JPH05299971A - Variation correction system for ic filter - Google Patents

Variation correction system for ic filter

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JPH05299971A
JPH05299971A JP9997892A JP9997892A JPH05299971A JP H05299971 A JPH05299971 A JP H05299971A JP 9997892 A JP9997892 A JP 9997892A JP 9997892 A JP9997892 A JP 9997892A JP H05299971 A JPH05299971 A JP H05299971A
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pass filter
filter
reference signal
phase
ic
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JP9997892A
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Inventor
Hiromi Kusakabe
博 巳 日下部
Original Assignee
Toshiba Corp
株式会社東芝
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Abstract

PURPOSE: To correct not only the variation of a resistance but also the variation of a capacitor, to reduce the number of elements, and to widen a draw range.
CONSTITUTION: This system is equipped with a reference signal generating means 2 which generates a reference signal of a prescribed frequency, all pass filter 4 having a variable time constant to be controlled, which receives the reference signal, phase comparing means 6 which compares the phase of the output signal of the all pass filter with the phase of the reference signal, and low pass filter 8 which interrupts the passage of the high frequency components of a control signal outputted from the phase comparing means. Then, the all pass filter is formed on the same chip as an IC filter having the variable time constant to be controlled, and the variable time constants of the all pass filter and the IC filter are controlled by the control signal obtained through the low pass filter.
COPYRIGHT: (C)1993,JPO&Japio

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】本発明はICチップ上に形成されるフィルタのばらつきを補正するICフィルタのばらつき補正システムに関するものであり、特にTV、VTR The present invention relates is related to variation correction system IC filter for correcting the variation of the filter formed on an IC chip, in particular TV, VTR
などのAV機器用、もしくはフロッピディスク駆動装置やハードディスク駆動装置などのOA機器用のフィルタ内蔵アナログIC、もしくはアナログ・ディジタル混在ICに用いられる。 For AV equipment such as, or filter internal analog IC for OA equipment such as a floppy disk drive or hard disk drive, or used in analog-digital hybrid IC.

【0002】 [0002]

【従来の技術】従来のICフィルタのばらつき補正システムの構成を図8に示す。 BACKGROUND OF THE INVENTION variation correction system of a conventional IC filter configuration shown in FIG. この補正システムは、フィルタ81及び抵抗82が形成されたICチップ内に抵抗比検出回路83を形成し、更に抵抗100を外付としたものである。 The correction system, the filter 81 and the resistor 82 form a resistance ratio detection circuit 83 into an IC chip formed is further intended to the resistor 100 was external. これはICチップ内の抵抗82とICチップ外の抵抗100の抵抗値の比を抵抗比検出回路83によって検出し、この比に基づいてフィルタの相互コンダクタンスgmを制御し、フィルタ81の周波数特性を決定する時定数のうち、抵抗82のばらつきのみを補正するものである。 It detects the ratio of the resistance value of the resistor 82 and the IC chip outside the resistor 100 in the IC chip by the resistance ratio detection circuit 83, and controls the mutual conductance gm of the filter based on this ratio, the frequency characteristic of the filter 81 of the time constant determining, in which only corrects a variation in resistance 82.

