JPH06148242A - Yig tuning mixer circuit - Google Patents

Yig tuning mixer circuit

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Publication number
JPH06148242A
JPH06148242A JP20717593A JP20717593A JPH06148242A JP H06148242 A JPH06148242 A JP H06148242A JP 20717593 A JP20717593 A JP 20717593A JP 20717593 A JP20717593 A JP 20717593A JP H06148242 A JPH06148242 A JP H06148242A
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JP
Japan
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signal
mixer
yig
frequency
input
Prior art date
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Pending
Application number
JP20717593A
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Japanese (ja)
Inventor
Hassan Tanbakuchi
ハッサン・タンバクチ
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HP Inc
Original Assignee
Hewlett Packard Co
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Publication date
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    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14Balanced arrangements
    • H03D7/1408Balanced arrangements with diodes
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03DDEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D9/00Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
    • H03D9/06Transference of modulation using distributed inductance and capacitance
    • H03D9/0608Transference of modulation using distributed inductance and capacitance by means of diodes
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03JTUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00Continuous tuning
    • H03J3/02Details
    • H03J3/16Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability

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Abstract

PURPOSE: To improve sensitivity of a spectrum analyzer by supplying high frequency signal to a tunable band pass filter and the first-the fourth YIG tuning resonators which constitute an imaging improving double balanced mixer, and then applying an even DC magnetic field with an electronic magnet, for tuning four resonators. CONSTITUTION: A YIG tuning resonator filter and mixer circuit is provided with four gloves wherein a routing circuit 102 and two PIN diode microwave integrated circuits are combined and a YIG tuning pre-selector 104, and, it acts as a tunable band pass filter for attenuating needless mixed-frequency. In relation with the fourth YIG glove, a GaAs monolithic integrated circuit comprises odd and even IF ports 106 and 107, and acts as an imaging improving double balanced YID tuning mixer. For obtaining a required signal output IF, the pre-selector 104 is tuned with an input signal RF, and after a local oscillator signal is added to the mixer, an IF switch 108 is switched according to harmonics number.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、電気信号を検出しまた
は測定する電子測定器に関し、更に詳細に述べれば、電
気信号の周波数スペクトル、たとえば、DCから無線周波
数(RF)まで、を検出しまたは測定する電子測定器に関す
る。特に、本発明の一実施例は、スペクトラムアナライ
ザとして知られている電子測定器に使用するのに特に適
応し得るルーティング(routing) ・イットリウム鉄ガー
ネット(YIG)同調ミキサを提供する。このようなミキサ
は、奇数高調波ミキサまたは偶数高調波ミキサとするこ
とができるが、スイッチ奇数または偶数高調波ミキサで
あることが望ましいが、少なくとも一つの他のYIG同調
共振器と組合わせてルーティングYIG同調共振器フィル
タおよびミキサを形成することもできる。
FIELD OF THE INVENTION This invention relates to electronic measuring instruments for detecting or measuring electrical signals, and more particularly to detecting the frequency spectrum of electrical signals, for example from DC to radio frequency (RF). Or, it relates to an electronic measuring instrument. In particular, one embodiment of the present invention provides a routing yttrium iron garnet (YIG) tuned mixer that is particularly adaptable for use in electronic measuring instruments known as spectrum analyzers. Such a mixer can be an odd harmonic mixer or an even harmonic mixer, preferably a switched odd or even harmonic mixer, but routed in combination with at least one other YIG tuned resonator. YIG tuned resonator filters and mixers can also be formed.

【0002】[0002]

【従来の技術】一般に、スペクトラムアナライザは電気
入力信号の電力および変調の特性を所定の周波数帯域に
わたり表示する走査受信機である。広い周波数範囲、た
とえば、0から26.5GHzまで、を包含するには、入力信
号を低周波部分と高周波部分とに分割するのが望まし
い。本発明の一局面は入力信号を、入力信号の周波数に
応じて、スペクトラムアナライザの低周波信号処理部と
高周波信号処理部との間で有効にルートを割当てること
に関連している。
BACKGROUND OF THE INVENTION Generally, a spectrum analyzer is a scanning receiver that displays the power and modulation characteristics of an electrical input signal over a predetermined frequency band. In order to cover a wide frequency range, for example 0 to 26.5 GHz, it is desirable to split the input signal into a low frequency part and a high frequency part. One aspect of the present invention relates to effectively allocating a route of an input signal between a low frequency signal processing unit and a high frequency signal processing unit of a spectrum analyzer according to a frequency of the input signal.

【0003】この点に関して、図1は通常のスペクトラ
ムアナライザの最初の信号処理回路、すなわち「フロン
トエンド」、を図解するブロック図を示す。最初、スペ
クトラムアナライザの入力11に加えられるすべての入力
信号、たとえば0から26.5GHzまでの周波数範囲の信号
はステップ減衰器12を通過して機械的マイクロ波リレー
スイッチ13に導かれ、このリレースイッチ13は入力信号
を線路14により低周波信号処理部にまたは線路15により
高周波信号処理部に選択的に送る。残念ながら、機械的
マイクロ波リレースイッチは低速で、はげしい使用のも
とでは磨滅する。
In this regard, FIG. 1 shows a block diagram illustrating the first signal processing circuit, or "front end," of a conventional spectrum analyzer. Initially, all input signals applied to the input 11 of the spectrum analyzer, for example signals in the frequency range 0 to 26.5 GHz, pass through a step attenuator 12 to a mechanical microwave relay switch 13, which relay switch 13 Selectively sends the input signal to the low frequency signal processing unit via the line 14 or to the high frequency signal processing unit via the line 15. Unfortunately, mechanical microwave relay switches are slow and wear out under heavy use.

【0004】他方、低周波入力信号、たとえば、2.9GHz
より低い入力信号はスペクトラムアナライザの低周波信
号処理部に加えられる。0から2.9GHzまでの入力信号
は、低域フィルタ17、掃引YIG同調局部発振器(LO)18、
ミキサ19、および帯域通過フィルタ20、から構成される
第1の変換器16に切替えられる。変換器16は低周波入力
信号を、スペクトラムアナライザの低周波分析回路(図
示せず)に加えられる一定の中間周波(IF)出力信号にア
ップコンバートする。他方、高周波信号、たとえば、2.
7から26.5GHzまでの間の周波数のRF(マイクロ波)入力
信号、はチューナブル帯域通過フィルタ21を通過する。
通過したRF入力信号は次に高調波ミキサ22によりダウン
コンバートされる。高調波ミキサ22はRF入力信号を局部
発振器(LO)23が発生した信号、またはLOからの信号の高
調波と混合してスペクトラムアナライザの高周波分析回
路(図示せず)により更に処理するに適する周波数の所
定のIF出力信号を発生する。
On the other hand, low frequency input signals, eg 2.9 GHz
The lower input signal is applied to the low frequency signal processor of the spectrum analyzer. Input signals from 0 to 2.9 GHz are low-pass filter 17, swept YIG tuned local oscillator (LO) 18,
It is switched to the first converter 16 composed of a mixer 19 and a bandpass filter 20. The converter 16 up-converts the low frequency input signal into a constant intermediate frequency (IF) output signal which is applied to the low frequency analysis circuit (not shown) of the spectrum analyzer. On the other hand, high frequency signals, for example 2.
An RF (microwave) input signal with a frequency between 7 and 26.5 GHz passes through a tunable bandpass filter 21.
The passed RF input signal is then down converted by the harmonic mixer 22. The harmonic mixer 22 is a frequency suitable for mixing the RF input signal with the signal generated by the local oscillator (LO) 23 or with the harmonics of the signal from the LO for further processing by the high frequency analysis circuit (not shown) of the spectrum analyzer. Generates a predetermined IF output signal of.

【0005】スペクトル分析測定はLO信号周波数を、所
定のIF周波数を監視しながら、注目する周波数範囲にわ
たり掃引することにより高周波RF入力信号について行わ
れる。図2のグラフは図1に示す高調波ミキサ22による
ダウンコンバートの結果を示し、LO、RFおよび所定のIF
の各周波数間の関係を明示している。図2において、縦
軸は信号の電力を表し、横軸は信号の周波数を表す。所
定のIF信号25の周波数はLO信号(または高調波)27とRF
入力信号29との間の差に等しいので、RF入力信号は、LO
信号の周波数より低い、fRF=(n)fLO−fIFの設定IF周波
数を監視することにより測定される。しかし、LO信号の
周波数より高い、fRF'=(n)fLO+fIFの影像RF信号は監
視されるIF周波数の信号をも発生する。このあいまいさ
を解決するため、図1に示すチューナブル帯域通過フィ
ルタ21が、図2に現れる破線の曲線31で示すように、f
RFを含む周波数範囲にわたりチューナブル帯域通過フィ
ルタとして動作し、それによりfRF'の影像信号33をすべ
て減衰させる。それ故、図1に示すチューナブル帯域通
過フィルタ21の通過帯域は、通過帯域の中心周波数がLO
周波数(または高調波)よりIF信号周波数だけ離れた状
態で、掃引LO信号に追従しなければならない。
Spectral analysis measurements are performed on the high frequency RF input signal by sweeping the LO signal frequency over a frequency range of interest while monitoring a given IF frequency. The graph of FIG. 2 shows the result of down conversion by the harmonic mixer 22 shown in FIG.
It clearly shows the relationship between each frequency. In FIG. 2, the vertical axis represents signal power, and the horizontal axis represents signal frequency. The frequency of the given IF signal 25 is LO signal (or harmonic) 27 and RF
Since the difference between input signal 29 and RF input signal is LO
Lower than the frequency of the signal is measured by monitoring the set IF frequency of f RF = (n) f LO -f IF. However, the image RF signal at f RF '= (n) f LO + f IF , which is higher than the frequency of the LO signal, also produces a signal at the monitored IF frequency. To resolve this ambiguity, the tunable bandpass filter 21 shown in FIG.
It acts as a tunable bandpass filter over a frequency range including RF , thereby attenuating all image signals 33 at f RF '. Therefore, in the pass band of the tunable band pass filter 21 shown in FIG. 1, the center frequency of the pass band is LO.
The swept LO signal must be tracked with the IF signal frequency distant from the frequency (or harmonics).

【0006】図1に示すチューナブル帯域通過フィルタ
21は二つの直交半ループ導体の間にYIG球の中心をルー
プ軸の交点に置いて吊されたYIG球から成るYIG同調共振
器フィルタ、またはプリセレクタとすることができる。
YIG球が磁化されていないときは、RF入力信号とフェラ
イト(YIG)球との間に相互作用が存在せず、ループは互
いに垂直であるから、RF入力信号は半ループ間に伝えら
れない。しかし、半ループに垂直な軸に沿って外部から
加えられたDC磁界が存在すれば、YIG球内の双極子がDC
磁界と整列し、YIG球内に強い正味の磁化、M、を生ず
る。それ故入力半ループに加えられるRF入力信号は外部
から加えられたDC磁界に垂直な交番RF磁界を生じ、YIG
内の双極子にRF入力信号の周波数でDC磁界の周りを歳差
運動させる。歳差運動の周波数は、RF入力信号の周波数
が球形YIG共振器の双極子共振周波数に等しいか非常に
近ければ、RF入力信号の周波数に等しい。球形YIG共振
器の共振周波数は、 fr=γ(Ho±Ha) である。ここでHoはエルステッドで表した外部印加DC磁
界の強さであり、HaはYIG材料内部の内部非等方性界
(エルステッドで表す)であり、γは磁気回転比(2.8M
Hz/エルステッド)である。
The tunable bandpass filter shown in FIG.
21 can be a YIG tuned resonator filter or preselector consisting of a YIG sphere suspended between two orthogonal half-loop conductors with the center of the YIG sphere at the intersection of the loop axes.
When the YIG sphere is not magnetized, there is no interaction between the RF input signal and the ferrite (YIG) sphere, and the loops are perpendicular to each other, so the RF input signal is not transmitted between the half loops. However, if there is an externally applied DC magnetic field along the axis perpendicular to the half-loop, the dipole inside the YIG sphere will be DC.
It aligns with the magnetic field and produces a strong net magnetization, M, in the YIG sphere. The RF input signal applied to the input half-loop therefore produces an alternating RF magnetic field perpendicular to the externally applied DC magnetic field,
The dipole inside precesses around a DC magnetic field at the frequency of the RF input signal. The frequency of precession is equal to the frequency of the RF input signal if the frequency of the RF input signal is equal to or very close to the dipole resonance frequency of the spherical YIG resonator. The resonance frequency of the spherical YIG resonator is f r = γ (H o ± H a ). Where H o is the strength of the externally applied DC magnetic field expressed in Oersted, H a is the internal anisotropic field inside the YIG material (represented by Oersted), and γ is the gyromagnetic ratio (2.8 M
Hz / Oersted).

【0007】frのまたはfrに近いRF入力信号が入力半ル
ープに加えられれば、YIG材料は、歳差双極子が円偏波
磁界を生ずるように、共磁性共鳴を示し、外部から加え
られたDC磁界に垂直な平面内を、RF入力信号の周波数で
回転する。この回転磁界は、共振周波数frでRF入力信号
から90度位相がずれている出力半ループ内のRF信号を含
む出力半ループに結合する。YIG同調共振器フィルタは
それ故ジャイレータとして動作する。YIG同調共振器フ
ィルタによる一方向の位相ずれは他の方向の位相ずれと
は180だけ異なる。フィルタ機能は、双極子の共振周波
数から少量以上離れているRF入力信号はYIG球と結合し
ないので達成される。共振帯域幅をかなり狭くすること
ができるので、YIG共振器は、外部から加えるDC磁界の
強さを変えることにより同調させることができる、RF周
波数での非常に選択的な帯域通過フィルタを備えてい
る。YIG同調共振器フィルタの典型的な負荷Q値は100か
ら400までの範囲にある。
[0007] as long addition to the RF input signal is input half loop close to f r or f r, YIG material, so precession dipoles produce a circularly polarized magnetic field, shows the co magnetic resonance, externally applied Rotate at the frequency of the RF input signal in a plane perpendicular to the applied DC magnetic field. This rotating magnetic field couples to the output half loop including an RF signal in the output half-loop are shifted resonance frequency f r 90 degrees phase from the RF input signal. The YIG tuned resonator filter therefore acts as a gyrator. The phase shift in one direction due to the YIG tuned resonator filter differs by 180 from the phase shift in the other direction. The filter function is achieved because RF input signals that are more than a small amount away from the dipole resonance frequency do not couple to the YIG sphere. Since the resonance bandwidth can be made quite narrow, the YIG resonator has a very selective bandpass filter at the RF frequency that can be tuned by changing the strength of the externally applied DC magnetic field. There is. Typical load Q values for YIG tuned resonator filters range from 100 to 400.

【0008】しかしながら、図1に示す従来技術の回路
には幾つかの短所がある。2.7から26.5GHzまでの範囲の
周波数のRF入力信号はプリセレクタとして使用される広
帯域YIG同調共振器フィルタ21に切替えられている。濾
波された信号は高調波ミキサ22に加えられ、ここで掃引
YIG同調局部発振器(LO)23の基本波または高調波と混合
されて所定のIF出力信号を発生する。この方法には、マ
イクロ波高調波ミキサが非能率であり、このためマイク
ロ波スペクトラムアナライザの感度が、特に高周波の高
い高調波と混合するとき、劇的に減少するという欠点が
ある。感度低下の問題を克服するのに基本波混合が用い
られている。これは広帯域LO(すなわち、5から26.5GH
z)を用いて、または狭帯域LO(すなわち、3から6.8GH
z)からの信号の周波数を逓倍して高調波ミキサ22のた
めの広帯域LO源を作ることにより達成される。これらの
方法は性能上の長所を示すが、実施するには高価であ
る。
However, the prior art circuit shown in FIG. 1 has several disadvantages. RF input signals with frequencies in the range 2.7 to 26.5 GHz are switched to a wide band YIG tuned resonator filter 21 used as a preselector. The filtered signal is applied to the harmonic mixer 22 where it is swept.
YIG tuned local oscillator (LO) 23 is mixed with a fundamental wave or a harmonic wave to generate a predetermined IF output signal. This method has the disadvantage that the microwave harmonic mixer is inefficient, which dramatically reduces the sensitivity of the microwave spectrum analyzer, especially when mixed with high harmonics at high frequencies. Fundamental mixing has been used to overcome the problem of desensitization. This is a wideband LO (ie 5 to 26.5GH
z) or with a narrow band LO (ie 3 to 6.8GH
This is accomplished by multiplying the frequency of the signal from z) to create a wideband LO source for the harmonic mixer 22. Although these methods offer performance advantages, they are expensive to implement.

