JPH05107337A - パルス・レーダおよびその構成要素 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ９４ＧＨz以上の周波数で動作するモノパル
ス受信機に使用する検出器を提供する。 【構成】 共通の基板の中心点の周囲に４つの平衡検波
器を設け、各検波器がビーム・リード・ダイオードを含
み、そのビーム・リードを介して無線周波信号が光学的
に結合される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、誘導ミサイルに使用さ
れるレーダ目標追随装置に関し、特にかかる装置の大き
さを減少し、コストを引下げ、性能を改善するため光学
的手法を使用できる周波数で作動する能動目標追随装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】終期誘導される小型爆弾（ｓｕｂｍｕｎ
ｉｔｉｏｎｓ）を用いる対装甲兵器システムは、高い地
表クラッタ背景中の目標を自動的に追随し、識別して攻
撃するように開発されてきた。全天候性を提供するた
め、このような小型爆弾は一般にミリ波レーダ目標追随
装置を用い、必要な目標識別度を達成するため、ミリ波
目標追随装置は、比較的複雑なレーダ・システム、例え
ば合成開口レーダ・システムあるいは偏光レーダ・シス
テムを使用しなければならない。しかし、このようなタ
イプのレーダはいずれも構造が比較的複雑となる。この
ようなレーダ・システムの複雑さは、例えば９４ＧＨz
の動作周波数において従来の導波管寸法が約１．２７乃
至２．５４mm（０．０５０乃至０．１００インチ）程度
であり、多くの厳格な組立てにおいて約０．０２５mm
（０．００１インチ）以上の公差が要求される。このよ
うなミリ波ハードウエアを最近のロボット技術を用いて
やや低いコストで製造することは可能であるが、このよ
うな厳格な公差のハードウエアの同調および試験に関連
する経費はあまりにも高いものとなる。

【０００３】能動ミリ波目標追随装置を従来の小型爆弾
に組込んで調整する場合の諸問題は、導波管要素を用い
モノパルス追跡能力を持たない偏光式あるいは２重偏波
式モノパルス目標追随装置が、送信機から出て受信機へ
戻る種々の信号の経路選択および２重通信を制御するた
めには２０を越える異なる導波管要素を必要とし得るこ
とが認識される時理解されよう。もしモノパルス追跡能
力が要求されるならば、振幅および位相の双方において
相互にトラッキングするために上記の全ての導波管要素
が必要とされることになろう。９４ＧＨzの動作周波数
においては、導波管組立体において１インチ（約２５．
４mm）の千分の一が各々約２°の位相と等価になる。従
って、種々のチャンネル間で必要となる位相および振幅
のトラッキングを行うことは非常に困難であることが理
解されねばならない。

【０００４】導波管装置を用いる能動ミリ波レーダ目標
追随装置に固有の別の問題は、送信機と受信機間に充分
な分離を提供することである。この問題は、高度の分離
を行う導波管スイッチおよびサーキュレータが９４ＧＨ
zの動作周波数では一般に得られないという事実により
更に厳しくなる。その結果、必要な分離を実現するため
にはレーダのパルス間周期において送信機を遮断するこ
とが一般に要求される。しかし、このような試みは、本
願と同じ譲受人に譲渡された１９８２年３月３日出願の
係属中の米国特許出願第３５６，６９６号に記載された
如き複雑な位相ロック制御ループを使用して、パルス送
信期間中送信機の位相が適正に制御されることを保証す
ることを必要とする。

【０００５】導波管要素を用いるミリ波レーダ・システ
ムに固有の別の問題は、主として厳格な導波管公差によ
る比較的低い動作帯域幅の問題である。比較的狭い動作
帯域幅は、ミリ波レーダの電子的妨害に対する感応度を
増加させてしまう。

