D converter 61, as shown in FIG. 7 (a), determines the dynamic signal of the analog signal output from the demodulator with the instantaneous value V out. 4 sections showing 16 sections in which the range is divided by the quantization thresholds v 1 to v 15 set in ascending order of the instantaneous value V out
It is converted into a digital signal having a bit length (hereinafter, simply referred to as "digital signal"). For the sake of simplicity, the sections corresponding to the code given by the digital signal are assigned section numbers “0” to “15” in the ascending order of the instantaneous value V out for the sake of simplicity. Show. Further, the analog signal described above is assumed to be provided in a waveform that is substantially symmetrical with respect to the center of the dynamic range.
【０００５】選択回路６２は、このようなディジタル信
号に所定のビット演算を行うことによって、例えば、
「ビタビ復号における軟判定閾値の最適間隔」（電子情
報通信学会誌81／11 Vol.J64-B No.11）その他の報告に
示されるように、シンボル当たりの信号対雑音電力比Ｅ
s／ＮOの値に対して最適な軟判定閾値の近似値を与える
３ビット長のディジタル信号（以下、「被復号化信号」
という。）を生成する。このようなビット演算では、例
えば、図７(b) に示すように、ディジタル信号で与えら
れるコードが「1000」、「1001」、「1010」、「1011」
の何れかであるとそのコードを区間番号「４」に対応し
たビットパターン「1100」に変換し、同様に「0100」、
「0101」、「0110」、「0111」の何れかであるとそのコ
ードを区間番号「１１」に対応したビットパターン「11
00」に変換し、さらに、このような変換処理を介して得
られたコードの最上位ビット側から２番目のビットの除
いた３ビットが選択される。したがって、アナログ信号
のダイナミックレンジは、図７(a),(b) に斜線を付して
示すように、量子化閾値を変更せずにこのような閾値の
内、ｖ4 とｖ12とで挟まれた範囲に制限される。The selecting circuit 62 performs a predetermined bit operation on such a digital signal to obtain, for example,
"Optimal interval of soft decision threshold in Viterbi decoding" (Journal of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, 81/11 Vol.J64-B No.11) and other reports, the signal-to-noise power ratio E per symbol E
s / N O value optimal soft decision threshold 3 bit length of the digital signal which gives an approximation of the relative (hereinafter, "the decoded signal"
Say. ) Is generated. In such a bit operation, for example, as shown in FIG. 7 (b), codes given by digital signals are "1000", "1001", "1010", "1011".
If it is any of the above, the code is converted into a bit pattern “1100” corresponding to the section number “4”, and similarly, “0100”,
If it is one of "0101", "0110", and "0111", the code is set to the bit pattern "11" corresponding to the section number "11".
00 ", and further, 3 bits except the second bit from the most significant bit side of the code obtained through such a conversion process are selected. Therefore, the dynamic range of the analog signal is, as shown by hatching in FIGS. 7 (a) and 7 (b), between the thresholds v 4 and v 12 without changing the quantization threshold. Limited to the sandwiched area.
【０００６】また、選択回路６２が行うビット演算の他
の例としては、ディジタル信号の最下位ビットを除く３
ビットを選択する方法がある。このような方法では、選
択回路６２は、図８(a),(b) に斜線を付して示すよう
に、アナログ信号をその信号のダイナミックレンジを変
えずに、量子化閾値ｖ2 、ｖ4 、ｖ6 、ｖ8 、ｖ10、ｖ
12、ｖ14を用いて荒くディジタル変換して３ビット長の
被復号化信号を生成する。In addition to the bit operation performed by the selection circuit 62,
For example, 3 excluding the least significant bit of the digital signal
There is a way to select the bit. In this way,
The selector circuit 62 is shown by hatching in FIGS. 8 (a) and 8 (b).
Change the analog signal to the dynamic range of that signal.
First, the quantization threshold v2, VFour, V6, V8, VTen, V
12, V14Roughly digitally converted using
Generate a decoded signal.
【０００７】ビタビ復号器では、このような多値の被復
号化信号について各メトリックの演算を行うことによ
り、そのメトリックに伝送路雑音の影響を詳細に反映さ
せて最尤復号化を行うので、上述した符号化利得が得ら
れる。Since the Viterbi decoder calculates each metric for such a multi-valued decoded signal, the influence of the transmission line noise is reflected in the metric in detail to perform maximum likelihood decoding. The coding gain mentioned above is obtained.