【0009】他に、一つの既知の集積高調波ミキサ22の
概要図を図1Aに示す。このミキサは第1の端がYIG同調
共振器の出力結合ループに接続されている一つのダイオ
ードDを備えている。ダイオードの他端は、その他方の
端がLO信号結合器に接続されている伝送線TLの一方の端
に接続されている。狭帯域、たとえば、3から6.8GHz、
のLO信号はLO信号結合器を経て伝送線TLに結合されてい
る。RF、LO、およびIFの各信号は隔離されていない。R
F、LO、およびIFの各電流はすべて伝送線TLを通って流
れる。高調波混合はダイオードDを抵抗器Rを通してバ
イアスすることにより行われる。下記の欠点が明らかで
ある。
In addition, a schematic diagram of one known integrated harmonic mixer 22 is shown in FIG. 1A. The mixer comprises a diode D whose first end is connected to the output coupling loop of a YIG tuned resonator. The other end of the diode is connected to one end of the transmission line TL, the other end of which is connected to the LO signal coupler. Narrow band, eg 3 to 6.8 GHz,
The LO signal of is coupled to the transmission line TL via the LO signal coupler. The RF, LO, and IF signals are not isolated. R
The F, LO, and IF currents all flow through the transmission line TL. Harmonic mixing is performed by biasing diode D through resistor R. The following drawbacks are obvious.

【0010】LO信号、RF信号、影像、および倍数(multi
ple)の混合結果信号はすべて伝送線TLを通して流れなけ
ればならず、AC負荷で終わっている。高次の混合信号が
ミキサに逆反射されて更に混合されるという影像増強は
行われない。また、AC負荷はミキサの応答を注目してい
る周波数範囲を通じて平らに維持する広帯域負荷でなけ
ればならない。更に、高調波混合はダイオードDをバイ
アスすることにより行われる。この組のミキサ(異なる
高調波に対して一つのダイオードがバイアスされてい
る)は効率が良くない。
LO signal, RF signal, image, and multiple (multi
ple) mixed result signals must all flow through the transmission line TL, ending with an AC load. There is no image enhancement where higher order mixed signals are retroreflected by the mixer for further mixing. Also, the AC load must be a broadband load that keeps the mixer response flat over the frequency range of interest. In addition, harmonic mixing is done by biasing diode D. This set of mixers (one diode biased for different harmonics) is not efficient.

【0011】他の既知の高調波ミキサ22の概要図を図1B
に示す。このミキサは米国特許第4,817,200号に記載さ
れているような単一平衡基本波奇数次高調波ミキサであ
る。LO信号およびRF信号は完全出力結合ループのバラン
作用により分離される。このミキサは周波数fIF=(2n+
1)fLO±fRFのIF信号がポート1およびポート2を通って
流れる奇数高調波ミキサである。LO信号およびRF信号は
絶縁され、図1Aに示すミキサによる単一ダイオード混合
の場合に必要な広帯域マイクロ波負荷の必要性は排除さ
れている。しかし、IF信号はインダクタLおよびコンデ
ンサCを用いてポート1およびポート2を通してLO信号
から二重通信可能にされなければならない。インダクタ
Lは周波数fIF=(2n+1)fLO−fRFのIF信号の戻り径路で
あるが、周波数fIF=(2n+1)fLO+fRFの混合信号はポー
ト1を通してLO源インピーダンスに流れる。それ故、周
波数(2n+1)fLO+fRF(n=0は影像周波数)の混合信号
は、ポートを通して伝達され、LOの信号源負荷で終わら
なければならない。影像および倍数混合信号の向上は達
成されない。
A schematic diagram of another known harmonic mixer 22 is shown in FIG. 1B.
Shown in. This mixer is a single balanced fundamental odd harmonic mixer as described in US Pat. No. 4,817,200. The LO and RF signals are separated by the balun effect of the full output coupling loop. This mixer has a frequency f IF = (2n +
1) f LO ± f RF is an odd harmonic mixer in which IF signal flows through port 1 and port 2. The LO and RF signals are isolated, eliminating the need for a broadband microwave load required for single diode mixing with the mixer shown in Figure 1A. However, the IF signal must be duplexed from the LO signal through port 1 and port 2 using inductor L and capacitor C. Inductor L is the return path for the IF signal at frequency f IF = (2n + 1) f LO −f RF , but the mixed signal at frequency f IF = (2n + 1) f LO + f RF flows through port 1 to the LO source impedance. Therefore, a mixed signal of frequency (2n + 1) f LO + f RF (n = 0 is the image frequency) must be transmitted through the port and terminated at the LO source load. Improvements in image and multiple mixed signals are not achieved.

【0012】[0012]

【発明の目的】本発明は、高感度のスペクトラムアナラ
イザを提供するための広帯域ルーティングYIG同調共振
器ミキサおよびフィルタを提供することを目的とする。
OBJECTS OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a broadband routing YIG tuned resonator mixer and filter for providing a highly sensitive spectrum analyzer.

【0013】[0013]

【発明の概要】本発明の一実施例は広帯域ルーティング
YIG同調共振器ミキサおよびフィルタを提供するが、こ
こでは低周波信号が低周波出力に、高周波信号が四つの
YIG同調共振器に好適に送られ、混合されてチューナブ
ル帯域通過フィルタおよび影像向上二重平衡ミキサを構
成する。電磁石は共振器の共振周波数を調節する四つの
YIG共振器を通じて一様であるDC磁界を発生する。第1
のYIG共振器はフィルタの第1段として働き、二つのPIN
ダイオードから成るルーティング回路と協同して、入力
信号を低周波出力にまたはフィルタおよびミキサの後続
段に送る。第2のYIG共振器はフィルタの第2段として
働く。第3のYIG共振器はフィルタの第3段として働
く。第4のYIG共振器はフィルタの第4段として働く他
に、ミキサをバイアスする必要なしに奇数または偶数の
および好適にはスイッチ奇数または偶数の高調波混合が
可能な影像向上二重平衡ミキサとしても働く。ミキサは
RF入力信号を掃引局部発振器(LO)信号の基本波または高
調波と混合してIF出力にIF出力信号を発生する。
SUMMARY OF THE INVENTION One embodiment of the present invention is broadband routing.
YIG tuned resonator mixers and filters are provided, where the low frequency signal is at the low frequency output and the high frequency signal is
It is preferably sent to a YIG tuned resonator and mixed to form a tunable bandpass filter and an image enhancing double balanced mixer. The electromagnet has four components that adjust the resonance frequency of the resonator.
A uniform DC magnetic field is generated through the YIG resonator. First
YIG resonator acts as the first stage of the filter, with two PINs
In cooperation with a routing circuit consisting of diodes, it routes the input signal to the low frequency output or to the subsequent stages of the filter and mixer. The second YIG resonator acts as the second stage of the filter. The third YIG resonator acts as the third stage of the filter. The fourth YIG resonator acts as a fourth stage of the filter and as an image enhancing double balanced mixer capable of odd or even and preferably switched odd or even harmonic mixing without the need to bias the mixer. Also works. Mixer
Generates an IF output signal at the IF output by mixing the RF input signal with the fundamental or harmonic of the swept local oscillator (LO) signal.

【0014】[0014]

【実施例】本発明による、全般に数字100で示してあ
る、ルーティングYIG同調共振器フィルタおよびミキサ
回路の好適実施例のブロック図を図3に示す。ルーティ
ングYIG同調共振器フィルタおよびミキサ回路100は二重
平衡影像向上YIG同調ミキサと共に集積された電子的に
切替えられるYIG同調共振器を備えて、機械的スイッチ
ングの速度および信頼性の問題を克服し、スペクトラム
アナライザの感度を増大させている。ルーティングYIG
同調共振器フィルタおよびミキサ回路100はダイオード
ブリッジミキサ回路形態を組込み、高レベルの集積を好
適に採用している。ルーティングYIG同調共振器フィル
タおよびミキサ回路100は、たとえば、高性能可搬スペ
クトラムアナライザに組込むことができる。
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT A block diagram of a preferred embodiment of a routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit, indicated generally at 100, in accordance with the present invention is shown in FIG. The routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 comprises an electronically switched YIG tuned resonator integrated with a double balanced image enhancing YIG tuned mixer to overcome mechanical switching speed and reliability issues. Increasing the sensitivity of the spectrum analyzer. Routing YIG
The tuned resonator filter and mixer circuit 100 incorporates a diode bridge mixer circuit configuration and preferably employs a high level of integration. The routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 can be incorporated into, for example, a high performance portable spectrum analyzer.

【0015】図3に示すように、ルーティングYIG同調
共振器フィルタおよびミキサ回路100はルーティング回
路102および二つのPINダイオードマイクロ波集積回路(M
IC)と組合わされた入力球が従来の機械的マイクロ波リ
レースイッチの代わりに置換えられている四つの球、YI
G同調プリセレクタ104を備えている。プリセレクタ104
は影像および倍数応答のような不必要な混合信号を減衰
させる非常に選択的なチューナブル帯域通過フィルタと
して動作する。第4のYIG球と関連して、GaAsモノリシ
ックショットキダイオード集積回路が、好適には絶縁さ
れた奇数および偶数のIFポート、それぞれ106および10
7、を備えている非常に効率の良い影像向上二重平衡YIG
同調ミキサ105として動作する。所要の混合信号を得る
には、プリセレクタ104をRF入力信号の周波数に同調さ
せ、適格な局部発振器(LO)信号をミキサ105に加え、所
要混合高調波の数に応じて、IFスイッチ108をミキサ105
の偶数または奇数のIFポート106または107に切替えて所
定のIF信号出力を抽出する。
As shown in FIG. 3, a routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 includes a routing circuit 102 and two PIN diode microwave integrated circuits (M
The four spheres, YI, in which the input spheres combined with IC) have been replaced in place of conventional mechanical microwave relay switches.
The G tuning preselector 104 is provided. Preselector 104
Operates as a highly selective tunable bandpass filter that attenuates unwanted mixed signals such as image and multiple responses. In connection with the fourth YIG sphere, a GaAs monolithic Schottky diode integrated circuit is provided with preferably isolated odd and even IF ports, 106 and 10, respectively.
7, very efficient image enhancement double balanced YIG with
It operates as the tuning mixer 105. To obtain the desired mixed signal, the preselector 104 is tuned to the frequency of the RF input signal, a qualified local oscillator (LO) signal is added to the mixer 105, and the IF switch 108 is turned on, depending on the number of mixed harmonics required. Mixer 105
A predetermined IF signal output is extracted by switching to the even or odd IF port 106 or 107.

【0016】図4に示すように、ルーティングYIG同調
共振器フィルタおよびミキサ回路100は、典型的には金
属化プラスチックまたは金属化高抵抗金属から構成され
ている導電性シャーシ109に取付けられている。ルーテ
ィングYIG同調共振器フィルタおよびミキサ回路100は好
適に入力共振器110、第1の中間共振器112、第2の中間
共振器114、および出力共振器116を備えている。シャー
シ109には共振器110、112、114、および116の他に関連
回路類をも取付ける開口が設けられている。共振器11
0、112、114、および116は入力信号が加えられる入力11
8と奇数および偶数のIFポート106および107から好適に
構成されているIF出力120との間に直列に接続されてい
る。好適に、入力118は後に説明するように低周波出力1
22にも接続されている。入力118、IF出力120、および低
周波出力122は、図4に示すように、同軸接続の形態と
することができる。
As shown in FIG. 4, the routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 is mounted on a conductive chassis 109, which is typically constructed of metallized plastic or metallized high resistance metal. The routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 preferably comprises an input resonator 110, a first intermediate resonator 112, a second intermediate resonator 114, and an output resonator 116. The chassis 109 is provided with openings for mounting related circuits in addition to the resonators 110, 112, 114, and 116. Resonator 11
0, 112, 114, and 116 are inputs 11 to which the input signal is applied
8 in series with the IF output 120, which is preferably configured from odd and even IF ports 106 and 107. Preferably, the input 118 is a low frequency output 1 as described below.
It is also connected to 22. Input 118, IF output 120, and low frequency output 122 can be in the form of coaxial connections, as shown in FIG.

【0017】入力共振器110は入力結合ループ126と結合
ループ128との間に取付けられたYIG球124を備えてい
る。共振器112は結合ループ128と結合ループ132との間
に取付けられたYIG球130を備えている。共振器114は結
合ループ132と結合ループ138との間に取付けられたYIG
球136を備えている。出力共振器116は結合ループ138と
出力結合ループ142との間に取付けられたYIG球140を備
えている。YIG球124、130、136、および140はそれぞれ
支持ロッド144、146、148、および150に支持されてお
り、これら支持ロッドは電気的に絶縁されており且つ非
磁性である。
The input resonator 110 comprises a YIG sphere 124 mounted between the input coupling loop 126 and the coupling loop 128. The resonator 112 comprises a YIG sphere 130 mounted between a coupling loop 128 and a coupling loop 132. Resonator 114 is a YIG mounted between coupling loop 132 and coupling loop 138.
It has a ball 136. Output resonator 116 comprises a YIG sphere 140 mounted between coupling loop 138 and output coupling loop 142. YIG spheres 124, 130, 136, and 140 are supported by support rods 144, 146, 148, and 150, respectively, which are electrically insulated and non-magnetic.

【0018】各結合ループ126、128、132、138、および
142は導電性である。入力結合ループ126は半ループを成
し、その第1の端は入力118に接続されている。結合ル
ープ128、132、および138は各々後続共振器を接続する
ための二重半ループから構成されている。出力結合ルー
プ142はIF出力120に接続されている半ループと動作上同
等の完全ループ構造を備えている。各共振器の入力およ
び出力結合ループは好適には直交しているが、性能をあ
まり低下させずに約10度まで直交からそらすことができ
る。図4に示すように、結合ループ126、128、132、13
8、および142はジグザグ模様に構成され、隣接共振器11
0、112、114、および116の間の間隔を所望どおりにする
ことができるようになっている。
Each coupling loop 126, 128, 132, 138, and
142 is electrically conductive. The input coupling loop 126 forms a half loop, the first end of which is connected to the input 118. Coupling loops 128, 132, and 138 each consist of a double half loop for connecting a subsequent resonator. The output coupling loop 142 has a full loop structure that is operationally equivalent to the half loop connected to the IF output 120. The input and output coupling loops of each resonator are preferably quadrature, but can be deviated from quadrature up to about 10 degrees without significant performance degradation. As shown in FIG. 4, the coupling loops 126, 128, 132, 13
8 and 142 are arranged in a zigzag pattern, and adjacent resonators 11
The spacing between 0, 112, 114, and 116 can be as desired.

【0019】図4に示すとおり、入力結合ループ126の
第1の端は入力118に接続されているが、結合ループ126
の第2の端はルーティング回路102に好適に接続されて
いる。一方において、ルーティング回路102は、周波数
範囲が、たとえば、0から2.9GHzまでの入力信号を低周
波出力122に結合する。低周波出力122には伝統的な低周
波信号処理部(図示せず)を接続することができる。他
方、ルーティング回路102は約2.7GHzより大きいRF入力
信号をYIG球124により入力結合ループ126から結合ルー
プ128に結合させる。ルーティング回路102については後
に更に詳細に説明する。高周波信号だけを処理しようと
する代わりの実施例では、ルーティング回路102は排除
されており、入力結合ループ126の第2の端は大地(共
通)に接続されている。
As shown in FIG. 4, the first end of input coupling loop 126 is connected to input 118, but coupling loop 126
The second end of is preferably connected to the routing circuit 102. On the other hand, the routing circuit 102 couples the input signal in the frequency range, for example 0 to 2.9 GHz, to the low frequency output 122. A conventional low frequency signal processor (not shown) can be connected to the low frequency output 122. On the other hand, the routing circuit 102 couples the RF input signal greater than about 2.7 GHz by the YIG sphere 124 from the input coupling loop 126 to the coupling loop 128. The routing circuit 102 will be described in more detail later. In an alternative embodiment that attempts to process only high frequency signals, the routing circuit 102 is eliminated and the second end of the input coupling loop 126 is connected to ground (common).

【0020】図5に示すように、外部DC磁界Hoは共振器
110、112、114、および116(図5では、それぞれYIG球1
24、130、136、および140で表されている)に加えられ
る。DC磁界Hoはコイル162を備えた電磁石160により発生
される。共振器110、112、114、および116は固定球164
と可回転磁極片166との間に設置されている。可回転磁
極片は本出願と同時にHassan Tanbakuchiの名前で出願
された同時係属中の出願、YIG−TUNED CIRCUIT WITH RO
TATABLE MAGNETIC POLEPIECE(回転可能磁極片を有するY
IG同調回路)に詳細に記されており、この開示をその全
体についてこの参照によりここに取入れてある。共振器
110、112、114、および116はDC磁界Hoの方向に垂直な平
面内に設置されるのが一般的である。DC磁界Hoの大きさ
を電磁石160のコイル162に流入する電流を制御して変え
ることにより、共振器110、112、114、および116の共振
周波数を所要周波数範囲に同調させる。特に、DC磁界Ho
が増大するにつれて、共振周波数は高くなる。
As shown in FIG. 5, the external DC magnetic field H o is
110, 112, 114, and 116 (in FIG. 5, YIG sphere 1
24, 130, 136, and 140). The DC magnetic field H o is generated by an electromagnet 160 with a coil 162. Resonators 110, 112, 114, and 116 are fixed spheres 164.
And the rotatable magnetic pole piece 166. The rotatable pole piece is a co-pending application, YIG-TUNED CIRCUIT WITH RO, filed concurrently with this application under the name Hassan Tanbakuchi.
TATABLE MAGNETIC POLEPIECE (Y with rotatable pole pieces
IG Tuning Circuit), the disclosure of which is incorporated herein in its entirety by this reference. Resonator
110, 112, 114, and 116, such information is generally placed in a plane perpendicular to the direction of the DC magnetic field H o. By varying the magnitude of the DC magnetic field H o to control the current flowing into the coil 162 of the electromagnet 160, causing the resonant frequency of the resonator 110, 112, 114, and 116 is tuned to the required frequency range. In particular, DC magnetic field H o
The resonant frequency becomes higher as ω increases.