【０００６】

【発明の概要】従って、本発明の主な目的は、前述の背
景を念頭において、低コストおよび小体積の能動ミリ波
レーダ目標追随装置の提供にある。

【０００７】本発明の別の目的は、送信および受信チャ
ンネル間の改善された分離度を有するミリ波レーダ・シ
ステムの提供にある。

【０００８】本発明の更に別の目的は、広帯域の能動ミ
リ波目標追随装置の提供にある。

【０００９】本発明の更に他の目的は、モノパルス追随
能力を備え、公知の能動ミリ波形式の目標追随装置より
コンパクトな能動ミリ波目標追随装置の提供にある。

【００１０】本発明の他の目的は、円偏波あるいは直線
偏波信号を送受することが可能な能動ミリ波レーダ目標
追随装置の提供にある。

【００１１】本発明の上記および他の目的については、
一般に、光学的なダイプレクサを用いて送信機と受信機
間の必要な分離を行うと同時に、円偏波信号の送信と同
時に左旋および右旋の両方の円偏波反射信号の受信を可
能にする偏波ツイスト能力を提供する能動ミリ波レーダ
目標追随装置を提供することにより達成される。このダ
イプレクサは、４５°の双曲線反射器と、放物線反射器
と、楕円平板走査反射器とを含むアンテナ・システムと
光学的に結合される。左旋および右旋円偏波反射信号
は、ダイプレクサにより対応する平面（直線）偏波信号
に変換され、この信号はダイプレクサの対応する出力ポ
ートに与えられる。ダイプレクサからの出力信号は、無
線周波数（ＲＦ）受信機内の無線周波ミキサ・アレイに
光学的に結合されて、送信機出力チャンネルからＲＦミ
キサ・アレイへ光学的に結合される局部発振信号でヘテ
ロダインされることにより５００ＭＨzの第１の中間周
波数（ＩＦ）へダウンコバートされる。ミキサ・アレイ
からのこのＩＦ出力信号は、従来のモノパルス・コンパ
レータにおいて合成され、受信される各偏波と対応する
結果として得る和および差の信号が直角成分検出され、
ディジタル化され、従来のディジタル信号プロセッサに
対して入力信号として与えられて必要な誘導指令信号を
引出す。

【００１２】本発明の他の目的および本発明による多く
の利点については、以降の詳細な説明を添付図面に関し
て参照することにより容易に更によく理解されよう。

【００１３】

【実施例】まず図１において、本発明による能動ミリ波
レーダ目標追随装置１０が、従来のホーン・アンテナ１
３を介してダイプレクサ１５と接続される送信機１１を
含むように示されている。以下に詳細に述べるダイプレ
クサは、送信機１１からの信号を以下図１Ａおよび図１
Ｂに関して詳細に説明するアンテナ・システムに対する
円偏波出力信号に変換するように働く。ここでは、アン
テナ・システムは、４５°の角度で傾斜した双曲線ミラ
ー１７、放物線ミラー１９、および従来のジンバル・シ
ステム（図示せず）に固定された楕円平板走査ミラー２
１を含むことを述べるに止める。送信モードにおいて
は、固定された４５°のミラー１７に入射する９４ＧＨ
zの放射が放物線ミラー１９を経て楕円平板走査ミラー
２１へ指向される。当業者には、この楕円平板走査ミラ
ー２１はジンバル角度の２倍の角度にわたり入射するエ
ネルギを走査するように働くことが理解されよう。受信
モードにおいては、楕円平板走査ミラー２１に入射する
レーダ反射信号が球面ミラー１９および固定された４５
°のミラー１７を介してダイプレクサ１５へ指向される
ように、相反の関係が保持される。受信モードにおいて
は、ダイプレクサ１５は、左旋および右旋の円偏波され
た（「１回反射」または「２回反射」のいずれかの対象
物からの反射に対応する）両方の反射信号を平面（直
線）偏波信号へ分解し、このような平面偏波信号を図６
および図７に関して以下に詳細に説明する受信機２５へ
光学的に結合するように働く。送信機１１内部で生成さ
れる局部発振信号もまた、ホーン・アンテナ２７を介し
て受信機２５へ与えられる。受信機２５は、（ａ）レー
ダの反射信号を第１のＩＦ信号、例えば５００ＭＨzへ
ダウンコバートし、（ｂ）このＩＦ周波数でモノパルス
和および差信号を形成し、（ｃ）前記第１のＩＦ信号を
１ＧＨzの第２のＩＦ周波数へアップコンバートし、
（ｄ）モノパルス和および差信号を直角位相検波する、
ように働く。受信機２５からの出力信号は、アナログ／
ディジタル（Ａ／Ｄ）・コンバータ２７においてディジ
タル化され、入力信号として高速フーリエ変換（ＦＥ
Ｔ）信号プロセッサ２９に対して与えられる。このプロ
セッサは、周知の方法で目標検出機能を行うように働
く。ＦＥＴプロセッサ２９からの出力信号は、ディジタ
ル・コンピュータ３１へ送られ、このコンピュータはこ
こでは米国カルフォルニア州９５０５１のＳａｎｔａ
ＣｌａｒａのＩｎｔｅｌ社のモデル８０８６なる１６ビ
ット・マイクロプロセッサであり、なかんずく目標追随
およびレーダ・タイミングを有効に実施する。ディジタ
ル・コンピュータ３１内部で生成された誘導制御信号は
従来のオートパイロット３３へ送られ、ここで小型爆弾
制御面（図示せず）に対する必要な制御信号が生成され
る。