【0003】又、ばらつき補正システムの他の例を図9 [0003] Further, another example of a variation correction system 9
に示す。 To show. 図9に示す補正システムは基準信号源92と、 Correction system shown in FIG. 9 as a reference signal source 92,
バイカッドバンドパスフィルタ94と、位相比較器96 A biquad bandpass filter 94, a phase comparator 96
と、コンデンサからなるローパスフィルタ98と、直流増幅器99とを有している。 If has a low-pass filter 98 comprising a capacitor, a DC amplifier 99. 基準信号源92は周波数が一定で位相が90度異なる2種類の信号を発生する。 Reference signal source 92 phase occurs 90 degrees two different signals at the constant frequency. バンドパスフィルタ94は制御可能な可変中心周波数を有し、被補正フィルタとともに同一チップ上で形成され、 Bandpass filter 94 has a controllable variable center frequency, is formed on the same chip together with the correction filter,
基準信号源92から出力される2種類の信号のうち位相が90度進んだ信号が入力される。 Phase advanced by 90 degrees signals of the two types of signals output from the reference signal source 92 is input. なお、バンドパスフィルタ94の上記中心周波数は基準信号源92から発生される信号の周波数となるように設計される。 Incidentally, the central frequency of the band-pass filter 94 is designed to be frequency of the signal generated from the reference signal source 92. 位相比較器96はバンドパスフィルタ94の出力信号の位相ψ 2 The phase comparator 96 of the output signal of the bandpass filter 94 a phase [psi 2
と基準信号源92から発生される位相遅れのない信号の位相ψ 1を比較し、位相差ψ 1 −ψ 2が90度となるような制御信号を出力する。 And it compares the phases [psi 1 phase delay free signal generated from the reference signal source 92, the phase difference ψ 12 outputs a control signal such that the 90 °. この位相比較器96の出力はローパスフィルタ98を介して直流増幅器99に送出されて増幅され、バンドパスフィルタ94に送られてバンドパスフィルタ94の中心周波数を制御する。 The output of the phase comparator 96 is amplified is sent to the DC amplifier 99 via a low-pass filter 98 is sent to a band-pass filter 94 to control the center frequency of the bandpass filter 94. 又、増幅器99の出力は被補正フィルタ(ICフィルタ)に送られる。 The output of the amplifier 99 is sent to the correction filter (IC filter).

【0004】 [0004]

【発明が解決しようとする課題】図8に示す従来のばらつき補正システムにおいては、被補正フィルタ81の周波数特性を決定する時定数のうち、抵抗ばらつきを補正することができるが、IC内のキャパシタンスのばらつきは全く補正されない。 In the [0007] conventional variation correction system shown in FIG. 8, of the time constant which determines the frequency characteristics of the correction filter 81, it can be corrected resistance variations, the capacitance in the IC the variability is not at all corrected.

【0005】又、図9に示す従来のばらつき補正システムにおいては、周波数に対する位相変化の感度が高く、 [0005] Further, in the conventional variation correction system shown in FIG. 9, high sensitivity of the phase change with respect to frequency,
ばらつきの補正効果が大きいが、バンドパスフィルタとして最低でも2次のもの設ける必要があり、これにより素子数が多くなってしまうとともに、周波数がずれると振幅応答が小さくなってしまい引込み範囲を広く取れないという問題があった。 Although variations in correction effect is large, it is necessary to provide that the secondary at least as a band-pass filter, thereby together becomes the number of elements, taken wide capture range will be the amplitude response decreases as the frequency is shifted there is a problem that does not.

【0006】本発明は上記事情を考慮してなされたものであって、抵抗ばかりでなくキャパシタンスのばらつきも補正できなるとともに、素子数の個数を少なくでき、 [0006] be one present invention has been made in view of these circumstances, the variation in the resistance as well as capacitance with also be corrected, it is possible to reduce the number in the number of elements,
かつ引込み範囲の広いICフィルタのばらつき補正システムを提供することを目的とする。 And an object thereof to provide a variation correction system wide IC filters capture range.

【0007】 [0007]

【課題を解決するための手段】本発明によるICフィルタのばらつき補正システムは、所定の周波数の基準信号を発生する基準信号発生手段と、制御可能な可変時定数を有し前記基準信号を受けるオールパスフィルタと、このオールパスフィルタの出力信号の位相と前記基準信号の位相とを比較し位相差が90度となるような制御信号を出力する位相比較手段と、この位相比較手段から出力される制御信号の高周波成分の通過を阻止するローパスフィルタと、を備え、オールパスフィルタは制御可能な可変時定数を有するICフィルタと同一チップ上に形成され、オールパスフィルタ及びICフィルタの可変時定数はローパスフィルタを介して得られる制御信号によって制御されることを特徴とする。 Variation correction system IC filter according to the present invention, in order to solve the problems] receives a reference signal generating means for generating a reference signal of a predetermined frequency, said reference signal having a controllable variable time constant allpass filter and a phase comparison means for outputting a control signal such as a phase difference by comparing the phase of the reference signal of the output signal of the all-pass filter is 90 degrees, the control signal output from the phase comparing means comprising a low-pass filter to prevent the passage of high frequency components, and all-pass filter is formed on the IC filter on the same chip with a controllable variable time constant, variable time constant of the all-pass filter and the IC filter through a low-pass filter characterized in that it is controlled by a control signal derived Te.

