JPH0528550B2 - - Google Patents
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- JPH0528550B2 JPH0528550B2 JP60001654A JP165485A JPH0528550B2 JP H0528550 B2 JPH0528550 B2 JP H0528550B2 JP 60001654 A JP60001654 A JP 60001654A JP 165485 A JP165485 A JP 165485A JP H0528550 B2 JPH0528550 B2 JP H0528550B2
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- JP
- Japan
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- interference
- frequency
- modulated wave
- transmission
- digital modulated
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 2
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 2
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はマイクロ波帯のデイジタル伝送の中継
器に係る。
器に係る。
（従来技術とその問題点）
従来のマイクロ波帯の中継方式では、１往復シ
ステムを２つの搬送波で構成される２周波方式を
採用している。第２図にその例を示す。図中、１
００，１０１，１０２は中継器を示し、f1，f2は
２つの搬送波周波数を示す。この例で中継器１０
１を例に取ると、左右２方向に同一周波数f1で送
信し、同一周波数でf2を逆の左右２方向から受信
している。かかる方式は文献桑原守二／監修「デ
イジタルマイクロ波通信」（企画センター）に述
べられている。
ステムを２つの搬送波で構成される２周波方式を
採用している。第２図にその例を示す。図中、１
００，１０１，１０２は中継器を示し、f1，f2は
２つの搬送波周波数を示す。この例で中継器１０
１を例に取ると、左右２方向に同一周波数f1で送
信し、同一周波数でf2を逆の左右２方向から受信
している。かかる方式は文献桑原守二／監修「デ
イジタルマイクロ波通信」（企画センター）に述
べられている。
２周波方式は、通信と受信とで別々の周波数を
使用している為、送受間干渉を軽減することがで
きる。この方式の欠点は次に述べる一周波方式に
比較して２倍の周波数帯域を必要とする点であ
る。
使用している為、送受間干渉を軽減することがで
きる。この方式の欠点は次に述べる一周波方式に
比較して２倍の周波数帯域を必要とする点であ
る。
第３図は、一周波方式を説明するための図であ
り、通常送信用と受信用とに別々のアンテナを用
意し、その間の干渉をできるだけ少なくする様
に、直横に並べて運用するものである。
り、通常送信用と受信用とに別々のアンテナを用
意し、その間の干渉をできるだけ少なくする様
に、直横に並べて運用するものである。
第４図は、一周波方式の送受間干渉の様子を説
明するための図で、第３図の１０１の中継器を例
にとつて描かれている。第４図において上り回線
として信号２０３が左から右へ信号２００となつ
て中継され、下り回線として信号２０１が右から
左へ信号２０２となつて中継されている。今、受
信信号２０１に対する送受間干渉を考えてみる
と、上り回線の送信信号２００からの干渉信号２
０３と下り回線送信信号２０２からの干渉信号２
０４が存在する訳である。図中１８０，１８１は
各々上り、下り回線用の再生中継器を示してい
る。
明するための図で、第３図の１０１の中継器を例
にとつて描かれている。第４図において上り回線
として信号２０３が左から右へ信号２００となつ
て中継され、下り回線として信号２０１が右から
左へ信号２０２となつて中継されている。今、受
信信号２０１に対する送受間干渉を考えてみる
と、上り回線の送信信号２００からの干渉信号２
０３と下り回線送信信号２０２からの干渉信号２
０４が存在する訳である。図中１８０，１８１は
各々上り、下り回線用の再生中継器を示してい
る。
第５図は、第４図の送受間干渉のある中継器の
等価ベースバンドモデルを示した図である。図中
１８０′，１８１′は再生中継器に対応する信号識
別器（送信符号を識別する）であり、遅延回路１
３４，１３５，１３６，１３７は送信用アンテナ
からの受信用アンテナまでの伝搬時間に対応する
もので、送受間干渉信号に必ず付いて回るもので
ある。また掛算器１３０，１３１，１３２，１３
