JPH05175877A - 高周波信号切換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回路全体のノイズフィギュアを向上させると
ともに、省スペースを図る。 【構成】 受信時には、ＣＰＵ３０により電圧変換部４
６の出力する電圧を制御して可変容量ダイオード４１へ
の印加電圧を高周波部２７における入力回路が整合状態
となるような電圧に切り換える。そのため、高周波部２
７の入力回路が整合状態となってアンテナ２８によって
受信された信号は高周波部２７を通過する際に、伝送損
失が少なく、増幅率が最大となる。すなわち、入力回路
がオンの状態にスイッチングされる。一方、送信時に
は、可変容量ダイオード４１への印加電圧を高周波部２
７における入力回路が不整合状態となるような電圧に切
り換える。これにより、入力回路がオフの状態（受信信
号が遮断される状態）となる。したがって、高周波部２
７が受信状態から送信状態に適切にスイッチングされ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば携帯電話等の高
周波信号の送受信の切り換えを行う高周波信号切換装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】近時、車載電話、携帯電話等を用いた移
動体通信が頻繁に行われており、このような移動体通信
では、例えば時分割多重デジタル通信方式が用いられて
いる。時分割デジタル多重通信方式を採用する移動体通
信装置では送信時と受信時とで高周波信号の切り換えを
行う必要がある。

【０００３】従来の高周波信号切換装置としては、例え
ば図６に示すようなものがある。これは携帯電話の高周
波信号の送受信を行う部分に相当している。同図におい
て、受信時には切換スイッチ２が受信側に切り換わり、
アンテナ１からの受信信号は切換スイッチ２を介して受
信側の高周波増幅部３に入力される。また、送信時には
切換スイッチ２が送信側に切り換わり、送信側の高周波
増幅部４からの高周波信号は切換スイッチ２を介してア
ンテナ１に送られ、アンテナ１から放射される。

【０００４】ここで、切換スイッチ２としては、例えば
高周波アンプのスイッチングに適するＧａＡｓＦＥＴ
（ガリウム砒素ＦＥＴ）を用いたスイッチング回路が使
用されている。そして、切換スイッチ２はＣＰＵからの
信号に基づいて送受信の切り換えを行う。

【０００５】図７は、従来の受信側の高周波増幅部（ア
ンプ）３における入力回路および増幅素子を示す図であ
る。アンテナ１からの受信信号は前述の切換スイッチ２
を介した後、図７に示すトランスミッションライン１
１、コンデンサ１２、トランスミッションライン１３を
順次介してＦＥＴ１４のゲートに入力される。

【０００６】また、トランスミッションライン１１とコ
ンデンサ１２の間はショートスタブ１５が設けられてい
る。コンデンサ１２はＤＣ分をカットするものである。
ＦＥＴ１４はゲートに入力される受信信号を増幅し、増
幅出力はコンデンサ１６を介して取り出される。ＦＥＴ
１４はガリウム砒素ＦＥＴが用いられる。

【０００７】それぞれマイクロストリップラインにより
構成される上記トランスミッションライン１１、１３お
よびショートスタブ１５は高周波回路においてインピー
ダンスの調整に用いられ、例えばトランスミッションラ
イン１１、１３は位相変換に、ショートスタブ１５はイ
ンダクタンスとして使用される。この場合、受信信号の
入力回路のインピーダンスはＦＥＴ１４が最も効率良く
動作するように調整されている。ただし、インピーダン
スの値は固定となっている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の高周波信号切換装置にあっては、ＧａＡｓＦＥＴ等
を用いたスイッチング素子を高周波アンプの前に接続し
て高周波信号の切り換えを行っていたため、高周波増幅
部にどんなにノイズフィギュア（Ｎ．Ｆ．）の良いロー
ノイズ・アンプを用いたとしても高周波部全体のノイズ
フィギュアは初段に接続する素子のノイズフィギュアで
決ってしまうことから、結局、全体のノイズフィギュア
を向上させるのが困難であるという問題点があった。