【0008】 [0008]

【作用】このように構成された本発明のICフィルタのばらつき補正システムによれば、オールパスフィルタとICフィルタが同一チップ上に形成される。 SUMMARY OF According to variation correction system IC filter of the present invention configured as described above, all-pass filter and the IC filters are formed on the same chip. これにより素子のばらつきによる各々の時定数のずれは各々の設計値に対して同じ方向となる。 Shift time constant variations of each by the Thus element is the same direction for each design value. オールパスフィルタの時定数の設計値を、基準信号発生手段から発生される基準信号の周波数に対して移相量が−90度となるように設計しておけば、ローパスフィルタを介して得られる位相比較手段から出力される制御信号によってオールパスフィルタの時定数が設計値となるように制御されるとともにICフィルタの時定数も上記制御信号によって設計値となるように制御される。 The design value of the time constant of the all-pass filter, if phase shift relative to the frequency of the reference signal generated from the reference signal generating means Oke was designed to be -90 degrees, phase obtained through the low-pass filter the time constant of the IC filter with a time constant of the all-pass filter is controlled so that the design value by the control signal outputted from the comparator means is also controlled to be a design value by the control signal. これにより抵抗のばらつきばかりでなくキャパシタンスのばらつきも補正できる。 This can also be corrected variation of capacitance as well as the variation of the resistance. 又1 In addition 1
次オールパスフィルタを用いることにより従来の場合に比べ素子数を少なくすることができるとともに引込み範囲を広くすることができる。 It is possible to widen the capture range it is possible to reduce the number of elements compared to the conventional case by using the following all-pass filter.

【0009】 [0009]

【実施例】本発明によるICフィルタのばらつき補正システムの第1の実施例の構成を図1に示す。 The configuration of a first embodiment of EXAMPLES IC filter variation correction system according to the present invention is shown in FIG. この実施例のばらつき補正システムは、基準信号源2と、オールパスフィルタ4と、位相比較器6と、ローパスフィルタ8 Variation correction system of this embodiment, the reference signal source 2, and all-pass filter 4, a phase comparator 6, a low-pass filter 8
と、増幅器9とを備えている。 When, and a amplifier 9. 基準信号源2は所定の周波数の基準信号を発生する。 Reference signal source 2 generates a reference signal having a predetermined frequency. オールパスフィルタ4は、 All-pass filter 4,
電流制御の電圧制御電流源(以下、Gmアンプともいう)4a、キャパシタ4b、及びバッファ4cからなる時定数回路と、抵抗4d、4eとを備えており、基準信号源の出力を抵抗4d、4eによって1/2に分圧したものと上記時定数回路の出力との差を位相比較器6に送出する。 Voltage controlled current source of the current control (hereinafter, Gm amplifiers also called) 4a, a capacitor 4b, and a time constant circuit consisting of a buffer 4c, resistors 4d, and a 4e, resistance output of the reference signal source 4d, 4e by sending the difference between the output of the time constant circuit to that pressure 1/2 minutes to the phase comparator 6. ここでオールパスフィルタ4の特性を、図2に示す最も原始的な1次オールパスフィルタを例にとって説明する。 Here the characteristics of the all-pass filter 4, will be described as an example of the most primitive first-order all-pass filter shown in FIG. 基準信号源22の出力電圧V 1を抵抗R 1で分割した電圧V A (=1/2V 1 )と、キャパシタC及び抵抗Rで分圧された電圧V Bとの差電圧V 2 (=V A The voltage V A of the output voltages V 1 divided by the resistance R 1 of the reference signal source 22 (= 1 / 2V 1) , the differential voltage V 2 and the voltage V B which is divided by a capacitor C and a resistor R (= V A
−V B )は -V B) is

【0010】 [0010]

【数1】 [Number 1] したがって伝達関数T(s)は、 Therefore the transfer function T (s) is

【0011】 [0011]

【数2】 [Number 2] となる。 To become. ここでs=jωとおくと、伝達関数T(s)の振幅は When put to herein as s = j [omega], the amplitude of the transfer function T (s) is

【0012】 [0012]

【数3】 [Number 3] となり、周波数wに依らず一定となる。 Next, it becomes constant regardless of the frequency w.