【０００８】なお、上述したディジタル信号のビット長
と被復号化信号のビット長との設定値については、軟判
定が直交した２つの復調信号に個別に行われる場合とこ
れらの復調信号に一括して行われる場合とでは異なり、
かつ所望のビット誤り率で得るべき符号化利得の値によ
って異なるが、一般的に、前者は６〜８ビット長に設定
され、後者は３〜４ビット長に設定される。Regarding the set values of the bit length of the digital signal and the bit length of the signal to be decoded, the soft decision is made individually for two demodulated signals and the demodulated signals are collectively set. Unlike when it is done by
In addition, the former is set to a length of 6 to 8 bits and the latter is set to a length of 3 to 4 bits, although it depends on the value of the coding gain to be obtained at a desired bit error rate.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の軟判定器では、軟判定閾値は選択回路が行うビッ
ト演算の内容に応じて固定設定されていたために、シン
ボル当たりの信号対雑音電力比Ｅs／ＮOが変動したり、
特にその電力比が小さな場合には軟判定閾値の値がその
最適値に対して大きな誤差を伴うためにビット誤り率が
大幅に劣化した。In such a conventional soft decision unit, since the soft decision threshold is fixedly set according to the contents of the bit operation performed by the selection circuit, the signal-to-noise power per symbol is reduced. The ratio E s / N O fluctuates,
Especially when the power ratio is small, the value of the soft decision threshold has a large error with respect to the optimum value, and the bit error rate is significantly deteriorated.
【００１０】本発明は、既存の回路を最大限に利用して
復調信号のＳＮ比に適応させて軟判定閾値を可変設定で
きる軟判定器を提供することを目的とする。An object of the present invention is to provide a soft-decision device capable of variably setting a soft-decision threshold by adapting to the SN ratio of a demodulated signal by making maximum use of existing circuits.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。本発明は、ディジタル変調波を復調し
て得られたアナログ信号をディジタル信号に変換するデ
ィジタル変換手段１１と、ディジタル変調波の伝送路の
特性によりアナログ信号に加算される雑音とアナログ信
号との特徴に基づいて、そのディジタル変調波に含まれ
る伝送情報に重畳された雑音の電力を求め、その電力に
対する伝送情報の電力の比を求めるＳＮ比検出手段１３
と、ディジタル信号の各語に含まれるビットを選択して
誤り訂正復号化の対象となる一定語長の多値信号を生成
し、かつその選択されるビットの組合せを所定の閾値に
対する電力の比に応じて可変する選択手段１５とを備え
たことを特徴とする。FIG. 1 is a block diagram showing the principle of the present invention. The present invention is characterized by digital conversion means 11 for converting an analog signal obtained by demodulating a digital modulated wave into a digital signal, and noise and an analog signal added to the analog signal due to the characteristics of the transmission path of the digital modulated wave. SN ratio detecting means 13 for obtaining the power of noise superimposed on the transmission information included in the digital modulated wave based on the above, and for obtaining the ratio of the power of the transmission information to the power.
, A bit included in each word of the digital signal is selected to generate a multi-valued signal of a constant word length to be subjected to error correction decoding, and the combination of the selected bits is used as a ratio of power to a predetermined threshold value. It is characterized in that it is provided with a selection means 15 that is variable according to the above.
【００１２】[0012]
【作用】本発明では、選択手段１５が、ディジタル変換
手段１１によって生成されたディジタル信号の各語に含
まれるビットを選択して誤り訂正復号化の対象となる一
定語長の多値信号を生成し、かつその生成処理と並行し
て、ＳＮ比検出手段１３によって求められたＳＮ比と所
定の閾値との大小関係に基づいて多値信号として選択さ
れるビットの組合せを可変する。According to the present invention, the selecting means 15 selects the bits included in each word of the digital signal generated by the digital converting means 11 to generate a multi-valued signal having a constant word length and subjected to error correction decoding. In addition, in parallel with the generation processing, the combination of bits selected as a multilevel signal is changed based on the magnitude relationship between the SN ratio obtained by the SN ratio detecting means 13 and a predetermined threshold value.