【００１４】次に図１Ａおよび図１Ｂにおいて、本発明
の走査ミラー・アンテナ・システムが、小型爆弾の長手
方向軸（番号なし）に対して４５°の角度で傾斜された
４５°固定ミラー１７を含むように示される。この４５
°固定ミラー１７は、小型爆弾の胴部（番号なし）に対
して取付けられた支持ポスト１４によって支持され、４
５°固定ミラー１７の中心はダイプレクサ１５（図１）
の出力レンズの焦点と一致している。送信モードにおい
ては、この４５°固定ミラー１７は、これに対して入射
する９４ＧＨzの放射を小型爆弾（番号なし）の内周部
の半分に沿って延長する放物線ミラー１９に指向させる
よう働く。放物線ミラー１９は、実質にコリメートされ
たビームを楕円平板ミラー２１に対して指向させるよう
な形状を呈している。楕円平板ミラー２１が通常のジン
バル（図示せず）上に取付けられ、略々コリメートされ
たビームが少なくとも±３０°の方位角で仰角が最小２
５°の全走査角度にわたって走査することができる。楕
円平板ミラー２１は、その中心に４５°固定ミラー１７
に対して設けられたクリアランス孔（番号なし）を有す
る。前記平板走査ミラーの楕円形状は、垂直および水平
方向の走査中ビームの不明瞭性を防止するため必要であ
る。４５°固定ミラー１７の後部面（番号なし）は、そ
れに直接入射するレーダの反射信号２５の二次反射の問
題を最小限に抑えるために、ＲＦ吸収材料（図示せず）
で覆われている。

【００１５】次に図２においては、送信機１１を詳細に
説明する。しかし、その説明の前に、信号処理の目的の
ため、本例のミリ波レーダ目標追随装置１０（図１）が
チャープ波形を使用することに注意すべきである。この
ようなチャープ波形は、１５．６６乃至１５．７５ＧＨ
zの周波数範囲にわたって同調可能な、制御信号として
Ｋｕバンドの電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３へ電圧ラン
プ波形を与えることにより生成される。前記電圧ランプ
波形は、タイミング・ジェネレータ４９により与えられ
る制御信号に応答して、通常の電圧ランプ・ジェネレー
タ４１において生成される。このタイミング・ジェネレ
ータは、更に、ディジタル・コンピュータ３１（図１）
により与えられる制御信号で制御されるように示され
る。ＶＣＯ４３からのチャープ波形は、電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）増幅器４５において増幅され、この増
幅器からの出力信号は吸収Ｐ−Ｉ−Ｎダイオード変調器
４７に対して与えられ、この変調器はタイミング・ジェ
ネレータ４９により与えられる制御信号に応答してパル
ス波形を生じるように働く。吸収Ｐ−Ｉ−Ｎダイオード
変調器４７からのチャープ・パルス波形は、バラクタ・
ダイオード乗算器５１において周波数乗算されて、９
４．０乃至９４．５ＧＨzの出力信号を生じる。このよ
うな出力信号は、サーキュレータ５３を介して注入ロッ
ク信号としてＩＭＰＡＴＴダイオード発振器５５へ送ら
れる。ここでは単一のダイオード・デバイスであるこの
発振器は、タイミング・ジェネレータ４９からの制御信
号により更にトリガーされるＩＭＰＡＴＴダイオード変
調器５７により変調される。本例では約１５０ミリワッ
トのレベルであるＩＭＰＡＴＴダイオード発振器５５か
らの増幅された出力信号は、サーキュレータ５３および
ホーン・アンテナ１３（図１）を介して入力信号として
ダイプレクサ１５（図１）へ送られる。

