JPH0533062Y2 - - Google Patents

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JPH0533062Y2
JPH0533062Y2 JP17539287U JP17539287U JPH0533062Y2 JP H0533062 Y2 JPH0533062 Y2 JP H0533062Y2 JP 17539287 U JP17539287 U JP 17539287U JP 17539287 U JP17539287 U JP 17539287U JP H0533062 Y2 JPH0533062 Y2 JP H0533062Y2
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Description

【考案の詳細な説明】 〔考案の技術分野〕 本考案は一般に可変出力形電源に係り、特にそ
の出力インピーダンスが広周波数帯域に渡つて常
に一定の抵抗値を示す電圧供給装置に関する。
[Detailed Description of the Invention] [Technical Field of the Invention] The present invention generally relates to a variable output power source, and more particularly to a voltage supply device whose output impedance always exhibits a constant resistance value over a wide frequency band.

〔考案の技術的背景及びその問題点〕[Technical background of the invention and its problems]

従来、たとえば終端開放の伝送線路(特性イン
ピーダンスZ0)を電圧供給装置によつて電圧駆動
する場合、該装置と伝送線路との間にインピーダ
ンスZ0なる素子を挿入し、インピーダンス整合を
とつて行なつていたが、電圧供給装置の出力イン
ピーダンスが周波数特性を持ち、特に通常、高周
波領域においてその値が大きくなるため、矩形波
駆動などの場合、伝送線路の入力部でのインピー
ダンス不整合により、矩形波上に反射によるリン
ギングが重畳されていた。このリンギングは、伝
送線路の終端に接続される負荷(入力インピーダ
ンスが大)が矩形波のレベルに対して高精度を必
要とする場合には重大な影響を及ぼす。
Conventionally, for example, when an open-ended transmission line (characteristic impedance Z 0 ) is driven by a voltage supply device, an element with impedance Z 0 is inserted between the device and the transmission line to achieve impedance matching. However, the output impedance of a voltage supply device has frequency characteristics, and its value usually becomes large in the high frequency region. Ringing due to reflection was superimposed on the waves. This ringing has a serious effect when the load (having a large input impedance) connected to the end of the transmission line requires high precision with respect to the level of the square wave.

この問題を解決するために、第4図に示す回路
が考案された。同図では、電圧供給用の演算増幅
器401の出力がコンデンサC0を介して接地さ
れている。このため、この点での高周波領域出力
インピーダンスは下がる。しかしながら、この回
路ではコンデンサC0に大容量かつ高周波特性の
良い物が必要であり、該回路の小型化の障害にな
るとともにコスト高となる。また、大容量コンデ
ンサとして電解コンデンサを使用する場合が多
く、無極性化を必要とする時に取り扱いが厄介と
なる。さらにコンデンサ負荷による発振を防止す
るために、演算増幅器401に位相補償を施す
と、該演算増幅器が作用する低周波領域とコンデ
ンサが作用する高周波領域との間の周波数領域で
出力インピーダンスが高くなる。
In order to solve this problem, a circuit shown in FIG. 4 was devised. In the figure, the output of an operational amplifier 401 for voltage supply is grounded via a capacitor C 0 . Therefore, the high frequency region output impedance at this point decreases. However, this circuit requires the capacitor C 0 to have a large capacity and good high frequency characteristics, which becomes an obstacle to miniaturization of the circuit and increases cost. Furthermore, electrolytic capacitors are often used as large-capacity capacitors, making handling difficult when non-polarization is required. Further, in order to prevent oscillation due to the capacitor load, when phase compensation is applied to the operational amplifier 401, the output impedance becomes high in the frequency region between the low frequency region where the operational amplifier acts and the high frequency region where the capacitor acts.

〔考案の目的〕[Purpose of invention]

本考案は広周波数帯域に渡つて出力インピーダ
ンスが定抵抗特性を示す電圧供給装置を提供する
ことを目的とする。
An object of the present invention is to provide a voltage supply device whose output impedance exhibits constant resistance characteristics over a wide frequency band.

〔考案の概要〕[Summary of the idea]

本考案の一実施例によれば、 出力インピーダンスZ1を有する複合増幅器と、 前記複合増幅器の出力に一端が接続された、抵
抗値がRの第1抵抗と、 前記第1抵抗の他端に一端が接続され他端が接
地された、抵抗値Rの第2抵抗とインピーダンス
Z2のインピーダンス素子との1ポート直列接続回
路とを含み、前記第1抵抗と前記第2抵抗との接
続点から供給電圧を出力する電圧供給装置が提供
される。
According to an embodiment of the present invention, a composite amplifier having an output impedance Z1 , a first resistor having a resistance value R, one end of which is connected to the output of the composite amplifier, and the other end of the first resistor connected to the output of the composite amplifier. A second resistor with a resistance value R and an impedance connected at one end and grounded at the other end
A voltage supply device is provided that includes a one-port series connection circuit with an impedance element of Z 2 and outputs a supply voltage from a connection point between the first resistor and the second resistor.