【0021】再び図4を参照すると、YIG球支持ロッド1
44、146、148、および150はそれぞれ球位置決めアセン
ブリ184、186、188、および190に設置されている。球位
置決めアセンブリ184、186、188、および190はYIG球12
4、130、136、および140のそれぞれの位置を三つのデカ
ルト方向(すなわち、X軸、Y軸、およびZ軸に沿う方
向)に調節すること、およびそれぞれのYIG球の回転を
可能にする。球位置決めアセンブリ184、186、188、お
よび190は各YIG球が関連入出力結合ループに対して確実
に最適に位置決めされるようにする。加えて、球位置決
めアセンブリ184、186、188、および190はYIG球124、13
0、136、および140を各YIG球の結晶軸がDC磁界Hoに対し
て所要の向きになるように回転させる。球位置決めアセ
ンブリ184、186、188、および190については本出願と同
時にThomas W. Finkle およびTerry A. Jonesの名前で
出願された同時係属中の特願出願、YIG SPHERE POSITIO
NING APPARATUS(YIG球位置決め装置)に詳細に説明され
ており、その開示の全部をここにこの参照により取入れ
てある。
Referring again to FIG. 4, the YIG sphere support rod 1
44, 146, 148, and 150 are mounted on ball positioning assemblies 184, 186, 188, and 190, respectively. Sphere positioning assemblies 184, 186, 188, and 190 are YIG sphere 12
It allows the position of each of 4, 130, 136, and 140 to be adjusted in three Cartesian directions (ie, along the X, Y, and Z axes) and the rotation of each YIG sphere. Sphere positioning assemblies 184, 186, 188, and 190 ensure that each YIG sphere is optimally positioned with respect to its associated input / output coupling loop. In addition, the sphere positioning assemblies 184, 186, 188, and 190 have YIG spheres 124, 13
Rotate 0, 136, and 140 so that the crystal axis of each YIG sphere is in the required orientation with respect to the DC magnetic field H o . Sphere Positioning Assemblies 184, 186, 188, and 190, YIG SPHERE POSITIO, a co-pending patent application filed concurrently with this application under the names of Thomas W. Finkle and Terry A. Jones.
NING APPARATUS (YIG Sphere Positioning Device) is described in detail, the entire disclosure of which is incorporated herein by this reference.

【0022】図4に示すルーティングYIG同調共振器フ
ィルタおよびミキサ回路100の模範的実施例では、YIG球
124、130、136、および140の直径は約0.3mmであり、各
結合ループ126、128、132、138、および142の半径は約
0.4mmである。YIG球支持ロッド144、146、148、および1
50は好適には酸化アルミニウムである。結合ループ12
8、132、および138の端は接地されている。
In the exemplary embodiment of the routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 shown in FIG.
The diameter of 124, 130, 136, and 140 is approximately 0.3 mm, and the radius of each coupling loop 126, 128, 132, 138, and 142 is approximately
It is 0.4 mm. YIG sphere support rods 144, 146, 148, and 1
50 is preferably aluminum oxide. Binding loop 12
The ends of 8, 132, and 138 are grounded.

【0023】動作中、入力118で受信される入力信号は
入力結合ループ126を通して電流を流させる。ルーティ
ング回路102を備えている好適実施例では、たとえば、
0から2.9GHzまでの周波数の入力信号が、入力結合ルー
プ126からルーティング回路102を通って低周波出力122
に流れる。たとえば、2.7から26.5GHzまでの周波数の入
力信号は、結合ループ126にRF電流を生じ、これによりY
IG球124の近辺にRF磁界が発生する。YIG球124が存在し
なければ、RF磁界は直交結合ループ128に結合しない。
しかし、外部印加DC磁界HoがYIG球124にRF入力信号の周
波数と同じかまたはほとんど同じ共振周波数を持たせる
と、RF信号はYIG球124の双極子にRF信号の周波数で歳差
運動させる。歳差双極子は円偏波RF磁界を生じ、これが
結合ループ128と結合する。したがって、共振器110はYI
G球124の共振周波数と同じかまたはほとんど同じ周波数
のRF信号を伝える。共振器112、114、および116は同じ
ように動作して非常に選択的なチューナブルRF帯域通過
フィルタとなる。電磁石160のコイル162を通る電流を変
える働きをするDC磁界Hoを変えることにより、共振器11
0、112、114、および116から成るチューナブル帯域通過
フィルタの通過帯域が広い周波数範囲にわたり同調され
る。
In operation, the input signal received at input 118 causes current to flow through input coupling loop 126. In the preferred embodiment with routing circuit 102, for example,
An input signal at a frequency of 0 to 2.9 GHz is passed from the input coupling loop 126 through the routing circuit 102 to the low frequency output 122.
Flow to. For example, an input signal with a frequency from 2.7 to 26.5 GHz will cause an RF current in the coupling loop 126, which causes Y
An RF magnetic field is generated near the IG sphere 124. Without the YIG sphere 124, the RF field will not couple to the quadrature coupling loop 128.
However, when an externally applied DC magnetic field H o causes the YIG sphere 124 to have a resonant frequency at or near the frequency of the RF input signal, the RF signal causes the dipoles of the YIG sphere 124 to precess at the frequency of the RF signal. . The precession dipole produces a circularly polarized RF magnetic field, which couples with the coupling loop 128. Therefore, the resonator 110 is
It carries an RF signal at the same or nearly the same resonant frequency as the G sphere 124. Resonators 112, 114, and 116 operate in the same manner to become a very selective tunable RF bandpass filter. By varying the DC magnetic field H o which serves to vary the current through the coil 162 of the electromagnet 160, the resonator 11
The passband of the tunable bandpass filter consisting of 0, 112, 114, and 116 is tuned over a wide frequency range.

【0024】図4に示すルーティングYIG同調共振器フ
ィルタおよびミキサ回路100の実施例では、出力共振器1
16は影像向上二重平衡YIG同調ミキサ105をも備えてい
る。LO信号がLO入力194およびマイクロストリップ回路1
96を通してミキサ105に加えられる。LO入力194は図4に
示すように同軸接続の形にすることができる。好適に
は、ミキサ105のIF出力信号は、奇数または偶数のいず
れの高調波混合信号が生ずるかにより、分割されて奇数
IFポート106および偶数IFポート107から成るIF出力120
に現れる。ミキサ105については後に更に詳細に説明す
ることにする。しかし、最初に、ルーティング回路102
について次に説明することにする。
In the embodiment of the routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 shown in FIG. 4, the output resonator 1
The 16 also includes an image enhancement double balanced YIG tuned mixer 105. LO signal is LO input 194 and microstrip circuit 1
Add to mixer 105 through 96. LO input 194 can be in the form of a coaxial connection as shown in FIG. Preferably, the IF output signal of mixer 105 is divided into an odd number depending on whether an odd or even harmonic mixing signal occurs.
IF output 120 consisting of IF port 106 and even IF port 107
Appear in. The mixer 105 will be described in more detail later. But first, the routing circuit 102
Will be described next.

【0025】好適に、機械的マイクロ波リレースイッチ
は、図3に示すように、ルーティングYIG同調共振器フ
ィルタおよびミキサ回路100のYIG同調共振器フィルタと
共に二重分路PINダイオードを構成するルーティング回
路102を組込むことにより排除されている。本発明の一
つの局面では、ルーティング回路102は下記回路構成を
備えており、次のように、低周波帯および高周波帯の所
要スイッチング動作を交互に行う。図6に示すように、
入力118に加えられる入力信号は入力結合ループ126を通
して伝搬する。ルーティング回路102に関連する入力結
合ループ126および関連バイアス回路202は、後に更に詳
細に説明するように、低周波入力信号を低周波出力122
に伝えたり、高周波入力信号を入力共振器110を通して
結合ループ128に結合し、ダウンコンバートさせたりす
る低損失電子スイッチとなる。他方、たとえば、0から
2.9GHzまでの周波数範囲の入力信号は最大損失1dBで低
周波出力122に伝えられる。他方、2.9から26.5GHzまで
の周波数範囲のRF入力信号は入力結合ループ126により
入力共振器110に結合される。
Preferably, the mechanical microwave relay switch comprises a routing circuit 102 that forms a dual shunt PIN diode with the routing YIG tuned resonator filter and the YIG tuned resonator filter of mixer circuit 100, as shown in FIG. Are eliminated by incorporating. In one aspect of the present invention, the routing circuit 102 has the following circuit configuration, and alternately performs the required switching operation in the low frequency band and the high frequency band as follows. As shown in FIG.
The input signal applied to input 118 propagates through input coupling loop 126. The input coupling loop 126 associated with the routing circuit 102 and the associated bias circuit 202 provide a low frequency input signal to the low frequency output 122, as described in more detail below.
And a high-frequency input signal is coupled to the coupling loop 128 through the input resonator 110 and down-converted to form a low-loss electronic switch. On the other hand, for example, from 0
Input signals in the frequency range up to 2.9 GHz are transmitted to the low frequency output 122 with a maximum loss of 1 dB. On the other hand, the RF input signal in the frequency range from 2.9 to 26.5 GHz is coupled to the input resonator 110 by the input coupling loop 126.

【0026】図4および図6に示すように、ルーティン
グ回路102は、入力結合ループ126の第2の端と低周波出
力122との間に直列に接続された第1の伝送線TL1および
第2の伝送線TL2を備えている。ルーティング回路102
は、一方で、入力結合ループ126の第2の端と第1の伝
送線TL1との接合点と、他方で、大地との間に、直列に
接続されたコンデンサC1およびダイオードD1をも備えて
いる。ルーティング回路102は更に、一方で第1および
第2の伝送線TL1およびTL2を接合点と、他方で、大地と
の間に直列に接続されたコンデンサC2およびダイオード
D 2を備えている。ダイオードD1およびD2は好適にはPIN
ダイオードである。他に、ルーティング回路102はバイ
アス回路202を備えている。バイアス回路202は第1の端
がコンデンサC1とダイオードD1との接合点に接続されて
いる抵抗器R1、および第1の端がコンデンサC2とダイオ
ードD2との接合点に接続されている抵抗器R2を備えてお
り、抵抗器R1およびR2の各々の第2の端は抵抗器R3の第
1の端に接続されている。抵抗器R3の第2の端はインダ
クタLの第1の端に接続されているが、インダクタL
は、図4に示すように、好適には一連のコイルL1、L2
L3、およびL4から構成されている。コンデンサC3はイン
ダクタLの第2の端と大地との間に接続されている。バ
イアス電圧V+はインダクタLの第2の端に選択的に接続
されてダイオードD1およびD2を同時に「オン」にバイアス
する。その他の場合には、ダイオードD1およびD2は「オ
フ」である。
As shown in FIG. 4 and FIG.
Circuit 102 is coupled to the second end of input coupling loop 126 and the low frequency output.
The first transmission line TL connected in series with the force 1221and
Second transmission line TL2Is equipped with. Routing circuit 102
Is, on the other hand, a second end of the input coupling loop 126 and a first conductor.
Transmission line TL1In series between the junction with and on the other hand the earth
Connected capacitor C1And diode D1Also equipped with
There is. The routing circuit 102 further includes, on the one hand, the first and
Second transmission line TL1And TL2To the junction, and on the other hand to the ground
Capacitor C connected in series between2And diode
D 2Is equipped with. Diode D1And D2Is preferably a PIN
It is a diode. In addition, the routing circuit 102 is
The ass circuit 202 is provided. Bias circuit 202 has a first end
Is the capacitor C1And diode D1Connected to the junction with
Resistor R1, And the first end is capacitor C2And dio
D2Resistor R connected to the junction with2Equipped with
Resistor R1And R2The second end of each of the resistors is a resistor R3The first
It is connected to one end. Resistor R3The second end of the is inda
Connected to the first end of the inductor L
Is preferably a series of coils L, as shown in FIG.1, L2,
L3, And LFourIt consists of Capacitor C3Is in
It is connected between the second end of the ductor L and the ground. Ba
The bias voltage V + is selectively connected to the second end of the inductor L
Being a diode D1And D2Biased to "on" at the same time
To do. Diode D otherwise1And D2Is "O
"F".

【0027】動作中、0から2.9GHzまでの低周波入力信
号は、ダイオードD1およびD2を「オフ」にバイアスするこ
とにより、低周波出力122に、したがって低周波信号処
理部(図示せず)に導かれる。入力結合ループ126およ
び伝送線TL1およびTL2のインダクタンスおよびダイオー
ドD1およびD2の「オフ」キャパシタンスの組合わせによ
り、たとえば、2.9GHzより低い入力信号にはわずかしか
影響せず(すなわち、挿入損失≦1dB)、低周波出力12
2まで通過させる低域通過フィルタが作られる。2.7から
26.5GHzまでのRF入力信号については、ダイオードD1
よびD2は、バイアス電圧V+を加えることにより順方向バ
イアスされ(「オン」になる)、入力結合ループ126の第
2の端で低インピーダンスを示す。これによりRF入力信
号がYIG球124に確実に効率良く結合される。
In operation, a low frequency input signal from 0 to 2.9 GHz is applied to the low frequency output 122, and thus the low frequency signal processor (not shown), by biasing diodes D 1 and D 2 “off”. ). Due to the combination of the input coupling loop 126 and the inductance of the transmission lines TL 1 and TL 2 and the “off” capacitance of the diodes D 1 and D 2 , for example, input signals below 2.9 GHz are only slightly affected (ie the insertion Loss ≤ 1dB), low frequency output 12
A low pass filter is created that passes up to 2. From 2.7
For RF input signals up to 26.5 GHz, diodes D 1 and D 2 are forward biased (“turned on”) by applying a bias voltage V +, which provides a low impedance at the second end of input coupling loop 126. Show. This ensures that the RF input signal is efficiently coupled to the YIG sphere 124.

【0028】更に詳細に考察すると、ルーティング回路
102は次のように動作する。入力118に加えられる0から
2.9GHzまでの周波数範囲の信号は入力結合ループ126を
通って流れる。ダイオードD1およびD2を逆バイアスした
(「オフ」にした)状態で、ダイオードD1およびD2の「オ
フ」キャパシタンスは、入力結合ループ126および第1お
よび第2の伝送線TL1およびTL2のインダクタンスと協同
して、好適に6GHzの遮断周波数を有する低損失低域通
過フィルタを構成する。バイアス回路202は、入力信号
の周波数がたとえば約100MHzより高く上昇し、そのため
コンデンサC1およびC2のインピーダンスが減少するにつ
れて、抵抗器R1、R2、およびR3が入力結合ループ126の
第2の端と伝送線TL1との接合点に負荷として現れるよ
うに、構成されている。他に、コイルL1、L2、L3、およ
びL4、およびコンデンサC3から構成されるインダクタL
は、入力信号の周波数が増大するにつれて、抵抗器R1
R2、およびR3によりコンデンサC1およびC2に提示される
有効インピーダンスを増大させる。
Considering in more detail, the routing circuit
The 102 operates as follows. From 0 added to input 118
Signals in the frequency range up to 2.9 GHz flow through the input coupling loop 126. With diodes D 1 and D 2 reverse-biased (“off”), the “off” capacitances of diodes D 1 and D 2 are coupled to input coupling loop 126 and first and second transmission lines TL 1 and TL. Together with the inductance of 2 , a low loss low pass filter with a cutoff frequency of preferably 6 GHz is constructed. Biasing circuit 202 causes resistors R 1 , R 2 , and R 3 to be coupled to the first of input coupling loop 126 as the frequency of the input signal rises above, for example, about 100 MHz, thus reducing the impedance of capacitors C 1 and C 2 . It is configured to appear as a load at the junction between the end of 2 and the transmission line TL 1 . In addition, an inductor L composed of coils L 1 , L 2 , L 3 , and L 4 and a capacitor C 3
Is a resistor R 1 , as the frequency of the input signal increases,
R 2 and R 3 increase the effective impedance presented to capacitors C 1 and C 2 .