【００１６】先に簡単に述べたように、受信機２５（図
１）に対するＬＯ信号もまた送信機１１内部で生成され
る。このＬＯ信号は、本例ではガン・ダイオード発振器
である９３．９０ＧＨzの安定局部発振器（ＳＴＡＬ
Ｏ）５９により与えられる。この信号はチャープ波形で
ないため、レーダ反射信号のチャープ波形を取除くため
第２のチャープ波形のＬＯ信号を受信機２５（図１）に
対して与えねばならない。このような第２のＬＯ信号
は、方向性結合器６１において、ＳＴＡＬＯ５９からの
出力信号の一部を高調波ミキサ６３に結合することによ
り生成される。このようなミキサに対する第２の入力信
号は、結合器６５を介してＦＥＴ増幅器４５からのチャ
ープ波形化された出力信号の一部を結合することにより
得られる。高調波ミキサ６３からの結果として得るＩＦ
出力信号は、１．０ＧＨzのクリスタル制御発振器（Ｘ
ＣＯ）７１からの出力信号でミキサ６９においてヘテロ
ダインされることによりＬバンド信号へアップコンバー
トされる前に、増幅器６７において増幅される。ミキサ
６９からの出力信号は、ミキサ６９からのより高い側波
帯信号のみを通すよう働く高域フィルタ７３においてフ
ィルタされる。フィルタ７３からの結果として生じる
１．１０乃至１．６０ＧＨzの出力信号は、第２のＬＯ
信号として受信機２５（図１）へ与えられる前に、増幅
器７５において増幅される。

【００１７】次に図３において、ダイプレクサ１５の入
力ポート８１が、ホーン・アンテナ１３（図１）を介し
て送信機１１（図２）から受取る９４ＧＨz信号をコリ
メートするように働くレンズ８３を含むように示され
る。本例では米国カルフォルニア州９２７１４のＩｒｖ
ｉｎｅ、Ｋｅｔｔｅｒｉｎｇ Ｓｔｒｅｅｔ １７７０
のＭｅｌｌｅｓ Ｇｒｉｏｔ社のモデル番号０１ＬＱＢ
０２８であるレンズ８３は、２つの凸面を持つ融解水晶
レンズである。レンズ８３は、直径が約２０．３mm
（０．８００インチ）であり、約２５．４mm（１．０イ
ンチ）の焦点距離を有する。レンズ８３は、誘電性媒体
（比誘電率２．０を持つポリエチレン）の厚さが４分の
１波長であるポリエチレンの非反射層（図示せず）で覆
われている。レンズ８３からの９４ＧＨz信号は、垂直
軸心に対して４５°の角度で傾斜された従来の偏波格子
８５に対して入射し、本例では、片面に平行なワイヤ・
ストリップ・パターン（図示せず）が蒸着された非反射
層で覆われた半波長の厚さの水晶基板を含む。本例にお
けるように、入射信号の電界（Ｅ）はワイヤ・ストリッ
プ（図示せず）に対して直角をなす時、このストリップ
は容量性を呈し、偏波信号が格子８５を妨げられずに通
過することになる。偏波格子８５から出た９４ＧＨz信
号は、レンズ８３と同じものである第２のレンズ８７を
透過してファラデー回転子８９に当たる。

【００１８】次に図４について簡単に述べれば、ファラ
デー回転子８９は、中心にフェライト・ディスク９３が
配置された環状のコバルト永久磁石９１を含む。フェラ
イト・ディスク９３は、本例では直径が約１３．９７mm
（０．５５０インチ）、厚さが約２．５４mm（０．１０
０インチ）のマグネシウム・フェライト材料（本例で
は、米国メリーランド州、Ｇａｉｔｈｅｒｓｂｕｒｙの
Ｔｒａｎｓ−Ｔｅｃｈ社のモデルＴＴ１−３０００材
料）片である。フェライト・ディスクのいずれか一方の
側には、厚さが約０．４０６mm（０．０１６インチ）の
融解水晶の整合ディスク９５、９７が配置される。環状
のサマリウム・コバルト永久磁石９１は、直径が約３
８．１mm（１．５０インチ）、厚さが約１２．７mm
（０．５００インチ）で、３０００ガウスを越える軸方
向の電界成分を生じる。当業者は、ファラデー回転子８
９が直線偏波された入力信号に対する偏波方向を回転さ
せるよう働くことが理解されよう。このため、ファラデ
ー回転子８９に対して入射する信号の横方向のＥフィー
ルド成分が垂直軸に平行である時、この回転子８９から
データ信号に対する横方向のＥフィールド成分は垂直軸
に対して（反時計方向に）４５°回転させられる。