該電圧供給装置の出力インピーダンスは R2≒Z1・Z2 を満たす様に、それぞれの素子を選択、設計する
ことによつて、広周波数帯域に渡つてほぼ一定
の、抵抗値Rの定抵抗特性を有する。
By selecting and designing each element so that the output impedance of the voltage supply device satisfies R 2 ≒ Z 1・Z 2 , the output impedance is a constant resistance with a resistance value R that is almost constant over a wide frequency band. have characteristics.

また前記複合増幅器が、 前記供給電圧値を設定するための信号を一入力
とする第1増幅器と、入力が前記第1増幅器の出
力に接続し、出力が前記複合増幅器としての出力
である、出力インピーダンスがR0の第2増幅器
と、 前記第2増幅器の出力と、前記第1増幅器の他
の一入力端との間に接続された、抵抗値R1の第
3抵抗と、 前記第1増幅器の出力と、前記第1増幅器の前
記他の一入力端との間に接続された、容量値C1
のコンデンサと を含む構成である場合、角周波数をωとして Z2=1/jωCのとき Z1≒jωCR2 とするには、第1増幅器の増幅度が1となる周波
数をωTとして、 CR2=R0(C1R1+1/ωT),R≪R0 を満たすように各素子を選択する。
Further, the composite amplifier includes a first amplifier having one input as a signal for setting the supply voltage value, and an output whose input is connected to the output of the first amplifier and whose output is the output of the composite amplifier. a second amplifier with impedance R 0 ; a third resistor with a resistance value R 1 connected between the output of the second amplifier and the other input terminal of the first amplifier; and the first amplifier a capacitance value C 1 connected between the output of the amplifier and the other input terminal of the first amplifier.
In the case of a configuration including a capacitor of 2 = R 0 (C 1 R 1 +1/ω T ), each element is selected so that R<<R 0 is satisfied.

〔考案の実施例〕[Example of idea]

第1図に本考案の一実施例の電圧供給装置10
0を示す。演算増幅器101の非反転入力端子に
は出力供給電圧を所定の電圧値に設定するための
信号が入力される。演算増幅器101の出力は一
方で電流ブースター102の入力に接続し、他方
で位相補償用コンデンサC1を介して演算増幅器
101の反転入力端子に接続している。電流ブー
スター102の出力は一方で位相補償用の抵抗
R1を介して演算増幅器101の反転入力端子に
接続し、他方で抵抗105を介し、他端が接地さ
れた、抵抗106とコンデンサCとの直列接続か
らなる1ポート回路の一端に接続される。抵抗1
05と抵抗106との接続点は供給電圧出力を与
える。
FIG. 1 shows a voltage supply device 10 according to an embodiment of the present invention.
Indicates 0. A signal for setting the output supply voltage to a predetermined voltage value is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 101. The output of the operational amplifier 101 is connected on the one hand to the input of the current booster 102, and on the other hand to the inverting input terminal of the operational amplifier 101 via the phase compensation capacitor C1 . On the other hand, the output of the current booster 102 is connected to a resistor for phase compensation.
R1 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 101, and the other end is connected to one end of a one-port circuit consisting of a series connection of a resistor 106 and a capacitor C, the other end of which is grounded. . resistance 1
The junction between 05 and resistor 106 provides the supply voltage output.

ここで同図P点での出力インピーダンスが
jω・CR2となるようにすると、電圧供給装置10
0の出力インピーダンスZは、第2図の回路を用
いて計算して、 1/Z=1/1/jωC+R+1/jωCR2+R
=jωC/1+jωCR+1/jωCR2+R =jωC+1/R/1+jωCR=1/R(
1+jωCR)1+jωCR=1/R ∴Z=R となり周波数に依らず一定抵抗値を示すことがわ
かる。
Here, the output impedance at point P in the same figure is
If jω・CR 2 is set, the voltage supply device 10
The output impedance Z of 0 is calculated using the circuit shown in Figure 2, and is 1/Z=1/1/jωC+R+1/jωCR 2 +R
=jωC/1+jωCR+1/jωCR 2 +R =jωC+1/R/1+jωCR=1/R(
1+jωCR)1+jωCR=1/R ∴Z=R It can be seen that the resistance value is constant regardless of the frequency.