【００１３】すなわち、アナログ信号のＳＮ比に応じて
多値信号はそのアナログ信号を粗くあるいは密に量子化
して得た符号として生成され、このような量子化の粗密
に応じて上述したディジタル信号のダイナミックレンジ
が増減するので、上述したＳＮ比に適応させて、その電
力比の閾値および上述した組合せで与えられるアナログ
信号の軟判定閾値を切り換え設定することができる。That is, a multi-valued signal is generated as a code obtained by roughly or finely quantizing the analog signal according to the SN ratio of the analog signal, and the multi-valued signal of the above-mentioned digital signal is generated according to the degree of quantization. Since the dynamic range increases or decreases, the threshold value of the power ratio and the soft decision threshold value of the analog signal given by the above combination can be switched and set by adapting to the SN ratio described above.
【００１４】[0014]
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図２は、本発明の一実施例を示す図
である。Embodiments of the present invention will now be described in detail with reference to the drawings. FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
【００１５】図において、図６に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。本発明の特徴とする
構成は、本実施例では、選択回路６２に代えて選択回路
２１を配置し、復調器の出力と選択回路２１の制御入力
との間にＳＮ比検出回路２２を配置した点にある。In the figure, parts having the same functions and configurations as those shown in FIG. 6 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted here. In the characteristic configuration of the present invention, in the present embodiment, the selection circuit 21 is arranged instead of the selection circuit 62, and the SN ratio detection circuit 22 is arranged between the output of the demodulator and the control input of the selection circuit 21. In point.
【００１６】ＳＮ比検出回路２２では、アナログ信号と
雑音との周波数分布を利用しており、復調器の出力がバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３、２４の入力に接続さ
れ、バンドパスフィルタ２３の出力は検波器２５を介し
て演算回路２６の一方の入力に接続される。バンドパス
フィルタ２４の出力は検波器２７を介して演算回路２６
の他方の入力に接続され、その出力は選択回路２１の制
御入力に接続される。The SN ratio detection circuit 22 utilizes the frequency distribution of the analog signal and noise, the output of the demodulator is connected to the inputs of the bandpass filters (BPF) 23, 24, and the output of the bandpass filter 23. Is connected to one input of an arithmetic circuit 26 via a detector 25. The output of the bandpass filter 24 is passed through a detector 27 to an arithmetic circuit 26.
Of the selection circuit 21 and its output is connected to the control input of the selection circuit 21.
【００１７】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、Ａ／Ｄ変換器６１はディジタル
変換手段１１に対応し、ＳＮ比検出回路２２はＳＮ比検
出手段１３に対応し、選択回路２１は選択手段１５に対
応する。Regarding the correspondence between the present embodiment and the block diagram shown in FIG. 1, the A / D converter 61 corresponds to the digital converting means 11, and the SN ratio detecting circuit 22 corresponds to the SN ratio detecting means 13. The selection circuit 21 corresponds to the selection means 15.
【００１８】図３は、本実施例の動作を説明する図であ
る。図４は、ＳＮ比検出回路の動作を説明する図であ
る。以下、図２〜図４を参照して本実施例の動作を説明
する。FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of this embodiment. FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the SN ratio detection circuit. The operation of this embodiment will be described below with reference to FIGS.
【００１９】ＳＮ比検出回路２２では、バンドパスフィ
ルタ２３は、復調器から出力されるアナログ信号から図
４に示すように伝送情報Ｓに雑音Ｎが重畳した信号の
電力（＝Ｓ＋Ｎ）を抽出し、その電力を検波器２５を介
して電圧変換する。バンドパスフィルタ２４は、同じア
ナログ信号から図４に示すように雑音Ｎの電力（＝
Ｎ）を抽出し、その電力を検波器２７を介して電圧変換
する。演算回路２６は、このようにして電圧変換された
２つの電力のレベル、バンドパスフィルタ２３、２４の
通過帯域幅および予め周波数に対して求められた雑音Ｎ
の分布に基づいて、シンボル当たりの信号対雑音電力比
Ｅs／Ｎ0を近似するＳＮ比を算出し、その電力比の値と
図３の横軸上に示す閾値Ａとの大小関係を判定してその
判定結果を示す２値の制御信号を出力する。In the SN ratio detection circuit 22, the bandpass filter 23 extracts the power (= S + N) of the signal in which the noise N is superimposed on the transmission information S as shown in FIG. 4 from the analog signal output from the demodulator. , That power is converted into a voltage through the detector 25. As shown in FIG. 4, the bandpass filter 24 receives the noise N power (=
N) is extracted and the electric power is converted into a voltage through the detector 27. The arithmetic circuit 26 receives the noise levels N obtained in advance for the two power levels thus voltage-converted, the passband widths of the bandpass filters 23 and 24, and the frequency.