【００１９】次に再び図３において、ファラデー回転子
８９からのデータ信号は別のレンズ９９（レンズ８３お
よび８７と同じ）を横切って第２の偏波格子１０１へ進
む。このような格子の平行ストリップ（図示せず）は、
垂直軸に対して４５°の角度をなしている。結果とし
て、入射信号のＥフィールドは金属ストリップと平行と
なり、従って信号はレンズ８３、８７、８９と同じレン
ズ１０３へ反射される。レンズ１０３から出た信号は、
サファイアの４分の１波長プレート１０５に対して入射
する。この４分の１波長プレート１０５は、本例では、
直径が約１７．７８mm（０．７０インチ）、厚さが約
２．３８８mm（０．０９４インチ）であり、両側が４分
の１波長の厚さでＭＹＬＡＲ（商標、図示せず）で覆わ
れた非反射層を有する。４分の１波長プレート１０５
は、その上に入射する直線（平面）偏波信号を円偏波さ
れた出力信号へ変換するよう働く。先に述べたダイプレ
クサ１５を通る光路については、４分の１波長プレート
１０５の出力側に結果として生じる信号が右回りに円偏
波される。

【００２０】受信モードにおいては、４分の１波長プレ
ート１０５に入射する（クラッタの如きいわゆる「１回
反射」散乱体からの反射に対応する）左回り円偏波され
た信号は、先に述べたものとは逆に、Ｅフィールドが垂
直軸に対して４５°の方向を有するが、偏波格子１０１
上の金属ストリップ（図示せず）に対しては直角方向を
有する直線（平面）偏波された放射に変換される。その
結果、このような直線（平面）偏波された信号は、レン
ズ１０３を横切った後、偏波格子１０１およびレンズ１
０７（レンズ８３、８７、９９、１０３と同じ）を通過
し、いわゆる左円受信ポート１０９から出ることにな
る。

【００２１】（人工物の如きいわゆる「２回反射」散乱
体からの反射信号に対応する）右回り円偏波された反射
信号は、４分の１波長板１０５により、Ｅフィールドが
垂直軸に対して４５°の方向を持ちかつ偏波格子１０１
上の金属ストリップ（図示せず）に対して平行の方向を
持つ、直線（平面）偏波信号へ変換されることになる。
このような信号は、レンズ１０３を横切った後、偏波格
子１０１により再びレンズ９９を経てファラデー回転子
８９へ反射される。受信モードにおいては、回転子が、
その往復運動しない特性により、入射信号を伝送される
信号と同じ方向（向き）に４５°だけ回転させ、ファラ
デー回転子８９から出た信号が偏波格子８５上の金属ス
トリップと平行に垂直軸に対して９０°Ｅフィールドを
回転させることを意味する。このため、この信号は、レ
ンズ８７を通った後、偏波格子８５により反射されてレ
ンズ１１１（レンズ８３、８７、９９、１０３、１０７
と同じ）を経ていわゆる右円受信ポート１１３へ指向さ
れることになる。

【００２２】ダイプレクサ１５のハウジング１２１は、
本例では、２つの半部１２２ａ、１２２ｂからなってい
る。これら半部は、重量およびコストを共に軽減するた
め成形プラスチックである。半部１２２ａ、１２２ｂの
各々には、偏波格子８５、１０１、レンズ８７、９９、
およびファラデー回転子８９を保持する凹部（番号な
し）が設けられている。２つの半部１２２ａ、１２２ｂ
は、下方の半部１２２ｂに設けられたネジ穴１２４と螺
合するようにクリアランス穴１２３に挿入されたネジ
（図示せず）等の便利な方法で一緒に緊締されている。
合計５つのネジ穴（番号なし）が、種々の入出力レンズ
のためハウジング１２１に設けられている。レンズ８
３、１０７、１１１の各々は、プラスチックのネジを設
けたカラー１２５により、ハウジング１２１の所定位置
に保持される。上部の半部１２２ａに設けられた２つの
穴（番号なし）は、下部の半部１２２ｂに設けられた対
応する穴（番号なし）よりも直径がやや大きい。このこ
とは、レンズ１０３およびサファイアの４分の１波長板
１０５のためネジを設けたプラスチック要素１２６を収
容するため必要である。これら２つの要素は、ネジを設
けたプラスチック・カラー１２７によりハウジング１２
１に保持され、スペーサ１２８がレンズ１０３を４分の
１波長板１０５から分離するために設けられる。最後
に、上部の半部１２２ａに設けられた開口（番号なし）
の１つがキャップ１２９により塞がれることに注意すべ
きである。

