JPH0542489Y2 - - Google Patents
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- JPH0542489Y2 JPH0542489Y2 JP1982167507U JP16750782U JPH0542489Y2 JP H0542489 Y2 JPH0542489 Y2 JP H0542489Y2 JP 1982167507 U JP1982167507 U JP 1982167507U JP 16750782 U JP16750782 U JP 16750782U JP H0542489 Y2 JPH0542489 Y2 JP H0542489Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 技術分野
本考案は、電流ミラー型の定電流回路に関する
もので、特に低い電源電圧でも安定に動作する定
電流回路を提供せんとするものである。[Detailed Description of the Invention] (a) Technical Field The present invention relates to a current mirror type constant current circuit, and particularly aims to provide a constant current circuit that operates stably even at a low power supply voltage.
(ロ) 技術の背景
3V程度の低い電源電圧で動作する携帯用のテ
ープレコーダ等の機器が増加している。その様な
機器においては、一般にIC（集積回路）が使用さ
れているが、ICを構成するトランジスタのベー
ス・エミツタ間立上り電圧は約0.65Vあるので、
電圧駆動型の回路は不向きであり、電流駆動型の
回路、特に定電流回路が多用される様になつた。(b) Background of the technology The number of devices such as portable tape recorders that operate with a power supply voltage as low as 3V is increasing. In such devices, ICs (integrated circuits) are generally used, and the rise voltage between the base and emitter of the transistors that make up the IC is approximately 0.65V, so
Voltage-driven circuits are not suitable, and current-driven circuits, especially constant current circuits, have come to be frequently used.
しかして、第１図は従来の定電流回路を示すも
のであるが、電源電圧＋Vccを投入すると、抵抗
１を介して第１及び第２ダイオード２及び３に電
流が流れ、第１トランジスタ４のベース電圧が前
記第１及び第２ダイオード２及び３の立上り特性
に応じて立上り、前記第１トランジスタ４のコレ
クタに所定の電流が流れ、ダイオード接続された
第２トランジスタ５にも前記所定の電流が流れ
る。そして、前記第２トランジスタ５と電流ミラ
ー関係（ミラー比を１と仮定する）に第３トラン
ジスタ６を接続すれば、該第３トランジスタ６の
コレクタに前記所定の電流が得られるものであ
る。前記第１トランジスタ４のコレクタ電流Ic
は、2VD−VBE／Ｒ（ただし、Ｒは抵抗７の抵抗値、
VDは第１及び第２ダイオード２及び３の順方向
電圧、VBEは第１トランジスタ４のベース・エミ
ツタ間電圧で、VD≒VBEである）で表わすことが
出来、電源電圧や周囲温度が一定であるならば、
前記コレクタ電流ICは一定となる。従つて、第１
図の回路は、定電流回路として動作させることが
出来、しかも1.3V（＝2VD）程度の低電圧で動作
させることが出来るものである。しかしながら、
第１図の回路においては、電源電圧が変動する
と、第１及び第２ダイオード２及び３に流れる電
流が変化し、その結果第１トランジスタ４のベー
ス電圧が変化して前記コレクタ電流が一定でなく
なるという欠点、電源電圧の投入時に、該電源電
圧の上昇に応じて、0.5〜0.6V程度から第１トラ
ンジスタ４のエミツタ電流が流れ始め、その後、
ダイオードの立上り特性に従つて前記エミツタ電
流が増大するので、安定な出力電流を短時間に得
難いという欠点等を有するものであつた。 FIG. 1 shows a conventional constant current circuit, but when the power supply voltage +Vcc is applied, current flows through the resistor 1 to the first and second diodes 2 and 3, and the first transistor 4 The base voltage rises according to the rising characteristics of the first and second diodes 2 and 3, a predetermined current flows through the collector of the first transistor 4, and the predetermined current also flows through the diode-connected second transistor 5. flows. If a third transistor 6 is connected to the second transistor 5 in a current mirror relationship (assuming a mirror ratio of 1), the predetermined current can be obtained at the collector of the third transistor 6. Collector current Ic of the first transistor 4
is 2V D -V BE /R (where, R is the resistance value of the resistor 7, V D is the forward voltage of the first and second diodes 2 and 3, and V BE is the base-emitter voltage of the first transistor 4. (V D ≒ V BE ), and if the power supply voltage and ambient temperature are constant,
The collector current I C is constant. Therefore, the first
The circuit shown in the figure can be operated as a constant current circuit and can be operated at a low voltage of about 1.3V (=2V D ). however,
In the circuit shown in FIG. 1, when the power supply voltage fluctuates, the current flowing through the first and second diodes 2 and 3 changes, and as a result, the base voltage of the first transistor 4 changes and the collector current becomes non-constant. The disadvantage is that when the power supply voltage is turned on, the emitter current of the first transistor 4 starts to flow from about 0.5 to 0.6V as the power supply voltage rises, and then,
Since the emitter current increases in accordance with the rise characteristics of the diode, it has the disadvantage that it is difficult to obtain a stable output current in a short period of time.