【0013】一方、位相θは θ=tan -1 (−ω/ω 0 )−tan -1 (ω/ω 0 ) =−2tan -1 (ω/ω 0 ) となる。 [0013] On the other hand, the phase θ becomes θ = tan -1 (-ω / ω 0) -tan -1 (ω / ω 0) = -2tan -1 (ω / ω 0). すなわち、ω=ω 0で90度の位相回転が生じていることを示す。 That shows that the phase rotation of 90 degrees omega = omega 0 is generated. このオールパスフィルタの特性を図3に示す。 The properties of the all-pass filter in FIG. 図3においてグラフh 1は振幅特性をグラフh 2は位相特性を示す。 Graph h 2 amplitude characteristic graph h 1 in FIG. 3 shows the phase characteristic. なお、図1に示す実施例のオールパスフィルタ4においては、Gmアンプ4aの相互コンダクタンスをgm、キャパシタ4bのキャパシタンスをC Tとすると、ω 0 =gm/C Tなる周波数(角周波数)で90度の位相回転が生じる。 In the all-pass filter 4 of the embodiment shown in FIG. 1, when the transconductance of the Gm amplifier 4a gm, the capacitance of the capacitor 4b and C T, 90 degrees ω 0 = gm / C T becomes frequency (angular frequency) resulting phase rotation of. そして、オールパスフィルタ4は基準信号源2から出力される信号の周波数(所定値)において位相が90度シフトするようにキャパシタンスC T及び相互コンダクタンスgmが設計される。 The all-pass filter 4 is the capacitance C T and transconductance gm so that the phase at the frequency (predetermined value) of the signal outputted from the reference signal source 2 is shifted 90 degrees are designed.

【0014】位相比較器6は例えばダブリーバランス回路で実現され、基準信号源2の出力の位相と、オールパスフィルタ4の出力の位相とを比較し、当該位相差に比例した制御電流を出力する(図4参照)。 [0014] The phase comparator 6 is implemented by doubling over balance circuit example, compares the output of the phase of the reference signal source 2, the output of the all-pass filter 4 and the phase, and outputs a control current proportional to the phase difference ( see Fig. 4). この位相比較器6の出力はローパスフィルタ8を介して増幅器9で増幅されて図示されない被補正フィルタ(ICフィルタ) The output of the phase comparator 6 is the correction filter (not shown) is amplified by the amplifier 9 via a low-pass filter 8 (IC filter)
に送られるとともに、Gmアンプ4aの相互コンダクタンスgmを制御するためにGmアンプ4aに送られる。 Together they are sent to and sent to the Gm amplifier 4a in order to control the mutual conductance gm of the Gm amplifier 4a.

【0015】次に本実施例の動作を説明する。 [0015] Next the operation of this embodiment will be described. 例えば被補正フィルタの固有角周波数ω 0が素子のばらつきにより低い方にずれたとすれば、上記被補正フィルタと同一チップ上で同一プロセスによって形成されるオールパスフィルタ4の設計角周波数ω 0 (=gm/C T )も素子のばらつきにより同様に低い方にずれる。 For example, if the natural angular frequency omega 0 of the correction filter is shifted to lower the variation of the element, the design angular frequency omega 0 of the all-pass filter 4 to be formed by the same process on the target correction filter and the same chip (= gm / C T) is also shifted towards similarly low due to variations in the elements. すると、オールパスフィルタ4から位相比較器6に送出される信号は、基準信号源2から出力される基準信号に対して位相の移相量が90度より大きな値の遅れとなる。 Then, the signal sent from the all-pass filter 4 to the phase comparator 6, the amount of phase shift of the phase is the delay of greater than 90 degrees with respect to the reference signal outputted from the reference signal source 2. これは図3に示す位相特性において特性曲線h 2が左、つまりω This characteristic curve h 2 in the phase characteristic shown in FIG. 3 the left, i.e. ω
0が低い方にずれていることに相当する。 0 corresponds to that is shifted lower towards. すると、図4 Then, as shown in FIG. 4
に示す位相比較器6の特性から位相比較器6の出力が大きくなってGmアンプ4aの相互コンダクタンスgmを大にする。 To a large mutual conductance gm of the Gm amplifier 4a and the output of the phase comparator 6 from the characteristics of the phase comparator 6 is increased as shown in. これによりω 0は高くなり、オールパスフィルタの出力の位相は基準信号に対して90度に近づいて行き、ついにはその差が初期誤差のループゲイン分の1 Thus omega 0 is high, the output of the phase of the all-pass filter approach the 90 degrees with respect to the reference signal, finally 1 the difference is the loop gain portion of the initial error
になったところで安定する。 Stable when it becomes. したがって被補正フィルタのGmアンプにも増幅器9を介して位相比較器6の出力が送出されることにより同様にしてばらつきが補正されて、補正された固有角周波数が設計値となる。 Thus is corrected variation in the same manner by the output of the phase comparator 6 via an amplifier 9 to Gm amplifier of the correction filter is sent, it corrected natural angular frequency becomes the designed value.

