JPH05103494A - Inverter device - Google Patents
Inverter deviceInfo
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- JPH05103494A JPH05103494A JP3256175A JP25617591A JPH05103494A JP H05103494 A JPH05103494 A JP H05103494A JP 3256175 A JP3256175 A JP 3256175A JP 25617591 A JP25617591 A JP 25617591A JP H05103494 A JPH05103494 A JP H05103494A
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Abstract
Description
［発明の目的］ [Object of the Invention]
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源を入力側に持
ち、パルス幅変調制御により交流電動機を駆動制御する
インバータ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter device having an AC power source on the input side and driving and controlling an AC motor by pulse width modulation control.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図６は三相交流電源を入力側に持つ場合
の交流電動機を駆動するＰＷＭ（パルス幅変調）制御イ
ンバータにおける従来の構成を示す。図中、１は三相交
流電流、２はコンバータ、３は直流平滑コンデンサ、４
はＰＷＭインバータ、５は交流電動機、６はＶ／Ｆ演算
器、７は積分器、８はＰＷＭ制御回路、９はベース駆動
回路である。また、１０はリアクトルと抵抗より成るイ
ンバータ入力側の電源インピーダンスである。2. Description of the Related Art FIG. 6 shows a conventional structure of a PWM (pulse width modulation) control inverter for driving an AC electric motor having a three-phase AC power supply on the input side. In the figure, 1 is a three-phase AC current, 2 is a converter, 3 is a DC smoothing capacitor, 4
Is a PWM inverter, 5 is an AC motor, 6 is a V / F calculator, 7 is an integrator, 8 is a PWM control circuit, and 9 is a base drive circuit. Further, 10 is a power source impedance on the input side of the inverter, which is composed of a reactor and a resistor.
【０００３】コンバータ２は６個のダイオードから成
り、入力される三相交流を全波整流して直流に変換す
る。直流平滑コンデンサ３は前記全波整流された波形を
平滑化してＰＷＭインバータ４の直流電圧源とする。Ｐ
ＷＭインバータ４は、電動機駆動周波数ｆｄを指令値と
して、Ｖ／Ｆ演算器６により得られる出力電圧基準Ｖ*
及び積分器７により得られる位相基準θ* をもとに、Ｐ
ＷＭ制御回路８においてＰＷＭ制御パターンを決定し、
そのＰＷＭ制御パターンに従ってベース駆動回路９によ
りベース信号が作られ、トランジスタがスイッチング制
御されて交流電動機を駆動する。The converter 2 comprises 6 diodes.
Input, three-phase alternating current is full-wave rectified and converted to direct current.
It The DC smoothing capacitor 3 has the full-wave rectified waveform.
It is smoothed and used as the DC voltage source of the PWM inverter 4. P
The WM inverter 4 uses the motor drive frequency fd as a command value.
Then, the output voltage reference V obtained by the V / F calculator 6*
And the phase reference θ obtained by the integrator 7.* Based on P
The WM control circuit 8 determines the PWM control pattern,
According to the PWM control pattern, the base drive circuit 9
The base signal is generated and the transistor is switching controlled.
Control the AC motor.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで上述における
構成により交流電動機等を駆動した場合、インバータの
出力電流にビート現象が発生する場合があるという問題
が生じる。これはインバータに入力される電源が原因と
なって、平滑コンデンサの両端に印加されるインバータ
主回路の直流リンク部電圧が変動することにより生じる
ものと考えられる。By the way, when an AC motor or the like is driven by the above-mentioned structure, there is a problem that a beat phenomenon may occur in the output current of the inverter. It is considered that this is caused by the fluctuation of the DC link voltage of the inverter main circuit applied across the smoothing capacitor due to the power input to the inverter.
【０００５】直流リンク部電圧が変動しインバータ出力
電流にビート現象が発生することで、ＰＷＭインバータ
のスイッチング素子に流れる電流は増大する。よって、
インバータのスイッチング素子を保護するためには、交
流電動機に供給する実効電流を減少させる必要があり、
これはＰＷＭインバータの出力容量低下を招く。The DC link voltage fluctuates and a beat phenomenon occurs in the inverter output current, so that the current flowing through the switching element of the PWM inverter increases. Therefore,
In order to protect the switching elements of the inverter, it is necessary to reduce the effective current supplied to the AC motor,
This causes a reduction in the output capacity of the PWM inverter.
【０００６】ここで直流リンク部電圧は、６個のダイオ
ードからなるコンバータにより三相交流電流が全波整流
され、さらにコンデンサにより平滑化されたものである
が、一般に商用電源は負荷が非対称であることが多く、
完全な対称三相電源が得られることはほとんどない。す
なわち、ＰＷＭ制御インバータに入力される電源は非対
称三相電源となり、全波整流波形は図７に示すようにな
り、コンデンサにより平滑化された直流リンク部電圧
は、電源周波数ｆｓの２倍の周期２ｆｓで変動すること
になる。Here, the DC link voltage is the one obtained by full-wave rectifying a three-phase AC current by a converter composed of six diodes, and further smoothed by a capacitor. Generally, a commercial power supply has an asymmetric load. Often
It is rare to get a perfect symmetrical three-phase power supply. That is, the power supply input to the PWM control inverter is an asymmetric three-phase power supply, the full-wave rectified waveform is as shown in FIG. 7, and the DC link voltage smoothed by the capacitor has a cycle of twice the power supply frequency fs. It will change at 2 fs.