また、P点での出力インピーダンスをjωCR2
するためには、 CR2=R0(C1R1+1/ωr)及びR<<R0
満たすように各素子を選択すれば良い。
Furthermore, in order to set the output impedance at point P to jωCR 2 , each element may be selected so as to satisfy CR 2 =R 0 (C 1 R 1 +1/ωr) and R<<R 0 .

これは第3図を用いて以下の様に導出される。
ここで演算増幅器101の伝達特性はωTで増幅
度1となるモノポール特性とし、また、電流ブー
スター102の出力インピーダンスはR0とする。
This is derived as follows using FIG.
Here, the transfer characteristic of the operational amplifier 101 is assumed to be a monopole characteristic with an amplification factor of 1 at ω T , and the output impedance of the current booster 102 is assumed to be R 0 .

図より、 Z1=V0/I1+I2 V0−V1=I1R0 V1=−V2・ωT/jω V0−V2=I2R1 V2−V1=I3・1/jωC1 ここで I3≒I2,L1>>I2であるので Z1=R0/1+1/jωC1R1+jω/ωT(1+jωC1
R1)ω<<1/C1R1+1/ωTとすると…… Z1≒jωR0(C1R1+1/ωT) …… また、Z1をjωCR2としたいのであるから式よ
り ∴ CR2=R0(C1R1+1/ωT) …… さらに増幅器101,102の作用とコンデン
サCの作用がクロスオーバーする周波数ω=1/CR までは上述の近似が成立しないといけないので、
式および式を用いて、 1/C1R1+1/ωT>>1/CR=R/R0・1/C1R
1+1/ωT∴ R<<R0…… したがつて式および式を満たせば出力イン
ピーダンスZ1をjωCR2とすることができる。
From the figure, Z 1 = V 0 /I 1 +I 2 V 0 −V 1 = I 1 R 0 V 1 = −V 2・ω T /jω V 0 −V 2 = I 2 R 1 V 2 −V 1 = I 3・1/jωC 1Here , I 3 ≒I 2 , L 1 >>I 2 , so Z 1 = R 0 /1+1/jωC 1 R 1 +jω/ω T (1+jωC 1
R 1 )ω<<1/C 1 R 1 +1/ω T ... Z 1 ≒jωR 0 (C 1 R 1 +1/ω T )... Also, since we want Z 1 to be jωCR 2 , the formula From ∴ CR 2 = R 0 (C 1 R 1 +1/ω T )...Furthermore, the above approximation does not hold until the frequency ω = 1/CR where the actions of amplifiers 101 and 102 and the action of capacitor C cross over. Because I can't,
Using formula and formula, 1/C 1 R 1 + 1/ω T >> 1/CR=R/R 0・1/C 1 R
1 +1/ω T ∴ R<<R 0 ... Therefore, if the formulas and formulas are satisfied, the output impedance Z 1 can be set to jωCR 2 .

なお、位相補償の構成は第1図に示された構成
に限定されるものではなく、出力インピーダンス
Z1を所定の値にするような構成であれば良い。ま
た、抵抗106及びコンデンサCはその位置が上
下逆であつても良い。
Note that the configuration of phase compensation is not limited to the configuration shown in Figure 1;
Any configuration may be used as long as Z 1 is set to a predetermined value. Further, the positions of the resistor 106 and the capacitor C may be upside down.

これによつて以前はコンデンサC0(第4図)と
して10μFのコンデンサ2個を用いて構成した無
極性コンデンサを使用していたが、0,33μFの
セラミツクコンデンサ1個で済み、回路の小型化
と共にコストが減少し、高周波特性も良くなつ
た。さらに、この回路をハイブリツドIC(HIC)
化した時、以前は電解コンデンサを外付けしなけ
ればならず、このため第4図に示す増幅器401
の出力端は該HICの端子を介して外部に出るた
め、不用意なシヨートによる破損の恐れがあり、
このため電流制限回路を設ける必要があつたが、
本考案による該一実施例ではコンデンサはHICに
内蔵されるので、このような電流制限回路は不必
要となる。また第4図における回路では、基準電
圧を変化させると大容量コンデンサC0によるサ
ージ電流がいろいろと問題を起こしたが、そのよ
うなことも無くなつた。
As a result, the capacitor C 0 (Figure 4) used to be a non-polar capacitor composed of two 10μF capacitors, but now only one 0.33μF ceramic capacitor is required, resulting in a smaller circuit. At the same time, costs decreased and high frequency characteristics improved. Furthermore, this circuit can be integrated into a hybrid IC (HIC).
In the past, an electrolytic capacitor had to be attached externally, so the amplifier 401 shown in FIG.
Since the output terminal of the HIC goes outside through the terminal of the HIC, there is a risk of damage due to careless shooting.
For this reason, it was necessary to provide a current limiting circuit, but
In one embodiment of the present invention, the capacitor is built into the HIC, so such a current limiting circuit is not required. In addition, in the circuit shown in FIG. 4, when the reference voltage was changed, the surge current caused by the large capacitance capacitor C 0 caused various problems, but such problems have been eliminated.

