JPH0549265A

JPH0549265A - 負荷電源回路、負荷駆動用電源回路および負荷交流駆動方法

Info

Publication number: JPH0549265A
Application number: JP2059138A
Authority: JP
Inventors: Takaaki Ikeda; 貴昭池田; Toshihiko Suga; 敏彦須賀; Akihiko Kuroiwa; 顕彦黒岩
Original assignee: DAICHI KK; NIPPON BEAM DENSHI KK
Current assignee: DAICHI KK; NIPPON BEAM DENSHI KK
Priority date: 1989-11-30
Filing date: 1990-03-09
Publication date: 1993-02-26

Abstract

(57)【要約】電子出願以前の出願であるので要約・選択図及び出願人の識別番号は存在しない。

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉本発明は、抵抗負荷またはダイオード特性の負荷を交流駆動するときの負荷電源回路と、負荷駆動用電源回路と、負荷交流駆動方法に関する。

〈従来技術〉抵抗負荷、例えば電球、螢光灯、ナトリウムランプ、水銀ランプ等の各種ランプ、ヒータ等や、ダイオード特性の負荷、例えばＬＥＤ（ライト・エミッテイング・ダイオード）、ＬＤ（レーザ・ダイオード）等は、直流負荷あるいは交流負荷として使用され、種々の点燈回路、駆動回路等が作製される。

例えば、ＬＥＤは、文字をスクロールする電飾看板やパイロットランプ等に用いられ、細かい用途まで含めると種々の分野に使用される。

これはＬＥＤが半導体固体発光素子であり、その点燈寿命が数十万時間と云われ、電球のように球切れが無いことが大きなメリットとなっているためである。

ところでＬＥＤは電流発光素子であり、ＬＥＤのダイオード特性によって決まる順方向に電流を流すと発光する。従ってＬＥＤの場合、特に、高輝度タイプのものは直流電流による発光方式が用いられるが、交流電流による発光方式であっても、逆方向電流の適当なバイパス回路を設けることにより発光させることができる。

〈発明が解決しようとする課題〉ところで、このようなＬＥＤをはじめとするダイオード特性の負荷や抵抗負荷の場合、負荷を通過する電流の大部分は光や熱にならず、単に負荷を通過し、対極のチャージと再結合してエネルギーロスとなる。

例えば、ＬＥＤの場合、発光効率、すなわち光になる割合は、ＬＥＤを通過する電力の数％以下である。

加えて、過剰電流を防止するため、通常負荷と直列に抵抗が挿入されており、この抵抗による電力損失も存在する。

このため、上記のような抵抗負荷やダイオード特性の負荷を用いた電源回路の電力効率は非常に低い。

このことは従来の直流、交流いずれの方式についても共通していることである。

本発明の主たる目的は、エネルギーロスをなくし、回路の電力効率を高めた抵抗負荷やダイオード特性の負荷を使用した負荷電源回路と、負荷駆動用電源回路と、負荷交流駆動方法とを提供することにある。

〈課題を解決するための手段〉このような目的は下記の（１）〜（１２）の本発明によって達成される。

（１）直列結合成分の一部に両極性コンデンサと、インダクタと、抵抗および／またはダイオード特性を有する負荷とを含む負荷回路を構成し、前記負荷回路の一端を、一対の正負スウィッチを有するインバータの結合出力端子に結合し、他端をインバータの直流入力電源の中間電位端子または接地端子に結合したことを特徴とする負荷電源回路。

（２）直列結合成分の一部に抵抗および／またはダイオード特性を有する負荷を含む負荷回路を構成し、この負荷回路をトランスの二次側の出力端子に結合し、両極性コンデンサをトランスの一次側に直列結合して一次側回路を構成し、前記一次側回路の一端を、一対の正負スウィッチを有するインバータの結合出力端子に結合し、他端をインバータの直流入力電源の中間電位端子または接地端子に結合したことを特徴とする負荷電源回路。

（３）前記負荷を双方向に電流を流せるＬＥＤアレイ回路によって形成してＬＥＤ点燈回路を構成した上記（１）または（２）に記載の負荷電源回路。

（４）前記ＬＥＤアレイ回路は、入力・出力間が正方向の電流分岐経路と負方向の電流分岐経路とに分岐され、この両分岐経路がＬＥＤアレイをそれぞれの経路の一部として互いに共有し、かつ前記それぞれの分岐経路に前記ＬＥＤアレイを介して、一対の逆流防止ダイオードを挿入した上記（３）に記載の負荷電源回路。

（５）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞれは、スウィッチング機構をバイパスするバイパスチャネルを有する上記（１）ないし（４）のいずれかに記載の負荷電源回路。

（６）前記バイパスチャネルは、逆流電流バイパスダイオードを有する上記（５）に記載の負荷電源回路。

（７）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞれに、前記バイパスチャネルの内側に順方向にダイオードを挿入した上記（６）に記載の負荷電源回路。

（８）前記インバータの一対の正負スウィッチをそれぞれ、電流値が零になると自動的にチャネルを閉成するゼロクロススウイッチ機構を用いて構成した上記（５）ないし（７）のいずれかに記載の負荷電源回路。

（９）前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞれのスウィッチング周波数および／またはチャネル開成時間を可変設定できる上記（１）ないし（８）のいずれかに記載の負荷電源回路。

（１０）前記負荷回路が前記負荷を脱着可能に結合できる結合端子を有し、この結合端子に負荷を結合することにより上記（１）ないし（９）のいずれかに記載の負荷電源回路が構成される負荷駆動用電源回路。

（１１）上記（１）ないし（９）のいずれかに記載の負荷電源回路を用いてインバータによるプッシュプル駆動を行い、前記インバータの入力電源からインバータを経て両極性コンデンサーに交互にチャージアップされる電荷を、同一供給電源側に逆流電流として回収することを特徴とする負荷交流駆動方法。

（１２）前記負荷回路または前記一次側回路のインダクタンスの作用により、前記インバータの一対の正負スウィッチの開成動作時における電流値の急峻な立ち上がりを抑制し、かつスウィッチの閉成動作時における電流値を減少させて、スウィッチングエネルギーロスを減少させる上記（１１）に記載の負荷交流駆動方法。

〈作用〉本発明は、主に負荷電力の余剰電力を逆流電流によって回収しようというもので、エネルギー効率的に次の３つの作用が同時に実現する。

光や熱にならず、単に負荷を通過する電流による余剰負荷電流を逆流電流により回収することにより電力効率の改善を図る。

負荷電圧と負荷電流の位相をずらし、かつインバータのチャネル開成（ＯＮ）時の急峻な電流値の立ち上がりを抑制することにより、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、サイリスタ等によるスウィッチングエルネギーロスの解消を図る。