SN ratio that approximates the signal-to-noise power ratio E s / N 0 per symbol is calculated based on the distribution of, and the magnitude relationship between the value of the power ratio and the threshold A shown on the horizontal axis of FIG. 3 is determined. Then, a binary control signal indicating the determination result is output.
【００２０】選択回路２１は、このような制御信号の論
理値に応じてＳＮ比の値を判断し、その値が閾値Ａ未満
である場合には図７に示すようにＡ／Ｄ変換器から出力
されるコードを変換して３ビット長の被復号化信号を生
成し、反対に閾値Ａ以上である場合には図８に示すよう
に３ビット長の被復号化信号を生成する。なお、このよ
うにして選択回路２１が被復号化信号を生成する処理の
手順については、図６に示す従来例において選択回路６
２が行う処理と同じであるから、ここではその説明を省
略する。The selection circuit 21 determines the value of the SN ratio according to the logical value of such a control signal, and when the value is less than the threshold value A, the A / D converter outputs the value as shown in FIG. The output code is converted to generate a 3-bit length decoded signal. On the contrary, when it is equal to or larger than the threshold value A, a 3-bit length decoded signal is generated as shown in FIG. In addition, regarding the procedure of the process in which the selection circuit 21 generates the decoded signal in this way, the selection circuit 6 in the conventional example shown in FIG. 6 is used.
Since it is the same as the processing performed by the step 2, its description is omitted here.
【００２１】このようにして生成される被復号化信号を
図７および図８に基づいて比較すると、例えば、図７
(a) に示す区間番号「９」に相当するアナログ信号は、
図７(b) ではコード「001 」で示される被復号化信号に
変換されるが、図８(b) ではコード「000 」で示される
被復号化信号に変換される。また、図７(a) に示す区間
番号「６」に相当するアナログ信号は、図７(b) ではコ
ード「110 」で示される被復号化信号に変換されるが、
図８(b) ではコード「111 」で与えられる被復号化信号
に変換される。さらに、このような被復号化信号を示す
コードの相違は、図７(a) に示す区間番号「１０」〜
「１３」と区間番号「５」〜「２」との間でもそれぞれ
同様に生じる。When the decoded signals thus generated are compared with each other based on FIGS. 7 and 8, for example, FIG.
The analog signal corresponding to the section number "9" shown in (a) is
In FIG. 7B, it is converted into the decoded signal indicated by the code “001”, but in FIG. 8B, it is converted into the decoded signal indicated by the code “000”. Also, the analog signal corresponding to the section number "6" shown in FIG. 7 (a) is converted into the decoded signal shown by the code "110" in FIG. 7 (b),
In FIG. 8 (b), it is converted into the decoded signal given by the code "111". Further, the difference between the codes indicating the decoded signal is that the section number "10" shown in FIG.
The same occurs between "13" and the section numbers "5" to "2".
【００２２】すなわち、被復号化信号の電力（図３の縦
軸に示す受信信号レベルに相当する。）は、ＳＮ比が閾
値Ａ以下（未満）であると所定値に設定されるが、反対
に閾値Ａを超える（以上である）とこのような所定値よ
り小さな値に設定される。このような被復号化信号の電
力レベルの変化は、ビタビ復号器側から見ると、多値の
被復号化信号を与える軟判定閾値が図３に示す閾値と
図３に示す閾値との間を切り換えられることに等価で
ある。また、このような閾値の設定値は、閾値Ａを最適
値に設定することにより、図３に実線で示すように、Ｓ
Ｎ比の値に対する最適な軟判定閾値を与える受信信号レ
ベルの曲線上の値に一致させることができる。That is, the power of the signal to be decoded (corresponding to the received signal level shown on the vertical axis in FIG. 3) is set to a predetermined value when the SN ratio is less than (less than) the threshold value A, but the opposite. When the value exceeds the threshold value A (is equal to or more than the threshold value), the value is set to a value smaller than the predetermined value. From the Viterbi decoder side, such a change in the power level of the decoded signal is such that the soft-decision threshold that gives a multi-valued decoded signal falls between the threshold shown in FIG. 3 and the threshold shown in FIG. It is equivalent to being switched. Further, such a set value of the threshold value is set to S as shown by a solid line in FIG. 3 by setting the threshold value A to an optimum value.