(ハ) 考案の要点
本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、一
対のトランジスタから成る電流ミラー回路の出力
側から入力側に正帰還を行つて立上り特性の改善
を計るとともに、前記正帰還を行う為のトランジ
スタのベースに負帰還を行つて電源電圧の変動に
対する安定化を計つた定電流回路を提供するもの
である。(C) Main points of the invention The present invention was developed in view of the above points, and aims to improve the rise characteristics by providing positive feedback from the output side to the input side of a current mirror circuit consisting of a pair of transistors, and The present invention provides a constant current circuit that performs negative feedback to the base of a transistor for positive feedback to stabilize against fluctuations in power supply voltage.
(ニ) 実施例
第２図は本考案の一実施例を示すもので、８は
ベース・コレクタ間が短絡されてダイオード接続
と成された第1PNPトランジスタ、９は該第
1PNPトランジスタ８と電流ミラー関係に接続す
る為、ベース及びエミツタが前記第1PNPトラン
ジスタ８と共通接続され、かつベース・コレクタ
間に起動抵抗１０が接続された第2PNPトランジ
スタ、１１はベースが前記第2PNPトランジスタ
９のコレクタに、コレクタが前記第1PNPトラン
ジスタ８のコレクタに、エミツタが抵抗１２を介
してアースにそれぞれ接続された正帰還路を構成
する正帰還トランジスタ、１３はシヨツトキーバ
リヤーダイオード１４及び抵抗１５とともに前記
正帰還トランジスタ１１のベースバイアス回路を
構成するバイアストランジスタ、１６はベースが
該バイアストランジスタ１３のコレクタに、エミ
ツタが前記正帰還トランジスタ１１のベースに、
コレクタがアースにそれぞれ接続された負帰還ト
ランジスタ、及び１７は出力電流を取り出す為、
前記第1PNPトランジスタ８と電流ミラー関係に
接続された第3PNPトランジスタである。(D) Embodiment FIG. 2 shows an embodiment of the present invention, in which 8 is a first PNP transistor whose base and collector are short-circuited to form a diode connection, and 9 is the first PNP transistor.
1 A second PNP transistor whose base and emitter are commonly connected to the first PNP transistor 8 and a starting resistor 10 connected between the base and collector in order to be connected in a current mirror relationship with the PNP transistor 8; A positive feedback transistor constitutes a positive feedback path in which the collector of the transistor 9 is connected to the collector of the first PNP transistor 8, and the emitter is connected to the ground via a resistor 12, and 13 is a shot key barrier diode 14 and a resistor. A bias transistor 16 which together with 15 constitutes a base bias circuit of the positive feedback transistor 11 has a base connected to the collector of the bias transistor 13 and an emitter connected to the base of the positive feedback transistor 11.
Negative feedback transistors whose collectors are connected to ground, and 17 are for taking out the output current.
This is a third PNP transistor connected to the first PNP transistor 8 in a current mirror relationship.