【0029】2.7から26.5GHzまでの周波数範囲のRF入力
信号については、ダイオードD1およびD2は順方向バイア
スされる(「オン」になる)。その結果、ダイオードD1
入力結合ループ126の第2の端でのインピーダンスを非
常に低くし、RF入力信号をYIG球124を通して結合ループ
128に結合させる。低周波出力122はダイオードD1および
コンデンサC1および関連接続インダクタンスの直列結合
と並列に未知のインピーダンスに接続されているので、
2.7から26.5GHzまでの周波数帯の或る周波数で、コンデ
ンサC2およびダイオードD2が存在しない場合、並列共振
が生じ得る。しかし、順バイアスされている(「オン」に
なっている)ダイオードD2およびコンデンサC2が存在す
れば、低周波出力122に接続されている未知のインピー
ダンスがコンデンサC2およびダイオードD2の低い「オン」
抵抗の直列結合によりロードされ、未知のインピーダン
スが低周波出力122に接続されている状態でコンデンサC
1およびダイオードD2の並列共振の可能性が回避され
る。
For RF input signals in the frequency range from 2.7 to 26.5 GHz, diodes D 1 and D 2 are forward biased (“turned on”). As a result, the diode D 1 has a very low impedance at the second end of the input coupling loop 126, allowing the RF input signal to be coupled through the YIG sphere 124.
Combine to 128. The low frequency output 122 is connected to an unknown impedance in parallel with a series combination of diode D 1 and capacitor C 1 and associated connecting inductance,
At some frequencies in the frequency band from 2.7 to 26.5 GHz, parallel resonance can occur if capacitor C 2 and diode D 2 are not present. However, if there is a diode D 2 and a capacitor C 2 that are forward biased (“on”), the unknown impedance connected to the low frequency output 122 will be low for capacitor C 2 and diode D 2 . "on"
Capacitor C with an unknown impedance connected to the low frequency output 122, loaded by a series combination of resistors.
The possibility of parallel resonance of 1 and diode D 2 is avoided.

【0030】再び図4を参照すると、ルーティングYIG
同調共振器フィルタおよびミキサ回路100において、共
振器110、112、114、および116から構成されている4段
のYIG同調帯域通過フィルタまたはプリセレクタ104を使
用して高度の選択性(影像および倍数の混合結果信号を
90dB以上除去する)を達成している。2.7から26.5GHzま
での周波数範囲のRF入力信号はプリセレクタ104の第
1、第2、および第3段により濾波され、次いで第4段
に加えられる。共振器116から成る第4段は第4フィル
タ段および影像向上二重平衡YIG同調ミキサ105の両者と
して動作し、RF入力信号を所定のIF出力信号にダウンコ
ンバートする。
Referring again to FIG. 4, the routing YIG
In the tuned resonator filter and mixer circuit 100, a four stage YIG tuned bandpass filter or preselector 104 composed of resonators 110, 112, 114 and 116 is used to provide a high degree of selectivity (image and multiple Mixed result signal
90 dB or more) is achieved. The RF input signal in the frequency range from 2.7 to 26.5 GHz is filtered by the first, second and third stages of the preselector 104 and then added to the fourth stage. The fourth stage, consisting of the resonator 116, acts both as the fourth filter stage and as the image enhancing double balanced YIG tuned mixer 105, down converting the RF input signal to the desired IF output signal.

【0031】図7はプリセレクタ104の第4段の他に影
像向上二重平衡YIG同調ミキサ105の概要図を示してい
る。図4、図7、および図8に示すように、ミキサ105
は結合ループ138の第2の半ループおよび完全出力結合
ループ142から構成されている。出力結合ループ142はコ
ンデンサC4により第1の端で終わり、ダイオードD3
D4、D5、およびD6を備えたダイオードブリッジから成る
モノリシックGaAsダイオード集積回路により第2の端で
終わっている。ダイオードD3、D4、D5、およびD6は好適
にはショットキダイオードである。ダイオードD3、D4
D5、およびD6をバイアスする必要はない。ミキサ105は
コンデンサC4のそれぞれの端と大地との間に接続された
コンデンサC5をも備えている。ミキサ105は更に、出力
結合ループ142の第1の端でコンデンサC4と並列に接続
されている入力を有する第1のIF平衡不平衡変成器302
を備えている。IF平衡不平衡変成器302は偶数高調波IF
平衡不平衡変成器として動作する。IF平衡不平衡変成器
302の出力は奇数IFポート107に接続されている。
FIG. 7 shows a schematic diagram of the image enhancing double balanced YIG tuning mixer 105 in addition to the fourth stage of the preselector 104. As shown in FIGS. 4, 7, and 8, the mixer 105
Is composed of the second half loop of coupling loop 138 and full output coupling loop 142. The output coupling loop 142 ends at the first end with a capacitor C 4 , and a diode D 3 ,
It terminates at the second end with a monolithic GaAs diode integrated circuit consisting of a diode bridge with D 4 , D 5 , and D 6 . Diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 are preferably Schottky diodes. Diodes D 3 , D 4 ,
There is no need to bias D 5 and D 6 . The mixer 105 also comprises a capacitor C 5 connected between each end of the capacitor C 4 and ground. The mixer 105 further includes a first IF unbalance transformer 302 having an input connected in parallel with a capacitor C 4 at a first end of the output coupling loop 142.
Is equipped with. IF balanced-unbalanced transformer 302 is an even harmonic IF
Operates as a balanced-unbalanced transformer. IF balanced-unbalanced transformer
The output of 302 is connected to odd IF port 107.

【0032】図4および図7に示すように、影像向上二
重平衡YIG同調ミキサ105は別にダイオードブリッジD3
D4、D5、およびD6を横断して接続されているコンデンサ
C6を備えている。ミキサ105は更にコンデンサC6を横断
して直列に接続されているコンデンサC7を備えている。
コンデンサC7の間の接合点はLO入力194に接続されてい
る。影像向上二重平衡YIG同調ミキサ105は第1の端が一
方においてコンデンサC6のそれぞれの接合点に、他方に
おいてコンデンサC7に接続されているインダクタL5およ
びL6をも備えている。ミキサ105は更に入力がインダク
タL5およびL6の第2の端を横断して接続されている第2
のIF平衡不平衡変成器304を備えている。IF平衡不平衡
変成器104は基本波および奇数高調波IF平衡不平衡変成
器として動作する。IF平衡不平衡変成器304の出力は奇
数IFポート106に接続されている。最後に、ミキサ105
は、一方においてインダクタL5とIF平衡不平衡変成器30
4との、およびインダクタL6とIF平衡不平衡変成器304と
のそれぞれの接合点と、他方において大地との間に接続
されているコンデンサC8を備えている。
As shown in FIGS. 4 and 7, the image enhancement double balanced YIG tuned mixer 105 has a diode bridge D 3 ,
Capacitors Connected Across D 4 , D 5 , and D 6
It has a C 6 . The mixer 105 further comprises a capacitor C 7 connected in series across the capacitor C 6 .
The junction between capacitors C 7 is connected to LO input 194. The image-enhancing double-balanced YIG tuned mixer 105 also comprises inductors L 5 and L 6 whose first end is connected to the respective junction of the capacitor C 6 on the one hand and to the capacitor C 7 on the other hand. Mixer 105 further includes a second input whose input is connected across the second ends of inductors L 5 and L 6 .
The IF balance unbalance transformer 304 is provided. The IF balance-unbalance transformer 104 operates as a fundamental wave and odd harmonic IF balance-unbalance transformer. The output of the IF balance / unbalance transformer 304 is connected to the odd IF port 106. Finally, the mixer 105
On the one hand is the inductor L 5 and the IF balanced-unbalanced transformer 30
4 and a capacitor C 8 connected between the respective junctions of the inductor L 6 and the IF unbalance transformer 304, and on the other hand to ground.

【0033】YIG球140は結合ループ138を通って流れるR
F入力信号をコンデンサC4を介して出力結合ループ142に
流入する平衡円形電流に変換する。出力結合ループ142
およびコンデンサC4の組合わせはチューナブルマイクロ
波平衡不平衡変成器として有効に動作する。循環RF入力
信号はLO入力194に加えられるLO信号、またはLO信号の
適切な高調波と混合し、奇数または偶数IFポート106ま
たは107にそれぞれ奇数または偶数高調波混合信号を生
ずる。影像および倍数混合信号の向上を達成するには、
コンデンサC4およびC6を取入れ、高周波混合信号(すな
わち、≧3GHz)をミキサ105に逆反射して再混合する。
これは非常に効率の良いミキサになる。奇数または偶数
IFポート106または107に流れる混合信号は所定のIF信号
(たとえば、fIF=310.7MHz)だけである。図7に示す
とおり、所要の高調波混合信号の選択は、プリセレクタ
104をRF入力信号に同調させ、正しいLO信号をミキサ105
に加え、IFスイッチ108を奇数または偶数IFポート106ま
たは107に切替えることにより行われる。
The YIG sphere 140 is R flowing through the coupling loop 138.
The F input signal is converted to a balanced circular current that flows into output coupling loop 142 via capacitor C 4 . Output coupling loop 142
And the combination of the capacitor C 4 works effectively as a tunable microwave balanced-unbalanced transformer. The circulating RF input signal mixes with the LO signal applied to the LO input 194, or an appropriate harmonic of the LO signal, resulting in an odd or even harmonic mixed signal at the odd or even IF port 106 or 107, respectively. To achieve improved image and multiple mixed signals,
Capacitors C 4 and C 6 are included and the high frequency mixed signal (ie, ≧ 3 GHz) is retroreflected to mixer 105 and remixed.
This is a very efficient mixer. Odd or even
The only mixed signal that flows to the IF port 106 or 107 is a predetermined IF signal (for example, f IF = 310.7 MHz). As shown in Fig. 7, the required harmonic mixed signal is selected by the preselector.
Tune the 104 to the RF input signal and get the correct LO signal to the mixer 105
In addition, by switching the IF switch 108 to the odd or even IF port 106 or 107.

【0034】LOおよび奇数高調波IF信号はコンデンサC7
およびC8およびインダクタL5およびL6を通して二重通信
可能にされる。ノード1、2、5、および6はRF入力信
号に対する仮想接地ポートである。ノード5および6は
LO信号に対するAC接地ノードであり、コンデンサC5を通
るLO戻り径路を作る。奇数高調波混合信号はノード1に
流入し、ノード2から流出する。ノード3および4は奇
数高調波混合信号(すなわち、fIF=(2n+1)fLO±fRF
に対する仮想接地ポートである。コンデンサC6は高周波
では奇数IF創生信号に対して短絡される。高周波短絡は
高周波奇数高調波混合信号をミキサ105に逆反射して再
混合させる。この再混合は所定IFにおけるミキサ105の
効率を増大する(すなわち、影像および倍数の向上)。
同時に、所定IF信号はIF平衡不平衡変成器304に流れる
ことができる。偶数混合創生信号はノード4から流出
し、ノード3に流入する。また、ノード1および2は偶
数混合信号(すなわち、fIF=2nfLO±fRF)に対する仮
想接地ポートである。コンデンサC4は高周波では偶数高
調波IF創生信号に対し短絡となる。高周波短絡は高周波
偶数高調波混合信号をミキサ305に逆反射して再混合さ
せる。この再混合により所定IFにおけるミキサ105の効
率が増大し(すなわち、影像および倍数の向上)、所定
のIFだけがIF平衡不平衡変成器302に流れることができ
る。奇数および偶数IFポート106および107は絶縁されて
いる。それ故、奇数IFポート106は偶数IFポート107をロ
ードしない。逆も同様。
The LO and odd harmonic IF signals are fed by capacitor C 7
And duplexed through C 8 and inductors L 5 and L 6 . Nodes 1, 2, 5, and 6 are virtual ground ports for RF input signals. Nodes 5 and 6
The AC ground node for the LO signal, creating the LO return path through capacitor C 5 . The odd harmonic mixed signal enters node 1 and exits node 2. Nodes 3 and 4 are odd harmonic mixed signals (ie, f IF = (2n + 1) f LO ± f RF ).
Is a virtual ground port for. Capacitor C 6 is shorted to the odd IF creation signal at high frequencies. The high frequency short circuit retroreflects the high frequency odd harmonic mixed signal back to mixer 105 for remixing. This remixing increases the efficiency of mixer 105 at a given IF (ie, image and multiple enhancement).
At the same time, a given IF signal can flow to the IF balance / unbalance transformer 304. The even mixed creation signal flows out from the node 4 and flows into the node 3. Also, nodes 1 and 2 are virtual ground ports for even mixed signals (ie, f IF = 2nf LO ± f RF ). The capacitor C 4 becomes a short circuit for the even harmonic IF generation signal at high frequencies. The high frequency short circuit retroreflects the high frequency even harmonic mixed signal back to mixer 305 for remixing. This remixing increases the efficiency of the mixer 105 at a given IF (ie, image and multiple enhancement) so that only the given IF can flow to the IF balance-unbalance transformer 302. The odd and even IF ports 106 and 107 are isolated. Therefore, odd IF port 106 does not load even IF port 107. The reverse is also true.

【0035】LO、RF、および偶数および奇数IF電流の信
号径路は図9Aに示す影像向上二重平衡YIG同調ミキサ105
の概要図と関連して更に詳細に検討することができる。
LO信号はコンデンサC7を通して加えられる。インダクタ
L5およびL6およびコンデンサC8の組合わせはLO信号に対
して高インピーダンスとして現れ、このためLO信号電力
にはほとんど影響しない。LO電流は、LO信号の正の半サ
イクル期間中はダイオードD4およびD6を通って流れ、LO
信号の負の半サイクル期間中はダイオードD3およびD5
通って流れ、これらダイオードは出力結合ループ142お
よびコンデンサC5と直列になっているが、それぞれのダ
イオード対を交互に順バイアスして導通状態にする。LO
信号は、完全な出力結合ループ142は結合ループ138と直
交しているので、結合ループ138の第2の半ループを構
成するRF入力から絶縁されている。LO電流は共通モード
で出力結合ループ142を通って流れ、YIG球140はRF入力
信号の周波数に同調される。
The signal paths for the LO, RF, and even and odd IF currents are shown in FIG. 9A as image enhancement double balanced YIG tuned mixer 105.
Further details can be considered in connection with the schematic diagram of FIG.
The LO signal is applied through capacitor C 7 . Inductor
The combination of L 5 and L 6 and the capacitor C 8 appears as a high impedance to the LO signal, little effect on the order LO signal power. The LO current flows through diodes D 4 and D 6 during the positive half cycle of the LO signal,
During the negative half cycle of the signal, it flows through diodes D 3 and D 5 , which are in series with output coupling loop 142 and capacitor C 5 , but with forward biasing of each diode pair. Turn it on. LO
The signal is isolated from the RF inputs that make up the second half-loop of the coupling loop 138 because the complete output coupling loop 142 is orthogonal to the coupling loop 138. The LO current flows through the output coupling loop 142 in common mode and the YIG sphere 140 is tuned to the frequency of the RF input signal.

【0036】各ダイオードD3、D4、D5、およびD6は、図
9Bに示すように、時間変化インダクタンスで表すことが
できる。コンダクタンスg(t)は、LO信号の正の半サイク
ルにより駆動されるようなダイオードD4およびD6の時間
依存コンダクタンスを表す。同様に、ダイオードD3およ
びD5はLO信号の負の半サイクルにより駆動され、g(t+T
/2)により表される。ここでTはLO信号の周期である。
フィルタの第3段からのRF入力信号は結合ループ138の
第2の半ループに加えられる。これにより完全出力結合
ループ142に平衡循環RF電流が誘導される。ノード1、
ノード2、ノード3、およびノード4はRF入力信号に対
する仮想接地ポートである。故に、RF入力信号はLO入力
194および奇数および偶数IFポート106および107から絶
縁される。
Each diode D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 is
It can be represented by a time-varying inductance, as shown in 9B. Conductance g (t) represents the time-dependent conductance of diodes D 4 and D 6 as driven by the positive half cycle of the LO signal. Similarly, diodes D 3 and D 5 are driven by the negative half cycle of the LO signal and g (t + T
/ 2). Here, T is the period of the LO signal.
The RF input signal from the third stage of the filter is applied to the second half loop of coupling loop 138. This induces a balanced circulating RF current in the full output coupling loop 142. Node 1,
Node 2, node 3, and node 4 are virtual ground ports for RF input signals. Therefore, the RF input signal is the LO input
Isolated from 194 and odd and even IF ports 106 and 107.