３は各々の搬送周波数の微妙な差により発生する
干渉波信号の位相回転を表わしており、その回転
角速度Δωiは一般に Δωi≪シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉信号が加わることを示すものである。端子
１００１，１００３は送信アンテナ、端子１００
４，１００５は受信アンテナに対応する。
等価ベースバンドモデルを示した図である。図中
１８０′，１８１′は再生中継器に対応する信号識
別器（送信符号を識別する）であり、遅延回路１
３４，１３５，１３６，１３７は送信用アンテナ
からの受信用アンテナまでの伝搬時間に対応する
もので、送受間干渉信号に必ず付いて回るもので
ある。また掛算器１３０，１３１，１３２，１３
３は各々の搬送周波数の微妙な差により発生する
干渉波信号の位相回転を表わしており、その回転
角速度Δωiは一般に Δωi≪シンボル・レート である。加算器１４０，１４１は受信信号に送受
間干渉信号が加わることを示すものである。端子
１００１，１００３は送信アンテナ、端子１００
４，１００５は受信アンテナに対応する。
（発明の目的）
本発明の目的は送受間干渉を適応制御技術によ
り除去し、周波数利用効率に優れた一周波方式を
実現する装置を提供することにある。
り除去し、周波数利用効率に優れた一周波方式を
実現する装置を提供することにある。
（発明の構成）
本発明は、送信ポートより第１のデイジタル変
調波を送信し、送信ポートと同方向に設けられた
受信ポートより、前記第１のデイジタル変調波と
同一周波数の第２のデイジタル変調波を受信する
一周波中継器において、 (a) 前記第２のデイジタル変調波の識別前の値と
識別後の値との差を検出する識別誤差検出器、 (b) 前記第１のデイジタル変調波の無線周波数を
出力する可変周波数発振器、 (c) 前記識別誤差検出器の値と前記第１のデイジ
タル変調波の送信符号との相関を出力するキヤ
リア位相差検出器、 とを含み、前記可変周波数発振器の無線周波数を
前記キヤリア位相差検出器出力により制御し、前
記送信ポートから前記受信ポートへの送受間干渉
を同一無線周波数で発生させ、同干渉の除去を容
易ならしめるものである。
調波を送信し、送信ポートと同方向に設けられた
受信ポートより、前記第１のデイジタル変調波と
同一周波数の第２のデイジタル変調波を受信する
一周波中継器において、 (a) 前記第２のデイジタル変調波の識別前の値と
識別後の値との差を検出する識別誤差検出器、 (b) 前記第１のデイジタル変調波の無線周波数を
出力する可変周波数発振器、 (c) 前記識別誤差検出器の値と前記第１のデイジ
タル変調波の送信符号との相関を出力するキヤ
リア位相差検出器、 とを含み、前記可変周波数発振器の無線周波数を
前記キヤリア位相差検出器出力により制御し、前
記送信ポートから前記受信ポートへの送受間干渉
を同一無線周波数で発生させ、同干渉の除去を容
易ならしめるものである。
（構成の詳細な説明）
第５図に送受間干渉の様子を示したが、先に述
べた様にΔωi≪シンボル・レートであることか
ら、掛算器１３０，１３１，１３２，１３３はそ
の係数がゆつくり変化する複素係数器で置き換え
ることができ、短時間的には複素定数係数器とし
て考えられる。従つて同図内の端子１２００と１
２０１間の干渉を除去する為にはこれと全く同一
の作用をするフイルタを用意し、これに識別器１
８０′からの出力を印加し、干渉信号の複製を作
り、これを受信アンテナ信号（端子１００５）か
ら減ずることにより、干渉成分は相殺されること
になる。実際にはΔω≠０であるので先のフイル
タはΔωの変化に従つてそのタツプ係数を変化さ
せる必要がある。
べた様にΔωi≪シンボル・レートであることか
ら、掛算器１３０，１３１，１３２，１３３はそ
の係数がゆつくり変化する複素係数器で置き換え
ることができ、短時間的には複素定数係数器とし
て考えられる。従つて同図内の端子１２００と１
２０１間の干渉を除去する為にはこれと全く同一
の作用をするフイルタを用意し、これに識別器１
８０′からの出力を印加し、干渉信号の複製を作
り、これを受信アンテナ信号（端子１００５）か
ら減ずることにより、干渉成分は相殺されること
になる。実際にはΔω≠０であるので先のフイル
タはΔωの変化に従つてそのタツプ係数を変化さ
せる必要がある。
第６図は単一偏波運用時の一周波中継器の構成
を示す図である。図中、参照番号２００，２０
１，２０２，２０３，１０１は第４図の同一の参
照番号に対応するものである。
を示す図である。図中、参照番号２００，２０
１，２０２，２０３，１０１は第４図の同一の参
照番号に対応するものである。
１，３はデイジタル変調波をベースバンドの信
号へ変換する復調器、２，４は逆にベースバンド
のデイジタル信号を変調する変調器を示す。
号へ変換する復調器、２，４は逆にベースバンド