【0016】なお、オールパスフィルタ4の移相量(位相遅れ量)は入力信号が正弦波におけるものであるから入力信号が方形波や三角波の場合はこの入力信号に含まれる高周波の影響でゼロクロス点での位相誤差が発生する。 [0016] Incidentally, the phase shift amount of the all-pass filter 4 (phase delay amount) of zero-cross point due to the influence of the high frequency input signal from the input signal is in the sine wave contained in the input signal in the case of a square wave or a triangular wave phase error in occurs. すなわち入力信号が方形波の場合は位相が90度より進み気味となり、三角波では少々遅れ気味となる。 That is, the input signal phase becomes slightly advances than 90 degrees for a square wave, Some become delayed slightly in triangular wave.
又、入力信号が特定形状の台形波の場合はほとんど誤差は発生しないが、設定が難しい。 The input signal is mostly error does not occur in the case of the trapezoidal wave of a particular shape, it is difficult settings. そこで、基準信号源2 Therefore, the reference signal source 2
から出力される基準信号としては台形波をローパスフィルタを通して得られる擬似的な正弦波であれば位相誤差も発生しないことになる。 If quasi-sine wave obtained a trapezoidal wave through the low-pass filter as a reference signal outputted from the phase error also it will not occur. この擬似的な正弦波の生成回路を図5に示す。 The generation circuit of the quasi-sine wave shown in FIG. この生成回路はトランジスタT 1 、T The generation circuit transistor T 1, T
2からなるバッファと、抵抗R 1 、R 2及びキャパシタC1からなる時定数回路と、ダイオードd 1 、d 2 、トランジスタQ 1 、Q 2 、抵抗R 3 、R 4及び電流源Iからなるリミッタ回路と、キャパシタC 2及び抵抗R 5 A buffer consisting of 2, resistors R 1, and time constant circuit consisting of R 2 and a capacitor C1, diodes d 1, d 2, transistors Q 1, Q 2, resistors R 3, R 4 and limiter circuit consisting of a current source I When the capacitor C 2 and the resistor R 5,
6からなるローパスフィルタとからなっている。 It consists a low-pass filter consisting of R 6. 上記バッファに方形波が入力されると、時定数回路からは三角波が出力され、この三角波はリミッタ回路によって台形波にされ、この台形波はローパスフィルタによって疑似的な三角波にされ、この三角波がローパスフィルタの出力端OUT 1からOUT 2から出力される。 When the square wave in the buffer is input, is output triangular wave from the time constant circuit, the triangular wave is a trapezoidal wave by the limiter circuit, the trapezoidal wave is a pseudo triangular wave by a low pass filter, the triangular wave is a low-pass is output from the output terminal OUT 1 of the filter from the OUT 2.

【0017】以上述べたように本実施例によれば、抵抗ばかりでなく、キャパシタンスのばらつきも補正できる。 According to this embodiment, as [0017] described above, the resistance not only can the correction variation in capacitance. 又、1次のオールパスフィルタを用いたことにより最低でも2次のバンドパスを用いる従来の場合に比べて素子数を少なくできるとともに、振幅特性が平担で、位相の回転が広い周波数で緩かに行われるため、引込み範囲も従来のものに比べて広くすることができる。 Further, it is possible to reduce the number of elements as compared with the conventional case of using a second order band pass at least by using a first-order all-pass filter, the amplitude characteristic is flat in charge, or slow in rotational phase is wide frequency to be done, the pull-in range can also be wider than the conventional ones.