過剰電流防止用の抵抗を挿入することなく過剰電流を防止し、抵抗によるエネルギーロスを解消する。

〈実施例〉本発明の第１の態様の具体的回路構成を第１図および第２図に従い説明する。

本発明の電源回路においては１対のスウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２を有するインバータが＋Ｅ、 −Ｅのデュアルモードあるいは＋２Ｅのシングルモードの直流電源に接続される。

インバータは公知のいずれのものであってもよく、スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２がスウィッチング周波数ｆにより交互に開閉される。スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２としては、耐圧が２Ｅ以上のパワートランジスタや、パワーＭＯＳＦＥＴ等を用い、プッシュプルインバータを構成することが好ましい。

なお、図示例では、好適例として、Ｔｒ_１、Ｔｒ_２および後述のＴｒ_３、Ｔｒ_４、Ｔｒ_５、Ｔｒ_６に、両極性のパワーＭＯＳＦＥＴを使用しているが、Ｔｒ_１、Ｔｒ_２、Ｔｒ_３、Ｔｒ_４、Ｔｒ_５およびＴｒ_６としては、パワートランジスタの他、通常のトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等を用いてもよい。

パワーＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、通常、スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２として、それぞれＰチャネル、Ｎチャネルのコンプリメンタリーなペアーを選択するる。例えばエンハンスメントモード（Normally offモード）のパワーＭＯＳＦＥＴとしては、日立製の「２ＳＫ３１０」、「２ＳＪ１１７」を用いることができる。

第１図および第２図に示される負荷電源回路では、それぞれ、負荷４と、インダクタＬと、両極性コンデンサＣとを直列接続したＬＣＲ回路を負荷回路としている。

この負荷回路は、負荷４と、両極性コンデンサＣと、インダクタＬとを直列結合成分の少なくとも一部に含むものであればよい。

この場合、両極性コンデンサＣと、インダクタＬと、負荷４とが直列に設けられていれば、両極性コンデンサＣとインダクタＬと、負荷４との接続順序に特に制限はない。

このＬＣＲ回路である負荷回路の一端はインバータの結合出力端子７に結合して構成される。

また、ＬＣＲ回路の他端は、インバータの正負直流入力電源の中間電位端子９や接地端子８に結合すればよい。

第１図に示される回路と、第２図に示される回路とのちがいは電源電圧の構成である。

第１図に示される回路は接地電位に対し±Ｅボルトのデュアルモードの直流電源を有する場合、第２図に示される回路は接地電位に対し２Ｅボルトのシングルモードの直流電源を有する場合である。シングルモードの電源では容量のほぼ等しい一対のコンデンサＣ_１、Ｃ_１により電源電位を分割して中間電位端子９を得る方法を用いている。

この場合、一対のコンデンサＣ_１、Ｃ_１は、逆流電力バッファーとしても機能する。

本発明に用いる負荷４は、電球、螢光灯、ナトリウムランプ、水銀ランプ等の各種ランプ、ヒータなどの抵抗負荷や、ＬＥＤ（ライト・エミッティング・ダイオード）、ＬＤ（レーザ・ダイオード）等のダイオード特性の負荷である。

この場合、ダイオード特性を有するものでは、過電流防止用の挿入抵抗を除去できるので、本発明の効果が倍加する。

また、ＬＥＤは、高信頼度、長寿命、機械的に強いなどの点ですぐれているが点燈効率の上昇が課題とされており、この点からも本発明の効果はＬＥＤについて特に顕著といえる。

以下、負荷としてＬＥＤないしＬＥＤアレイを用いた場合を例に挙げ説明する。

インバータ回路を用いてＬＥＤを点燈するには、負荷４として、双方向に電流を流せるＬＥＤ回路ないしＬＥＤアレイ回路を挿入する。この場合本発明では、特にＬＥＤアレイ回路が好ましい。

すなわちＬＥＤアレイにすることにより同時に複数個のＬＥＤを点燈でき、また直列配列にすれば同一輝度で点燈させることが容易である。

第２６図〜第２８図には、本発明に用いるＬＥＤアレイ回路の例が示される。

第２６図に示されるＬＥＤアレイ回路は、ＬＥＤアレイと並列にダイオードＤ₇₀を設けたものである。この回路では、ＬＥＤアレイ５に一方向の電流しか流れず、逆方向電流は通常のダイオードＤ₇₀を挿入したバイパス経路を通過してしまう。

このため本発明の半分程度しか活用していない。

また、第２７図に示されるＬＥＤアレイ回路は、２つのＬＥＤアレイ５、５が並列に接続されたものである。この回路では２つのＬＥＤアレイで電流方向を分配しているが、１つのＬＥＤアレイをとってみると、点燈デューティー比は半分である。

このため輝度が低い。

なお、ＬＥＤアレイ５、５は同一でも異なっていてもよい。

第２８図に示されるＬＥＤアレイ回路は、特に好ましいタイプであり、正負双方向の電流が１つのＬＥＤアレイ５を流れるように、逆流防止ダイオードＤ₈₁、Ｄ₈₂、Ｄ₉₁、₉₂を挿入して形成される。

すなわちこの回路は、第２９ａ図に実線で示されるようにＤ₈₁−ＬＥＤアレイ−Ｄ₈₂で形成され、図中右方向に電流を流す正方向電流分岐経路と、第２９ｂ図に実線で示されるようにＤ₉₂−ＬＥＤアレイ−Ｄ₉₂で形成され、図中左方向に電流を流す負方向電流分岐経路とが１つのＬＥＤアレイ５を共用する形になっている。

このため、正方向へ流れる電流と負方向へ流れる電流が、それぞれ１つのＬＥＤアレイ５を負荷し、高い輝度が得られる。

このようなＬＥＤアレイ回路を負荷とした本発明の点燈回路の場合、ＬとＣの関係は、回路のＲ成分もしくはＲの等価成分が無視できるほど小さければ、で与えられる（理想状態）。

なお、通常ｆは５０Hz〜６００Hz程度、Ｃは０．１μＦ〜１０μＦ程度、Ｌは１０mH〜１００mH程度である。

このような回路構成にて、ＬＥＤに負荷を与えると、コンデンサＣにかかる電圧値Ｖと電流値Ｉは、回路のＲ（抵抗成分および抵抗等価成分）を無視できる程小さいものとすれば、第３図に示されるようになる。

て、コンデンサＣの電圧Ｖは２τ_０を周期として、±２Ｅの振幅で変化する。この際、負荷電流Ｉは、コンデンサＣやインダクタＬの存在により位相がずれ、しかもτ_０を周期として、スウィッチの開成動作時における負荷電流Ｉの急峻な立ち上がりが抑制される。

このため、スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２の開閉動作時（開閉動作の瞬間）においては、回路に電流はほとんど流れない。

この結果、スウィッチの開閉動作の立ち上がりあるいは立ち下がり時には、インバータ回路の電流は零かきわめて小さいものとなり、スウィッチングエネルギーロスが極めて小さいものとなる。