次に動作を説明する。今、電源電圧＋Vccを投
入したとすると、起動電流が電源から第2PNPト
ランジスタ９のエミツタ・ベース路及び起動抵抗
１０に流れ、それが正帰還トランジスタ１１のベ
ース・エミツタ路及び抵抗１２とダイオード１４
及びバイアストランジスタ１３のベース・エミツ
タ路とに分流する。しかして、電源電圧が所定値
に達すると、正帰還トランジスタ１１のベース電
圧も所定値となり、該正帰還トランジスタ１１が
導通を開始する。その為、正帰還トランジスタ１
１のコレクタ電流が流れ、略等しいコレクタ電流
が第１及び第2PNPトランジスタ８及び９に流れ
る。正帰還トランジスタ１１の電流増幅率をβと
すれば、前記正帰還トランジスタ１１のベース電
流に対してβ倍のコレクタ電流が流れ、それが第
2PNPトランジスタ９のコレクタ電流となるの
で、前記正帰還トランジスタ１１にわずかなベー
ス電流が流れても、正帰還作用により前記ベース
電流は急激に増大し、第２図の回路は直ちに安定
状態に到達する。同時に、第2PMNPトランジス
タ９のコレクタ電流の増大は、ダイオード１４及
びバイアストランジスタ１３を導通状態とするの
で、前記バイアストランジスタ１３のコレクタ電
圧が低下する。そして、前記ダイオード１４と抵
抗１５との電圧降下が負帰還トランジスタ１６の
ベース・エミツタ間立上り電圧に達すると、該負
帰還トランジスタ１６が導通し、正帰還トランジ
スタ１１のベース電流を吸引するので、それ以上
に第2PNPトランジスタ９のコレクタ電流は増大
せず、第２図の回路は安定状態となる。上述の正
帰還動作は、電源電圧が所定値になつた後短時間
に行なわれるので、立上りの急峻な定電流回路を
得ることが出来る。シヨツトキーバリヤーダイオ
ード１４の動作電圧は、約0.35Vであるから、バ
イアストランジスタ１３のベース・エミツタ間電
圧（約0.65V）と合わせて、正帰還トランジスタ
１１のベース電圧が約1Vとなると第２図の回路
は安定状態となり、その状態でバイアストランジ
スタ１３のコレクタ電流をIOとすれば、VBE＝VD
＋ROIO（ただし、VBEは負帰還トランジスタ１６の
ベース・エミツタ間電圧（≒0.65V）、VDはダイ
オード１４の両端電圧（≒0.35V）、ROは抵抗１
５の値）となる様に、前記抵抗１５の値を設定す
ればよい。 Next, the operation will be explained. Now, if the power supply voltage +Vcc is applied, a starting current flows from the power supply to the emitter-base path of the second PNP transistor 9 and the starting resistor 10, and it flows through the base-emitter path of the positive feedback transistor 11, the resistor 12, and the diode 14.
and the base-emitter path of the bias transistor 13. When the power supply voltage reaches a predetermined value, the base voltage of the positive feedback transistor 11 also reaches a predetermined value, and the positive feedback transistor 11 starts conducting. Therefore, positive feedback transistor 1
A collector current of 1 flows through the first and second PNP transistors 8 and 9, and substantially equal collector currents flow through the first and second PNP transistors 8 and 9. If the current amplification factor of the positive feedback transistor 11 is β, a collector current that is β times the base current of the positive feedback transistor 11 flows, and this is the
Since this is the collector current of the 2PNP transistor 9, even if a small base current flows through the positive feedback transistor 11, the base current increases rapidly due to the positive feedback action, and the circuit of FIG. 2 immediately reaches a stable state. . At the same time, the increase in the collector current of the second PMNP transistor 9 turns on the diode 14 and the bias transistor 13, so that the collector voltage of the bias transistor 13 decreases. When the voltage drop between the diode 14 and the resistor 15 reaches the rising voltage between the base and emitter of the negative feedback transistor 16, the negative feedback transistor 16 becomes conductive and absorbs the base current of the positive feedback transistor 11. As described above, the collector current of the second PNP transistor 9 does not increase, and the circuit of FIG. 2 becomes stable. Since the positive feedback operation described above is performed in a short time after the power supply voltage reaches a predetermined value, a constant current circuit with a steep rise can be obtained. Since the operating voltage of the shot key barrier diode 14 is approximately 0.35V, when the base voltage of the positive feedback transistor 11 becomes approximately 1V, together with the base-emitter voltage (approximately 0.65V) of the bias transistor 13, the second The circuit shown in the figure is in a stable state, and if the collector current of the bias transistor 13 is I O in that state, then V BE = V D
+R O I O (where, V BE is the base-emitter voltage of the negative feedback transistor 16 (≒0.65V), V D is the voltage across the diode 14 (≒0.35V), and R O is the resistor 1
The value of the resistor 15 may be set so as to have a value of 5).