のデイジタル信号を変調する変調器を示す。
５，６は受信したデイジタル・ベースバンド信
号から送信符号を識別する識別器であり、第５図
の参照番号１８０′，１８１′の識別器に対応する
ものである。
号から送信符号を識別する識別器であり、第５図
の参照番号１８０′，１８１′の識別器に対応する
ものである。
７，８は送受間干渉除去装置であり、その構成
はブロツク８に例をとると識別器５からの識別値
系列を入力として、第５図端子１２００，１２０
１間の伝達特性と同一特性を有するフイルタ８０
と、第５図端子１２０２，１２０３間と同一特性
を有するフイルタ８１とこれらの出力を送受間干
渉を相殺する為に、フイルタ出力を入力信号から
減ずる加算器（減算器）８３から成つている。こ
こで遅延回路８２は入力信号とフイルタ８０，８
１との相対時間を調整する為のものである。
はブロツク８に例をとると識別器５からの識別値
系列を入力として、第５図端子１２００，１２０
１間の伝達特性と同一特性を有するフイルタ８０
と、第５図端子１２０２，１２０３間と同一特性
を有するフイルタ８１とこれらの出力を送受間干
渉を相殺する為に、フイルタ出力を入力信号から
減ずる加算器（減算器）８３から成つている。こ
こで遅延回路８２は入力信号とフイルタ８０，８
１との相対時間を調整する為のものである。
ブロツク７はこれと全く同一の構成を有してお
り、第１図の入力信号２０３への送受間干渉を除
去する為のものである。
り、第１図の入力信号２０３への送受間干渉を除
去する為のものである。
第７図は第６図の中で、フイルタ８０の構成の
詳細及びその周辺の構成例を示したものである。
図中８０，８３，６は第６図の参照番号８０，８
３，６と同一のものである。８０はトランスバー
サル・フイルタ、８０１，８０２，８０３，８０
４は遅延回路、８０５，８０６，８０７，８０
８，８０９は係数タツプであり、この係数を変化
させることにより任意の特性のフイルタを実現す
ることができる。第７図において、９は係数タツ
プの係数アダプテイブに制御する制御装置の一例
を示したものである。送受干渉信号は識別器の入
出力差（減算器９１を用いて）により、識別誤差
ｅとして検出され、この誤差は送信符号と本来強
い相関を有していることから、入力端子１１０１
から入力される送信符号とｅとが掛算器９３で相
関がとられ、次のローパスフイルタ９２で平滑化
され、この相関が零になる方向に各タツプの係数
が制御される。
詳細及びその周辺の構成例を示したものである。
図中８０，８３，６は第６図の参照番号８０，８
３，６と同一のものである。８０はトランスバー
サル・フイルタ、８０１，８０２，８０３，８０
４は遅延回路、８０５，８０６，８０７，８０
８，８０９は係数タツプであり、この係数を変化
させることにより任意の特性のフイルタを実現す
ることができる。第７図において、９は係数タツ
プの係数アダプテイブに制御する制御装置の一例
を示したものである。送受干渉信号は識別器の入
出力差（減算器９１を用いて）により、識別誤差
ｅとして検出され、この誤差は送信符号と本来強
い相関を有していることから、入力端子１１０１
から入力される送信符号とｅとが掛算器９３で相
関がとられ、次のローパスフイルタ９２で平滑化
され、この相関が零になる方向に各タツプの係数
が制御される。
次にΔωi≪シンボル・レートの条件が満足され
ない場合を考えてみる。この場合ブロツク９の制
御装置の働きによりフイルタ８０の各タツプ係数
はexp（jΔω）の変化に追従すべく変化するが、
Δωが大きくなるに従つて追従誤差が大きくな
り、ついには有効な送受間干渉除去が行われなく
なる。この様な状況を回避するために、Δωを検
出して、干渉源となる送信搬送波の周波数を制御
しΔω≪シンボル・レートのなる状態を維持する
ことが必要である。
ない場合を考えてみる。この場合ブロツク９の制
御装置の働きによりフイルタ８０の各タツプ係数
はexp（jΔω）の変化に追従すべく変化するが、
Δωが大きくなるに従つて追従誤差が大きくな
り、ついには有効な送受間干渉除去が行われなく
なる。この様な状況を回避するために、Δωを検
出して、干渉源となる送信搬送波の周波数を制御
しΔω≪シンボル・レートのなる状態を維持する
ことが必要である。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。図中参照番号１，３，５，６は第６図のも
のと同一の構成要素である。２′，４′の変調器は
搬送波周波数を微調整できる様に可変周波数発振
器２１，４１をキヤリア発生器として第６図の変
調器２，４の組み合わせで構成されている。送受
間干渉除去装置７，８に付いては180°の背中合わ
せのアンテナ間の干渉は小さいと考え、その間の
干渉除去を省略し、これに伴い第６図のフイルタ
７１，８１を取り去つた。さらに説明を容易にす