【0018】次に本発明によるICフィルタの補正システムの第2の実施例の構成を図6に示す。 [0018] The configuration of the second embodiment of the IC filter correction system according to the present invention shown in FIG. この実施例の補正システムは具体的にIC内に組込んだ例であり、バイアス回路60と、疑似正弦波生成回路62と、可変G Correction system of this embodiment is an example that incorporates the concrete within the IC, the bias circuit 60, a pseudo-sine wave generating circuit 62, a variable G
mアンプ及びキャパシタを有するオールパスフィルタ6 m amplifiers and all-pass filter 6 having a capacitor
4と、ダブリバランス回路を利用した位相比較器66 4, the phase comparator 66 using the doubling balance circuit
と、キャパシタからなるローパスフィルタ68と、出力回路69とを備えており、ダブリーバランス回路(位相比較器66)の出力に接続されたトランジスタT 5 、T When a low-pass filter 68 consisting of a capacitor, and an output circuit 69, doubling over the balance circuit transistor T 5 connected to the output of the (phase comparator 66), T
6 、T 7からなるカレントミラーのペア性と、Gmアンプに使用される定電流源のペア性に大きく依存している。 6, a pair of current mirror consisting of T 7, relies heavily on the pair of constant current source used Gm amplifier. このため、回路、ICパターン共に製造に十分な注意が必要である。 Thus, the circuit requires great care in manufacturing the IC pattern both.

【0019】図6に示す補正システムにおいては、位相比較器66の出力は差動電流で得られ、一方の出力は出力回路69のトランジスタT 5 、T 6 、T 7からなるカレントミラーで折り返され他方の出力と合成されてシングルエンド出力となる。 [0019] In the correction system shown in FIG. 6, the output of the phase comparator 66 is obtained by the differential current, one output is folded by a current mirror consisting of transistors T 5, T 6, T 7 of the output circuit 69 is combined with the other output becomes a single-ended output. この出力点にローパスフィルタ68のキャパシタC 1が接続される。 Capacitor C 1 of the low pass filter 68 is connected to the output point. 又、エミッタホロワT 3と抵抗R 1を介して制御電流がGmアンプへ供給される。 The control current is supplied to the Gm amplifier via the emitter follower T 3 resistor R 1.

【0020】又、この補正システムは電源起動時などに動作範囲を逸脱しないように保護回路が設けられている。 [0020] Also, the correction system is a protection circuit is provided so as not to deviate from the operating range, such as during power-up. 即ち制御電流の最大値及び最小値を制限する回路である。 That is a circuit for limiting the maximum value and the minimum value of the control current. 最小値はトランジスタT 1 、T 2のカレントミラーからトランジスタT 4に供給される電流で決まる。 The minimum value is determined by the current supplied from the current mirror of transistors T 1, T 2 to the transistor T 4. 最大値は上記最小値設定電流とV F /R 1で決まる電流との和で決まる。 The maximum value is determined by the sum of the current determined by the minimum set current and V F / R 1. なぜならばトランジスタのベース電位は、電圧正弦ダイオードD 1の働きにより接地から3V Since the base potential of the transistor, 3V from the ground by the action of the voltage sine diode D 1
Fの電位に制限される(トランジスタT 6 、T 5及びダイオードD 1のV Fの和)。 It is limited to F potential (sum of V F of the transistor T 6, T 5 and the diode D 1). そしてトランジスタT 3の電流は3V Fから2V F (トランジスタT 3とT 4のV And V of the transistor T 3 of the current 2V from 3V F F (transistor T 3 and T 4
F )を引いたV F 1個分に対する抵抗R 1との比で決まることになる。 It will be determined by the ratio of the resistor R 1 for V F 1 pieces of minus F). このように最小、最大制御電流の制限回路により安定な動作が保証される。 Min Thus, stable operation is ensured by the limiting circuit up to the control current. なお、上記システムは、元々従来の回路に比べて広い引込み範囲を有するので、上記最小、最大の幅は大きくとって差支えない。 The above system, since it has originally wider capture range than the conventional circuit, the minimum, maximum width is no problem taking large.

【0021】この第2の実施例の補正システムも第1の実施例と同様の効果を有することは云うまでもない。 [0021] it is needless to say that it has a correction system also same effect as the first embodiment of the second embodiment.