ところで、通常ＬＥＤを点燈させる回路には、ＬＥＤへの過剰電流を防止するため、ＬＥＤと直列に抵抗が入れてある。しかし本点燈回路を用いる場合には、この直列抵抗は必ずしも必要ではなく、むしろ不要にできる。それは、本発明の回路による点燈方式を採用した場合、回路に流れる電流は、回路のＲおよびＲ等価成分が零としても、ピーク電流定されるからである。従ってＬＥＤないしＬＥＤアレイへ流せる電流容量の最大値をを満たすようにＬ、ＣおよびＥを選択すれば完全に過剰電流を防止できる。

このような方式で、ＬＥＤを負荷すると、スウィッチング部のインバータの一方のスウィッチ、例えばＴｒ_１のドレイン・ソース間の電圧Ｖ_DSと電流Ｉ_DSは、第４ａ図に示されるようになる。また、コンデンサＣにかかる電圧Ｖ_Ｃは第４ｂ図に示されるようになる。

すなわち、スウィッチＴｒ_１のＶ_DSは、 τ_０〜２τ_０間が２Ｅの矩形パルス電圧である。これに対しＩ_DSは、インダクタやコンデンサにより位相がずれ、しかも０〜τ_０間においては、０〜τ_１間は、コンデンサＣにチャージアップされた電荷がインダクタＬにより正方向電流ａとして流れるとともに、負荷電流Ｉの逆転にともないτ_１〜τ_０間は逆流電流ｂとして流れることになる。

この第４ａ図のＩ_DSの斜線部ｂが逆流電流であり、これに相当する電力（チャージ）が余剰電力として同一供給電源側に回収されているわけである。

以上において、Ｒ（抵抗成分）が零であるとすれば、第３ａ図においてａとｂの面積は等しくなり、事実上、永久機関的となる。しかしこのようなことはあり得ず、実際には回路のＲ等価成分、すなわち回路のＲ成分、Ｃにおける誘電損失、Ｌにおける磁場損失、ＬＥＤの発光エネルギー等によって電力は消費され、図示のように、ａ＞ｂとなる。しかも、ｂはａよりも相当小さい。

一方、Ｖ_Ｃも第３図に示されるような左右対称なきれいな波形ではなく、第４ｂ図に示されるように、±ΔＥだけ上下にずれたものとなる。すなわち、ΔＥ・Ｃ分だけのチャージが、コンデンサＣでの誘電損失や抵抗による発散ロス等により帰還し得なかったこととなる。

しかし、重要なことは、面積ｂに相当する電力は、同一供給電源側に間違いなく回収されていることであり、それだけ電力効率を改善している事実である。なお、今迄のＬＥＤ点燈方式ではこの逆流成分に相当する電力は、対局すなわち他方の電源側にすてられ、スウィッチングロスとならないまでも、送電線のロスとしてすてられていたわけである。

ここで第５図に示されるＬＣＲ回路を用いて、電力回収の原理についてさらに詳細に説明する。

このようなＬＣＲ直列回路において、スウィッチＳを閉じてからのコンデンサＣの両端の電圧Ｖ_Ｃ、回路の電流Ｉの経時変化は、ＬＣＲ回路の過度現象のダイナミズムとしてよく知られているように、第６図に示されるようになる。この場合、τ_１、τ_０は、前記同様、Ｌ、Ｃ、Ｒの値により定まる時定数である。

本発明の点燈方式は、前記抵抗Ｒを回路のＲ等価成分に見立て、前記スウィッチＳをインバータの一対の正負スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２の一方に見立て、時定数τ_０のところで同期をとりながらスウィッチングするものである。

すなわち、本発明の点燈方式は、このＬＣＲ回路における過度現象である振動現象を利用したものである。そして、電源を第５図のように＋Ｅとした場合の過度現象と、図示しないが、−Ｅとした場合の過度現象とを時定数τ_０に同期させながら交互に切換えることによって点燈回路の安定な定常状態を実現したものである。

ただしＬＣＲ回路では、Ｒの値が一定値以上の値になると第６図に示されるような振動現象は発生しない。つまり本発明の点燈回路では、Ｒに対応する等価成分が一定値以上の場合、電荷の逆流は起こらない。

ＬＣＲ回路のＲに対応する点燈回路の等価成分は、回路内抵抗、インダクタの磁束損失、インダクタの直流抵抗、インダクタの磁束飽和、コンデンサにおける誘電損失およびＬＥＤにおける光束発散等であり、このＲ等価成分が小さいほど逆流電流すなわち電荷の帰還量は多くなる。

本発明の点燈回路では、電源電圧を＋Ｅから −Ｅにスウィッチングするが、その設定には、公知の種々の方法を用いればよく、例えば、スウィッチング周波数ｆを調整し、τ_０に同期させればよい。

以上のように本発明では、両極性コンデンサＣにチャージアップされた電荷を、インダクタの力により、この電荷が供給された同一電源側に回収し、他方の電源側への流失を減少させて、電力効率を向上させるものである。

ところで、スウィッチＴｒとして、ドレイン・ツー・ソース方向のみのダイオード特性のあるスイッチング素子、例えばパワートランジスタを用いる場合には、適当なダイオードＤ₁₁、Ｄ₁₂、Ｄ₁₃、Ｄ₁₄、Ｄ₂₁、Ｄ₂₂、Ｄ₂₃、Ｄ₂₄を用いて、第７図に示されるような構成とすればよい。

このような構成により、正方向電流も逆流電流も、必ずスイッチング素子ではコレクタからエミッタ方向あるいはエミッタからコレクタ方向にのみ流れるからである。

ただし、本発明では、スウィッチＴｒには、前記のようにチャネルが開いていさえすればドレイン・ツー・ソースのみでなくソース・ツー・ドレインにもほぼ同じように電流を流すスウィッチング素子、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ等が好適である。

本発明において、用いる直流電源には特に制限はない。

ただ、本発明は電源として２次電池電源や太陽電池電源を用いる場合、特に省電力化の点で有効である。

しかし、逆流電流をそのまま２次電池に再充電するのは、電流寿命を短くするのみならず、電池の特性そのものから困難な場合もある。

従って電池を電源とする場合には、第８図に示されるように電源とスウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２との側にダイオードＤ_５、Ｄ_６を挿入し、さらに逆流電力バッファーとしてコンデンサＣ_１、Ｃ_１を設けることが好ましい。なお、この場合、容量の等しい一対のコンデンサＣ_１、Ｃ_１を用いればＣ_１とＣ_１間を中間電位端子とすることができる。

あるいは、第９図に示されるように、やはりこのバッファーコンデンサＣ_１、Ｃ_１と電源の側に同一周波数ｆでスウィッチングし、かつ逆流時には閉じているようなスウィッチＴｒ_５、Ｔｒ_６を有する第２のインバータを接続することも好ましい。この際、この第２のインバータと電源間にさらに、位相調整用インダクタとしてインダクタＬ_３、Ｌ_３を設けるのも一策である。この場合は、コンデンサＣ_２への電荷供給時およびコンデンサＣ_２からの電荷逆流時に、電源からコンデンサＣ_１へのチャージを防止できるため、さらに損失を相当量小さくできる。