上述の安定状態に入ると、第２図の回路は、負
帰還作用を呈する様になり、電源電圧が更に上昇
しても、正帰還トランジスタ１１のベース電圧が
変化しなくなる。すなわち、電源電圧が更に上昇
し、第2PNPトランジスタ９のコレクタ電流が増
大し、正帰還トランジスタ１１のベース電圧が上
昇すると、バイアストランジスタ１３のベースが
より正にバイアスされるので、そのコレクタ電圧
が下降する。その為、負帰還トランジスタ１６の
ベース・エミツタ間がより順方向にバイアスさ
れ、そのエミツタ電流が増大する。従つて、第
2PNPトランジスタ９のコレクタ電流の増大分
は、すべて負帰還トランジスタ１６のエミツタに
吸収されることになり、正帰還トランジスタ１１
のベース電圧は一定に保たれる。 Once in the above-mentioned stable state, the circuit of FIG. 2 begins to exhibit a negative feedback effect, and even if the power supply voltage further increases, the base voltage of the positive feedback transistor 11 does not change. That is, when the power supply voltage further increases, the collector current of the second PNP transistor 9 increases, and the base voltage of the positive feedback transistor 11 increases, the base of the bias transistor 13 is biased more positively, so its collector voltage decreases. do. Therefore, the base-emitter of the negative feedback transistor 16 is biased more forward, and its emitter current increases. Therefore, the first
All of the increase in the collector current of the 2PNP transistor 9 will be absorbed by the emitter of the negative feedback transistor 16, and the increase in the collector current of the positive feedback transistor 11 will be absorbed by the emitter of the negative feedback transistor 16.
The base voltage of is kept constant.
電源電圧が定常状態になつた後、電源電圧の変
動が生じた場合にも、上述の負帰還動作が行なわ
れるので、正帰還トランジスタ１１のベース電圧
は電源電圧の変動に対して安定なものとなり、前
記正帰還トランジスタ１１のコレクタ電流も常に
一定に保たれる。 Even if the power supply voltage fluctuates after the power supply voltage reaches a steady state, the negative feedback operation described above is performed, so the base voltage of the positive feedback transistor 11 remains stable against fluctuations in the power supply voltage. , the collector current of the positive feedback transistor 11 is also always kept constant.
第２図の定電流回路から定電流出力を得る場合
には、第1PNPトランジスタ８と電流ミラー関係
になる様に第3PNPトランジスタ１７を接続すれ
ば、該第3PNPトランジスタ１７のコレクタに定
電流が得られる。また、正帰還トランジスタ１１
のコレクタ電流及びエミツタ電流が一定であるか
ら、抵抗１２の両端に定電圧出力を発生させるこ
とが出来、定電圧を利用したい場合には、出力端
子１８を使用すればよい。 When obtaining a constant current output from the constant current circuit shown in FIG. It will be done. In addition, the positive feedback transistor 11
Since the collector current and emitter current are constant, a constant voltage output can be generated across the resistor 12, and if a constant voltage is desired to be used, the output terminal 18 can be used.