【0022】なお、被補正フィルタ(ICフィルタ)の周波数特性は、上記被補正フィルタに送出される本発明の補正システムからの制御電流を大きくするにつれて、 [0022] Incidentally, as the frequency characteristic of the correction filter (IC filter) increases the control current from the correction system of the present invention to be delivered to the target correction filter,
図7に示すようにグラフk 1からグラフk 2へ、グラフk 2からグラフk 3へその特性がシフトする。 To graph k 2 from the graph k 1 as shown in FIG. 7, it shifts the characteristic of the graph k 3 navel from the graph k 2.

【0023】 [0023]

【発明の効果】本発明によれば、抵抗ばかりでなくキャパシタンスのばらつきも補正できるとともに、素子数を少なくでき、かつ引込み範囲を広くすることができる。 According to the present invention, together with variations in not resistance only capacitance can also be corrected, it can be reduced the number of elements, and to widen the capture range.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明の第1の実施例の構成を示すブロック図。 Block diagram showing the configuration of a first embodiment of the present invention; FIG.

【図2】本発明にかかるオールパルスフィルタの原理を説明する回路図。 Circuit diagram for explaining the principle of the all-pass filter according to the present invention; FIG.

【図3】オールパスフィルタの周波数特性を示すグラフ。 3 is a graph showing a frequency characteristic of the all-pass filter.

【図4】本発明にかかる位相比較器の特性を示すグラフ。 Graph showing the characteristics of such a phase comparator to the present invention; FIG.

【図5】本発明にかかる疑似正弦波を生成する生成回路の構成を示す回路図。 FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of a generation circuit for generating a pseudo-sine wave in accordance with the present invention.

【図6】本発明の第2の実施例の構成を示す回路図。 Figure 6 is a circuit diagram showing a configuration of a second embodiment of the present invention.

【図7】被補正フィルタの周波数応答の変化を示すグラフ。 Figure 7 is a graph showing changes in the frequency response of the correction filter.

【図8】従来の補正システムの例を示すブロック図。 8 is a block diagram showing an example of a conventional correction system.

【図9】従来の補正システムの別々の例を示すブロック図。 9 is a block diagram showing a different example of a conventional correction system.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

2 基準信号源 4 オールパスフィルタ 6 位相比較器 8 ローパスフィルタ 9 増幅器 2 a reference signal source 4 all-pass filter 6 a phase comparator 8 the low-pass filter 9 amplifier

Claims (2)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】所定の周波数の基準信号を発生する基準信号発生手段と、制御可能な可変時定数を有し前記基準信号を受けるオールパスフィルタと、このオールパスフィルタの出力信号の位相と前記基準信号の位相とを比較する位相比較手段と、この位相比較手段から出力される制御信号の高周波成分の通過を阻止するローパスフィルタと、を備え、 前記オールパスフィルタは制御可能な可変時定数を有するICフィルタと同一チップ上に形成され、前記オールパスフィルタ及び前記ICフィルタの可変時定数は前記ローパスフィルタを介して得られる制御信号によって制御されることを特徴とするICフィルタのばらつき補正システム。 1. A reference signal generating means for generating a reference signal having a predetermined frequency, and the all-pass filter for receiving said reference signal having a controllable variable time constant, phase as the reference signal of the output signal of the all-pass filter IC filter having a phase comparing means for comparing the phase, low-pass filter which blocks the passage of the high frequency component of the control signal outputted from the phase comparing means, includes a, the all-pass filter is controllably variable time constant same chip are formed in a variable time constant of the all-pass filter and the IC filter variation correction system IC filter being controlled by a control signal obtained through the low-pass filter with.
  2. 【請求項2】前記基準信号発生手段は基準信号として疑似正弦波を発生することを特徴とする請求項1記載のI Wherein I according to claim 1, wherein said reference signal generating means, characterized in that for generating a pseudo-sine wave as a reference signal
    Cフィルタのばらつき補正システム。 Variation correction system C filter.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7924068B2 (en) 2005-11-29 2011-04-12 Nec Corporation Automatic adjustment circuit, and filter circuit

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US7924068B2 (en) 2005-11-29 2011-04-12 Nec Corporation Automatic adjustment circuit, and filter circuit

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