るためフイルタ８０，８１は１つのタツプ係数の
みによる構成とした。
ある。図中参照番号１，３，５，６は第６図のも
のと同一の構成要素である。２′，４′の変調器は
搬送波周波数を微調整できる様に可変周波数発振
器２１，４１をキヤリア発生器として第６図の変
調器２，４の組み合わせで構成されている。送受
間干渉除去装置７，８に付いては180°の背中合わ
せのアンテナ間の干渉は小さいと考え、その間の
干渉除去を省略し、これに伴い第６図のフイルタ
７１，８１を取り去つた。さらに説明を容易にす
るためフイルタ８０，８１は１つのタツプ係数の
みによる構成とした。
次に新たに加わつた構成要素について説明す
る。ブロツク５０，６０は各々受信されたデイジ
タル変調波の識別前の値と識別後の値との差を検
出する識別誤差検出器であり、その出力は主に送
受間干渉である。
る。ブロツク５０，６０は各々受信されたデイジ
タル変調波の識別前の値と識別後の値との差を検
出する識別誤差検出器であり、その出力は主に送
受間干渉である。
キヤリア位相差検出器９４，９５は、先の識別
誤差検出器の値ｅと送信デイジタル変調波の送信
符号Ｄとの相関を取る掛算器９６，９９と、この
掛算器の出力の虚部選択回路９７，９８とから成
つている。（掛算器の複素出力の虚部だけを出力
する虚部選択回路は実際には実体がない。）今ｅ
の中に含まれる送信符号Ｄによる送受間干渉は第
５図の等価回路の遅延回路１３４，１３５，１３
６，１３７を無視すれば、 ｅ≒Ｄ・exp｛jΔω｝ キヤリア位相差検出器の出力Ｔは、 Ｔ＝Im｛ｅ・D*｝ （D*はＤの複素先役） ＝Im｛Ｄ・exp（jΔω）・D*｝ ＝｜Ｄ｜2sin（Δω） これよりＴは第１、第２のデイジタル変調波の
キヤリア位相差を表していることがわかる。従つ
てこの値を送信号２′，４′内の可変周波数発振器
に帰還することにより、第１、第２のデイジタル
変調波の周波数を同期させることができ、 Δω≒０ とすることができる。以上が本発明の原理と実施
例の説明である。
誤差検出器の値ｅと送信デイジタル変調波の送信
符号Ｄとの相関を取る掛算器９６，９９と、この
掛算器の出力の虚部選択回路９７，９８とから成
つている。（掛算器の複素出力の虚部だけを出力
する虚部選択回路は実際には実体がない。）今ｅ
の中に含まれる送信符号Ｄによる送受間干渉は第
５図の等価回路の遅延回路１３４，１３５，１３
６，１３７を無視すれば、 ｅ≒Ｄ・exp｛jΔω｝ キヤリア位相差検出器の出力Ｔは、 Ｔ＝Im｛ｅ・D*｝ （D*はＤの複素先役） ＝Im｛Ｄ・exp（jΔω）・D*｝ ＝｜Ｄ｜2sin（Δω） これよりＴは第１、第２のデイジタル変調波の
キヤリア位相差を表していることがわかる。従つ
てこの値を送信号２′，４′内の可変周波数発振器
に帰還することにより、第１、第２のデイジタル
変調波の周波数を同期させることができ、 Δω≒０ とすることができる。以上が本発明の原理と実施
例の説明である。
第１図の実施例の場合、キヤリア位相差検出器
を独立なブロツク９４，９５として設けたが、第
７図のフイルタ８０の中央タツプ８０７の係数の
虚部を先のＴとして用いることもでき、この場合
第６図の構成をそのまま利用することができる。
を独立なブロツク９４，９５として設けたが、第
７図のフイルタ８０の中央タツプ８０７の係数の
虚部を先のＴとして用いることもでき、この場合
第６図の構成をそのまま利用することができる。
（発明の効果）
以上の様に本発明によれば、従来２周波方式で
運用されてたマイクロ波中継方式は一周波方式で
実現でき、その周波数利用効率は２倍になる訳で
ある。
運用されてたマイクロ波中継方式は一周波方式で
実現でき、その周波数利用効率は２倍になる訳で
ある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式に於ける送受間干渉を説明する為の図、第５
図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、第
６図は単一偏波運用時の一周波中継器を示す図、
第７図は第１、第２のフイルタの構成例を示す図
である。 図において、１，３……復調器、２，４……変
調器、５，６……識別器、２１，４１……発振
器、７１，８０……フイルタ、５０，６０，７
３，８３……減算器、９６，９９……掛算器、９
７，９８……虚部選択回路である。
従来の２周波中継方式を説明する図、第３図は一
周波中継方式を説明する図、第４図は一周波中継
方式に於ける送受間干渉を説明する為の図、第５
図は第４図のベースバンド等価回路を示す図、第
６図は単一偏波運用時の一周波中継器を示す図、
第７図は第１、第２のフイルタの構成例を示す図
である。 図において、１，３……復調器、２，４……変
調器、５，６……識別器、２１，４１……発振
器、７１，８０……フイルタ、５０，６０，７