あるいは、第１０図に示されるように、電源に接続したＴｒ_５、Ｔｒ_６を有する第２のインバータの後段に、インダクタＬ_３を設ければ、インダクタは１つのみでよくなる。

この際、第９図および第１０図において、ｆ_１＝ｆ_２であるが、Ｔｒ_１のオープン時はＴｒ_５がクローズ、Ｔｒ_１のクローズ時はＴｒ_５がオープンするように構成する。

すなわち、Ｔｒ_１、Ｔｒ_２、Ｔｒ_５、Ｔｒ_６のオープン・クローズの関係は下記のようになる。

０〜τ_０ τ_０〜２τ_０Ｔｒ_１オープンクローズＴｒ_２クローズオープンＴｒ_５クローズオープンＴｒ_６オープンクローズなお、このような場合、1/C＝1/C₁＋1/C₂ としてやれば、先の理想状態に設定してもかまわない。

また、インダクタＬ_３を挿入するのは、スウィッチＴｒ_５、Ｔｒ_６におけるスイッチングエネルギーロスを回避するためであり、Ｌ_３、度付近に設定すればよい。そして、このときロスはほとんど零に低減される。

本発明の点燈回路を用いてＬＥＤを点燈させる場合、コンデンサＣへチャージアップされた電荷を逆流電流として帰還させる回路内の電荷動作のダイナミズムは、回路のＲ等価成分、コンデンサのキャパシタンス、インダクタのインダクタンスおよびスウィッチング信号の周波数や波形によって決まる。

従って、本発明の点燈回路を用いてＬＥＤを点燈させるには、これら４つのパラメータをうまく適合させなければならない。

パラメータの適合方法に制限はなく公知の種々の方法を用いればよいが、操作が容易である点で以下に述べる方法を用いることが好ましい。

インバータのスウィッチング周波数ｆ（τ）を固定させ、パルス巾のデューティー比（半周期τに対するスウィッチの開期間 τ_０の割合：τ_０／τ）を可変にしておきデューティー比を設定する方法。

デューティー比を固定させ、スウィッチング周波数ｆを可変にしておき、スウィッチング周波数ｆを設定する方法。

スウィッチング周波数ｆおよびデューティー比の双方を可変にしておき、双方を設定する方法。

なお第１１図には、周波数ｆを固定させ、デューティー比τ_０／τを１より小さく設定した場合のスウィッチング波形とドレイン・ソース間電流Ｉ_DSが示される。

このような方法を用いる場合、例えば、オシロスコープ等で、インバータの一方のスイッチング素子のドレイン・ソース間の電流、電圧波形を見ながら、スウィッチング周波数やデューティー比の調整、設定を行えばよい。

そして、スウィッチング周波数やデューティー比の調整、設定は、例えば、発振回路に設けられている調整、設定用のボリュームを操作することにより行われる。

このような場合、スウィッチング信号波の周に別のボリューム調整つまみをつけておけば、ＬＥＤないしＬＥＤアレイの点燈輝度を調整することができる。

なお上記τは、スウィッチング信号波の半周期である。

次に逆流帰還電流の回帰周期が、ボリューム調整等のマニュアル操作によらず、自動的に設定される本発明の負荷電源回路を、ＬＥＤ点燈回路を例にとり説明する。

第１２図に示される回路は、逆流電流バイパスチャネルを有し、周波数ｆを設定して、電流モードを追随させる自動設定方式によるものである。

この回路は、電源から両極性コンデンサＣへ流れる正方向電流のチャージアップ経路と、逆流電流の帰還経路（バイパスチャネル）とを電源−インダクタ間に分離して設けたものである。

この場合、それぞれの経路にインバータスウィッチであるＴｒ_１、Ｔｒ_２を有するチャージ用インダータと、Ｔｒ_３、Ｔｒ_４を有する帰還用インバータを設ける。また、それぞれの経路は、ダイオードＤ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４によって規制するが、ダイオードＤ_１とＤ_２はなくてもよい。ダイオードＤ_１、Ｄ_２がない場合は、逆流電流は、スウィッチＴｒ_３、Ｔｒ_４だけでなく、スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２をも流れる。そして、逆流電流が流れているときにスウィッチの閉成動作を行うが、別に帰還用の経路があるため、スウィッチングロスはほとんど発生しない。

なお、スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２、Ｔｒ_３、Ｔｒ_４にダイオード特性のスウィッチング素子、例えばパワートランジスタを用いればダイオードは不要である。

このような本発明の点燈回路ではＬＥＤ点燈周波数ｆに合わせてそれぞれのインバータをそれぞれ異なる信号波ｆ_１、ｆ_２でオン、オフする。

このような回路では、正電源側からの電荷は、正方向電流としてＴｒ_１を通じてコンデンサＣにチャージされ、Ｔｒ_３を通じて逆流電流として帰還される。

また、負電源側からの電荷もＴｒ_２を通じ同様にチャージされ、Ｔｒ_４を経て帰還される。この場合、ｆ_１、ｆ_２が順方向同期パルスであればＴｒ_１、Ｔｒ_３は同一チャネルのもの、Ｔｒ_２、Ｔｒ_４も同一チャネルのものを用い、Ｔｒ_１とＴｒ_２およびＴｒ_３とＴｒ_４はチャネルの異なるコンプリメンタリーなペアをそれぞれ選択する。一方ｆ_１、ｆ_２が互いに反転する同期パルスであれば、Ｔｒ_１とＴｒ_３は異なるチャネルのもの、Ｔｒ_２、Ｔｒ_４も異なるチャネルのものを用い、Ｔｒ_１とＴｒ_２およびＴｒ_３とＴｒ_４はチャネルの異なるコンプリメンタリーなペアをそれぞれ選択する。

帰還用のインバータのＴｒ_３、Ｔｒ_４をスウィッチングする信号波ｆ_１は、通常矩形波とされ、その周波数はＬＥＤの点燈周波数ｆと同一に設定される。なお、信号波ｆ_１のパルス巾のデューティー比は、τ_０／τ以上であればよく、所定値に選定され、通常は固定値とされる。図示の場合はデューティー比１である。

一方、チャージ用のインバータのＴｒ_１、Ｔｒ_２をスウィッチングする信号波ｆ_２は、通常矩形波とされ、その周波数はＬＥＤの点燈周波数ｆと同一に設定される。信号波ｆ_２のパルス巾τ_２のデューティー比τ_２／τは、固定しても、可変設定としてもよいが、後述するように一定の制約があり、τ_０／τ以下とされ、好ましくはτ_１／τ以上かつτ_０／τ以下とされる。なお、周波数やデューティー比は、上記の条件を満たす限り任意であり、適宜決定される。