【０００９】また、ＧａＡｓＦＥＴ等を用いた単体のス
イッチング素子を採用することから、回路全体を小型化
するのが困難であった。

【００１０】そこで本発明は、回路全体のノイズフィギ
ュアを向上させるとともに、省スペースを図ることので
きる高周波信号切換装置を提供することを目的としてい
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明による高周波信号
切換装置は、上記目的達成のため、インピーダンスが変
化するインピーダンス可変手段を含み、高周波信号を入
力として受け入れ、次段回路との間のインピーダンスを
整合するインピーダンス整合手段と、前記インピーダン
ス可変手段のインピーダンスを変化させることにより、
前記インピーダンス整合手段の整合性を変化させて高周
波信号が前記次段回路に入力することを許容する状態
と、高周波信号が前記次段回路に入力することを阻止す
る状態とに切り換えるように制御する制御手段と、を備
えたことを特徴とする。また、前記インピーダンス可変
手段は、可変容量ダイオードを有して構成され、前記制
御手段は、前記可変容量ダイオードに対して印加する電
圧を変化させることにより、前記インピーダンス可変手
段のインピーダンスを変化させてもよい。さらに、前記
次段回路は、高周波増幅回路であり、かつ前記制御手段
は、高周波信号を受信するとき前記インピーダンス整合
手段を整合状態として高周波信号が高周波増幅回路に入
力することを許容し、高周波信号を受信しないとき前記
インピーダンス整合手段を不整合状態として高周波信号
が高周波増幅回路に入力することを阻止するような切換
制御を行ってもよい。

【００１２】

【作用】本発明においては、インピーダンス可変手段
（例えば、可変容量ダイオード）は、例えば印加する電
圧が切り換えられる等してインピーダンスが変化させら
れ、インピーダンス整合手段の整合性を変化させて、例
えば受信時には高周波信号が次段回路（高周波増幅回路
等）に入力することを許容する状態になる。これによ
り、受信が行われる。

【００１３】一方、例えば送信時には、高周波信号が次
段回路に入力することを阻止する状態に切り換えられ
る。これにより、送信信号がアンテナに送られるが、受
信系統へは信号の入力が阻止されているので、受信系統
の回路に過度の電力が加わる等の支障はない。このよう
にして高周波信号のスイッチングが行われる。

【００１４】したがって、スイッチング素子を高周波ア
ンプの前に接続して高周波信号の切り換えを行う必要が
ないのので、スイッチング素子のノイズフィギュア
（Ｎ．Ｆ．）に左右されることがない。また、ＧａＡｓ
ＦＥＴ等を用いた単体のスイッチング素子を採用してい
ないので、高周波部の回路全体が小型化する。

【００１５】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。第１実施例 本実施例は、本発明に係る高周波信号切換装置をデジタ
ル時分割多重通信方式の移動体通信装置（特に、携帯電
話）に適用した例である。図１は携帯電話を示すブロッ
ク図である。

【００１６】図１において、マイク２１からあるいはス
ピーカ２２への音声信号をＰＣＭコーディック部２３へ
入力、あるいはＰＣＭコーディック部２３から出力す
る。ＰＣＭコーディック部２３は音声信号をデジタル信
号変換したり、あるいはデジタル信号を音声信号に変換
し、スピーチコーディック部２４はデジタル信号の圧縮
／伸張を行う。ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Acc
ess）信号処理部２５は、時分割多重通信方式における
信号処理を行う。

【００１７】デジタル変調／復調部２６は中間周波数の
信号を搬送波としてデジタル信号の変調／復調を行う。
高周波部（ＲＦ：Radoi Frequency回路部）２７は送信
側において中間周波を高周波に変換・増幅し、あるいは
受信側において高周波を増幅し、中間周波に変換すると
ともに、本実施例の特徴として受信側における高周波増
幅部の入力側インピーダンスの整合性を変化させ、受信
側高周波増幅部の入力側への信号の導通性を変えて送信
／受信の信号を制御し、アンテナ２８により送受信が行
われる。