【0037】図9Cに示したように、ダイオードD3、D4
D5、およびD6を通る電流は次の方程により与えられる。 i1(t)=VRF・g(t+T/2) i2(t)=VRF・g(t) i3(t)=−VRF・g(t+T/2) i4(t)=−VRF・g(t)
As shown in FIG. 9C, the diodes D 3 , D 4 ,
The current through D 5 and D 6 is given by: i 1 (t) = V RF · g (t + T / 2) i 2 (t) = V RF · g (t) i 3 (t) = − V RF · g (t + T / 2) i 4 (t) = −V RF・ g (t)

【0038】上記方程式のフーリエ変換を行うことによ
り、LO信号、RF入力信号、および混合生成信号のすべて
の組合わせの周波数の電流を解析することができる。次
の方程式の星印(*)は相乗関数(convolution function)
を表す。 i1(f)=VRF(f)*G(f)・exp(j2πfT/2) i2(f)=VRF(f)*G(f) i3(f)=−VRF(f)*G(f)・exp(j2πfT/2) i4(f)=−VRF(f)*G(f) 電流i1(f)、i2(f)、i3(f)、およびi4(f)は周波数領域に
おけるLO信号とRF入力信号との間の可能なすべての混合
信号を表している。
By performing the Fourier transform of the above equation, it is possible to analyze the current at frequencies for all combinations of LO signals, RF input signals, and mixed product signals. The asterisk ( * ) in the following equation is the convolution function
Represents i 1 (f) = V RF (f) * G (f) ・ exp (j2πfT / 2) i 2 (f) = V RF (f) * G (f) i 3 (f) = -V RF (f ) * G (f) ・ exp (j2πfT / 2) i 4 (f) = −V RF (f) * G (f) current i 1 (f), i 2 (f), i 3 (f), and i 4 (f) represents all possible mixed signals between the LO signal and the RF input signal in the frequency domain.

【0039】下に示す電流I1(f)、I2(f)、I3(f)、およ
びI4(f)はダイオードブリッジD3、D4、D5、およびD6
ら流出してノード1乃至4に流入する電流である。 I1(f) = i1(f) −i2(f) = V RF (f) * G(f)[exp(j πfT) −1] I2(f) = i4(f) −i3(f) = V RF (f) * G(f)[exp(j πfT) −1] I3(f) = i1(f) −i4(f) = V RF (f) * G(f)[exp(j πfT) +1] I4(f) = i2(f) −i3(f) = V RF (f) * G(f)[exp(j πfT) +1] LOが純粋な正弦波信号であるスペクトラムアナライザの
場合には、これらの方程式を次のようにすることができ
る。
The currents I 1 (f), I 2 (f), I 3 (f), and I 4 (f) shown below flow out of the diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6. This is a current flowing into the nodes 1 to 4. I 1 (f) = i 1 (f) −i 2 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (j πfT) −1] I 2 (f) = i 4 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (j πfT) −1] I 3 (f) = i 1 (f) −i 4 (f) = V RF (f) * G ( f) [exp (j πfT) +1] I 4 (f) = i 2 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (j πfT) +1] LO is pure For a spectrum analyzer that is a sinusoidal signal, these equations can be written as:

【0040】[0040]

【数1】 [Equation 1]

【0041】方程式1および2においては、fLO=1/Tで
あるから、式[exp(jnπfLOT)−1]は式[exp(jnπ)−1]に
なり、その実数部分はnが偶数に相当するとき0に等し
い。また、式[exp(jnπfLOT)+1]は式[exp(jnπ)+1]に
なり、その実数部分はnが奇数に相当するとき0に等し
い。方程式1および2を次の方程式に変形することがで
きる。
In equations 1 and 2, since f LO = 1 / T, the expression [exp (jnπf LO T) −1] becomes the expression [exp (jnπ) −1], and the real part of n is It is equal to 0 when it corresponds to an even number. Also, the expression [exp (jnπf LO T) +1] becomes the expression [exp (jnπ) +1], and its real part is equal to 0 when n corresponds to an odd number. Equations 1 and 2 can be transformed into the following equations:

【0042】[0042]

【数2】 [Equation 2]

【0043】方程式3からノード1および2に流入する
電流の実数部分はRF入力信号と混合するLO信号の奇数高
調波だけであることが明らかである。偶数高調波混合信
号は相殺されている。同様に、方程式4からノード3お
よび4に流入する電流の実数部分はRF入力信号と混合さ
れているLO信号の偶数高調波だけであることが明らかで
ある。奇数高調波混合信号は相殺されている。したがっ
て、ミキサ105は互いに絶縁されている奇数および偶数
ポートを備えた奇数および偶数高調波ミキサとして動作
する。ルーティング回路102および影像向上二重平衡YIG
同調ミキサ105の要素のパラメータ値はルーティングYIG
同調共振器フィルタおよびミキサ回路100が動作しよう
としている周波数範囲によって変わる。0から26.5GHz
で動作しようとするルーティングYIG同調共振器フィル
タおよびミキサ回路100の一実施例の場合には、要素の
パラメータ値は次のとおりである。
From equation 3 it is clear that the real part of the current flowing into nodes 1 and 2 is only the odd harmonics of the LO signal which mix with the RF input signal. The even harmonic mixed signals are canceled. Similarly, it is clear from Equation 4 that the real part of the current flowing into nodes 3 and 4 is only the even harmonics of the LO signal mixed with the RF input signal. The odd harmonic mixed signals are canceled. Therefore, the mixer 105 operates as an odd and even harmonic mixer with the odd and even ports isolated from each other. Routing circuit 102 and image enhanced double balanced YIG
The parameter values of the elements of the tuning mixer 105 are routing YIG
It depends on the frequency range in which the tuned resonator filter and mixer circuit 100 is intended to operate. 0 to 26.5 GHz
For one embodiment of a routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 intended to operate at, the parameter values for the elements are:

【0044】コンデンサ: C1=27pF C2=150pF C3=1500pF C4=6pF C5=4pF C6=4pF C7=5pF C8=4pFCapacitor: C 1 = 27pF C 2 = 150pF C 3 = 1500pF C 4 = 6pF C 5 = 4pF C 6 = 4pF C 7 = 5pF C 8 = 4pF

【0045】インダクタ: L(L1、L2、L3、およびL4)=40nH L5=8nH L6=8nH 抵抗器: R1=10Ω R2=10Ω R3=350ΩInductor: L (L 1 , L 2 , L 3 , and L 4 ) = 40nH L 5 = 8nH L 6 = 8nH Resistor: R 1 = 10Ω R 2 = 10Ω R 3 = 350Ω

【0046】ルーティングYIG同調共振器フィルタおよ
びミキサ回路100のこのような構成は感度が向上した、
典型的には<−144dBm/Hz、および周波数応答が向上し
た、典型的には<±2.2dB、スペクトラムアナライザと
なる。正しい混合信号を選択するには、プリセレクタ10
4を注目するRF入力信号の周波数に同調させ、正しいLO
信号周波数を選択し、IFスイッチ108を正しい奇数また
は偶数IFポート106または107に切替えることにより行
う。基本的混合の一例は次のとおりである。 fRF=4GHz (プリセレクタ104を4GHzに同調させる) fLO=4.3GHz
Such a configuration of the routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 has improved sensitivity,
The spectrum analyzer is typically <-144 dBm / Hz, and the frequency response is improved, typically <± 2.2 dB. Preselector 10 to select the correct mixed signal
Tune 4 to the frequency of the RF input signal of interest and
This is done by selecting the signal frequency and switching the IF switch 108 to the correct odd or even IF port 106 or 107. An example of basic mixing is as follows. f RF = 4GHz (tunes preselector 104 to 4GHz) f LO = 4.3GHz

【0047】ノード1およびノード2:奇数高調波混合
信号fIF=(2n+1)fLO±fRFのみ(ノード1および2には
偶数高調波混合信号は存在しない。) n=0の場合、 4.3±4GHz 8.3GHz( コンデンサC6により短絡される) 0.3GHz(IF 平衡不平衡変成器304を通して流れる) n=1の場合、 12±4.3GHz 16.3GHz( コンデンサC6により再循環され
る) 7.7GHz( コンデンサC6により再循環される)
Node 1 and Node 2: Odd harmonic mixed signal f IF = (2n + 1) f LO ± f RF only (No even harmonic mixed signal exists at Nodes 1 and 2.) When n = 0, 4.3 ± 4 GHz 8.3 GHz (shorted by capacitor C 6 ) 0.3 GHz (flows through IF balanced-unbalanced transformer 304), if n = 1, 12 ± 4.3 GHz 16.3 GHz (recycled by capacitor C 6 ) 7.7 GHz (Recycled by capacitor C 6 )

【0048】ノード3およびノード4には奇数高調波混
合信号は存在しない。 ノード3およびノード4:偶数高調波混合信号fIF=2nf
LO±fRFのみ(ノード3およびノード4には奇数高調波
混合信号は存在しない。) n=1の場合、 8.3±4GHz 12.3GHz( コンデンサC4により再循環され
る) 4.3GHz( コンデンサC4により再循環される) n=2、3、4、‥‥、mの場合、結果は同じである。
故に、IFスイッチ108は奇数IFポート106に接続される。
There are no odd harmonic mixing signals at nodes 3 and 4. Node 3 and node 4: Even harmonic mixed signal f IF = 2nf
LO ± f RF only (the odd harmonic mixing the node 3 and node 4 are not present.) For n = 1, 8.3 ± 4GHz 12.3GHz ( recirculated by capacitor C 4) 4.3 GHz (the capacitor C 4 The results are the same for n = 2, 3, 4, ..., M.
Therefore, the IF switch 108 is connected to the odd IF port 106.

【0049】第2の高調波混合の例は次のとおりであ
る。 fRF=8.3GHz (プリセレクタ104を8.3GHzに同調させる) fLO=4GHz 第2高調波混合 ノード1およびノード2:奇数高調波混合信号fIF=(2n
+1)fLO±fRFのみ(ノード1および2には偶数高調波混
合信号は存在しない。) n=0の場合、 4±8.3GHz 12.3GHz( コンデンサC6により再循環され
る) 4.3GHz( コンデンサC6により再循環される) n=1の場合、 12±8.3GHz 20.3GHz(コンデンサC6により再循環され
る) 3.7GHz(コンデンサC6により再循環される)
An example of the second harmonic mixing is as follows. f RF = 8.3 GHz (tunes preselector 104 to 8.3 GHz) f LO = 4 GHz 2nd harmonic mixing node 1 and node 2: odd harmonic mixing signal f IF = (2n
+1) f LO ± f RF only (no even harmonic mixing signals on nodes 1 and 2) for n = 0, 4 ± 8.3GHz 12.3GHz (recirculated by capacitor C 6 ) 4.3GHz ( when the capacitor C 6 of recycled is) n = 1, 12 ± 8.3GHz 20.3GHz ( recirculated by capacitor C 6) 3.7 GHz (recirculated by capacitor C 6)

【0050】ノード3およびノード4:偶数高調波混合
信号fIF=2nfLO±fRFのみ(ノード3およびノード4に
は奇数高調波混合信号は存在しない。) n=1の場合、 |8±8.3|GHz 0.3GHz(偶数IF平衡不平衡変成器302に
流れる) 16.3GHz(コンデンサC4により再循環される) n=2の場合、 |16±8.3|GHz 24.3GHz( コンデンサC4により再循
環される) 7.7GHz( コンデンサC4により再循環される) 故に、IFスイッチ108はIFポート107に接続される。
Node 3 and node 4: Even harmonic mixed signal f IF = 2nf LO ± f RF only (no odd harmonic mixed signal exists at node 3 and node 4) When n = 1, | 8 ± 8.3 | GHz 0.3GHz (flows to even IF balanced / unbalanced transformer 302) 16.3GHz (recycled by capacitor C 4 ) When n = 2, | 16 ± 8.3 | GHz 24.3GHz (recycled by capacitor C 4) 7.7 GHz (recycled by capacitor C 4 ), the IF switch 108 is therefore connected to the IF port 107.

【0051】ルーティングYIG同調共振器フィルタおよ
びミキサ回路の上述の実施例の変換損失測定値は基本波
混合について12dB、第2高調波混合について14dB、第4
高調波混合について16dBであった。この変換損失はルー
ティング回路102、プリセレクタ104、IF平衡不平衡変成
器302および304を含むミキサ105、およびIFスイッチ108
の損失に相当する。ルーティング回路102、プリセレク
タ104、IF平衡不平衡変成器302および304、およびIFス
イッチ108を除いた状態では、結果は基本波混合に対し
て約4dB、第2高調波混合に対して6dB、および第4高
調波混合に対して8dBの変換損失を有するミキサに対応
する。これは典型的には基本波、第2、および第4高調
波混合に対してそれぞれ8、12、および22dBの変換損失
を有する現存のバイアス式高調波ミキサに対してかなり
な改善である。挿入損失および平坦度に関する他の改善
は、プリセレクタ104を有する集積ミキサ105からも明ら
かである。3次切片(TOI)は一般的に±20dBmより大き
い。
The conversion loss measurements of the above-described embodiment of the routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit are 12 dB for fundamental mixing, 14 dB for second harmonic mixing, and 4 dB.
It was 16 dB for harmonic mixing. This conversion loss is due to the routing circuit 102, the preselector 104, the mixer 105 including the IF unbalance transformers 302 and 304, and the IF switch 108.
Equivalent to the loss of. With routing circuit 102, preselector 104, IF unbalance transformers 302 and 304, and IF switch 108 removed, the result is about 4 dB for fundamental mixing, 6 dB for second harmonic mixing, and It corresponds to a mixer with a conversion loss of 8 dB for the 4th harmonic mixing. This is a significant improvement over existing biased harmonic mixers, which typically have conversion losses of 8, 12, and 22 dB for fundamental, second, and fourth harmonic mixing, respectively. Other improvements in insertion loss and flatness are also apparent from integrated mixer 105 with preselector 104. Third-order intercept (TOI) is generally greater than ± 20 dBm.

【0052】ルーティングYIG同調共振器フィルタおよ
びミキサ回路100を高性能可搬型マイクロ波スペクトラ
ムアナライザに組込むと、以前の調和混合フロントエン
ドに比較して第4高調波混合で感度が16dBも向上してい
る。比較すると、この性能レベルを高周波において越え
ることができるのは基本波混合スペクトラムアナライ
ザ、たとえば、カリフォルニア州パロアルトのヒューレ
ット・パッカード社から入手し得るHP 71210Cモジュー
ル式スペクトラムアナライザ、だけである。
When the routing YIG tuned resonator filter and mixer circuit 100 is incorporated into a high performance portable microwave spectrum analyzer, the sensitivity is improved by 16 dB with 4th harmonic mixing compared to the previous harmonic mixing front end. . By comparison, this performance level can only be exceeded at high frequencies by a fundamental mixing spectrum analyzer, such as the HP 71210C modular spectrum analyzer available from Hewlett-Packard Company, Palo Alto, CA.

【0053】図4、図7、図8、および図9は奇数また
は偶数高調波混合に基づきスイッチIF出力信号を発生す
る影像向上二重平衡YIG同調ミキサを示しているが、図1
0はLO信号の基本波または奇数高調波信号をRF入力信号
と混合して所定の低周波IF信号出力を作る影像向上二重
平衡YIG同調ミキサ305の概要図である。図10に示すよう
に、ミキサ305は結合ループ138の第2の半ループおよび
完全出力結合ループ142を備えており、出力結合ループ1
42は第1の端で連続で、LO入力194に接続されている。
出力結合ループ142は、ダイオードD3、D4、D5、およびD
6から成るダイオードブリッジから構成されるモノリシ
ックGaAsダイオード集積回路により第2の端で終わって
いる。ダイオードD3、D4、D5、およびD6は好適にはショ
ットキダイオードである。ミキサ305はダイオードブリ
ッジD3、D4、D5、およびD6を横断して接続されているコ
ンデンサC9をも備えている。ミキサ305は更に入力がダ
イオードブリッジD3、D4、D5、およびD6を横断して接続
されている単独IF平衡不平衡変成器306を備えている。I
F平衡不平衡変成器306は基本波および奇数高調波IF平衡
不平衡変成器として動作する。IF平衡不平衡変成器306
の出力は奇数IFポート106に接続されている。最後に、
ミキサ305は一方におけるダイオードブリッジD3、D4、D
5、およびD6とIF平衡不平衡変成器306とのそれぞれの接
合点と、他方における大地との間に接続されたコンデン
サC10を備えている。ミキサ305に関連する偶数IFポート
107は存在しない。その結果、IFスイッチ108は不要であ
る。
4, FIG. 7, FIG. 8 and FIG. 9 show an image enhanced double balanced YIG tuned mixer that produces a switched IF output signal based on odd or even harmonic mixing.
Reference numeral 0 is a schematic diagram of an image enhancement double-balanced YIG tuning mixer 305 that mixes the fundamental or odd harmonics of the LO signal with the RF input signal to produce a predetermined low frequency IF signal output. As shown in FIG. 10, the mixer 305 comprises a second half loop of the coupling loop 138 and a full output coupling loop 142.
42 is continuous at the first end and is connected to the LO input 194.
Output coupling loop 142 includes diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D
It terminates at the second end with a monolithic GaAs diode integrated circuit consisting of a diode bridge consisting of six . Diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 are preferably Schottky diodes. The mixer 305 is also provided with a diode bridge D 3, D 4, D 5 , and D 6 capacitor C 9 connected across. Mixer 305 further input is provided with a diode bridge D 3, D 4, D 5 , and D 6 are connected across a single IF balun 306. I
The F balance / unbalance transformer 306 operates as a fundamental wave and odd harmonic IF balance / unbalance transformer. IF balanced-unbalanced transformer 306
The output of is connected to the odd IF port 106. Finally,
The mixer 305 has a diode bridge D 3 , D 4 , D on one side.
5 and D 6 and a capacitor C 10 connected between the respective junctions of the IF balance-unbalance transformer 306 and the ground on the other side. Even IF port associated with mixer 305
107 does not exist. As a result, the IF switch 108 is unnecessary.