ここで、正電源側からの電荷のチャージや帰還の動作について、Ｔｒ_１、Ｔｒ_３のドレイン・ソース間電流Ｉ^１ _DS、Ｉ^３ _DSおよび信号波ｆ_１、ｆ_２を用いて説明する。

信号波ｆ_１、ｆ_２および電流Ｉ^１ _DS、Ｉ^３ _DS は第１３図に示されるようになる。

なお、電流波形の図中点線で示されるのは負電源側のＴｒ_２、Ｔｒ_４を流れるドレイン・ソース間電流Ｉ^２ _DS、Ｉ^４ _DSである。

第１２図の点燈回路では、時定数τ_１、τ_０は、回路内のキャパシタンス、インダクタンスおよび抵抗等により定まる可変のものであるが、第１３図に示されるようにパルス巾τ_２の値は、τ_１もしくはτ_０と同一である必要はない。ただし、前記のとおりτ_２≦τ_０でなければならない。もしτ_２＞τ_０であると、一度電源に帰還した電荷が、Ｔｒ_１を通じてコンデンサＣに再チャージされてしまうからである。またτ_２＜τ_１であると、スウィッチングエネルギーロスが問題となるのでτ_２≧τ_１であることが好ましい。

しかし、この点燈回路では、τ_２≦τ_０である限り、信号波ｆ_１、ｆ_２を一度設定した後固定しておいても電流帰還が自動的に実現できる。このため、コンデンサＣのキャパシタンスや回路のＲ等価成分等の経時変化により、 τ_０の値が変化した場合、さらにはτとτ_０とのタイミングが多少ずれて設定された場合も電流の逆流帰還モードが自動的に追随達成される。

例えば自動設定方式を用いないと第１４図に示されるように設定当初はスウィッチング周波数ｆのτの値と一致していたτ_０の値が減少し、τとτ_０とのタイミングがずれてしまう。また、誤ってτを設定する場合もある。なお、第１４図中、Ｉ_DSは設定当初のドレイン・ソース間電流Ｉ^， _DSは経時変化後のドレイン・ソース間電流である。そして、（＋）は正電源側、（−）は負電源側の電流を示す。

このような場合には、第１４図に示される斜線部の再チャージ電流が発生し、ＬＥＤ点燈効率の低下原因となる。

しかし、第１２図に示される自動設定方式を用いれば、τ_１≦τ_２≦τ_０である限り、スウィッチングロスの解消と経時変化や設定ミス等に伴う再チャージ電流の発生とを防止することができる。

なお、この場合も前述した理由により、第１５図に示されるように電源と、スウィッチング素子であるチャージ用インバータのＴｒ_１、Ｔｒ_２との側にダイオードＤ_５、Ｄ_６を挿入し、さらに逆流電力バッファーとしてコンデンサＣ_１、Ｃ_１を設けることが好ましい。あるいは、第９図、第１０図に示されるような第２のインバータや位相調整用インダクタを設けてもよい。

次に、他の自動設定方式としてインバータのスウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２と並列にダイオードによる逆流電流バイパスチャネルを有する構成にて電流モードを追随させる自動設定方式について説明する。

この方式は、第１６図あるいは第１７図に示されるように、インバータのスウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２と並列に、ダイオードＤ_３、Ｄ_４による逆流電流のバイパス経路を設けたものであるが、これによりある設定条件の範囲内において逆流電流モードがオートロックされる。

この場合、第１６図におけるスウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２が、トランジスタのようにダイオード特性をも有する場合には、第１６図の回路は第１７図の回路と等価になる。なお、第１７図の回路では、ダイオードＤ_１、Ｄ_２は、それぞれ、ダイオードＤ_３、Ｄ_４の内側に挿入される。

また、第１６図の回路において、スウィッチＴｒ_１、Ｔｒ_２として寄性ダイオード特性を有するＦＥＴを用いれば、あえてダイオードによる逆流電流バイパスチャネルを設けることなく第１６図に示される回路の等価回路が実現できる。

これらは第１２図においてスウィッチＴｒ_３、Ｔｒ_４を省略したものに相当し、回路の簡易性、スウィッチング周波数設定の容易性からさらに好適なタイプである。

さて、話を判りやすくするため、第１７図の場合についてその動作を説明する。

第１７図においてスウィッチＴｒ_１が開成され、スウィッチＴｒ_２が閉成されている間、プラスのチャージはダイオードＤ_１、スウィッチＴｒ_１を経て、インダクタＬおよびＬＥＤを通じてコンデンサＣにチャージアップされる。

また逆流電流はダイオードＤ_３を通じて正電源側に回収される。

逆流電流が正電源側に回収されきった時点で、スウィッチＴｒ_１は閉成していなければならない。そして逆流電流が正電源側に回収されるまで、スウィッチＴｒ_２は閉成していなければならない。

今、第１７図のスウィッチＴｒ_２を開成した場合におけるＬ、Ｃおよび回路のＲ等価線分で決まるＬＣＲ回路の電流波形が第１８図で示されるとする。また、これに対するインバータのスウィッチング波形はやはり第１８図のようであったとする。

この場合τ_１≦τ_２≦τ_０、τ_０≦τであるから逆流電流のオートロックが自動的に達成される。

すなわち、本方式により逆流電流のオートロックが達成されるのは τ_１≦τ_２≦τ_０ τ_０≦τ の条件が満たされる範囲内においてである。

なお、τ_１＞τ_２、τ_０≦τの場合においても逆流電流のオートロックは達成されるが、チャージアップ電流が流れている間にＴｒ_１を閉成することになるのでスウィッチングロスが発生するおそれがある。またコンデンサＣに充分な電荷がチャージアップされない。

この場合も第８図、第９図および第１０図に示されるように、ダイオードＤ_５、Ｄ_６、バッファーコンデンサＣ_１、Ｃ_１、第２のインバータ、位相調整用インダクタを用いればより一層効果が高い。

以上の実施例の説明は、インバータのスウィッチング素子としてエンハンスメントモード（Normally offモード）のものを用いて行ってきたが、ディプレッションモード（Normally onモード）のものを用いても同じような動作を実現することができる。

ディプレッションモードのパワーＭＯＳＦＥＴとしては例えば、モトローラ社製の「ＭＴＰ２Ｎ５０」、「ＭＴＰ２Ｐ５０」を用いることができる。

この場合、通常は、正電源側をＮチャネル、負電源側をＰチャネルとする。

次に、インバータの一対の正負スウィッチが、電流値が零になると自動的にチャネルを閉成（ＯＦＦ）するゼロクロス機構を有する本発明の負荷電源回路を説明する。

ゼロクロス機構としては、ゼロクロススウィッチ素子および／またはゼロクロス回路を用いる。

第１９図には、一対のゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２をそれぞれゼロクロススウィッチ素子で構成した例が示される。