It is possible to match the value on the curve of the received signal level that gives the optimum soft decision threshold for the value of the N ratio.
【００２３】したがって、本実施例によれば、従来の選
択回路６２で実現可能な２種類のビット演算を切り換え
る回路を付加することにより、復調器から出力されるア
ナログ信号のＳＮ比に対して最適な軟判定閾値を設定す
ることができる。Therefore, according to this embodiment, by adding a circuit for switching between two types of bit operations that can be realized by the conventional selection circuit 62, it is optimal for the SN ratio of the analog signal output from the demodulator. A soft decision threshold can be set.
【００２４】図５は、本発明の他の実施例を示す図であ
る。図において、図２に示す実施例との構成上の相違点
は、前段に復調器に代えて直交検波器が配置されたこと
に伴い、Ａ／Ｄ変換器、選択回路およびＳＮ比検出回路
が２つずつ配置され、これらのＡ／Ｄ変換器６１1、６
１2と選択回路２１1、２１2 との間にＱＰＳＫ復調器が
配置され、ＳＮ比検出回路２２1 、２２2 の出力と選択
回路２１1 、２１2 の制御入力との間にそれぞれヒステ
リシス回路５１1 、５１2 が配置された点にある。FIG. 5 is a diagram showing another embodiment of the present invention. In the figure, the difference from the embodiment shown in FIG. 2 is that the A / D converter, the selection circuit, and the SN ratio detection circuit are different because the quadrature detector is arranged in the preceding stage instead of the demodulator. Two A / D converters 61 1 and 6 are arranged.
A QPSK demodulator is arranged between 1 2 and the selection circuits 21 1 and 21 2, and a hysteresis circuit is provided between the outputs of the SN ratio detection circuits 22 1 and 22 2 and the control inputs of the selection circuits 21 1 and 21 2. It is at the point where 51 1 and 51 2 are arranged.
【００２５】本実施例では、直交検波器から得られる２
つの直交したベースバンド信号を個別に軟判定すること
により所望の符号化利得を得るために、ＱＰＳＫ復調器
から出力される各復調信号のビット長は「８」に設定さ
れ、選択回路２１1 、２１2の出力信号（比復号化信
号）のビット長は「３」に設定される。In this embodiment, 2 obtained from the quadrature detector is used.
The bit length of each demodulated signal output from the QPSK demodulator is set to "8" in order to obtain a desired coding gain by individually soft-deciding two orthogonal baseband signals, and the selection circuit 21 1 , The bit length of the output signal (ratio decoding signal) of 21 2 is set to “3”.
【００２６】また、このような構成の軟判定器を適用し
たビタビ復号器では、拘束長Ｋ＝７、符号化率＝１／２
の条件下で、８値比較による軟判定方式を採用した場合
には、Ｅs／Ｎ0が−３dB〜０dBの範囲において、軟判定
閾値が固定設定された従来例で１０-4（あるいは１
０-3）〜１０-1（あるいは１）の値となるビット誤り率
は、コンピュータシミュレーションの結果によると約２
０パーセント改善される。Further, in the Viterbi decoder to which the soft decision unit having such a configuration is applied, the constraint length K = 7 and the coding rate = 1/2.
When the soft decision method based on the eight-value comparison is adopted under the condition of, the conventional example in which the soft decision threshold value is fixedly set to 10 −4 (or 1) in the range of E s / N 0 from −3 dB to 0 dB.
According to the result of the computer simulation, the bit error rate with a value of 0 -3 ) to 10 -1 (or 1) is about 2
Improved by 0 percent.