【００２３】次に図５においては、ダイプレクサ１５
（図３）からの出力信号が受信機２５と光学的に結合さ
れる方法が詳細に述べられる。しかし、ここで、本発明
の受信機２５においては、ダイプレクサ１５（図３）か
らの９４ＧＨzの入力信号が、これも受信機２５に光学
的に結合される送信機１１からの９３．９ＧＨzのＬＯ
信号でヘテロダインされることにより、例えば１００Ｍ
Ｈzの第１のＩＦ信号へダウンコバートされることを想
起すべきである。また、モノパルスの和および差の信号
が反対方向に偏波された各入力信号毎に最初のＩＦ周波
数で形成できるように、ダイプレクサ１５（図３）から
の反対に偏波された入力信号が４つのバランス・ミキサ
のアレイを用いてダウンコバートされることも知るべき
である。最後に、図の都合上、２重偏波受信機２５の１
つの偏波チャンネルのみについて詳細に述べることにす
る。

【００２４】ダイプレクサ１５（図３）の左側の円形受
信ポート１０９（図３）からの９４ＧＨzの放射は、受
信機胴部１３０に設けられた約２０．３２mm（０．８０
０インチ）の直径の円形孔で、次いでＩＦ回路（図示せ
ず）を支持する約０．７９４mm（１／３２インチ）のＤ
ｕｒｏｉｄ（商標）製のマイクロストリップ・ボード
（番号なし）のグラウンド面１３１および誘電体１３３
を介して、受信機２５に入射するように示される。円形
孔の入り口部には、本例では偏波格子１０１（図３）と
同じ偏波格子１３５が配置され、その金属ストリップは
前記信号が通過するように入射信号のＥフィールドに対
して直角に整合されている。この信号はまた、図６に関
して以下本文において詳細に述べるミキサ・アレイ（図
６）を支持する水晶基板１３７を横切る。水晶基板１３
７、従ってミキサ・アレイは、レンズ１０７（図３）の
焦点と対応する地点に配置される。水晶基板１３７から
出てくる９４ＧＨzの信号は、第２の偏波格子１４１に
入射し、その金属ストリップ（図示せず）はこれら信号
のＥフィールドと平行に整合される。その結果、前記信
号は、ミキサ・ダイオード（図６に詳細に示される）と
接続されるように再び水晶基板１３７に対して反射され
る。偏波格子１４１は、ミキサ・ダイオードと接続され
る９４ＧＨzの信号の量を制御してミキサ・ダイオード
の複素インピーダンスにマッチさせるため、ハウジング
（図示せず）内で水晶基板１３７、１３９に対して軸方
向に移動することができる。

【００２５】ホーン・アンテナ２７（図１）からの９
３．９ＧＨzのＬＯ信号は、偏波格子１４１および水晶
基板１３７を介して偏波格子１３５と結合され、ここか
ら再び水晶基板１３７へ反射される。９３．９ＧＨzの
ＬＯ信号がミキサ・ダイオードと結合する方法について
は、以下に図６に関して詳細に述べる。ここでは、偏波
格子１３５もまた、９３．９ＧＨzのＬＯ信号のミキサ
・ダイオードに対する結合を制御して結合インピーダン
スとマッチするため、ハウジング１３９内で水晶基板１
３７に対して軸方向に移動できると言えば充分であろ
う。

【００２６】水晶基板１３７が僅かに約０．１７８mm
（０．００７インチ）の厚さであること、従って基板１
３７は構造的剛性を提供するため誘電性発泡材料（米国
マサチューセッツ州ＣａｎｔｏｎのＥｍｅｒｓｏｎ−Ｃ
ｕｍｍｉｎｇｓ社のＥｃｃｏｆｏａｍＦＰＨ材）に埋設
されることに注意すべきである。