第３図は本考案の別の実施例を示すもので、負
帰還トランジスタ１６′としてNPNトランジスタ
を用い、かつ起動抵抗１０の代わりに、起動トラ
ンジスタ１９と、ダイオード２０と、抵抗２１と
から成る起動回路２２を設けた点が第２図と異
る。第３図において電源電圧を投入すると、抵抗
２１及びダイオード２０に電流が流れ、起動トラ
ンジスタ１９のベース・エミツタ路にも電流が流
れる。その為、第１及び第2PNPトランジスタ８
及び９のベース電流が前記起動トランジスタ１９
のコレクタ・エミツタ路を通つて流れ、それに応
じて前記第１及び第2PNPトランジスタ８及び９
のコレクタ電流が流れる。第2PNPトランジスタ
９のコレクタ電流が流れた後は、第２図の場合と
同様、正帰還トランジスタ１１が導通し、正帰還
動作により短時間で第１及び第2PNPトランジス
タ８及び９と正帰還トランジスタ１１とが安定状
態に到達する。そして、バイアストランジスタ１
３が十分に導通し、そのコレクタ電圧が低下して
負帰還トランジスタ１６′のベース・エミツタ間
電圧が立上り電圧に達すると、前記負帰還トラン
ジスタ１６′が導通し、正帰還動作が停止して負
帰還動作に移行する。以降の負帰還動作について
は、第２図の場合と同一に付省略する。 FIG. 3 shows another embodiment of the present invention, in which an NPN transistor is used as the negative feedback transistor 16', and the starting resistor 10 is replaced by a starting transistor 19, a diode 20, and a resistor 21. The difference from FIG. 2 is that a circuit 22 is provided. In FIG. 3, when the power supply voltage is applied, a current flows through the resistor 21 and the diode 20, and also current flows through the base-emitter path of the starting transistor 19. Therefore, the first and second PNP transistors 8
and a base current of 9 is connected to the start-up transistor 19
flows through the collector-emitter path of the first and second PNP transistors 8 and 9, respectively.
collector current flows. After the collector current of the second PNP transistor 9 flows, the positive feedback transistor 11 becomes conductive as in the case of FIG. reaches a steady state. And bias transistor 1
3 becomes sufficiently conductive, its collector voltage decreases, and the voltage between the base and emitter of the negative feedback transistor 16' reaches the rising voltage, the negative feedback transistor 16' becomes conductive, the positive feedback operation stops, and the negative Shifts to return operation. The subsequent negative feedback operation will be omitted as it is the same as in the case of FIG.
第３図における起動トランジスタ１９のベース
電圧は、ダイオード２０により略VBEとなる。一
方、安定状態において正帰還トランジスタ１１の
ベース電圧は略2VBEとなつており、起動トラン
ジスタ１９と正帰還トランジスタ１１とは図示の
如く差動接続状態となつているので、安定状態に
おいては起動トランジスタ１９が非導通となり、
定電流回路に悪影響を及ぼさない。 The base voltage of the starting transistor 19 in FIG. 3 becomes approximately V BE due to the diode 20. On the other hand, in a stable state, the base voltage of the positive feedback transistor 11 is approximately 2V BE , and the starting transistor 19 and the positive feedback transistor 11 are in a differential connection state as shown in the figure. 19 becomes non-conductive,
Does not adversely affect constant current circuits.