【００２７】さらに、ヒステリシス回路５１1 、５１2
は、ＳＮ比検出回路２２1 、２２2から出力される制御
信号の論理値の変化にヒステリシス特性を持たせること
により、ＳＮ比が上述した閾値Ａ近傍で頻繁に変動する
ことに起因して軟判定閾値が小刻みに切り換わることを
抑える。また、このようなヒステリシス回路５１1 、５
１2 の機能は、例えば、ローパスフィルタを用いても同
様に実現できる。Further, the hysteresis circuits 51 1 and 51 2
Is caused by the fact that the change in the logical value of the control signals output from the SN ratio detection circuits 22 1 and 22 2 has a hysteresis characteristic so that the SN ratio frequently changes in the vicinity of the threshold value A described above. It is possible to prevent the judgment threshold value from changing in small steps. In addition, such hysteresis circuits 51 1 , 5
The function 1 2 can be similarly realized by using a low-pass filter, for example.
【００２８】なお、上述した各実施例では、ＳＮ比検出
回路２２はアナログ信号に重畳された雑音が白色ガウス
雑音であると過程してＳＮ比を求める演算を行っている
が、本発明は、このような雑音に限定されず、例えば、
予め伝送路の特性に応じた雑音の周波数に対する分布を
求め、その分布に応じた重み付けをバンドパスフィルタ
２３、２４（検波器２５、２７）の出力信号に行う方法
を用いてもよい。In each of the above-described embodiments, the SN ratio detection circuit 22 processes the noise superposed on the analog signal as white Gaussian noise to calculate the SN ratio. Not limited to such noise, for example,
A method may be used in which the distribution of the noise frequency according to the characteristics of the transmission path is obtained in advance and the output signals of the bandpass filters 23 and 24 (detectors 25 and 27) are weighted according to the distribution.
【００２９】また、上述した各実施例では、Ａ／Ｄ変換
器６１はアナログ信号のダイナミックレンジを均等間隔
で量子化することによりディジタル信号を生成している
が、本発明は、このような量子化の方法に限定されず、
例えば、選択回路２１の出力端でＳＮ比に適応した軟判
定閾値を所定の精度で得ることができるならば、不均等
な間隔で量子化してもよい。In each of the above-mentioned embodiments, the A / D converter 61 generates a digital signal by quantizing the dynamic range of the analog signal at equal intervals. Is not limited to
For example, if the soft decision threshold adapted to the SN ratio can be obtained with a predetermined accuracy at the output end of the selection circuit 21, the quantization may be performed at unequal intervals.
【００３０】さらに、上述した各実施例では、選択回路
２１の後段にビタビ復号器を配置しているが、本発明
は、このような復号器に限定されず、伝送路で発生した
雑音の影響を詳細に反映させて復号化することにより符
号化利得が得られるならば、ブロック符号および畳み込
み符号の何れの復号器にも同様に適用可能である。Further, in each of the above-described embodiments, the Viterbi decoder is arranged at the subsequent stage of the selection circuit 21, but the present invention is not limited to such a decoder, and the influence of noise generated in the transmission line is provided. If the coding gain can be obtained by reflecting in detail and decoding, it is similarly applicable to both block code and convolutional code decoders.
【００３１】また、上述した各実施例では、選択回路２
１は単一の閾値に対するＳＮ比に応じて被復号化信号の
生成方法を２段階に切り換えているが、本発明は、この
ような方法に限定されず、例えば、２つ以上の閾値に対
するＳＮ比の大小関係に応じて被復号化信号を多段階に
切り換えることにより軟判定の閾値の精度を高めること
も可能である。In each of the above embodiments, the selection circuit 2
1 switches the method of generating the decoded signal in two steps according to the SN ratio with respect to a single threshold value, but the present invention is not limited to such a method and, for example, SN with respect to two or more threshold values. It is also possible to increase the accuracy of the soft decision threshold value by switching the decoded signal in multiple stages according to the magnitude relationship of the ratio.