【００２７】次に図６において、本発明のミキサ・アレ
イ１５０が、水晶基板１３７の頂面に設けられた金属メ
ッキ１５２に４つの四角穴（これも番号なし）をエッチ
ングにより形成された４つのミキサ（番号なし）を含む
ように示される。各ミキサ（番号なし）は、本例では英
国Ｌｉｎｃｏｌｎ、ＤｏｄｄｉｎｇｔｏｎＲｏａｄのＭ
ａｒｃｏｎｉ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｄｅｖｉｃｅｓ
社のモデルＤＣ１３４６デバイスである１対のビーム・
リード・ダイオード１５１ａ、１５１ｂを含むように示
される。これらデバイスは、ダイオード１５１ａのアノ
ードおよびダイオード１５１ｂのカソードが結線１５３
と接続され、ダイオード１５１ａのカソードおよびダイ
オード１５１ｂのアノードが金属板１５２、即ちグラウ
ンドと接続されるように、直列に接続されている。この
ダイオード１５１ａ、１５１ｂは、四角穴（番号なし）
の両端に熱圧縮結合され、その結果これを通過する９４
ＧＨzの信号が９４ＧＨzの放射のＥフィールドと「同位
相」である電流を生じる。即ち、ダイオード１５１ａ、
１５１ｂは、入射Ｅフィールドと並列となり、従って、
入射放射線のＨフィールドは後者に電流を誘起すること
になる。９３．９ＧＨzのＬＯ信号は、水晶基板１３７
の両側を経てミキサ（番号なし）と光学的に結合され
る。しかし、ＬＯ信号のＥフィールドは９４．０ＧＨz
の信号と直角に置かれた位置関係にあるため、各対のダ
イオード１５１ａ、１５１ｂに直角に配置された４分の
１波長モノポール１５５が、ＬＯ信号を各対のダイオー
ド１５１ａ、１５１ｂと接続するように提供される。

【００２８】偏波格子１４１（図５）は、９４ＧＨzの
信号放射がＬＯチャンネル（番号なし）に結合されるこ
とを阻止するように働くのみでなく、これを移動するこ
とで９４ＧＨz信号の周波数でミキサ（番号なし）の複
素インピーダンスにマッチさせるようにも働く。同様
に、偏波格子１３５（図５）は、９３．９ＧＨzのＬＯ
信号がダイプレクサ１５（図３）に入ることを阻止し、
かつミキサ（番号なし）の複素インピーダンスとモノポ
ール１５５の９３．９ＧＨzのＬＯ信号周波数とマッチ
させるよう働く。偏波格子１３５、１４１（図５）は独
立的に調整することができるため、信号および局部発振
器周波数の双方におけるミキサ（番号なし）のマッチン
グが比較的大きいストリップ域幅にわたって達成でき
る。

【００２９】同一面内の線媒体で形成された低域マッチ
ング・フィルタ１５７は、ミキサ（番号なし）からのＩ
Ｆ出力信号を受信機２５（図１）に接続するため設けら
れる。このような低域マッチング・フィルタの設計は、
当業者には周知であり、従ってここでは繰返さない。

【００３０】次に図７において、受信機２５の動作を詳
細に説明する。しかし、その説明の前に、いわゆる「左
円偏波チャンネル」と対応する受信機２５の半部のみに
ついて示し記すことに注意すべきである。右円偏波チャ
ンネル（図示せず）がここで述べるものと同じものであ
ることが理解されよう。

【００３１】ミキサ・アレイ１５０からの第１のＩＦ出
力信号は、周知のモノパルス・コンパレータ１６１で合
成され、コンパレータでは、モノパルスの和、ピッチお
よび偏揺れ（ヨー）信号が生成される。このようなモノ
パルス信号もまたチャープ波形にされ、従って、チャー
プ波形解除（ｄｅ−ｃｈｉｒｐ）（相関付け）され、ミ
キサ１６３において、ディジタル・コンピュータ３１
（図１）により与えられる制御信号により制御されるよ
う示される周知のタップを設けた遅延線１６５に送信機
１１（図２）からの第２のＬＯ信号を通すことにより得
られる伝送された信号の遅れたレプリカによりヘテロダ
インされることによってＬバンド周波数へアップコンバ
ートされることが理解されよう。ミキサ１６３からの出
力信号は、ミキサ１６３内で生じた望ましくないスプリ
アス信号を除去するためストリップ域フィルタ１６５に
おいてフィルタされる。ストリップ域フィルタ１６５か
らのフィルタされた出力信号は、直角位相検波およびベ
ースバンド・ビデオ信号へダウンコバートされる前に、
ミキサ１６９Ｉ、１６９ＱにおいてＬバンドの水晶制御
発振器１７１からの同位相（Ｉ）および４分の１位相
（Ｑ）出力信号によりヘテロダインされることにより、
増幅器１６７において増幅される。ミキサ１６９Ｑに対
する４分の１位相基準信号が、水晶制御発振器１７１か
らの出力信号の一部を９０°移相器１７３に通すことに
より生成される。受信機２５からのベースバンドＩおよ
びＱ出力信号は、入力信号としてＡ／Ｄコンバータ２７
へ与えられる。