【００１８】一方、電源部２９は各回路への電源供給を
行い、ＣＰＵ３０はＴＤＭＡ信号処理部２５および高周
波部２７を所定のアルゴリズムによって制御する。キー
操作部３１は、例えば通話ボタンのようなキースイッチ
を有し、このキースイッチを押すことにより、無線電話
に必要な操作が行われる。

【００１９】図２は前述した高周波部２７における入力
回路および増幅素子を示す図である。図２において、従
来例と同一構成部分には同一符号を付している。本実施
例では、入力側マッチング回路のＤＣカット用のコンデ
ンサ（従来例のコンデンサ１２に相当）が可変容量ダイ
オード（インピーダンス可変手段）４１に置き換えら
れ、その前後にＤＣカット用のコンデンサ４２、４３が
新たに挿入されている。

【００２０】可変容量ダイオード４１の両端にはトラン
スミッションライン４４、４５を介して電圧変換部４６
から電圧が印加されるようになっており、電圧変換部４
６には図１に示す電源部２９から電源が供給されるとと
もに、電圧変換部４６の出力する電圧（すなわち、可変
容量ダイオード４１への印加電圧）はＣＰＵ３０によっ
て制御される。

【００２１】可変容量ダイオード４１は、その両端に印
加される電圧により容量を変化させることにより、入力
回路のインピーダンスを変化させ、入力回路を整合状態
あるいは不整合状態に切り換える。入力回路が整合状態
のときは、信号の伝送損失が少なく、増幅率が最大とな
る。この整合状態を、入力回路がオンの状態（すなわ
ち、受信信号が通過する状態）としてそのときの可変容
量ダイオード４１に対する印加電圧をオン状態の制御電
圧としてＣＰＵ３０によって制御する。

【００２２】一方、入力回路が不整合状態に切り換えら
れたときは、入力回路の電力反射が大きくなり、信号の
減衰率も大きくなる。そして、不整合状態で電力反射係
数が最大となり、減衰率も最大となるような状態を、入
力回路がオフの状態（すなわち、受信信号が遮断される
状態）としてそのときの可変容量ダイオード４１に対す
る印加電圧をオフ状態の制御電圧として同様にＣＰＵ３
０によって制御する。

【００２３】ここで、上記のようなインピーダンスのマ
ッチングに関する状態は、図３のスミスチャートによっ
て表される。すなわち、スミスチャート上では入力回路
の整合状態は入力反射係数Ａ１が中心部に近い位置（マ
ッチングの状態）に存在し、入力回路の不整合状態は入
力反射係数Ｂ１が中心部から遠い位置（ミスマッチング
の状態）に存在する。

【００２４】したがって、中心部から離れるに従って整
合性が低くなり、信号の伝達効率が悪くなる。よって、
ＣＰＵ３０は入力回路の入力反射係数がＡ１およびＢ１
の値をとるように、可変容量ダイオード４１に印加する
電圧を切り換える。なお、図３では、Ａ１からＢ１への
軌跡が直線的に表示されているが、入力反射係数は直線
的に移動するとは限らず、途中の軌跡は省略されてい
る。

【００２５】上記トランスミッションライン１１、１
３、ショートスタブ１５、可変容量ダイオード４１およ
びコンデンサ４２、４３は全体としてインピーダンス整
合手段５１を構成し、ＣＰＵ３０、電圧変換部４６およ
びトランスミッションライン４４、４５は全体として制
御手段５２を構成する。

【００２６】以上の構成において、携帯電話を受信に使
用するときは、ＣＰＵ３０により電圧変換部４６の出力
する電圧を制御して可変容量ダイオード４１への印加電
圧を高周波部２７における入力回路が整合状態となるよ
うな電圧に切り換える。スミスチャート上では入力反射
係数Ａ１の状態となる。