インバータは、一対のゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２をそれぞれバイパスする一対の逆流電流バイパスダイオードＤ_７、Ｄ_８によるバイパスチャネルを有し、±Ｅボルトのデュアルモードの直流入力電源に接続されている。

そして、ゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２は、スウィッチング周波数ｆのパルス発振波１１により交互に開成（ＯＮ）される。

ゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２に用いるゼロクロス素子としては耐圧が２Ｅボルト以上のサイリスタ、例えば逆阻止３端子サイリスタ（ＳＣＲ）や２方向性３端子サイリスタ（トライアック）等を用いる。

本発明の負荷電源回路の実施例では、ゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２として、それぞれトライアック素子を選んだ。

トライアック素子はよく知られているように一度ＯＮ状態（開成状態）になるとトリガ電圧（ゲート電圧）を零にしても電流が零にならないとＯＦＦ状態（閉成状態）にもどらない。

従って、スウィッチＴ_１をトライアック素子で構成した第２０図に示されるＬＣＲ回路を考えると、ｔ＝０でＴ_１のゲートにパルス状のトリガ電圧を印加すると電流Ｉが流れ、Ｔ_１は電流Ｉが零となるτ_１において始めてＯＦＦ（閉成）し、τ_１以降は次のトリガ−パルスがくるまではＯＮ（開成）しない。そして、Ｔ_１がＯＦＦ状態となってからの時間帯τ_１≦ｔ≦ τ_０の間、逆流電流はバイパスチャネルを通じて供給電源側に回収されるが、ｔ＝τ_０以降の再チャージアップ電流はバイパスチャネルの逆流バイパスダイオードＤ_７の作用により阻止され、結局電流のダイナミズムは第２１図に示されるとおりのτ_０のところで打ち切られる（オートロックされる）。

以上の動作モードを第１９図に示される回路に具体的に対応させて、第２２図に示した。

第２２図においてＶ_ｆはトリガ−パルスの電圧波形を示す。トリガ−パルスＰ_＋がトライアックＴ_１のゲートに印加されるとプラス側チャネルのＴ_１が開成（ＯＮ）し、電流Ｉ_＋が流れ、コンデンサＣがピーク電圧のＶ_Ｐまで充電されると電流Ｉ_＋は零となり、Ｔ_１は閉成（ＯＦＦ）する。そして、逆流電流Ｉ_+bがバイパスチャネルの逆流バイパスダイオードＤ_７を通じてプラスの電源側に帰還する。

この結果、図中斜線部で示される逆流電流Ｉ_+bに相当する電力（チャージ）が余剰電力として回収される。この場合Ｄ_７の作用により、帰還が完了するτ_０においてオートロックが達成され、プラス側のダイナミズムは終了する。

なお、逆流電流としてコンデンサＣから電荷が回収されるにつれて、コンデンサＣの電圧Ｖ_ＣはＶ_Ｐから下がり、ｔ＝ｔ_０において、Ｖ_Ｃ＝ΔＶとなり、これ以下には下がらない。

ΔＶはもちろん零にはできないが、半サイクル毎にＣ（Ｖ_P ^２−ΔＶ^２）／２に相当するエネルギーが逆流電流として回収されたわけである。

そして、τ後にトリガ反転パルスＰ₋が来ると今度はマイナス側チャネルのトライアックＴ_２が開成（ＯＮ）し、第２２図に示されるとおり、同様のダイナミズムが達成される。

ここで、電流、電圧のダイナミズムは条件 τ_０≦τを除き時間巾τに無関係であり、ＬＥＤの点燈周波数ｆは、ｆ＝１／２τである。

従ってτ_０≦τ、すなわちｆ≦１／２τ_０＝１／４τ_１の範囲でＬＥＤの点燈周波数ｆを任意に設定でき、この範囲でＬＥＤの点燈輝度を任意に可変設定できる。

ところで、前述したインバータの一対の正負スウイッチをコンプリメンタリーな一対のパワーＭＯＳＦＥＴで構成した負荷電源回路（ＬＥＤ点燈回路）と比べると、 τ_１≦τ_２≦τ_０の駆動条件がないことが判る。

言い換えれば、ゼロクロススウイッチＴ_１、Ｔ_２を用いる場合は、スウィッチに印加する信号パルスのパルス巾τ_２に制限がないということであり、この結果、ＬＥＤの点燈輝度の設定や調整をより一層容易に行える。

なお、本発明の負荷電源回路のダイナミズムがτに無関係であるということは、τの間隔がせばまっても電流Ｉ_＋とＩ₋の波形が単に近接し合うだけで、Ｉ_＋やＩ₋の電流波形そのものは変化しないということである。そして、電圧Ｖ_Ｃの波形もピーク間隔が近接してくるだけでＶ_Ｐ、ΔＶの値およびτ_１、τ_０の値は変わらない。

また、ゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２を用いる場合も前記のＦＥＴ等のスウィッチング素子を用いた場合と同様、電源とゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２との側にダイオードＤ_３、Ｄ_４を挿入し、逆流電力バッファーとしてコンデンサＣ_１、Ｃ_１を設けることが好ましい。

あるいは、第９図や第１０図に示されるような第２のインバータや位相調整用インダクタを設けてもよい。

本発明の負荷電源回路のゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２をＯＮ（開成）させるための信号は、前記のパルス状のトリガ電圧の他、光信号等従来用いられる何れのものでもよいが、ここでは、前記のトリガ電圧を例に挙げて説明する。

第１９図に示されるように、パルス発振器１から周波数ｆ、周期２τにて交互に発生するパルス発振波１１を、パルス選択回路にてプラスパルスと、マイナスパルスとにわける。

この際、プラスパルス選択回路２では、プラスパルスのみを選択し、２τ間隔のプラスパルス２１をＴ_１のゲートに印加する。

また、マイナスパルス選択反転回路３ではマイナスパルスのみを選択し、かつ反転させ、プラスパルスに対し位相がτだけずれた２τ間隔のマイナス反転パルス３１をＴ_２のゲートに印加する。

ｆやτの設定は、所望のＬＥＤ点燈輝度に合わせ、かつｆ≦１／２τ_０の条件を満たす範囲内で行えばよい。

なお、ゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２として、コンプリメンタリーな一対のスウィッチング素子やスウィッチング回路を用いる場合は、前記のプラスパルス選択回路２やマイナスパルス選択反転回路３は不用である。

また、図示しないが、前記のほか、周波数ｆがτ_０の変化に従い自動的に１／２τ_０となるもの、すなわち逆流電流が戻りきったところで自動的にスウィッチの開閉動作が行われるような周波数ｆの自動追随方式を用いてもよい。

あるいは周波数ｆは可変設定できるようにしておき、逆流電流が戻りきったところで自動的にスウィッチの閉動作のみが行われるようなパルス巾デューティー比の自動追随方式を用いてもよい。