【００３２】[0032]
【発明の効果】以上説明したように本発明では、アナロ
グのディジタル変調波をディジタル変換して得たディジ
タル信号から一定語長の多値信号を生成する軟判定の過
程で、そのディジタル信号の各語から選択して組合わせ
るべきビットを所定の閾値に対するディジタル変調波の
ＳＮ比に応じて可変する。As described above, according to the present invention, in the process of soft decision for generating a multi-valued signal having a constant word length from a digital signal obtained by digitally converting an analog digital modulated wave, each digital signal is processed. The bits to be selected from the words and combined are changed according to the SN ratio of the digital modulated wave with respect to a predetermined threshold value.
【００３３】すなわち、このようなＳＮ比に応じて、デ
ィジタル信号のダイナミックレンジを可変することがで
きるので、実効的に軟判定閾値が最適値に可変設定され
る。したがって、ＳＮ比がとり得る値の範囲が大きいデ
ィジタル通信システムでは、ビット誤り率の劣化が一定
の範囲内に抑えられて伝送品質が向上し、受信装置の性
能が高められる。That is, since the dynamic range of the digital signal can be varied according to such an SN ratio, the soft decision threshold is effectively variably set to the optimum value. Therefore, in the digital communication system in which the range of possible values of the SN ratio is large, the deterioration of the bit error rate is suppressed within a certain range, the transmission quality is improved, and the performance of the receiving device is improved.
【図１】本発明の原理ブロック図である。FIG. 1 is a principle block diagram of the present invention.
【図２】本発明の一実施例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
【図３】本実施例の動作を説明する図である。FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of this embodiment.
【図４】ＳＮ比検出回路の動作を説明する図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an operation of an SN ratio detection circuit.
【図５】本発明の他の実施例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing another embodiment of the present invention.
【図６】従来の軟判定器の構成例を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a configuration example of a conventional soft decision device.
【図７】選択回路の動作を説明する図（１）である。FIG. 7 is a diagram (1) explaining the operation of the selection circuit.
【図８】選択回路の動作を説明する図（２）である。FIG. 8 is a diagram (2) explaining the operation of the selection circuit.
１１ ディジタル変換手段 １３ ＳＮ比検出手段 １５ 選択手段 ２１，６２ 選択回路 ２２ ＳＮ比検出回路 ２３，２４ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ２５，２７ 検波器 ２６ 演算回路 ５１ ヒステリシス回路 ６１ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） 11 digital conversion means 13 SN ratio detection means 15 selection means 21, 62 selection circuit 22 SN ratio detection circuit 23, 24 bandpass filter (BPF) 25, 27 detector 26 arithmetic circuit 51 hysteresis circuit 61 A / D converter (A / D)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉田 誠 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued Front Page (72) Inventor Makoto Yoshida 1015 Kamiodanaka, Nakahara-ku, Kawasaki City, Kanagawa Prefecture Fujitsu Limited
Claims (1)
ナログ信号をディジタル信号に変換するディジタル変換
手段（１１）と、 前記ディジタル変調波の伝送路の特性により前記アナロ
グ信号に加算される雑音と前記アナログ信号との特徴に
基づいて、そのディジタル変調波に含まれる伝送情報に
重畳された雑音の電力を求め、その電力に対する前記伝
送情報の電力の比を求めるＳＮ比検出手段（１３）と、 前記ディジタル信号の各語に含まれるビットを選択して
誤り訂正復号化の対象となる一定語長の多値信号を生成
し、かつその選択されるビットの組合せを所定の閾値に
対する前記電力の比に応じて可変する選択手段（１５）
とを備えたことを特徴とする軟判定器。1. A digital conversion means (11) for converting an analog signal obtained by demodulating a digital modulated wave into a digital signal, and noise added to the analog signal due to the characteristics of the transmission path of the digital modulated wave. SN ratio detection means (13) for obtaining the power of noise superimposed on the transmission information included in the digital modulated wave based on the characteristics of the analog signal and for obtaining the ratio of the power of the transmission information to the power. A bit included in each word of the digital signal is selected to generate a multi-valued signal having a constant word length to be subjected to error correction decoding, and a combination of the selected bits is a ratio of the power to a predetermined threshold value. Selection means (15) that varies according to
And a soft decision device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17836792A JPH0629951A (en) | 1992-07-06 | 1992-07-06 | Soft discrimination device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17836792A JPH0629951A (en) | 1992-07-06 | 1992-07-06 | Soft discrimination device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0629951A true JPH0629951A (en) | 1994-02-04 |
Family
ID=16047259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17836792A Withdrawn JPH0629951A (en) | 1992-07-06 | 1992-07-06 | Soft discrimination device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0629951A (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002152295A (en) * | 2000-08-28 | 2002-05-24 | Sony Internatl Europ Gmbh | Soft-value generator and soft-value generation method therefor |