【００２７】これにより、高周波部２７の入力回路が整
合状態となってアンテナ２８によって受信された信号は
高周波部２７を通過する際に、伝送損失が少なく、増幅
率が最大となる。すなわち、入力回路がオンの状態にス
イッチングされる。したがって、受信信号がほとんど損
失なく通過し、その後、受信処理が行われる。なお、送
信信号に比べて受信信号は微小なものなので、受信時に
送信側に信号が流れ込んだとしても、ほとんど問題には
ならず、無視して差し支えない。

【００２８】一方、携帯電話を送信に使用するときは、
ＣＰＵ３０により電圧変換部４６の出力する電圧を制御
して可変容量ダイオード４１への印加電圧を高周波部２
７における入力回路が不整合状態となるような電圧に切
り換える。スミスチャート上では入力反射係数Ｂ１の状
態となる。これにより、高周波部２７の入力回路が不整
合状態となって、ＦＥＴ１４との間の整合がくずれ、そ
の電力反射が大きくなり、信号の減衰率も大きくなる。

【００２９】すなわち、不整合状態で電力反射係数が最
大となり、減衰率も最大となるような入力回路のオフの
状態（すなわち、受信信号が遮断される状態）となる。
このため、送信信号は高周波部２７における受信側入力
回路への通過がほとんど遮断され、結局、高周波部２７
が受信状態から送信状態に適切にスイッチングされたこ
とになる。

【００３０】このように、本実施例では、ＣＰＵ３０に
より電圧変換部４６の出力する電圧を制御して可変容量
ダイオード４１への印加電圧を上記のように切り換える
ことにより、受信／送信のスイッチングを行うことがで
きる。

【００３１】したがって、従来例のようにＧａＡｓＦＥ
Ｔ等を用いたスイッチング素子を高周波アンプの前に接
続して高周波信号の切り換えを行うのではなく、単に入
力回路の整合状態を変化させるのみであるから、スイッ
チング手段としてのみに用いられる能動素子を設ける必
要がなく、全体のノイズフィギュア（Ｎ．Ｆ．）がその
ような能動素子のノイズフィギュア（Ｎ．Ｆ．）に左右
されることがない。

【００３２】その結果、高周波部２７の回路全体のノイ
ズフィギュアを向上させることができる。すなわち、受
信信号の初段に接続するのは、ノイズフィギュア（Ｎ．
Ｆ．）を悪化させる要因となる素子でなく、インピーダ
ンスマッチング回路であるから、ノイズフィギュアが良
好になる。

【００３３】また、信号のマッチング回路にはＧａＡｓ
ＦＥＴ等を用いた単体のスイッチング素子を採用してい
ないので、高周波部２７の回路全体を小型化することが
でき、省スペース化を図ることができる。

【００３４】さらに、本実施例の場合にはＤＣカット用
のコンデンサを可変容量ダイオード４１に置き換えれば
よいので、予め設計してあるアンプ回路を設計仕直す必
要がないという利点がある。

【００３５】第２実施例 次に、図４、５は本発明の第２実施例を示す図である。
第２実施例も第１実施例と同様の携帯電話に本発明を適
用した例であり、全体の構成は図１のようになる。図４
は図１の高周波部２７における入力回路および増幅素子
を示す図である。前記第１実施例は直列に配置された入
力側マッチング回路のＤＣカット用のコンデンサ（従来
例のコンデンサ１２に相当）を可変容量ダイオード４１
に置き換えているが、この第２実施例では、可変容量ダ
イオード６２を並列のコンデンサとして入力回路に並列
に配置したものである。