これらの回路は、スウィッチング素子として、例えばトライアック等の電流値が零になったとき自動的にオフ状態となるものを使用し、スウィッチ回路を工夫することで実現できる。

あるいはインバータのスウィッチング信号波の周波数や、そのパルス巾デューティー比が逆流電流の帰還達成時に同期追随するよう発振回路を工夫することによっても実現できる。

本発明によりＬＥＤを点燈する場合は、 ±Ｅボルトのデュアルモードの電源、あるいは ±２Ｅボルトのシングルモードの電源が必要でる。

そして、デュアルモードの電源を必要とする負荷電源回路の場合、シングルモードの電源をデュアルモードの電源に変換して用いることができる。

シングルモードの入力電圧をデュアルモードの出力電圧に変換するには、公知の種々の方法を用いればよいが、例えば以下のような方法を用いることができる。

第１は、デュアルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用いる方法である。この方法は、電圧の昇圧ないし降圧を同時に行うことができるため効果的である。

また、一次電源電圧が２Ｅボルトの場合は、第２３図に示されるように、シングルモードの２Ｅボルトの電源電圧をキャパシタンスの等しい一対のコンデンサＣ_３、Ｃ_３を用いて、±Ｅボルトと中間電位に分割してもよい。この場合端子６１は端子６２に対して＋Ｅボルト、端子６３は端子６２に対して−Ｅボルトとなる。

従って端子６１、６３をインバータ入力電源端子とし、端子６２を両極性コンデンサＣの接地端子として用いればよい。

また、一次電源電圧ｅボルトが２Ｅボルトでない場合は、前記のデュアルモードのＤＣ− ＤＣコンバータを用いてもよいが、シングルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用いてｅボルトの電圧を２Ｅボルトの電圧に変換してから、前述のようにコンデンサを用いて、±Ｅボルトと中間電位に分割してもよい。

これらの場合第２３図に示されるように、一次電源と、ＤＣ−ＤＣコンバータおよび電位分割用コンデンサＣ_３との間に逆流防止ダイオードＤ_９、Ｄ₁₀を設ければ、当該一対のコンデンサＣ_３、Ｃ_３を逆流電力バッファーコンデンサとしても併用できるので有効である。

なお、ＤＣ−ＤＣコンバータは既製品で入手できるものは出力電圧が限られており、とりわけデュアルモードのものは種類が少ないため、シングルモードのＤＣ−ＤＣコンバータを用いてコンデンサで電位分割する方法は有効である。

次に、本発明の第２の態様の実施例について説明する。

第２の態様も逆流電流を実現させるという点では第１の態様と原理的には同じである。

しかし、この場合は、特に直流電源電圧±Ｅもしくは２Ｅを更に昇圧したり、あるいは可変昇降圧して交流負荷をかける場合のことを考慮したものである。このように、第２の態様は、低電圧、大電流が要求されるＬＥＤやＬＤにはあまりむかず、抵抗負荷の場合に特に効果が高い。

第２４図には、第２の態様の負荷電源回路の実施例が示される。

本回路は、前記第１の態様の実施例において、インダクタＬをトランスＴに代え、両極性コンデンサＣをトランスＴの一次側に直列結合した一次側回路を構成し、トランスＴの２次側の交流電力によって電球等を点燈させるものである。

この場合も、第１の態様と同様、トランスＴと、両極性コンデンサＣの接続順序には特に制限はなく、どちらをインバータ側に設けてもよい。

なお、両極性コンデンサＣのキャパシタンスと、二次側に負荷４を結合したトランスＴの結合インダクタンスとが、一次側で換算した直列ＬＣ成分である。

従って、本回路におけるダイナミズムは、前記第１の態様における第５図および第２０図に示したＬＣＲ回路において、ＬのインダクタンスをトランスＴの結合インダクタンスに見立てて説明される。

本発明の第２の態様の実施例は、第１の態様の実施例について説明したすべての回路に用いることができるものであるが、ここでは１例として、シグクモードの電源用のもので、一対の正負スウィッチがゼロクロススウィッチ機構を有する負荷電源回路を第２５図に示す。

この回路では、トランスＴの二次側に、負荷４に加え補償用インダクタＬ^，が付加されている。

なお、第２４図や第２５図においては負荷４の負荷電圧を可変設定できるようにトランスＴの巻線比を可変とし、また補償用インダクタＬ^，のインダクタンスも可変設定できるものとしたが、トランスＴの巻線比や補償用インダクタＬ^，のインダクタンスは固定型のものでも充分である。

この第２の態様は、電源電圧が例えば１２Ｖと低く、かつ、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが使いにくい場合、あるいは使えてもＤＣ− ＤＣコンバータ内部の消費電力がシステム全体の消費電力の一部として無視し得ない大きさであるような場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータによらない昇圧方法として有効である。

以上は本発明の１例であり、前記の構成と電気回路的に等価なものはすべて本発明に包含されるものである。

〈発明の効果〉本発明によれば、負荷電流と負荷電圧の位相および周期がずれ、しかもチャネル開成時の急峻な電流値の立ち上がりが抑制されるので、インバータのスウィッチの開閉動作の瞬間に回路の電流は全く流れないか、あるいはきわめて少ないものとなる。これによって、パワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴ、サイリスタ等のスウィッチのスイッチングエネルギーロスが解消する。

しかも、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、サイリスタ等のスウィッチの発熱が格段と減少し、安全性が高まり、放熱手段を設けたりする必要がなくなる。

従って放熱板なしの比較的小さなインバータで大負荷のものを点燈ないし駆動させることができる。

また、本発明では両極性コンデンサＣにチャージアップされた電荷の相当部分は、インダクタ（トランス）の力により、電荷が供給された同一電源側に逆流電流として回収され、他方の電源側への流出を少なくできるので、電力効率が格段と向上する。

このため、ＬＥＤの発光輝度および発光量をきわめて大きなものとすることが出来る。

加えて、本発明では、回路に流れる電流の上限値が定まるため、過剰電流防止用の抵抗を設けるまでもなく、安全性や回路の信頼性を維持できる。そして、過剰電流防止用の抵抗が不用であるため抵抗によるエネルギーロスをより一層低減できる。

さらには、本発明の各種点燈回路では、同一のインバータにて周波数やパルス巾デューティー比等を変えるだけでＬＥＤ等の点燈輝度を任意設定できる。このため点燈輝度毎にインバータを作製する必要がなく、量産性や生産性が格段と向上する。

本発明者らは、本発明の効果を確認するため、各種実験を行った。以下にその一例を示す。

実験例負荷４として第２４図に示されるＬＥＤアレイ回路を用いて、第１０図に示されるＬＥＤ点燈回路と、第１７図に示される逆流電流のバイパス経路を設けたＬＥＤ点燈回路と、第１９図に示されるゼロクロススウィッチ機構を有するＬＥＤ点燈回路とを作製した。