【0054】コンデンサC9はダイオードブリッジD3
D4、D5、およびD6を横断して接続されている。コンデン
サC10の接続インダクタンスがノード1およびノード2
を横断して高インピーダンスを生ずることがあるので、
ノード1とノード2との間のインピーダンスを高周波奇
数高調波混合信号(たとえば、≧2GHz)に対して非常
に低くしている。完全出力結合ループ142のインダクタ
ンスは充分小さい(すなわち、≦0.4nH)ので偶数高調
波混合信号により生ずる電流は、実質的な位相変化なし
でミキサ305に逆反射される。
The capacitor C 9 is a diode bridge D 3 ,
Connected across D 4 , D 5 , and D 6 . The connection inductance of the capacitor C 10 is node 1 and node 2
May cause high impedance across
The impedance between node 1 and node 2 is very low for high frequency odd harmonic mixed signals (eg ≧ 2 GHz). The inductance of the full output coupling loop 142 is small enough (ie, ≤0.4nH) so that the current produced by the even harmonic mixing signal is retroreflected to the mixer 305 without substantial phase change.

【0055】更に詳細に考察すれば、影像向上二重平衡
YIG同調ミキサ305の場合、たとえば、3から6.8GHzまで
の掃引LO信号または3から26.5GHzまでの広帯域LO信号
はダイオードブリッジD3、D4、D5、およびD6をノード1
を通して駆動することができる。LO電流戻り径路はコン
デンサC10を通っている。結合ループ138の第2の半ルー
プからのRF入力信号はYIG球140を通して結合し、完全出
力結合ループ142を通る循環RF電流を発生する。RF入力
信号はLO信号ダイオードブリッジD3、D4、D5、およびD6
と混合し、周波数(2n+1)fLO±fRFの奇数高調波信号を
発生する。ノード1、ノード2、およびノード3はRF入
力信号に対する仮想接地ポートである。故に、LO入力19
4および奇数IFポート106は結合ループ138の第2の半ル
ープから成るRF入力から絶縁され、LO入力194はRF入力
および奇数IFポートから絶縁されている。IF信号はノー
ド1から絶縁されている。周波数(2n+1)fLO±fRFのIF
信号はノード2およびノード3を通って流れるが、ノー
ド1はこれら混合信号に対する仮想接地ポートである。
また、ノード1、2、および3で、周波数2nfLO±fIF
偶数高調波混合信号が相殺される。それ故、奇数次IF信
号が流れるノードはノード2およびノード3だけであ
り、これにコンデンサC10によりロードされる。奇数IF
ポート106に流れる混合信号は、周波数fIF=(2n+1)fLO
−fRFのIF信号の低周波部分だけであり、これは、たと
えば、約300MHzである。他のすべての混合信号、特に周
波数(2n+1)fLO+fRFのもの、は除外して戻され、再混
合されてIF信号周波数(2n+1)fLO−fRFの混合信号が向
上する。
Considering in more detail, the image enhancement double balance
In the case of YIG tuned mixer 305, for example, a swept LO signal from 3 to 6.8 GHz or a wideband LO signal from 3 to 26.5 GHz will have diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 connected to node 1
Can be driven through. The LO current return path is through capacitor C 10 . The RF input signal from the second half loop of the coupling loop 138 couples through the YIG sphere 140, producing a circulating RF current through the full output coupling loop 142. The RF input signal is the LO signal diode bridge D 3 , D 4 , D 5 , and D 6
, And generates an odd harmonic signal of frequency (2n + 1) f LO ± f RF . Node 1, node 2, and node 3 are virtual ground ports for RF input signals. Therefore, LO input 19
The 4 and odd IF ports 106 are isolated from the RF input consisting of the second half loop of the coupling loop 138 and the LO input 194 is isolated from the RF input and the odd IF ports. The IF signal is isolated from node 1. Frequency (2n + 1) f LO ± f RF IF
The signal flows through node 2 and node 3, while node 1 is a virtual ground port for these mixed signals.
Also, at nodes 1, 2, and 3, the even harmonic mixing signals of frequency 2nf LO ± f IF cancel. Therefore, the only nodes through which the odd IF signals flow are node 2 and node 3, which are loaded by capacitor C 10 . Odd IF
The mixed signal flowing through the port 106 has a frequency f IF = (2n + 1) f LO
-F is only the low frequency portion of the RF of the IF signal, which is, for example, about 300 MHz. All other mixed signals, especially those of frequency (2n + 1) f LO + f RF , are filtered back and remixed to improve the mixed signal at the IF signal frequency (2n + 1) f LO −f RF .

【0056】影像向上二重平衡YIG同調ミキサ305は基本
波および奇数高調波の混合のみを行う。有利にも、奇数
高調波混合信号はノード1で分離される(すなわち、仮
想接地される)。影像向上二重平衡YIG同調ミキサ305で
は、高次の混合信号はすべて、外部コンデンサを通して
または回路形態(仮想接地ポート)を通して短絡され
る。したがって、影像および倍数の向上が行われ、更に
効率が良くなる。また、RF信号およびIF信号は完全に平
衡している。IF信号は平衡しているので、完全出力結合
ループ42またはLO入力194を通る戻り径路は不要であ
る。
The image enhancement double balanced YIG tuned mixer 305 only mixes the fundamental and odd harmonics. Advantageously, the odd harmonic mixing signals are separated at node 1 (ie virtual grounded). In the image enhancement double balanced YIG tuned mixer 305, all higher order mixed signals are shorted through an external capacitor or through a circuit configuration (virtual ground port). Therefore, the image and the multiple are improved, and the efficiency is further improved. Also, the RF and IF signals are perfectly balanced. Since the IF signal is balanced, no return path through the perfect output coupling loop 42 or LO input 194 is required.

【0057】LO、RF、および奇数IFの各電流の信号径路
は図11に示す影像向上二重平衡YIG同調ミキサ305の概要
図に関連して詳細に検討することができる。LO信号はLO
入力194を通して完全出力結合ループ142に加えられる。
LO信号は出力結合ループ142の上半部と下半部との間で
等しく分割され、LO信号の正の半サイクル中ダイオード
D3およびD5を通って流れ、LO信号の負の半サイクル中ダ
イオードD4およびD6を通って流れ、それぞれのダイオー
ド対をその導通状態にバイアスする。これらダイオード
は出力結合ループ142およびコンデンサC10と直列になっ
ている。LO信号は、出力結合ループ142が結合ループ138
に直交しているので、結合ループ138の第2の半ループ
から成るRFポートから絶縁されている。LO電流は出力結
合ループ142の上半部および下半部を通して共通モード
で(すなわち、同じ方向に)流れ、YIG球140はRF入力信
号の周波数に同調される。
The signal paths for the LO, RF, and odd IF currents can be discussed in detail in connection with the schematic diagram of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer 305 shown in FIG. LO signal is LO
A full output coupling loop 142 is applied through input 194.
The LO signal is split equally between the upper and lower halves of the output coupling loop 142 to prevent the diode during the positive half cycle of the LO signal.
It flows through D 3 and D 5 and through diodes D 4 and D 6 during the negative half cycle of the LO signal, biasing each diode pair into its conducting state. These diodes are in series with output coupling loop 142 and capacitor C 10 . The LO signal is output by the output coupling loop 142 to the coupling loop 138.
Is orthogonal to and is therefore isolated from the RF port consisting of the second half loop of coupling loop 138. LO current flows in common mode (ie, in the same direction) through the upper and lower halves of output coupling loop 142 and YIG sphere 140 is tuned to the frequency of the RF input signal.

【0058】各ダイオードD3、D4、D5、およびD6は、図
11Bで示すように、時間変化コンダクタンスで表すこと
ができる。コンダクタンスg(t)はLO信号の正の半サイク
ルで駆動されるダイオードD3およびD5の時間依存コンダ
クタンスを表す。同様に、ダイオードD4およびD6はLO信
号の負の半サイクルで駆動され、g(t+T/2)で表され
る。ただしTはLO信号の周期である。フィルタの第3段
からのRF入力信号は結合ループ138の第2の半ループに
加えられる。これにより完全出力結合ループ142に平衡
循環RF電流が誘導される。ノード1、ノード2、および
ノード3はRF入力信号に対する仮想接地ポートである。
故に、RF入力信号はLO入力194および奇数IFポート106の
双方から絶縁されている。図11Cに示すように、ダイオ
ードD3、D4、D5、およびD6を通る電流は次の方程式で与
えられる。 i1(t)=VRF・g(t) i2(t)=VRF・g(t+T/2) i3(t)=−VRF・g(t) i4(t)=−VRF・g(t+T/2)
Each diode D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 is
It can be expressed as a time-varying conductance, as shown in 11B. Conductance g (t) represents the time-dependent conductance of diodes D 3 and D 5 are driven by the positive half cycle of the LO signal. Similarly, diodes D 4 and D 6 are driven on the negative half cycle of the LO signal and are represented by g (t + T / 2). However, T is the period of the LO signal. The RF input signal from the third stage of the filter is applied to the second half loop of coupling loop 138. This induces a balanced circulating RF current in the full output coupling loop 142. Node 1, node 2, and node 3 are virtual ground ports for RF input signals.
Therefore, the RF input signal is isolated from both the LO input 194 and the odd IF port 106. As shown in FIG. 11C, the current through diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 is given by the equation: i 1 (t) = V RF · g (t) i 2 (t) = V RF · g (t + T / 2) i 3 (t) = − V RF · g (t) i 4 (t) = − V RF・ g (t + T / 2)

【0059】上の方程式のフーリエ変換を行うことによ
りLO信号、RF入力信号、および混合信号のすべての組合
わせの周波数の電流を分析することができる。次の方程
式で星印(*)は相乗関数を表す。 i1(f)=VRF(f)*G(f) i2(f)=VRF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)] i3(f)=−VRF(f)*G(f) i4(f)=−VRF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)] 電流i1(f)、i2(f)、i3(f)、およびi4(f)は周波数領域に
おけるLO信号とRF入力信号との間の可能なすべての混合
信号を表す。
By performing the Fourier transform of the above equation, the current at frequencies of all combinations of LO signal, RF input signal, and mixed signal can be analyzed. In the following equation, the asterisk ( * ) represents the synergistic function. i 1 (f) = V RF (f) * G (f) i 2 (f) = V RF (f) * G (f) exp [(j2πfT / 2)] i 3 (f) = -V RF ( f) * G (f) i 4 (f) = −V RF (f) * G (f) exp [(j2πfT / 2)] Current i 1 (f), i 2 (f), i 3 (f) , And i 4 (f) represent all possible mixed signals between the LO signal and the RF input signal in the frequency domain.

【0060】下に示す電流I1(f)、I2(f)、I3(f)、およ
びI4(f)はダイオードブリッジD3、D4、D5、およびD6
ら流出してノード4およびノード5におよび完全出力結
合ループ142の上半部および下半部に流入する電流であ
る。 I1(f)=i1(f)−i2(f) =VRF(f)*G(f)[1−exp(jπfT)] I2(f)=i4(f)−i3(f) =VRF(f)*G(f)[1−exp(jπfT)] I3(f)=i1(f)−i4(f) =VRF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)] I4(f)=i2(f)−i3(f) =VRF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)] LOが純粋な正弦波信号であるスペクトラムアナライザの
場合には、これらの方程式を次の方程式に変形すること
ができる。
The currents I 1 (f), I 2 (f), I 3 (f), and I 4 (f) shown below flow out of the diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6. Current flowing into nodes 4 and 5 and into the upper and lower halves of full output coupling loop 142. I 1 (f) = i 1 (f) −i 2 (f) = V RF (f) * G (f) [1−exp (jπfT)] I 2 (f) = i 4 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [1−exp (jπfT)] I 3 (f) = i 1 (f) −i 4 (f) = V RF (f) * G (f) [1 + exp (jπfT)] I 4 (f) = i 2 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [1 + exp (jπfT)] LO is a pure sine wave spectrum In the case of an analyzer, these equations can be transformed into the following equations.

【0061】[0061]

【数3】 [Equation 3]

【0062】方程式5および6においては、fLO=1/Tで
あるから、式[1−exp(jnπfLOT)]は式[1−exp(jnπ)]に
変形され、この式の実数部分はnが偶数に相当するとき
0に等しい。また、式[1+exp(jnπfLOT)]は式[1+exp
(jnπ)]に変形され、その実数部分はnが奇数に相当す
るとき0に等しい。方程式5および6は次の方程式に変
形することができる。
In equations 5 and 6, since f LO = 1 / T, equation [1-exp (jnπf LO T)] is transformed into equation [1-exp (jnπ)], and the real part of this equation Is equal to 0 when n corresponds to an even number. Also, the formula [1 + exp (jnπf LO T)] is the formula [1 + exp
(jnπ)] and its real part is equal to 0 when n corresponds to an odd number. Equations 5 and 6 can be transformed into the following equations:

【0063】[0063]

【数4】 [Equation 4]

【0064】方程式7からノード2および3に流入する
電流の実数部分はRF入力信号と混合するLO信号の奇数高
調波だけであり、ノード4および5ではRF入力信号と混
合するLO信号の奇数高調波は相殺されることが明らかで
ある。このことはノード1、4、および5は奇数高調波
混合信号に対して仮想接地であり、奇数高調波混合信号
はノード1を通る戻り径路を必要としないということを
意味している。故に、奇数高調波混合信号を奇数IF平衡
不平衡変成器306を通してノード2および3から抽出す
ることができる。同様に、方程式8からノード4および
5に流入する電流の実数部分はRF入力信号と混合されて
いるLO信号の偶数高調波だけであることが明らかであ
る。奇数高調波混合信号は相殺されている。したがっ
て、ミキサ305は基本波および奇数高調波ミキサとして
動作する二重平衡ミキサである。
The real part of the current flowing into nodes 2 and 3 from equation 7 is only the odd harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal, and at nodes 4 and 5 the odd harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal. It is clear that the waves will cancel out. This means that nodes 1, 4, and 5 are virtual grounds for the odd harmonic mixed signal, and the odd harmonic mixed signal does not require a return path through node 1. Therefore, the odd harmonic mixed signal can be extracted from nodes 2 and 3 through the odd IF balanced / unbalanced transformer 306. Similarly, it is clear from Equation 8 that the real part of the current flowing into nodes 4 and 5 is only the even harmonics of the LO signal mixed with the RF input signal. The odd harmonic mixed signals are canceled. Thus, mixer 305 is a double balanced mixer that operates as a fundamental and odd harmonic mixer.

【0065】影像および倍数混合信号を向上させるに
は、コンデンサC9およびC10をノード2および3に組込
む。その結果、高周波奇数混合信号(すなわち、≧2GH
z)がミキサ305に逆反射されて再混合される。また、ノ
ード1は偶数高調波混合電流I3(f)およびI4(f)に対して
短絡し、これらをミキサ305に逆反射して再混合する。
その結果非常に効率の良いミキサが生ずる。奇数IFポー
ト106に流れることのできる混合信号は、所定の低周波I
F信号(すなわち、fIF 1GHz)だけである。
Capacitors C 9 and C 10 are incorporated at nodes 2 and 3 to enhance the image and multiple mixed signals. As a result, high frequency odd mixed signals (ie ≧ 2GH
z) is retroreflected by the mixer 305 and remixed. Also, node 1 shorts to the even harmonic mixing currents I 3 (f) and I 4 (f) and retroreflects them into mixer 305 for remixing.
The result is a very efficient mixer. The mixed signal that can flow to the odd IF port 106 is
Only the F signal (ie f IF 1 GHz).