【００３６】すなわち、ショートスタブ１５とグランド
との間にはＤＣカット用のコンデンサ６１、可変容量ダ
イオード６２が順次介挿されており、コンデンサ６１と
可変容量ダイオード６２との接続点にはトランスミッシ
ョンライン６３を介して電圧変換部６４から電圧が印加
されるようになっている。電圧変換部６４には図１に示
す電源部２９から電源が供給されるとともに、電圧変換
部６４の出力する電圧（すなわち、可変容量ダイオード
６２への印加電圧）はＣＰＵ３０によって制御される。

【００３７】可変容量ダイオード６２は、第１実施例と
同様に、その両端に印加される電圧により容量を変化さ
せ、高周波部２７における入力回路を整合状態あるいは
不整合状態に切り換える。なお、第１実施例の場合とは
整合条件が異なり、印加電圧の値も相違している。

【００３８】ここで、上記のようなインピーダンスのマ
ッチングに関する状態は、図５のスミスチャートによっ
て表される。すなわち、スミスチャート上では入力回路
の整合状態は入力反射係数Ａ２が中心部に近い位置（マ
ッチングの状態）に存在し、入力回路の不整合状態は入
力反射係数Ｂ２が中心部から遠い位置（ミスマッチング
の状態）に存在する。したがって、中心部から離れるに
従って整合性が低くなり、信号の伝達効率が悪くなる。
よって、ＣＰＵ３０は入力回路の入力反射係数がＡ２お
よびＢ２の値をとるように、可変容量ダイオード６２に
印加する電圧を切り換える。

【００３９】上記トランスミッションライン１１、１
３、コンデンサ１２、ショートスタブ１５、可変容量ダ
イオード６２およびコンデンサ６１は全体としてインピ
ーダンス整合手段７１を構成し、ＣＰＵ３０、電圧変換
部６４およびトランスミッションライン６３は全体とし
て制御手段７２を構成する。

【００４０】以上の構成において、携帯電話を受信に使
用するときは、ＣＰＵ３０により電圧変換部６４の出力
する電圧を制御して可変容量ダイオード６２への印加電
圧を高周波部２７における入力回路が整合状態となるよ
うな電圧に切り換える。スミスチャート上では入力反射
係数Ａ２の状態となる。

【００４１】これにより、高周波部２７の入力回路が整
合状態となってアンテナ２８によって受信された信号は
高周波部２７を通過する際に、伝送損失が少なく、増幅
率が最大となる。すなわち、入力回路がオンの状態にス
イッチングされる。

【００４２】一方、携帯電話を送信に使用するときは、
ＣＰＵ３０により電圧変換部６４の出力する電圧を制御
して可変容量ダイオード６２への印加電圧を高周波部２
７における入力回路が不整合状態となるような電圧に切
り換える。スミスチャート上では入力反射係数Ｂ２の状
態となる。

【００４３】これにより、高周波部２７の入力回路が不
整合状態となって、ＦＥＴ１４との間の整合がくずれ、
その電力反射が大きくなり、信号の減衰率も大きくな
る。すなわち、不整合状態で電力反射係数が最大とな
り、減衰率も最大となるような入力回路のオフの状態
（すなわち、受信信号が遮断される状態）となる。この
ため、送信信号は高周波部２７における受信側入力回路
への通過がほとんど遮断され、結局、高周波部２７が受
信状態から送信状態に適切にスイッチングされる。

【００４４】このように、第２実施例では、可変容量ダ
イオード６２の配置位置が異なるももの、印加電圧を上
記のように切り換えることにより、受信／送信のスイッ
チングを行うことができ、第１実施例と同様の効果を得
ることができる。

【００４５】また、第２実施例では制御電圧端子のグラ
ンド側を共通にできるので、端子が１つで済み、また新
たに配置するＤＣカット用のコンデンサもグランド側に
は不要となるので、結局、１つで済むという利点があ
る。

【００４６】なお、図３および図５においてスミスチャ
ートに示された入力反射係数の値はあくまでも一例を示
すものであり、ＦＥＴ１４の特性等により整合／不整合
の関係が正しければ、入力反射係数の値は変更されても
よい。

【００４７】また、本発明に係る高周波信号切換装置は
携帯電話への適用に限るものではなく、高周波信号のス
イッチングを行うものであれば、他の装置にも適用する
ことができる。

【００４８】

【発明の効果】本発明によれば、例えば可変容量ダイオ
ード等によりなるインピーダンス可変手段のインピーダ
ンスを変化させることにより、インピーダンス整合手段
の整合性を変化させて高周波信号の送受信のスイッチン
グを行うことができる。したがって、スイッチング素子
を高周波アンプの前に接続して高周波信号の切り換えを
行う必要がなく、単にインピーダンス整合手段の整合状
態を変化させるのみでよい。その結果、スイッチング素
子のノイズフィギュア（Ｎ．Ｆ．）に左右されることが
なく、高周波回路全体のノイズフィギュアを向上させる
ことができる。

【００４９】また、ＧａＡｓＦＥＴ等を用いた単体のス
イッチング素子を採用していないので、高周波部の回路
全体を小型化することができ、省スペース化を図ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る高周波信号切換装置をデジタル時
分割多重通信方式の携帯電話に適用した第１および第２
実施例の構成を示す携帯電話のブロック図である。

【図２】第１実施例の高周波部における入力回路および
増幅素子を示す図である。

【図３】同実施例の入力回路におけるインピーダンス整
合のスミスチャートを示す図である。

【図４】第２実施例の高周波部における入力回路および
増幅素子を示す図である。

【図５】同実施例の入力回路におけるインピーダンス整
合のスミスチャートを示す図である。

【図６】従来の高周波信号切換装置を示すブロック図で
ある。

【図７】従来の受信側の高周波増幅部における入力回路
および増幅素子を示す図である。

【符号の説明】

１１、１３ トランスミッションライン １４ ＦＥＴ １５ ショートスタブ ２１ マイク ２２ スピーカ ２３ ＰＣＭコーディック部 ２４ スピーチコーディック部 ２５ ＴＤＭＡ信号処理部 ２６ デジタル変調／復調部 ２７ 高周波部 ２８ アンテナ ２９ 電源部 ３０ ＣＰＵ ３１ キー操作部 ４１、６２ 可変容量ダイオード（インピーダンス可変
手段） ４２ ４３、６１ ＤＣカット用のコンデンサ ４４、４５、６３ トランスミッションライン ４６、６４ 電圧変換部 ５１、７１ インピーダンス整合手段 ５２、７２ 制御手段

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インピーダンスが変化するインピーダン
   ス可変手段を含み、 高周波信号を入力として受け入れ、次段回路との間のイ
   ンピーダンスを整合するインピーダンス整合手段と、 前記インピーダンス可変手段のインピーダンスを変化さ
   せることにより、前記インピーダンス整合手段の整合性
   を変化させて高周波信号が前記次段回路に入力すること
   を許容する状態と、高周波信号が前記次段回路に入力す
   ることを阻止する状態とに切り換えるように制御する制
   御手段と、 を備えたことを特徴とする高周波信号切換装置。
2. 【請求項２】 前記インピーダンス可変手段は、可変容
   量ダイオードを有して構成され、 前記制御手段は、前記可変容量ダイオードに対して印加
   する電圧を変化させることにより、前記インピーダンス
   可変手段のインピーダンスを変化させることを特徴とす
   る請求項１記載の高周波信号切換装置。
3. 【請求項３】 前記次段回路は、高周波増幅回路であ
   り、 かつ前記制御手段は、高周波信号を受信するとき前記イ
   ンピーダンス整合手段を整合状態として高周波信号が高
   周波増幅回路に入力することを許容し、高周波信号を受
   信しないとき前記インピーダンス整合手段を不整合状態
   として高周波信号が高周波増幅回路に入力することを阻
   止するような切換制御を行うことを特徴とする請求項１
   又は２のいずれか１項に記載の高周波信号切換装置。