また、比較用に、通常のインバータを用いたＬＥＤ点燈回路と、直流方式のＬＥＤ点燈回路も作製した。

そして、各点燈回路を駆動させたところ、本発明の回路は、輝度、表面照度、消費電力等において、格段とすぐれた効果が確認された。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第７図、第８図、第９図、第１０図、第１２図、第１５図、第１６図、第１７図、第１９図、第２４図および第２５図は、それぞれ、本発明の異なる例を示す回路図である。第３図、第４ａ図および第４ｂ図は、それぞれ、コンデンサＣの電圧Ｖ_Ｃと負荷電流Ｉ、ドレイン・ソース電圧Ｖ_DSと電気Ｉ_DSおよびコンデンサＣに実際にかかる電圧Ｖ_Ｃの時間変化を示すグラフである。第５図および第２０図は、それぞれ、ＬＣＲ直列回路を示す回路図である。第６図および第２１図は、それぞれ、ＬＣＲ直列回路におけるコンデンサＣの電圧Ｖ_Ｃおよび電流Ｉの時間変化を示すグラフである。第１１図は、デューディー比を１より小さく設定した場合のスウィッチング波形およびドレイン・ソース電流Ｉ_DSの時間変化を示すグラフである。第１３図は、本発明の逆流帰還電流モード自動設定方式による信号波ｆ_１、ｆ_２およびドレイン・ソース電流Ｉ^１ _DS、Ｉ^２ _DS、Ｉ^３ _DS、Ｉ^４ _DSの時間変化を示すグラフである。第１４図は、自動設定方式によらない場合の、設定当初のドレイン・ソース電流Ｉ⁽⁺⁾ _DS、Ｉ^(-) _DSおよび経時変化後のドレイン・ソース電流Ｉ^,(+) _DS、Ｉ^,(-) _DSの時間変化を示すグラフである。第１８図は、本発明の他の自動設定方式におけるスウィッチング波形ｆと電流の時間変化を示すグラフである。第２２図は、他の自動設定方式におけるゼロクロススウィッチＴ_１、Ｔ_２に印加するトリガ−パルスと、コンデンサＣの電圧Ｖ_Ｃおよび電流Ｉの時間変化を示すグラフである。第２３図は、シングルモードの電源電圧をデュアルモードの出力電圧に変換するための１例を示す回路図である。第２６図、第２７図、第２８図、第２９ａ図および第２９ｂ図は、それぞれ、本発明の点燈回路に用いるＬＥＤアレイ回路の異なる例を示す回路図である。符号の説明Ｔｒ_１、Ｔｒ_２、Ｔｒ_３、Ｔｒ_４、Ｔｒ_５、Ｔｒ_６ …スウィッチＴ_１、Ｔ_２…ゼロクロススウィッチＴ…トランスＣ、Ｃ_１、Ｃ_２、Ｃ_３…コンデンサＤ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４、Ｄ_５、Ｄ_６、Ｄ_７、Ｄ_８、Ｄ
_９、Ｄ₁₀、Ｄ₁₁、Ｄ₁₂、Ｄ₁₃、Ｄ₁₄、Ｄ₂₁、Ｄ₂₂、Ｄ₂₃、Ｄ₂₄、Ｄ₇₀、Ｄ₈₁、Ｄ₈₂、Ｄ₉₁、Ｄ₉₂ …ダイオードＬ、Ｌ^，、Ｌ_３…インダクタＲ…抵抗Ｓ…スウィッチ１…パルス発振器１１…パルス発振波２…プルスパルス選択回路２１…プラスパルス３…マイナナスパルス選択反転回路３１…マイナス反転パルス４…負荷ＬＥＤ…ＬＥＤ５…ＬＥＤアレイ６１、６３、６５…端子７…インバータの結合出力端子８…接地端子９…中間電位端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直列結合成分の一部に両極性コンデンサと、インダクタと、抵抗および／またはダイオード特性を有する負荷とを含む負荷回路を構成し、前記負荷回路の一端を、一対の正負スウィッチを有するインバータの結合出力端子に結合し、他端をインバータの直流入力電源の中間電位端子または接地端子に結合したことを特徴とする負荷電源回路。
【請求項２】直列結合成分の一部に抵抗および／またはダイオード特性を有する負荷を含む負荷回路を構成し、この負荷回路をトランスの二次側の出力端子に結合し、両極性コンデンサをトランスの一次側に直列結合して一次側回路を構成し、前記一次側回路の一端を、一対の正負スウィッチを有するインバータの結合出力端子に結合し、他端をインバータの直流入力電源の中間電位端子または接地端子に結合したことを特徴とする負荷電源回路。
【請求項３】前記負荷を双方向に電流を流せるＬＥＤアレイ回路によって形成してＬＥＤ点燈回路を構成した請求項１または２に記載の負荷電源回路。
【請求項４】前記ＬＥＤアレイ回路は、入力・出力間が正方向の電流分岐経路と負方向の電流分岐経路とに分岐され、この両分岐経路がＬＥＤアレイをそれぞれの経路の一部として互いに共有し、かつ前記それぞれの分岐経路に前記ＬＥＤアレイを介して、一対の逆流防止ダイオードを挿入した請求項３に記載の負荷電源回路。
【請求項５】前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞれは、スウィッチング機構をバイパスするバイパスチャネルを有する請求項１ないし４のいずれかに記載の負荷電源回路。
【請求項６】前記バイパスチャネルは、逆流電流バイパスダイオードを有する請求項５に記載の負荷電源回路。
【請求項７】前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞれに、前記バイパスチャネルの内側に順方向にダイオードを挿入した請求項６に記載の負荷電源回路。
【請求項８】前記インバータの一対の正負スウィッチをそれぞれ、電流値が零になると自動的にチャネルを閉成するゼロクロススウィッチ機構を用いて構成した請求項５ないし７のいずれかに記載の負荷電源回路。
【請求項９】前記インバータの一対の正負スウィッチのそれぞれのスウィッチング周波数および／またはチャネル開成時間を可変設定できる請求項１ないし８のいずれかに記載の負荷電源回路。
【請求項１０】前記負荷回路が前記負荷を着脱可能に結合できる結合端子を有し、この結合端子に負荷を結合することにより請求項１ないし９のいずれかに記載の負荷電源回路が構成される負荷駆動用電源回路。
【請求項１１】請求項１ないし９のいずれかに記載の負荷電源回路を用いてインバータによるプッシュプル駆動を行い、前記インバータの入力電源からインバータを経て両極性コンデンサーに交互にチャージアップされる電荷を、同一供給電源側に逆流電源として回収することを特徴とする負荷交流駆動方法。
【請求項１２】前記負荷回路または前記一次側回路のインダクタンスの作用により、前記インバータの一対の正負スウィッチの開成動作時における電流値の急峻な立ち上がりを抑制し、かつスウィッチの閉成動作時における電流値を減少させて、スウィッチングエネルギーロスを減少させる請求項１１に記載の負荷交流駆動方法。