また、該一実施例による電圧供給装置は第5図
に示すような回路に用いられて、負荷抵抗RL
一端にバイアス電圧を与え、RLが伝送線路の特
性インピーダンスZ0に等しく選択された場合、伝
送線路の良好な終端特性を与えることもできる。
Further, the voltage supply device according to the embodiment is used in a circuit as shown in FIG. 5, where a bias voltage is applied to one end of the load resistor R L , and R L is selected to be equal to the characteristic impedance Z 0 of the transmission line. In this case, it is also possible to provide good termination characteristics for the transmission line.

〔考案の効果〕[Effect of idea]

以上説明したように本考案を用いることによ
り、インピーダンスの不整合による反射の影響が
ない、良好な信号の送、受信を行なうことができ
る。
As explained above, by using the present invention, it is possible to perform good signal transmission and reception without the influence of reflection due to impedance mismatch.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本考案の一実施例の電圧供給装置を示
す図、第2図は第1図の装置の出力インピーダン
スを計算するために用いる図、第3図は第1図の
2個の増幅器から成る複合増幅器の出力インピー
ダンスを計算するために用いる図、第4図は従来
の電圧供給装置を示す図、第5図は本考案の一実
施例の応用を示す図である。 101……演算増幅器、102……電流ブース
ター、R,R1……抵抗、C,C1……コンデンサ。
FIG. 1 is a diagram showing a voltage supply device according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram used to calculate the output impedance of the device in FIG. 1, and FIG. 3 is a diagram showing the two amplifiers in FIG. 1. FIG. 4 is a diagram showing a conventional voltage supply device, and FIG. 5 is a diagram showing an application of an embodiment of the present invention. 101...Operation amplifier, 102...Current booster, R, R1 ...Resistor, C, C1 ...Capacitor.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】 (1) 出力インピーダンスZ1を有する増幅器と、 前記増幅器の出力に一端が接続された、抵抗
値Rを有する第1抵抗手段と、 該第1抵抗手段の他端に接続された、抵抗値
がほぼRの第2抵抗手段とインピーダンス値が
Z2のインピーダンス手段との直列接続回路と、 を備えて成り、前記値間にR2≒Z1,Z2の関係
を有し、前記第1抵抗手段と前記直列接続回路
との接続点から出力することを特徴とする電圧
供給装置。 (2) 前記増幅器が、 第1増幅器と、 前記第1増幅器の出力端と反転入力端との間
に接続された、キヤパシタンス値C1を有する
キヤパシタと、 前記第1増幅器の出力端に接続された第2増
幅器と、 前記第2増幅器の出力端と前記第1増幅器の
反転入力端との間に接続された、抵抗値R1
有する抵抗器と、 を備えて成り、前記インピーダンス手段がキヤ
パシタンス値Cを有するキヤパシタであるとき
に、前記値間に下記関係式が成立することを特
徴とする実用新案登録請求の範囲第(1)項記載の
電圧供給装置。 関係式:CR2≒R0(C1R1+1/ωT) ここで、R0(R0≫R)は前記第2増幅器の出力
インピーダンスであり、ωTは前記第1増幅器の
利得伝達特性における利得が1になるときの角周
波数である。
[Claims for Utility Model Registration] (1) An amplifier having an output impedance Z1 , a first resistor having a resistance value R, one end of which is connected to the output of the amplifier, and the other end of the first resistor. A second resistor means having a resistance value of approximately R and an impedance value connected to
a series connection circuit with an impedance means of Z 2 ; A voltage supply device characterized by outputting. (2) The amplifier includes: a first amplifier; a capacitor having a capacitance value C 1 connected between the output terminal and the inverting input terminal of the first amplifier; and a capacitor connected to the output terminal of the first amplifier; and a resistor having a resistance value R 1 connected between the output terminal of the second amplifier and the inverting input terminal of the first amplifier, and the impedance means is a capacitance. The voltage supply device according to claim 1, which is a registered utility model, characterized in that when the capacitor has a value C, the following relational expression holds between the values. Relational expression: CR 2 ≒ R 0 (C 1 R 1 +1/ω T ) Here, R 0 (R 0 ≫R) is the output impedance of the second amplifier, and ω T is the gain transfer of the first amplifier. This is the angular frequency when the gain in the characteristic becomes 1.
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