| JP2007142832A (en) * | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Denso Corp | Soft decision value correction method, receiver, and program |
| US7386068B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-06-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Decoder and receiver |
| WO2008143251A1 (en) | 2007-05-21 | 2008-11-27 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Soft decision device and soft decision method |
| JP2010512087A (en) * | 2006-12-08 | 2010-04-15 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | Data processing in signal transmission |
| US7733837B2 (en) | 2004-01-05 | 2010-06-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for adjusting an input range for a soft-decision decoder |
| WO2015125857A1 (en) * | 2014-02-19 | 2015-08-27 | シャープ株式会社 | Wireless communication device and wireless communication method |
-
1992
- 1992-07-06 JP JP17836792A patent/JPH0629951A/en not_active Withdrawn
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002152295A (en) * | 2000-08-28 | 2002-05-24 | Sony Internatl Europ Gmbh | Soft-value generator and soft-value generation method therefor |
| US7386068B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-06-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Decoder and receiver |
| US7733837B2 (en) | 2004-01-05 | 2010-06-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for adjusting an input range for a soft-decision decoder |
| JP2007142832A (en) * | 2005-11-18 | 2007-06-07 | Denso Corp | Soft decision value correction method, receiver, and program |
| JP4539539B2 (en) * | 2005-11-18 | 2010-09-08 | 株式会社デンソー | Soft decision value correction method, receiver, program |
| JP2010512087A (en) * | 2006-12-08 | 2010-04-15 | ケンブリッジ シリコン ラジオ リミテッド | Data processing in signal transmission |
| US8495447B2 (en) | 2006-12-08 | 2013-07-23 | Cambridge Silicon Radio Limited | Data processing in signal transmissions |
| WO2008143251A1 (en) | 2007-05-21 | 2008-11-27 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Soft decision device and soft decision method |
| WO2015125857A1 (en) * | 2014-02-19 | 2015-08-27 | シャープ株式会社 | Wireless communication device and wireless communication method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5621764A (en) | Soft decision signal outputting receiver | |
| KR100491910B1 (en) | Method and apparatus for detecting communication signals having unequal error protection | |
| EP0771080B1 (en) | Maximum-likelihood decoding with soft decisions | |
| US5566191A (en) | Soft decision maximum likelihood decoding method with adaptive metric | |
| US6215744B1 (en) | Information recording/reproducing method and apparatus using EPRML connection processing system | |
| US5710795A (en) | Received signal decision apparatus for digital modulated signal receiver | |
| JPH0629951A (en) | Soft discrimination device | |
| US6792055B1 (en) | Data communications receiver with automatic control of gain or threshold for soft decision decoding | |
| JPH07509357A (en) | Data decoder and method using dynamically indexed channel state metrics | |
| US5608763A (en) | Method and apparatus for decoding a radio frequency signal containing a sequence of phase values | |
| US6625225B1 (en) | Trellis decoder and associated method | |
| KR0122749B1 (en) | Soft decision method using adaptive quantization | |
| JP2003534624A (en) | Detector, reproduction system, receiver, and method | |
| JP3218474B2 (en) | AGC circuit for reception | |
| JPH05244017A (en) | Viterbi decoder | |
| JPS60174550A (en) | Code regenerating circuit | |
| JPS63122323A (en) | Viterbi decoder | |
| JP3981490B2 (en) | Error correction circuit | |
| Wu et al. | A supervised learning neural network coprocessor for soft-decision maximum-likelihood decoding | |
| JPH11203795A (en) | Decoding device for optical disk | |
| CA2296209C (en) | Method and apparatus for dynamically generating multiple level decision thresholds of an m-ary coded signal | |
| US7120210B1 (en) | Method and system for processing a signal | |
| US20050086577A1 (en) | Method and arrangement for enhancing search through trellis | |
| Tie et al. | Joint design of fixed-rate source codes and UEP channel codes for fading channels | |
| JPS5912646A (en) | Error correcting decoder |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |