JPH05110471A - 平衡出力回路 - Google Patents
平衡出力回路Info
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- JPH05110471A JPH05110471A JP3137558A JP13755891A JPH05110471A JP H05110471 A JPH05110471 A JP H05110471A JP 3137558 A JP3137558 A JP 3137558A JP 13755891 A JP13755891 A JP 13755891A JP H05110471 A JPH05110471 A JP H05110471A
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- output amplifier
- balanced
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 低周波アナログ伝送に特に適した小型の平衡
出力回路を実現する。 【構成】 内部回路１が出力した伝送すべきアナログ信
号を直流分離用コンデンサ１７を介して出力増幅器９に
与える。出力増幅器９の動作電源及びアースを、ＤＣ／
ＤＣコンバータ１５及び１６が供給することとし、出力
増幅器９の動作電源及びアースを内部回路の動作電源及
びアースから直流的に分離する。そして、出力増幅器９
の差動出力をそのまま平衡出力として用いる。これによ
り、大型コンデンサや大型トランスが不要な小型の平衡
出力回路を実現する。
出力回路を実現する。 【構成】 内部回路１が出力した伝送すべきアナログ信
号を直流分離用コンデンサ１７を介して出力増幅器９に
与える。出力増幅器９の動作電源及びアースを、ＤＣ／
ＤＣコンバータ１５及び１６が供給することとし、出力
増幅器９の動作電源及びアースを内部回路の動作電源及
びアースから直流的に分離する。そして、出力増幅器９
の差動出力をそのまま平衡出力として用いる。これによ
り、大型コンデンサや大型トランスが不要な小型の平衡
出力回路を実現する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声等のアナログ信号
を変換、伝送する伝送装置や端末機器の平衡出力回路に
関するものである。
を変換、伝送する伝送装置や端末機器の平衡出力回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えば、アナログ信号を長距離伝送する
場合、電磁波等による雑音の影響や駆動側（信号送信
側）と負荷側（信号受信側）のアース電位差の影響を受
けないように、信号をアースから直流的に分離してペア
ーケーブルを用いて平衡伝送している。
場合、電磁波等による雑音の影響や駆動側（信号送信
側）と負荷側（信号受信側）のアース電位差の影響を受
けないように、信号をアースから直流的に分離してペア
ーケーブルを用いて平衡伝送している。
【０００３】従来、このようなアナログ信号を平衡伝送
する装置の平衡出力回路には、図２に示す回路が用いら
れてきた。
する装置の平衡出力回路には、図２に示す回路が用いら
れてきた。
【０００４】図２において、内部回路１は、正負電源＋
Ｅc 及び−Ｅc、並びに、アースＧに接続されており、
これらの電源供給を受けて装置の外部に出力すべきアナ
ログ信号を発生して出力増幅器２に与える。この出力増
幅器２も、正負電源＋Ｅc 及び−Ｅc 、並びに、アース
Ｇに接続されており、これらの電源供給を受けて入力さ
れた信号を電力増幅してインピーダンス整合用抵抗３を
介してトランス４の１次巻線４ａの一端に加えられる。
なお、トランス４の１次巻線４ａの他端はアースされて
いる。このトランス４の２次側は１次側とは直流的に分
離されている。２次巻線４ｂの両端は出力端子５ａ及び
５ｂに接続されており、２次巻線４ｂに現れた信号がこ
れら出力端子５ａ及び５ｂから平衡な信号として出力さ
れる。なお、インピーダンス整合用抵抗３は、反射波を
押さえるべく、この回路の出力インピーダンスが、出力
に接続されるペアーケーブルの特性インピーダンスにな
るよう設けている。
Ｅc 及び−Ｅc、並びに、アースＧに接続されており、
これらの電源供給を受けて装置の外部に出力すべきアナ
ログ信号を発生して出力増幅器２に与える。この出力増
幅器２も、正負電源＋Ｅc 及び−Ｅc 、並びに、アース
Ｇに接続されており、これらの電源供給を受けて入力さ
れた信号を電力増幅してインピーダンス整合用抵抗３を
介してトランス４の１次巻線４ａの一端に加えられる。
なお、トランス４の１次巻線４ａの他端はアースされて
いる。このトランス４の２次側は１次側とは直流的に分
離されている。２次巻線４ｂの両端は出力端子５ａ及び
５ｂに接続されており、２次巻線４ｂに現れた信号がこ
れら出力端子５ａ及び５ｂから平衡な信号として出力さ
れる。なお、インピーダンス整合用抵抗３は、反射波を
押さえるべく、この回路の出力インピーダンスが、出力
に接続されるペアーケーブルの特性インピーダンスにな
るよう設けている。
【０００５】図３は、アナログ信号を平衡伝送する装置
の平衡出力回路の第２の従来例を示すものである。
の平衡出力回路の第２の従来例を示すものである。
【０００６】図３において、内部回路１の出力アナログ
信号は出力増幅器９に与えられる。この出力増幅器９
も、正負電源＋Ｅc 及び−Ｅc 、並びに、アースＧに接
続されており、これらの電源供給を受けて入力された信
号を電力増幅する。この従来例の出力増幅器９は差動出
力構成のものであり、非反転増幅出力信号を直流分離用
コンデンサ１０及びインピーダンス整合用抵抗１２を順
次介して出力端子５ａに与え、また、反転増幅出力信号
を直流分離用コンデンサ１１及びインピーダンス整合用
抵抗１３を順次介して出力端子５ｂに与える。直流分離
用コンデンサ１０及び１１は、出力増幅器９の出力信号
を直流的に分離しており、かくして平衡出力を実現して
いる。また、インピーダンス整合用抵抗１２及び１３
も、反射波を押さえるべく、出力インピーダンスがケー
ブルの特性インピーダンスになるように設けられてい
る。
信号は出力増幅器９に与えられる。この出力増幅器９
も、正負電源＋Ｅc 及び−Ｅc 、並びに、アースＧに接
続されており、これらの電源供給を受けて入力された信
号を電力増幅する。この従来例の出力増幅器９は差動出
力構成のものであり、非反転増幅出力信号を直流分離用
コンデンサ１０及びインピーダンス整合用抵抗１２を順
次介して出力端子５ａに与え、また、反転増幅出力信号
を直流分離用コンデンサ１１及びインピーダンス整合用
抵抗１３を順次介して出力端子５ｂに与える。直流分離
用コンデンサ１０及び１１は、出力増幅器９の出力信号
を直流的に分離しており、かくして平衡出力を実現して
いる。また、インピーダンス整合用抵抗１２及び１３
も、反射波を押さえるべく、出力インピーダンスがケー
ブルの特性インピーダンスになるように設けられてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来回
路は共に低周波伝送に対するものである場合に大型化す
るという問題を有していた。
路は共に低周波伝送に対するものである場合に大型化す
るという問題を有していた。
【０００８】まず、図２に示した従来回路について、か
かる問題を有することを詳述する。トランス４のインピ
ーダンスをＬt 、出力端子５ａ及び５ｂ間の負荷抵抗を
ＲOとすると、トランス４での伝送損失（電力消費）を
無視できるようするためには、次の条件を満足すること
を要する。
かる問題を有することを詳述する。トランス４のインピ
ーダンスをＬt 、出力端子５ａ及び５ｂ間の負荷抵抗を
ＲOとすると、トランス４での伝送損失（電力消費）を
無視できるようするためには、次の条件を満足すること
を要する。
【０００９】 ω・Ｌt ＞＞ＲO （１） 但し、ω：角周波数（ｒａｄ／ｓｅｃ） 従って、トランス４の伝送損失を無視できるようにする
ためには、（１）式からは、トランス４のインダクタン
スＬt 又は角周波数ωを大きくしなければならない。こ
こで、角周波数ωは、伝送する信号の周波数によって定
まるものであって任意に設定することができないもので
あり、そのため、（１）式の条件を満足させるにはトラ
ンス４のインダクタンスＬt を大きくすることを要す
る。（１）式より明らかなように、角周波数ωが小さけ
れば小さいほど、インダクタンスＬt を大きくしなけれ
ばならない。従って、低周波信号を伝送する場合には、
インダクタンスＬt が非常に大きいことが求められる。
非常に大きいインダクタンスＬt のトランス４は実際上
大型のものであり、これを用いる平衡出力回路も小形化
することができない。
ためには、（１）式からは、トランス４のインダクタン
スＬt 又は角周波数ωを大きくしなければならない。こ
こで、角周波数ωは、伝送する信号の周波数によって定
まるものであって任意に設定することができないもので
あり、そのため、（１）式の条件を満足させるにはトラ
ンス４のインダクタンスＬt を大きくすることを要す
る。（１）式より明らかなように、角周波数ωが小さけ
れば小さいほど、インダクタンスＬt を大きくしなけれ
ばならない。従って、低周波信号を伝送する場合には、
インダクタンスＬt が非常に大きいことが求められる。
非常に大きいインダクタンスＬt のトランス４は実際上
大型のものであり、これを用いる平衡出力回路も小形化
することができない。
【００１０】次に、図３に示した従来回路について、構
成の大型化の問題が生じることを詳述する。コンデンサ
１０及び１１の容量を共にＣ0 、抵抗１２及び１３の値
を共にＲ1 、出力端子５ａ及び５ｂ間の負荷抵抗をＲ0
とすると、コンデンサ１０及び１１での伝送損失（電力
消費）を無視できるようするためには、次の条件を満足
することを要する。
成の大型化の問題が生じることを詳述する。コンデンサ
１０及び１１の容量を共にＣ0 、抵抗１２及び１３の値
を共にＲ1 、出力端子５ａ及び５ｂ間の負荷抵抗をＲ0
とすると、コンデンサ１０及び１１での伝送損失（電力
消費）を無視できるようするためには、次の条件を満足
することを要する。
【００１１】 １／（ω・Ｃ0 ／２）＜＜（２Ｒ1 ＋Ｒ0 ） ω・Ｃ0 ＞＞１／（Ｒ1 ＋Ｒ0 ／２） （２） 抵抗値Ｒ1 及びＲ0 は、伝送ケーブルの特性インピーダ
ンスによって定まるものであり、固定値である。従っ
て、（２）式からは、コンデンサ１０及び１１での伝送
損失を無視できるようにするためには、コンデンサ１０
及び１１の容量Ｃ0 又は角周波数ωを大きくしなければ
ならない。上述したように、角周波数ωは任意に設定す
ることができないものであるため、（２）式の条件を満
足させるにはコンデンサ１０及び１１の容量Ｃ0 を大き
くすることを要する。（２）式より明らかなように、角
周波数ωが小さければ小さいほど容量Ｃ0 を大きくしな
ければならず、低周波信号を伝送する場合には容量Ｃ0
が非常に大きいことが求められる。そのため、コンデン
サ１０及び１１が実際上大型のものとなり、これを用い
る平衡出力回路も小形化することができない。
ンスによって定まるものであり、固定値である。従っ
て、（２）式からは、コンデンサ１０及び１１での伝送
損失を無視できるようにするためには、コンデンサ１０
及び１１の容量Ｃ0 又は角周波数ωを大きくしなければ
ならない。上述したように、角周波数ωは任意に設定す
ることができないものであるため、（２）式の条件を満
足させるにはコンデンサ１０及び１１の容量Ｃ0 を大き
くすることを要する。（２）式より明らかなように、角
周波数ωが小さければ小さいほど容量Ｃ0 を大きくしな
ければならず、低周波信号を伝送する場合には容量Ｃ0
が非常に大きいことが求められる。そのため、コンデン
サ１０及び１１が実際上大型のものとなり、これを用い
る平衡出力回路も小形化することができない。
【００１２】本発明は、以上の点を考慮してなされたも
のであり、小形化することができる、低周波伝送に特に
適した平衡出力回路を提供しようとするものである。
のであり、小形化することができる、低周波伝送に特に
適した平衡出力回路を提供しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明は、内部回路が発生したアナログ信号を出力
増幅器によって増幅して平衡伝送路に出力する平衡出力
回路において、内部回路と出力増幅器とのアナログ信号
の授受に介在する直流分離用コンデンサと、出力増幅器
の電源及びアースを、内部回路の電源及びアースから直
流的に分離する供給電源分離手段とを設け、出力増幅器
の差動出力をそのまま平衡出力として用いることとした
ものである。
め、本発明は、内部回路が発生したアナログ信号を出力
増幅器によって増幅して平衡伝送路に出力する平衡出力
回路において、内部回路と出力増幅器とのアナログ信号
の授受に介在する直流分離用コンデンサと、出力増幅器
の電源及びアースを、内部回路の電源及びアースから直
流的に分離する供給電源分離手段とを設け、出力増幅器
の差動出力をそのまま平衡出力として用いることとした
ものである。
【００１４】
【作用】平衡出力する場合、平衡伝送路に出力した信号
の直流成分が、内部回路が発生したアナログ信号の直流
成分と無関係であることが要件である。そのため、直流
分離が必要となるが、本発明では、信号自体について
は、内部回路と出力増幅器との間に介在する直流分離用
コンデンサによって直流分離することとした。しかし、
出力増幅器の電源及びアースを、内部回路の電源及びア
ースと同一のものを用いている場合には、このようにし
ても完全なる直流分離はなされていない。そこで、出力
増幅器の電源及びアースを、内部回路の電源及びアース
とから直流的に分離する供給電源分離手段とを設け、完
全なる直流分離を実現した。このようにしたので、出力
増幅器の差動出力は平衡出力になっており、出力増幅器
の出力側に直流分離用コンデンサを設ける必要がない。
の直流成分が、内部回路が発生したアナログ信号の直流
成分と無関係であることが要件である。そのため、直流
分離が必要となるが、本発明では、信号自体について
は、内部回路と出力増幅器との間に介在する直流分離用
コンデンサによって直流分離することとした。しかし、
出力増幅器の電源及びアースを、内部回路の電源及びア
ースと同一のものを用いている場合には、このようにし
ても完全なる直流分離はなされていない。そこで、出力
増幅器の電源及びアースを、内部回路の電源及びアース
とから直流的に分離する供給電源分離手段とを設け、完
全なる直流分離を実現した。このようにしたので、出力
増幅器の差動出力は平衡出力になっており、出力増幅器
の出力側に直流分離用コンデンサを設ける必要がない。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照しなが
ら詳述する。ここで、図１がこの実施例の全体構成を示
すものであり、図３との同一、対応部分には同一符号を
以って示している。
ら詳述する。ここで、図１がこの実施例の全体構成を示
すものであり、図３との同一、対応部分には同一符号を
以って示している。
【００１６】図１に示すように、この実施例は、従来の
第２例（図３）とは、直流分離用のコンデンサの設置位
置と、出力増幅器９への電源供給構成が異なっている。
すなわち、内部回路１から出力増幅器９への信号伝送路
上に直流分離用のコンデンサ１７が介挿されており、出
力増幅器９の出力側にはコンデンサが設けられていな
い。また、内部回路１に対する正負供給電源＋Ｅc 及び
−Ｅc をそれぞれ、１次側２次側分離型のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１５及び１６に供給して出力増幅器９用の電源
＋Ｖc 及び−Ｖc を形成して出力増幅器９に供給するよ
うになされている。さらに、内部回路１のアースＧと、
出力増幅器９のアースＥも分離されている。
第２例（図３）とは、直流分離用のコンデンサの設置位
置と、出力増幅器９への電源供給構成が異なっている。
すなわち、内部回路１から出力増幅器９への信号伝送路
上に直流分離用のコンデンサ１７が介挿されており、出
力増幅器９の出力側にはコンデンサが設けられていな
い。また、内部回路１に対する正負供給電源＋Ｅc 及び
−Ｅc をそれぞれ、１次側２次側分離型のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１５及び１６に供給して出力増幅器９用の電源
＋Ｖc 及び−Ｖc を形成して出力増幅器９に供給するよ
うになされている。さらに、内部回路１のアースＧと、
出力増幅器９のアースＥも分離されている。
【００１７】なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５及び１６
を設けることなく、直流分離用のコンデンサ１７の介挿
位置を従来から変更しただけでは、内部回路１と出力増
幅器９の電源＋Ｅc 、−Ｅc 及びアースＧが共通である
ため、完全なる直流分離を行なう（平衡にする）ことが
できない。
を設けることなく、直流分離用のコンデンサ１７の介挿
位置を従来から変更しただけでは、内部回路１と出力増
幅器９の電源＋Ｅc 、−Ｅc 及びアースＧが共通である
ため、完全なる直流分離を行なう（平衡にする）ことが
できない。
【００１８】１次側２次側分離型のＤＣ／ＤＣコンバー
タ１５及び１６は、例えば、図４に示すようなスイッチ
ングレギュレータ構成によって実現することができる。
なお、図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の詳細構成を
示しているが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６も同様な構成
によって実現できる。
タ１５及び１６は、例えば、図４に示すようなスイッチ
ングレギュレータ構成によって実現することができる。
なお、図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５の詳細構成を
示しているが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１６も同様な構成
によって実現できる。
【００１９】図４において、アースＧに対する入力供給
正電源＋Ｅc 、すなわち、直流電圧は、スイッチング制
御回路２１によって駆動、制御されるスイッチング回路
２０に供給され、このスイッチング回路２０によってス
イッチングされて矩形波電圧（交流電圧）に変換されて
コンバータトランス２２の１次巻線２２ａに印加され
る。かくして、このトランス２２の２次巻線２２ｂに交
流電圧が誘起され、これが整流回路２３によって整流さ
れて、２次側のアースＥに対する所定の直流電圧＋Ｖc
となって上述したように出力増幅器９に電源として供給
される。
正電源＋Ｅc 、すなわち、直流電圧は、スイッチング制
御回路２１によって駆動、制御されるスイッチング回路
２０に供給され、このスイッチング回路２０によってス
イッチングされて矩形波電圧（交流電圧）に変換されて
コンバータトランス２２の１次巻線２２ａに印加され
る。かくして、このトランス２２の２次巻線２２ｂに交
流電圧が誘起され、これが整流回路２３によって整流さ
れて、２次側のアースＥに対する所定の直流電圧＋Ｖc
となって上述したように出力増幅器９に電源として供給
される。
【００２０】このような構成のＤＣ／ＤＣコンバータ１
５及び１６を新たに設けた、また、直流分離用のコンデ
ンサ１７を出力増幅器９の前段に設けた実施例による平
衡出力回路は、以下のようにして平衡出力処理を行な
う。内部回路１が発生したアナログ信号は、直流分離用
コンデンサ１７を介して直流成分が除去されて出力増幅
器９に供給される。出力増幅器９は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１５及び１６から電源＋Ｖc 及び−Ｖc の供給を受
けて、このような直流成分が除去された伝送信号を電力
増幅し、非反転増幅出力をインピーダンス整合用抵抗１
２を介して出力端子５ａに与えると共に、反転増幅出力
をインピーダンス整合用抵抗１３を介して出力端子５ｂ
に与える。かくして、平衡伝送路たるペアーケーブルに
対する伝送信号の平衡出力がなされる。
５及び１６を新たに設けた、また、直流分離用のコンデ
ンサ１７を出力増幅器９の前段に設けた実施例による平
衡出力回路は、以下のようにして平衡出力処理を行な
う。内部回路１が発生したアナログ信号は、直流分離用
コンデンサ１７を介して直流成分が除去されて出力増幅
器９に供給される。出力増幅器９は、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１５及び１６から電源＋Ｖc 及び−Ｖc の供給を受
けて、このような直流成分が除去された伝送信号を電力
増幅し、非反転増幅出力をインピーダンス整合用抵抗１
２を介して出力端子５ａに与えると共に、反転増幅出力
をインピーダンス整合用抵抗１３を介して出力端子５ｂ
に与える。かくして、平衡伝送路たるペアーケーブルに
対する伝送信号の平衡出力がなされる。
【００２１】ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５及び１
６に図４に示した１次側２次側分離型のものを用い、内
部回路１と出力増幅器９とをコンデンサ１７に介して接
続するようにしたので、内部回路１と出力増幅器９とを
直流的に完全に分離でき、その出力は完全な平衡出力と
なる。
６に図４に示した１次側２次側分離型のものを用い、内
部回路１と出力増幅器９とをコンデンサ１７に介して接
続するようにしたので、内部回路１と出力増幅器９とを
直流的に完全に分離でき、その出力は完全な平衡出力と
なる。
【００２２】次に、直流分離用コンデンサ１７の介挿位
置の変更に対する物理的大きさの検討を、図３に示した
従来回路との比較から行なう。
置の変更に対する物理的大きさの検討を、図３に示した
従来回路との比較から行なう。
【００２３】従来では２個のコンデンサを設けていた
が、この実施例では１個のコンデンサ１７を設けるだけ
であり、この点、回路を小さくすることができる。ま
た、出力増幅器９の入力抵抗を非常に大きくすることが
可能であるので、電力増幅する前の位置にコンデンサ１
７を設けと、（２）式より容易に推容きるように、コン
デンサ１７の容量を小さくすることができ、この点から
も回路を小さくすることができる。従って、出力増幅器
９は、上述の（２）式のような制約を受けず、低周波の
信号を平衡出力することができる。すなわち、従来とは
異なって大型コンデンサは不要である。
が、この実施例では１個のコンデンサ１７を設けるだけ
であり、この点、回路を小さくすることができる。ま
た、出力増幅器９の入力抵抗を非常に大きくすることが
可能であるので、電力増幅する前の位置にコンデンサ１
７を設けと、（２）式より容易に推容きるように、コン
デンサ１７の容量を小さくすることができ、この点から
も回路を小さくすることができる。従って、出力増幅器
９は、上述の（２）式のような制約を受けず、低周波の
信号を平衡出力することができる。すなわち、従来とは
異なって大型コンデンサは不要である。
【００２４】次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５及び１６
を設けたことに対する物理的大きさの検討を行なう。な
お、この検討においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を
対象として説明する。
を設けたことに対する物理的大きさの検討を行なう。な
お、この検討においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を
対象として説明する。
【００２５】ＤＣ／ＤＣコンバータ１５において、スイ
ッチング回路２０のスイッチング周波数は、スイッチン
グ素子の性能の範囲内であれば良く、通常数１０ｋＨｚ
〜数１００ｋＨｚの高周波に選ぶ。このためトランス２
２のインダクタンスは上述した（１）式からも判るよう
に非常に小さくできる（普通、電源の負荷抵抗はかなり
小さい。それは負荷抵抗＝電源電圧／負荷電流であり、
電源の負荷電流は回路の信号電源に比べてかなり大き
い）。このため、トランス２２も小さくすることができ
る。すなわち、従来とは異なって大型トランスは不要で
ある。
ッチング回路２０のスイッチング周波数は、スイッチン
グ素子の性能の範囲内であれば良く、通常数１０ｋＨｚ
〜数１００ｋＨｚの高周波に選ぶ。このためトランス２
２のインダクタンスは上述した（１）式からも判るよう
に非常に小さくできる（普通、電源の負荷抵抗はかなり
小さい。それは負荷抵抗＝電源電圧／負荷電流であり、
電源の負荷電流は回路の信号電源に比べてかなり大き
い）。このため、トランス２２も小さくすることができ
る。すなわち、従来とは異なって大型トランスは不要で
ある。
【００２６】以上のように、上記実施例によれば、直流
分離用コンデンサ１７が占有する物理的大きさを従来よ
り格段的に小さくすることができ、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ１５及び１６を設けることにより新たな占有容積が必
要となったとしても全体としての大きさを小さいものと
することができる。かかる効果は、低周波信号を平衡出
力する回路の場合に特に著しい。
分離用コンデンサ１７が占有する物理的大きさを従来よ
り格段的に小さくすることができ、ＤＣ／ＤＣコンバー
タ１５及び１６を設けることにより新たな占有容積が必
要となったとしても全体としての大きさを小さいものと
することができる。かかる効果は、低周波信号を平衡出
力する回路の場合に特に著しい。
【００２７】なお、上記実施例においては、内部回路１
及び出力増幅器９が正負電源の供給を受けて動作するも
のを示したが、内部回路及び出力増幅器が正又は負電源
のいずれか一方の供給を受けて動作するものであっても
本発明を適用することができる。
及び出力増幅器９が正負電源の供給を受けて動作するも
のを示したが、内部回路及び出力増幅器が正又は負電源
のいずれか一方の供給を受けて動作するものであっても
本発明を適用することができる。
【００２８】また、本発明は、低周波信号を平衡出力す
る場合において特に有効なものであるが、高周波信号を
出力する場合においても当然に適用できるものである。
る場合において特に有効なものであるが、高周波信号を
出力する場合においても当然に適用できるものである。
【００２９】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、内部回
路と出力増幅器とのアナログ信号の授受に介在する直流
分離用コンデンサと、出力増幅器の電源及びアースを、
内部回路の電源及びアースから直流的に分離する供給電
源分離手段とを設け、出力増幅器の差動出力をそのまま
平衡出力として用いるようにしたので、大型コンデンサ
や大型トランスが不要な小型の平衡出力回路を実現する
ことができる。
路と出力増幅器とのアナログ信号の授受に介在する直流
分離用コンデンサと、出力増幅器の電源及びアースを、
内部回路の電源及びアースから直流的に分離する供給電
源分離手段とを設け、出力増幅器の差動出力をそのまま
平衡出力として用いるようにしたので、大型コンデンサ
や大型トランスが不要な小型の平衡出力回路を実現する
ことができる。
【図１】実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の構成（その１）を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】従来の構成（その２）を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】上記実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの詳細構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
１…内部回路、９…出力増幅器、１２、１３…インピー
ダンス整合用抵抗、１５、１６…ＤＣ／ＤＣコンバー
タ、１７…直流分離用コンデンサ、＋Ｅc 、−Ｅc 、Ｇ
…内部回路１に対する電源及びアース、＋Ｖc 、−Ｖc
、Ｅ…出力増幅器９に対する電源及びアース。
ダンス整合用抵抗、１５、１６…ＤＣ／ＤＣコンバー
タ、１７…直流分離用コンデンサ、＋Ｅc 、−Ｅc 、Ｇ
…内部回路１に対する電源及びアース、＋Ｖc 、−Ｖc
、Ｅ…出力増幅器９に対する電源及びアース。
Claims (1)
- 【請求項１】 内部回路が発生したアナログ信号を出力
増幅器によって増幅して平衡伝送路に出力する平衡出力
回路において、 上記内部回路と上記出力増幅器とのアナログ信号の授受
に介在する直流分離用コンデンサと、上記出力増幅器の
電源及びアースを、上記内部回路の電源及びアースから
直流的に分離する供給電源分離手段とを設け、上記出力
増幅器の差動出力をそのまま平衡出力として用いること
を特徴とする平衡出力回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3137558A JP2922018B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | 平衡出力回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3137558A JP2922018B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | 平衡出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05110471A true JPH05110471A (ja) | 1993-04-30 |
| JP2922018B2 JP2922018B2 (ja) | 1999-07-19 |
Family
ID=15201530
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3137558A Expired - Fee Related JP2922018B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | 平衡出力回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2922018B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08149161A (ja) * | 1994-11-25 | 1996-06-07 | Nec Corp | 符号データ送信装置および符号データ受信装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02241232A (ja) * | 1989-03-15 | 1990-09-25 | Hitachi Ltd | ２線４線変換器 |
-
1991
- 1991-06-10 JP JP3137558A patent/JP2922018B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02241232A (ja) * | 1989-03-15 | 1990-09-25 | Hitachi Ltd | ２線４線変換器 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08149161A (ja) * | 1994-11-25 | 1996-06-07 | Nec Corp | 符号データ送信装置および符号データ受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2922018B2 (ja) | 1999-07-19 |
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