【００３２】本発明の望ましい実施態様について記載し
たが、当業者には、本発明の発明思想を包含する他の実
施例も使用できることが明らかであろう。従って、本発
明は本文に開示された実施例に限定されるものではな
く、頭書の特許請求の範囲の趣旨および範囲によっての
み限定されるべきものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による能動ミリ波レーダ目標追随装置を
示す概略ブロック図である。図１Ａおよび図１Ｂは、そ
れぞれ図１のアンテナ・システムの断面図および平面図
である。

【図２】図１の送信機を示す概略ブロック図である。

【図３】本発明による図１のダイプレクサを示す断面図
である。

【図４】図１のダイプレクサにおいて用いられるファラ
デー回転子の断面図である。

【図５】図３のダイプレクサが図１の受信機と光学的に
結合される方法を示す概略図である。

【図６】図５の受信機のミキサ・アレイの１つを示す平
面図である。

【図７】図１の受信機を示す概略ブロック図である。

【符号の説明】

１０ 能動ミリ波レーダ目標追随装置 １１ 送信機 １３ ホーン・アンテナ １５ ダイプレクサ １７ ４５°固定（双曲線）ミラー １９ 放物線ミラー ２１ 楕円平板走査ミラー ２５ 受信機 ２７ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）・コンバータ ２９ ＦＥＴプロセッサ ３１ ディジタル・コンピュータ ３３ オートパイロット

【手続補正書】

【提出日】平成４年１０月１５日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図４】

【図２】

【図３】

【図５】

【図６】

【図７】

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ９４ＧＨzバンド以上の帯域において作
   動するモノパルス受信機における第１検出器であって、 （ａ）共通の基板上の中心点の周囲に集まった第１、第
   ２、第３および第４の平衡検波器であって、該検波器の
   各々が１対の同じ極性のビーム・リード・ダイオードを
   含む検波器と、 （ｂ）前記各ダイオードのビーム・リードを介して、検
   出される無線周波信号を光学的に結合する手段と、 （ｃ）第１の局部発振信号を各対のビーム・リード・ダ
   イオードに光学的に結合する手段と、 （ｄ）各対のビーム・リード・ダイオードの接合点に電
   気的に結合された出力線と、を設けてなる第１検出器。
2. 【請求項２】 前記共通基板が、 （ａ）検出される無線周波エネルギに対し実質的に透過
   性の誘電材シートと、 （ｂ）前記誘電材シートの一表面上に金属性コーティン
   グとを含み、該コーティングは、貫通して形成されかつ
   前記共通基板上の中心点周囲に集められた第１、第２、
   第３および第４の開口を有し、該開口の各々は、実質的
   に四角の部分と前記片面の中心における実質的に四角の
   部分の第１の辺とその辺の中心で接しかつ前記誘電材シ
   ートの周部まで延長する実質的に矩形状部分とを有する
   請求項１記載の第１検出器。
3. 【請求項３】 （ａ）各対のビーム・リード・ダイオー
   ドが、対応する前記四角部分の第２と第３の辺の中心間
   に直列に接続され、 （ｂ）電気的伝送線の中心導体が、前記誘電材シートの
   周部に至る実質的に矩形状部分の中心における各対のビ
   ーム・リード・ダイオードの接合点から形成される請求
   項２記載の第１検出器。
4. 【請求項４】 前記中心導体が、前記開口の矩形状部分
   の内部に整形されて低域フィルタを形成する請求項３記
   載の第１検出器。
5. 【請求項５】 第１の局部発振信号が、前記開口の四角
   部分の内部の中心導体の部分を介して結合される請求項
   ４記載の第１検出器。
6. 【請求項６】 検出される無線周波信号が共通基板の第
   １の辺から第１のビームで送られ、前記第１の局部発振
   信号が前記共通基板の第２の辺から第２のビームで送ら
   れ、該２つの信号の偏波の方向が直角をなし、該２つの
   ビームの縦方向軸が前記共通基板に対して直角をなす請
   求項５記載の第１検出器。
7. 【請求項７】 前記共通基板の対向辺に配置された第３
   および第４の偏波スクリーンを更に設け、該第３の偏波
   は検出される無線周波信号の反射であり、前記第４の偏
   波スクリーンは前記第１の局部発振信号の反射である請
   求項６記載の第１検出器。
8. 【請求項８】 前記共通基板からの前記第３および第４
   の偏波スクリーンの各々の距離が調整可能である請求項
   ７記載の第１検出器。