(ホ) 効果
以上述べた如く、本考案に依れば、電源電圧の
投入直後から正帰還作用により一定の電流を発生
することが出来るので、立上りの急峻な定電流回
路を提供出来るという利点を有する。また、本考
案に依れば、負帰還作用により、常に安定な定電
流が得られるので、電源電圧変動に強く、低電圧
で正常に動作する定電流回路が提供出来るという
利点を有する。更に、本考案に係る定電流回路の
起動の為に、第３図に示される如き起動回路を使
用すれば、安定状態において起動回路が不動作と
なり、かつ電流ミラー回路を使用している為に、
定電流回路の内部から電源を見た時のインピーダ
ンスが大となり、リツプル除去比が増大するとい
う利点を有する。(e) Effects As described above, according to the present invention, a constant current can be generated by positive feedback immediately after the power supply voltage is turned on, so it has the advantage of providing a constant current circuit with a steep rise. have Further, according to the present invention, a stable constant current can always be obtained due to the negative feedback effect, so there is an advantage that a constant current circuit that is resistant to power supply voltage fluctuations and operates normally at low voltage can be provided. Furthermore, if a starting circuit as shown in FIG. 3 is used to start the constant current circuit according to the present invention, the starting circuit will be inactive in a stable state, and since a current mirror circuit is used, ,
This has the advantage that the impedance when looking at the power supply from inside the constant current circuit increases, and the ripple rejection ratio increases.
第１図は従来の定電流回路を示す回路図、第２
図は本考案の一実施例を示す回路図、及び第３図
は本考案の別の実施例を示す回路図である。
主な図番の説明、８，９……PNPトランジス
タ、１１……正帰還トランジスタ、１３……バイ
アストランジスタ、１６……負帰還トランジス
タ。
Figure 1 is a circuit diagram showing a conventional constant current circuit, Figure 2 is a circuit diagram showing a conventional constant current circuit.
The figure is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. Explanation of main figure numbers, 8, 9...PNP transistor, 11...Positive feedback transistor, 13...Bias transistor, 16...Negative feedback transistor.
Claims (1)
ー回路を構成する第１及び第２トランジスタと、
前記電流ミラー回路の出力端にベースが入力端に
コレクタがそれぞれ接続され、前記電流ミラー回
路の正帰還路を形成する第３トランジスタと、該
第３トランジスタのベース電圧を安定化するため
の負帰還路とを備えて成り、前記負帰還路は前記
電流ミラー回路の出力電流に応じて電圧を発生す
る部分と、前記電圧に応じて前記電流ミラー回路
の出力電流を吸引する部分とを有し、前記正帰還
路により立上り特性の改善を計るとともに、前記
負帰還路により電源電圧の変動に対し、前記第１
トランジスタのコレクタ電流を安定化するように
したことを特徴とする定電流回路。 first and second transistors whose bases and emitters are commonly connected to form a current mirror circuit;
a third transistor whose base is connected to the output end of the current mirror circuit and whose collector is connected to the input end of the current mirror circuit to form a positive feedback path of the current mirror circuit; and a negative feedback for stabilizing the base voltage of the third transistor. The negative feedback path has a part that generates a voltage according to the output current of the current mirror circuit, and a part that attracts the output current of the current mirror circuit according to the voltage, The positive feedback path improves the rise characteristics, and the negative feedback path improves the first
A constant current circuit characterized by stabilizing the collector current of a transistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16750782U JPS5974411U (en) | 1982-11-04 | 1982-11-04 | constant current circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16750782U JPS5974411U (en) | 1982-11-04 | 1982-11-04 | constant current circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5974411U JPS5974411U (en) | 1984-05-21 |
| JPH0542489Y2 true JPH0542489Y2 (en) | 1993-10-26 |
Family
ID=30366451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16750782U Granted JPS5974411U (en) | 1982-11-04 | 1982-11-04 | constant current circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5974411U (en) |
Citations (4)
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|---|---|---|---|---|
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| JPS5359851A (en) * | 1976-11-10 | 1978-05-30 | Toshiba Corp | Constant current circuit |
| JPS55124822A (en) * | 1979-03-22 | 1980-09-26 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Constant voltage circuit |
| JPS58343A (en) * | 1982-02-01 | 1983-01-05 | Sanwa Shutter Corp | Forming device for slat with rib pattern or rugged pattern for shutter |
-
1982
- 1982-11-04 JP JP16750782U patent/JPS5974411U/en active Granted
Patent Citations (4)
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5974411U (en) | 1984-05-21 |
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