【0066】図12は、LO信号の基本波または奇数高調波
信号をRF入力信号と混合して所定の低周波IF信号出力を
発生する別の影像向上二重平衡YIG同調ミキサ405を示
す。図10に示すミキサ305と対照的にLO信号は図12に示
すミキサ405の異なる場所に注入される。図12に示す影
像向上二重平衡YIG同調ミキサ405では、完全出力結合ル
ープ142の第1の端は接地されている。ミキサ405は他に
コンデンサC9を横断して直列に接続されているコンデン
サC11を備えている。コンデンサC11の間の接合点はLO出
力194に接続されている。ミキサ405はまた、第1の端が
一方においてコンデンサC9のそれぞれの接合点に、他方
においてコンデンサC7に接続されているインダクタL7
よびL8を備えている。インダクタL7およびL8の第2の端
は一方においてコンデンサC10のそれぞれの接合点に、
他方においてIF平衡不平衡変成器306に接続されてい
る。
FIG. 12 shows another image enhancing double balanced YIG tuned mixer 405 that mixes the fundamental or odd harmonics of the LO signal with the RF input signal to produce a predetermined low frequency IF signal output. In contrast to mixer 305 shown in FIG. 10, the LO signal is injected at a different location in mixer 405 shown in FIG. In the image enhancement double balanced YIG tuned mixer 405 shown in FIG. 12, the first end of the full output coupling loop 142 is grounded. The mixer 405 additionally comprises a capacitor C 11 connected in series across the capacitor C 9 . The junction between capacitors C 11 is connected to LO output 194. The mixer 405 also comprises inductors L 7 and L 8 whose first end is connected to the respective junction of the capacitor C 9 on the one hand and to the capacitor C 7 on the other hand. The second ends of the inductors L 7 and L 8 are, on the one hand, at the respective junctions of the capacitor C 10 .
On the other hand, it is connected to the IF balance-unbalance transformer 306.

【0067】LO、RF、および奇数IFの各電流の信号径路
は図13Aに示す影像向上二重平衡YIG同調ミキサ405の概
要図と関連して更に詳細に検討することができる。LO信
号はコンデンサC11の接合点を通して加えられる。イン
ダクタL7およびL8およびコンデンサC10の組合わせはノ
ード2および3においてLO信号に対する高インピーダン
ス負荷となる。故に、LO信号は、LO信号の正の半サイク
ル中ダイオードD4およびD6を通して流れ、LO信号の負の
半サイクル中ダイオードD3およびD5を通って流れ、それ
ぞれのダイオード対をその導通状態にバイアスする。こ
れらダイオードはノード1を通して接地されている出力
結合ループ142と直列になっている。LO信号は、出力結
合ループ142が結合ループ138と直交しているので、結合
ループ138の第2の半ループから構成されているRFポー
トから絶縁されている。LO電流は出力結合ループ142の
上半部および下半部を通して共通モードで(すなわち、
同じ方向に)流れ、YIG球140はRF入力信号の周波数に同
調される。各ダイオードD3、D4、D5、およびD6は、図13
Bに示すように、時間変化コンダクタンスとして表すこ
とができる。コンダクタンスg(t)はLO信号の正の半サイ
クルにより駆動されるダイオードD4およびD6の時間依存
コンダクタンスを表す。同様に、ダイオードD3およびD5
はLO信号の負の半サイクルにより駆動され、g(t+T/2)
により表される。ただしTはLO信号の周期である。
The signal paths for the LO, RF, and odd IF currents can be discussed in more detail in connection with the schematic diagram of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer 405 shown in FIG. 13A. The LO signal is applied through the junction of capacitor C 11 . The combination of inductors L 7 and L 8 and capacitor C 10 provides a high impedance load for the LO signal at nodes 2 and 3. Therefore, the LO signal flows through diodes D 4 and D 6 during the positive half cycle of the LO signal and through diodes D 3 and D 5 during the negative half cycle of the LO signal, causing each diode pair to its conductive state. Bias to. These diodes are in series with output coupling loop 142 which is grounded through node 1. The LO signal is isolated from the RF port, which is composed of the second half loop of coupling loop 138, as output coupling loop 142 is orthogonal to coupling loop 138. The LO current is in common mode through the upper and lower halves of output coupling loop 142 (ie,
Flowing in the same direction), the YIG sphere 140 is tuned to the frequency of the RF input signal. Each diode D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 is
It can be expressed as a time-varying conductance, as shown in B. Conductance g (t) represents the time-dependent conductance of diode D 4 and D 6 is driven by the positive half cycle of the LO signal. Similarly, diodes D 3 and D 5
Is driven by the negative half cycle of the LO signal, g (t + T / 2)
Represented by However, T is the period of the LO signal.

【0068】フィルタの第3段からのRF入力信号は結合
ループ138の第2の半ループに加えられる。これにより
完全出力結合ループ142に平衡循環RF電流が誘導され
る。ノード1、ノード2、およびノード3はRF入力信号
に対する仮想接地ポートである。故に、RF入力信号はLO
入力194およびIFポート106の双方から絶縁されている。
図13Bに示すように、ダイオードD3、D4、D5、およびD6
を通る電流は次の方程式で与えられる。 i1(t)=VRF・g(t+T/2) i2(t)=VRF・g(t) i3(t)=−VRF・g(t+T/2) i4(t)=−VRF・g(t)
The RF input signal from the third stage of the filter is applied to the second half loop of coupling loop 138. This induces a balanced circulating RF current in the full output coupling loop 142. Node 1, node 2, and node 3 are virtual ground ports for RF input signals. Therefore, the RF input signal is LO
Isolated from both input 194 and IF port 106.
As shown in Figure 13B, diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D 6
The current through is given by the following equation. i 1 (t) = V RF · g (t + T / 2) i 2 (t) = V RF · g (t) i 3 (t) = − V RF · g (t + T / 2) i 4 (t) = −V RF・ g (t)

【0069】上の方程式のフーリエ変換を行うことによ
り、LO信号、RF入力信号、および混合信号のすべての周
波数の組合わせの電流を分析することができる。次の方
程式の星印(*)は相乗関数を表す。 i1(f)=VRF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)] i2(f)=VRF(f)*G(f) i3(f)=−VRF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)] i4(f)=−VRF(f)*G(f) 電流i1(f)、i2(f)、i3(f)、およびi4(f)は周波数領域に
おけるLO信号とRF入力信号との間の可能なすべての混合
信号を表す。
By performing the Fourier transform of the above equation, it is possible to analyze the current for all frequency combinations of the LO signal, the RF input signal, and the mixed signal. The asterisk ( * ) in the following equation represents the synergistic function. i 1 (f) = V RF (f) * G (f) exp [(j2πfT / 2)] i 2 (f) = V RF (f) * G (f) i 3 (f) = -V RF ( f) * G (f) exp [(j2πfT / 2)] i 4 (f) = −V RF (f) * G (f) Current i 1 (f), i 2 (f), i 3 (f) , And i 4 (f) represent all possible mixed signals between the LO signal and the RF input signal in the frequency domain.

【0070】下に示す電流I1(f)、I2(f)、I3(f)、およ
びI4(f)はダイオードブリッジD3、D4、D5、およびD6
ら流出し、ノード4およびノード5におよび完全出力結
合ループ142の上半部および下半部に流入する電流であ
る。 I1(f)=i1(f)−i2(f) =VRF(f)*G(f)[exp(jπfT)−1] I2(f)=i4(f)−i3(f) =VRF(f)*G(f)[exp(jπfT)−1] I3(f)=i1(f)−i4(f) =VRF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)] I4(f)=i2(f)−i3(f) =VRF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)] LOが純粋な正弦波信号であるスペクトラムアナライザの
場合には、これらの方程式を次の方程式に変形すること
ができる。
The currents I 1 (f), I 2 (f), I 3 (f), and I 4 (f) shown below flow out of the diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 , Current flowing into nodes 4 and 5 and into the upper and lower halves of full output coupling loop 142. I 1 (f) = i 1 (f) −i 2 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (jπfT) −1] I 2 (f) = i 4 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (jπfT) −1] I 3 (f) = i 1 (f) −i 4 (f) = V RF (f) * G (f) [1 + exp (jπfT)] I 4 (f) = i 2 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [1 + exp (jπfT)] LO is a pure sine wave spectrum In the case of an analyzer, these equations can be transformed into the following equations.

【0071】[0071]

【数5】 [Equation 5]

【0072】方程式9および10においては、fLO=1/Tで
あるから、式[exp(jnπfLOT)−1]は式[exp(jnπ)−1]に
変形することができ、その実数部分はnが偶数に相当す
るとき0に等しい。また、式[1+exp(jnπfLOT)]は式[1
+exp(jnπ)]に変形され、その実数部分はnが奇数に相
当するとき0に等しい。方程式5および6は次の方程式
に変形することができる。
In equations 9 and 10, since f LO = 1 / T, the expression [exp (jnπf LO T) −1] can be transformed into the expression [exp (jnπ) −1], and its real number The part is equal to 0 when n corresponds to an even number. Also, the formula [1 + exp (jnπf LO T)] is the formula [1
+ Exp (jnπ)], the real part of which is equal to 0 when n corresponds to an odd number. Equations 5 and 6 can be transformed into the following equations:

【0073】[0073]

【数6】 [Equation 6]

【0074】方程式11からノード2および3に流入する
電流の実数部分はRF入力信号と混合するLO信号の奇数高
調波だけであり、ノード4および5ではRF入力信号と混
合するLO信号の奇数高調波は相殺されていることが明ら
かである。これはノード1、4、および5は奇数高調波
混合信号に対して仮想接地であり、奇数高調波混合信号
はノード1を通る戻り径路を必要としないということを
意味している。それ故、奇数高調波混合信号を奇数IF平
衡不平衡変成器306を通してノード2および3から抽出
することができる。同様に、方程式12からノード4およ
び5に流入する電流の実数部分はRF入力信号と混合して
いるLO信号の偶数高調波だけであることが明らかであ
る。奇数高調波混合信号は相殺されている。したがっ
て、ミキサ305は基本波および奇数高調波ミキサとして
動作する二重平衡ミキサである。
The real part of the current flowing into nodes 2 and 3 from equation 11 is only the odd harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal, and at nodes 4 and 5 the odd harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal. The waves are clearly offset. This means that nodes 1, 4, and 5 are virtual grounds for the odd harmonic mixed signal, and the odd harmonic mixed signal does not require a return path through node 1. Therefore, the odd harmonic mixed signal can be extracted from nodes 2 and 3 through the odd IF balanced / unbalanced transformer 306. Similarly, it is clear from Equation 12 that the real part of the current flowing into nodes 4 and 5 is only the even harmonics of the LO signal mixed with the RF input signal. The odd harmonic mixed signals are canceled. Thus, mixer 305 is a double balanced mixer that operates as a fundamental and odd harmonic mixer.

【0075】影像および倍数混合信号を向上させるに
は、コンデンサC9をノード2および3に組込む。その結
果、高周波奇数混合信号(すなわち、≧2GHz)がミキ
サ305に逆反射されて再混合される。また、ノード1は
偶数高調波混合電流I3(f)およびI4(f)に対して短絡し、
それらをミキサ305に逆反射して再混合する。これによ
り非常に効率の良いミキサが生ずる。奇数IFポート106
に流入することができる混合信号は、所定の低周波IF信
号(すなわち、fIF 1GHz)だけである。
To enhance the image and multiple mixing signals, incorporate capacitor C 9 at nodes 2 and 3. As a result, the high frequency odd mixed signal (ie ≧ 2 GHz) is retroreflected by mixer 305 and remixed. Also, node 1 is shorted to the even harmonic mixed currents I 3 (f) and I 4 (f),
They are reflected back to the mixer 305 and remixed. This results in a very efficient mixer. Odd IF port 106
The only mixed signal that can flow into is the predetermined low frequency IF signal (ie f IF 1 GHz).

【0076】図4、図7、図8、および図9は奇数また
は偶数高調波混合に基づきスイッチIF出力信号を発生す
る影像向上二重平衡YIG同調ミキサを示しているが、図1
4はLO信号の偶数高調波生成信号をRF入力信号と混合し
て所定の低周波IF信号出力を発生する影像向上二重平衡
YIG同調ミキサ505の概略図である。図14に示すように、
ミキサ505は結合ループ138の第2の半ループおよび完全
出力結合ループ142を備えており、出力結合ループ142の
第1の端はコンデンサC11で終わり、第2の端はダイオ
ードD3、D4、D5、およびD6を備えたダイオードブリッジ
から成るモノリシックGaAsダイオード集積回路で終わっ
ている。ダイオードD3、D4、D5、およびD6は好適にはシ
ョットキダイオードである。LO入力194はダイオードブ
リッジD3、D4、D5、およびD6を横断して接続されてい
る。ミキサ505は更に、入力がコンデンサC11を横断して
接続されている単独IF平衡不平衡変成器302を備えてい
る。IF平衡不平衡変成器302は偶数高調波IF平衡不平衡
変成器として動作する。IF平衡不平衡変成器302の出力
は偶数IFポート107に接続されている。最後に、ミキサ5
05は、一方において、コンデンサC11とIF平衡不平衡変
成器とのそれぞれの接合点と、他方において、大地との
間に接続されているコンデンサC12を備えている。ミキ
サ505に関連する奇数IFポート106は存在しない。したが
って、IFスイッチ108は不要である。
4, FIG. 7, FIG. 8 and FIG. 9 show an image enhanced double balanced YIG tuned mixer that produces a switched IF output signal based on odd or even harmonic mixing.
4 is an image enhancement double balance that mixes the even harmonic generation signal of the LO signal with the RF input signal to produce the desired low frequency IF signal output
FIG. 6 is a schematic diagram of a YIG tuning mixer 505. As shown in Figure 14,
The mixer 505 comprises a second half loop of the coupling loop 138 and a full output coupling loop 142, the first end of the output coupling loop 142 ending with a capacitor C 11 and the second end with diodes D 3 , D 4. , D 5 , and D 6 end up with a monolithic GaAs diode integrated circuit consisting of a diode bridge. Diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 are preferably Schottky diodes. LO input 194 is connected across diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 . Mixer 505 further comprises a single IF balance-unbalance transformer 302 whose input is connected across capacitor C 11 . The IF balance-unbalance transformer 302 operates as an even harmonic IF balance-unbalance transformer. The output of the IF balance-unbalance transformer 302 is connected to the even IF port 107. Finally, the mixer 5
05 comprises, on the one hand, the respective junctions of the capacitor C 11 and the IF balun, and, on the other hand, the capacitor C 12 connected between it and the ground. There is no odd IF port 106 associated with mixer 505. Therefore, the IF switch 108 is unnecessary.

【0077】LO信号はノード1およびノード2を通して
影像向上二重平衡YIG同調ミキサ505に送られる。LO電流
の戻り径路はコンデンサC12を通っている。RF電流は完
全出力結合ループ142およびコンデンサC11を通り、ダイ
オードブリッジD3、D4、D5、およびD6でLO信号と混合す
る。ノード1および2はRF入力信号に対する仮想接地ポ
ートである。それ故RF電流の戻り径路はダイオードD3
D4、D5、およびD6を通る閉ループである。奇数高調波混
合信号は、ノード1から流出してノード2に流入するだ
けである。したがって、LO入力194は奇数IF混合信号に
対して、仮想接地ポートである。故に、IF信号およびLO
信号は絶縁されている。同時に、ノード1および2は共
に接続されているから、奇数高調波混合信号はすべてダ
イオードブリッジD3、D4、D5、およびD6に逆反射され、
再混合されて、効率が更に良くなる。ダイオードD3およ
びD6はLO信号およびRF信号に対して逆並列であり、した
がってRF電流の流れの方向に対してノード3に流入する
周波数2nfLO±fRFの偶数IF混合信号を生ずる。また、ダ
イオードD4およびD5はRF信号およびLO信号に対して逆並
列であり、したがってノード4に流出する周波数2nfLO
±fRFの偶数高調波混合信号を生ずる。同時に、ノード
1および2は偶数高調波混合信号に対して仮想接地ポー
トである。
The LO signal is sent through node 1 and node 2 to the image enhancement double balanced YIG tuned mixer 505. The return path for the LO current is through capacitor C 12 . The RF current passes through full output coupling loop 142 and capacitor C 11 and mixes with the LO signal at diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 . Nodes 1 and 2 are virtual ground ports for RF input signals. Therefore the return path of the RF current is the diode D 3 ,
It is a closed loop through D 4 , D 5 , and D 6 . The odd harmonic mixed signal only flows out of node 1 and into node 2. Therefore, LO input 194 is a virtual ground port for odd IF mixed signals. Therefore, IF signal and LO
The signal is isolated. At the same time, since nodes 1 and 2 are tied together, all odd harmonic mixing signals are retroreflected into diode bridges D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 ,
Remixed for even better efficiency. Diodes D 3 and D 6 are anti-parallel to the LO and RF signals, thus producing an even IF mixed signal of frequency 2nf LO ± f RF that flows into node 3 in the direction of RF current flow. Also, the diodes D 4 and D 5 are anti-parallel to the RF and LO signals and therefore the frequency 2nf LO flowing out at node 4 is
Produces an even harmonic mixed signal of ± f RF . At the same time, nodes 1 and 2 are virtual ground ports for even harmonic mixed signals.

【0078】完全出力結合ループ142を通って循環する
偶数高調波混合信号は、所定の低周波IF、たとえば約30
0MHzのIF、では高インピーダンスとして現れるコンデン
サC11を横断して現れる。故に、所定の低周波IFはノー
ド4から流出し、IF平衡不平衡変成器302を通してノー
ド3に流入し、完全出力結合ループ142の上半部に入
り、ノード5に流入する。高周波偶数混合信号は、出力
結合ループ142およびコンデンサC11を通して循環する。
出力結合ループ142の長さは非常に短く、たとえば、26.
5GHzで≦λ/16であるから、高周波偶数混合信号はすべ
てノード3および4を横断して有効に短絡され、影像向
上の効果を生じて更に効率が良くなる。それ故、ミキサ
505は偶数高調波混合信号がLO入力194に接続されている
ノード1および2から絶縁され、影像および倍数の向上
混合を行って更に効率を良くする二重平衡ミキサであ
る。
The even harmonic mixing signal circulating through the full output coupling loop 142 has a predetermined low frequency IF, say about 30.
At 0MHz IF, it appears across capacitor C 11 which appears as high impedance. Thus, a given low frequency IF exits node 4, enters node 3 through the IF unbalance transformer 302, enters the upper half of the full output coupling loop 142 and enters node 5. The high frequency even mixed signal circulates through output coupling loop 142 and capacitor C 11 .
The output coupling loop 142 has a very short length, for example 26.
Since .ltoreq..lambda. / 16 at 5 GHz, all high frequency even mixed signals are effectively shorted across nodes 3 and 4, producing an image enhancement effect and further efficiency. Therefore, the mixer
505 is a double-balanced mixer in which the even harmonic mixing signal is isolated from nodes 1 and 2 connected to the LO input 194 to provide image and multiple enhanced mixing for greater efficiency.

【0079】LO、RF、および奇数IFの各電流の信号径路
は図14に示す影像向上二重平衡YIG同調ミキサ505の概要
図と関連して一層詳細に検討することができる。LO信号
はLO入力194を通してダイオードブリッジD3、D4、D5
およびD6に加えられる。LO信号は、LO信号の正の半サイ
クル中ダイオードD4およびD6を通って流れ、LO信号の負
の半サイクル中ダイオードD3およびD5を通って流れ、そ
れぞれのダイオード対をその導通状態にバイアスする。
それらダイオードは出力結合ループ142およびコンデン
サC11と直列になっている。LO信号は、出力結合ループ1
42が結合ループ138と直交しているので、結合ループ138
の第2の半ループから成るRFポートから絶縁されてい
る。LO電流は出力結合ループ142の上半部および下半部
を通って共通モードで(すなわち、同じ方向に)流れ、
YIG球140はRF入力信号の周波数に同調される。各ダイオ
ードD3、D4、D5、およびD6は、図15Bに示すように、時
間変化コンダクタンスにより表すことができる。コンダ
クタンスg(t)はLO信号の正の半サイクルにより駆動され
るダイオードD4およびD6の時間依存コンダクタンスを表
す。同様に、ダイオードD3およびD5はLO信号の負の半サ
イクルにより駆動され、g(t+T/2)により表される。た
だしTはLO信号の周期である。
The signal paths for the LO, RF, and odd IF currents can be discussed in more detail in connection with the schematic diagram of the image enhancement double balanced YIG tuning mixer 505 shown in FIG. The LO signal goes through the LO input 194 to the diode bridge D 3 , D 4 , D 5 ,
And added to D 6 . The LO signal flows through diodes D 4 and D 6 during the positive half-cycle of the LO signal and through diodes D 3 and D 5 during the negative half-cycle of the LO signal, turning each diode pair into its conducting state. Bias to.
The diodes are in series with output coupling loop 142 and capacitor C 11 . LO signal is output coupling loop 1
Since 42 is orthogonal to bond loop 138, bond loop 138
Isolated from the RF port consisting of the second half-loop of LO current flows in common mode (ie, in the same direction) through the upper and lower halves of output coupling loop 142,
The YIG sphere 140 is tuned to the frequency of the RF input signal. Each diode D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 can be represented by a time varying conductance, as shown in FIG. 15B. Conductance g (t) represents the time-dependent conductance of diode D 4 and D 6 is driven by the positive half cycle of the LO signal. Similarly, diodes D 3 and D 5 are driven by the negative half cycle of the LO signal and are represented by g (t + T / 2). However, T is the period of the LO signal.

【0080】フィルタの第3段からのRF入力信号は結合
ループ138の第2の半ループに加えられる。これにより
完全出力結合ループ142に平衡循環電流が誘導される。
ノード1、ノード2、ノード3、およびノード4はRF入
力信号に対する仮想接地ポートである。それ故、RF入力
信号はLO入力194および偶数IFポート107から絶縁されて
いる。図15Bに示すように、ダイオードD3、D4、D5、お
よびD6を通る電流は次の方程式で与えられる。 i1(t)=VRF・g(t+T/2) i2(t)=VRF・g(t) i3(t)=−VRF・g(t+T/2) i4(t)=−VRF・g(t)
The RF input signal from the third stage of the filter is applied to the second half loop of coupling loop 138. This induces a balanced circulating current in the full output coupling loop 142.
Node 1, node 2, node 3, and node 4 are virtual ground ports for RF input signals. Therefore, the RF input signal is isolated from the LO input 194 and the even IF port 107. As shown in FIG. 15B, the current through diodes D 3 , D 4 , D 5 , and D 6 is given by the equation: i 1 (t) = V RF · g (t + T / 2) i 2 (t) = V RF · g (t) i 3 (t) = − V RF · g (t + T / 2) i 4 (t) = −V RF・ g (t)

【0081】上の方程式のフーリエ変換を行うことによ
り、LO信号、RF入力信号、および混合信号のすべての組
合わせの周波数の電流を分析することができる。次の方
程式の星印(*)は相乗関数を表す。 i1(f)=VRF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)] i2(f)=VRF(f)*G(f) i3(f)=−VRF(f)*G(f)exp[(j2πfT/2)] i4(f)=−VRF(f)*G(f) 電流i1(f)、i2(f)、i3(f)、およびi4(f)は周波数領域に
おけるLO信号とRF入力信号との間の可能なすべての混合
信号を表す。
By performing the Fourier transform of the above equation, the current at frequencies of all combinations of LO signal, RF input signal, and mixed signal can be analyzed. The asterisk ( * ) in the following equation represents the synergistic function. i 1 (f) = V RF (f) * G (f) exp [(j2πfT / 2)] i 2 (f) = V RF (f) * G (f) i 3 (f) = -V RF ( f) * G (f) exp [(j2πfT / 2)] i 4 (f) = −V RF (f) * G (f) Current i 1 (f), i 2 (f), i 3 (f) , And i 4 (f) represent all possible mixed signals between the LO signal and the RF input signal in the frequency domain.

【0082】下に示す電流I1(f)、I2(f)、I3(f)、およ
びI4(f)はダイオードブリッジD3、D4、D5、およびD6
ら流出し、ノード1およびノード2に流入し、完全出力
結合ループ142の上半部および下半部に入る電流であ
る。 I1(f)=i1(f)−i2(f) =VRF(f)*G(f)[exp(jπfT)−1] I2(f)=i4(f)−i3(f) =VRF(f)*G(f)[exp(jπfT)−1] I3(f)=i1(f)−i4(f) =VRF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)] I4(f)=i2(f)−i3(f) =VRF(f)*G(f)[1+exp(jπfT)] LOが純粋な正弦波であるスペクトラムアナライザの場合
には、これらの方程式を次の方程式に変形することがで
きる。
The currents I 1 (f), I 2 (f), I 3 (f) and I 4 (f) shown below flow out of the diode bridges D 3 , D 4 , D 5 and D 6 , The current flowing into node 1 and node 2 and into the upper and lower halves of full output coupling loop 142. I 1 (f) = i 1 (f) −i 2 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (jπfT) −1] I 2 (f) = i 4 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [exp (jπfT) −1] I 3 (f) = i 1 (f) −i 4 (f) = V RF (f) * G (f) [1 + exp (jπfT)] I 4 (f) = i 2 (f) −i 3 (f) = V RF (f) * G (f) [1 + exp (jπfT)] LO spectrum analyzer with pure sine wave In case of, these equations can be transformed into the following equations.

【0083】[0083]

【数7】 [Equation 7]

【0084】方程式13および14においては、fLO=1/Tで
あるから、式[exp(jnπfLOT)−1]は式[exp(jnπ)−1]に
変形され、その実数部はnが偶数に相当するとき0に等
しい。また、式[1+exp(jnπfLOT)]は式[1+exp(jnπ)]
に変形され、その実数部分はnが奇数に対応するとき0
に等しい。方程式5および6は次の方程式に変形するこ
とができる。
In equations 13 and 14, since f LO = 1 / T, the expression [exp (jnπf LO T) −1] is transformed into the expression [exp (jnπ) −1], and its real part is n. Is equal to 0 when corresponds to an even number. Also, the formula [1 + exp (jnπf LO T)] is the formula [1 + exp (jnπ)]
And its real part is 0 when n corresponds to an odd number.
be equivalent to. Equations 5 and 6 can be transformed into the following equations:

【0085】[0085]

【数8】 [Equation 8]

【0086】方程式15からノード1および2に流入する
電流の実数部分はRF入力信号と混合するLO信号の奇数高
調波だけであり、ノード3および4においてRF入力信号
と混合するLO信号の奇数高調波は相殺されていることが
明らかである。これはノード3および4が奇数高調波混
合信号に対して仮想接地であることを意味する。同様
に、方程式16からノード3および4に流入する電流の実
数部分はRF入力信号と混合されているLO信号の偶数高調
波だけであることが明らかである。ノード1および2で
は、RF入力信号と混合するLO信号の偶数高調波は相殺さ
れている。このことはノード1および2が偶数高調波混
合信号に対して接地ポートであり、偶数高調波混合信号
はノード1および2を通る戻り径路を必要としないとい
うことを意味する。故に、偶数高調波混合信号を偶数IF
平衡不平衡変成器302によりノード3および4から抽出
することができる。
From equation 15 the only real part of the current flowing into nodes 1 and 2 is the odd harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal, and at nodes 3 and 4 the odd harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal. The waves are clearly offset. This means that nodes 3 and 4 are virtual grounds for odd harmonic mixed signals. Similarly, it is clear from Equation 16 that the real part of the current flowing into nodes 3 and 4 is only the even harmonics of the LO signal mixed with the RF input signal. At nodes 1 and 2, the even harmonics of the LO signal that mix with the RF input signal are cancelled. This means that nodes 1 and 2 are ground ports for even harmonic mixing signals, and even harmonic mixing signals do not require a return path through nodes 1 and 2. Therefore, even harmonic mixed signals
It can be extracted from nodes 3 and 4 by the balance-unbalance transformer 302.

【0087】影像向上および倍数混合信号向上を達成す
るには、コンデンサC11をノード3と4との間に組込
む。その結果、高周波偶数混合信号(すなわち、≧2GH
z)がミキサ505に逆反射されて再混合される。また、ノ
ード1およびノード2は共に接続され、奇数高調波混合
電流I1(f)およびI2(f)に対して短絡を生じ、それらをミ
キサ505に逆反射して再混合する。その結果ミキサの効
率が更に良くなる。偶数IFポート107に流れることがで
きる混合信号は、所定の低周波IF信号(すなわち、fIF
1GHz)だけである。
To achieve image enhancement and multiple mixed signal enhancement, capacitor C 11 is incorporated between nodes 3 and 4. As a result, high frequency even mixed signals (ie ≧ 2GH
z) is reflected back to the mixer 505 and remixed. Also, node 1 and node 2 are connected together, causing a short circuit for the odd harmonic mixing currents I 1 (f) and I 2 (f), retroreflecting them to mixer 505 for remixing. As a result, the efficiency of the mixer is further improved. The mixed signal that can flow to the even IF port 107 is a given low frequency IF signal (ie, f IF
1 GHz) only.

【0088】[0088]

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、スペクトラムアナライザの感度を向上させる
ことができる。また、従来の機械的マイクロ波リレース
イッチを用いた場合に比べ、機械的スイッチングの速度
および信頼性を向上させることもできる。
As described above, the sensitivity of the spectrum analyzer can be improved by using the present invention. Further, the speed and reliability of mechanical switching can be improved as compared with the case of using a conventional mechanical microwave relay switch.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】従来のスペクトラムアナライザのブロック図で
ある。
FIG. 1 is a block diagram of a conventional spectrum analyzer.

【図1A】図1の装置に使用される従来のミキサ回路の
概略図である。
1A is a schematic diagram of a conventional mixer circuit used in the apparatus of FIG.

【図1B】図1の装置に使用される従来の別のミキサ回
路の概略図である。
1B is a schematic diagram of another conventional mixer circuit used in the apparatus of FIG.

【図2】図1の装置におけるRF、LO、IF信号の関
係を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing a relationship between RF, LO, and IF signals in the device of FIG.

【図3】本発明によるルーティングYIG同調共振器フ
ィルタおよび影像向上二重平衡ミキサ回路の一実施例を
示す図である。
FIG. 3 illustrates an embodiment of a routing YIG tuned resonator filter and image enhancement double balanced mixer circuit according to the present invention.

【図4】図3に示す回路の斜視図である。FIG. 4 is a perspective view of the circuit shown in FIG.

【図5】図4に示す回路の簡略立面図である。5 is a simplified elevational view of the circuit shown in FIG.

【図6】図4に示す回路に好適に組み込まれるルーティ
ング回路の一実施例を示す概略図である。
FIG. 6 is a schematic diagram showing an embodiment of a routing circuit that is preferably incorporated in the circuit shown in FIG.

【図7】図4に示す回路に組み込まれる影像向上二重平
衡YIG同調ミキサの一実施例を示す概略図である。
7 is a schematic diagram illustrating one embodiment of an image enhancement double balanced YIG tuned mixer incorporated into the circuit shown in FIG.

【図8】図4に示す回路に組み込まれる影像向上二重平
衡YIG同調ミキサの詳細斜視図である。
FIG. 8 is a detailed perspective view of an image enhancement double balanced YIG tuned mixer incorporated into the circuit shown in FIG.

【図9A】図7に示す影像向上二重平衡YIG同調ミキ
サの動作を説明するための概略図である。
9A is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 7. FIG.

【図9B】図7に示す影像向上二重平衡YIG同調ミキ
サの動作を説明するための概略図である。
9B is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 7. FIG.

【図9C】図7に示す影像向上二重平衡YIG同調ミキ
サの動作を説明するための概略図である。
9C is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 7. FIG.

【図10】影像向上二重平衡YIG同調ミキサの一実施
例を示す概略図である。
FIG. 10 is a schematic diagram showing an embodiment of an image enhancement double balanced YIG tuned mixer.

【図11A】図10に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
11A is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 10. FIG.

【図11B】図10に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
11B is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 10. FIG.

【図11C】図10に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
11C is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 10. FIG.

【図12】影像向上二重平衡YIG同調ミキサの別の実
施例を示す概略図である。
FIG. 12 is a schematic diagram showing another embodiment of an image enhancement double balanced YIG tuned mixer.

【図13A】図12に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
13A is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 12. FIG.

【図13B】図12に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
13B is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 12. FIG.

【図13C】図12に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
FIG. 13C is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 12.

【図14】影像向上二重平衡YIG同調ミキサの一実施
例を示す概略図である。
FIG. 14 is a schematic diagram illustrating one embodiment of an image enhancement double balanced YIG tuned mixer.

【図15A】図14に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
15A is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 14. FIG.

【図15B】図14に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
FIG. 15B is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 14.

【図15C】図14に示す影像向上二重平衡YIG同調
ミキサの動作を説明するための概略図である。
FIG. 15C is a schematic diagram for explaining the operation of the image enhancement double balanced YIG tuned mixer shown in FIG. 14.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

104:YIG同調プリセレクタ 108:IFスイッチ 104: YIG tuning preselector 108: IF switch

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】低周波信号は低周波出力に送られ、高周波
信号は高周波出力に送られるルーティングYIG同調共
振器フィルタおよびミキサ装置であって、 チューナブル帯域通過フィルタおよび影像向上二重平衡
ミキサを供給するよう結合された第1、第2、第3、第
4YIG同調共振器と、 前記4つの共振器の共振周波数を同調するため、これら
の共振器にわたり一様な直流磁界を与える電子磁石と、 を備えて成り、前記第1YIG共振器は、2つのPIN
ダイオードを有するルーティング回路と結合してフィル
タの第1段として動作し、入力信号を前記低周波出力ま
たは前記フィルタおよびミキサの後続段に送り、前記第
2、第3、第4YIG共振器はそれぞれ前記フィルタの
第2段、第3段、第4段として動作する装置。
1. A routing YIG tuned resonator filter and mixer arrangement in which a low frequency signal is delivered to a low frequency output and a high frequency signal is delivered to a high frequency output, comprising a tunable bandpass filter and an image enhancing double balanced mixer. A first, a second, a third, and a fourth YIG tuning resonator coupled to supply, and an electronic magnet for providing a uniform DC magnetic field across these resonators for tuning the resonance frequencies of said four resonators. , And the first YIG resonator has two PINs.
Acting as a first stage of a filter in combination with a routing circuit having a diode, it sends an input signal to the low frequency output or a subsequent stage of the filter and mixer, the second, third and fourth YIG resonators respectively A device that operates as the second, third, and fourth stages of the filter.
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