３，８３……減算器、９６，９９……掛算器、９
７，９８……虚部選択回路である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信ポートより第１のデイジタル変調波を送
信し、送信ポートと同方向に設けられた受信ポー
トより、前記第１のデイジタル変調波と同一周波
数の第２のデイジタル変調波を受信する一周波中
継器において、 (a) 前記第２のデイジタル変調波の識別前の値と
識別後の値との差を検出する識別誤差検出器、 (b) 前記第１のデイジタル変調波の無線周波数を
出力する可変周波数発振器、 (c) 前記識別誤差検出器の値と前記第１のデイジ
タル変調波の送信符号との相関を出力するキヤ
リア位相差検出器、 とを含み、前記可変周波数発振器の無線周波数を
前記キヤリア位相差検出器出力により制御し、前
記送信ポートから前記受信ポートへの送受間干渉
を同一無線周波数で発生させることを特徴とする
一周波中継器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60001654A JPS61161057A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
| CA000499209A CA1235751A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-08 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| EP86100232A EP0187672B1 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
| AU52119/86A AU574995B2 (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency digital radio repeater |
| DE8686100232T DE3681798D1 (de) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | Einfrequenzfunkrelais fuer ein digitales mikrowellenfunksystem mit kompensation der interfrequenz zwischen sender und empfaenger. |
| US06/817,380 US4701935A (en) | 1985-01-09 | 1986-01-09 | One frequency repeater for a digital microwave radio system with cancellation of transmitter-to-receiver interference |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60001654A JPS61161057A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61161057A JPS61161057A (ja) | 1986-07-21 |
| JPH0528550B2 true JPH0528550B2 (ja) | 1993-04-26 |
Family
ID=11507506
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60001654A Granted JPS61161057A (ja) | 1985-01-09 | 1985-01-09 | 一周波中継器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61161057A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5761605A (en) | 1996-10-11 | 1998-06-02 | Northpoint Technology, Ltd. | Apparatus and method for reusing satellite broadcast spectrum for terrestrially broadcast signals |
-
1985
- 1985-01-09 JP JP60001654A patent/JPS61161057A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61161057A (ja) | 1986-07-21 |
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