【０００７】直流リンク部電圧の変動に伴いＰＷＭイン
バータの出力電流にも変動が現れることになる。またイ
ンバータの出力電流は電動機駆動周波数ｆｄで決まるた
め電源周波数ｆｓとの同期関係は存在しない。よってイ
ンバータの出力電流は電動機駆動周波数と直流リンク部
電圧の変動周波数との差（ｆｄ〜２ｆｓ）で決まる周波
数で振動することになる。この振動波が出力電流波形に
に合成されることで、ビート現象が発生し、交流電動機
５が発生するトルクにも脈動が生じるのである。図８は
図６に示した従来のＰＷＭ制御インバータにおける計算
機シミュレーション結果を示すものである。As the voltage of the DC link portion fluctuates, the output current of the PWM inverter also fluctuates. Further, since the output current of the inverter is determined by the motor drive frequency fd, there is no synchronous relationship with the power supply frequency fs. Therefore, the output current of the inverter oscillates at a frequency determined by the difference (fd to 2fs) between the motor drive frequency and the fluctuation frequency of the DC link voltage. When this vibration wave is combined with the output current waveform, a beat phenomenon occurs and the torque generated by the AC motor 5 also pulsates. FIG. 8 shows a computer simulation result in the conventional PWM control inverter shown in FIG.
【０００８】グラフは上から順に、インバータ出力電流
（相電流）Ｉ、直流リンク部電圧Ｖ及びトルク波形Ｔを
示す。シミュレーションの条件としては、電圧周波数：
ｆｓ＝５０Ｈｚ、電動機駆動周波数：ｆｄ＝１２０Ｈ
ｚ、基底周波数：ｆｂ＝１３５Ｈｚ、キャリア周波数：
ｆｃ＝１５００Ｈｚである。シミュレーション波形から
明らかなように、直流リンク部電圧は電源周波数ｆｓの
２倍の１００Ｈｚで振動し、相電流はビート現象が発生
していることがわかる。ビートの周波数は約２０Ｈｚで
あり、これは前述した電動機駆動周波数ｆｄと直流リン
ク部電圧の変動周波数２ｆｓとの差で決まる周波数ｆｄ
−２ｆｓ＝１２０−１００＝２０Ｈｚである。また、ビ
ート現象によりトルク波形も大きく脈動していることが
わかる。The graph shows, in order from the top, the inverter output current (phase current) I, the DC link voltage V and the torque waveform T. The simulation conditions include voltage frequency:
fs = 50 Hz, electric motor drive frequency: fd = 120 H
z, base frequency: fb = 135 Hz, carrier frequency:
fc = 1500 Hz. As is clear from the simulation waveform, it can be seen that the DC link voltage oscillates at 100 Hz, which is twice the power supply frequency fs, and the phase current has a beat phenomenon. The beat frequency is about 20 Hz, which is the frequency fd determined by the difference between the motor drive frequency fd and the fluctuation frequency 2fs of the DC link voltage.
-2fs = 120-100 = 20Hz. Further, it can be seen that the torque waveform largely pulsates due to the beat phenomenon.
【０００９】ところで、ビート現象は直流リンク部電圧
の変動の大きさに比例して発生しやすくなる。また、直
流リンク部電圧の変動の大きさは、入力電源電圧の非対
称率のみならず、入力側のトランスの漏れインダクタン
ス値や平滑コンデンサの容量、或いは負荷の状態等によ
って変化する。従って同じ電源で駆動した場合でも、種
々の条件により電源ビートが発生する場合と発生しない
場合とが起こり得るため、結局、電源の非対称性が僅か
であっても直流リンク部電圧の変動の大きさが大きくな
り、ビート現象が発生する可能性もあると言える。By the way, the beat phenomenon tends to occur in proportion to the magnitude of the fluctuation of the DC link voltage. Further, the magnitude of the fluctuation of the DC link voltage varies depending not only on the asymmetry ratio of the input power supply voltage, but also on the leakage inductance value of the transformer on the input side, the capacity of the smoothing capacitor, or the state of the load. Therefore, even when driven by the same power supply, power supply beats may or may not occur due to various conditions. Therefore, even if the power supply asymmetry is slight, the magnitude of fluctuations in the DC link voltage may be large. It can be said that there is a possibility that a beat phenomenon may occur due to an increase in the.
【００１０】上述のことからコンデンサ容量を増大させ
ると直流電圧の変動の大きさが小さくなるため、ビート
現象は緩和できると考えられるが、コンデンサ容量の増
大はコンデンサ寸法重量の増大を伴うという欠点がある
ため、ビート現象防止法としてあまり適切であるとはい
い難い。そこで、本発明の目的は、コンデンサの容量を
増加させることなく、どのような状態においてもビート
現象を抑制できるインバータ装置を提供するにある。 ［発明の構成］From the above, it is thought that the beat phenomenon can be alleviated because the magnitude of the fluctuation of the DC voltage becomes smaller when the capacitance of the capacitor is increased. However, there is a drawback that the increase of the capacitance of the capacitor causes an increase in the weight of the capacitor. Therefore, it is hard to say that it is not appropriate as a beat phenomenon prevention method. Therefore, an object of the present invention is to provide an inverter device that can suppress the beat phenomenon in any state without increasing the capacity of the capacitor. [Constitution of Invention]
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】従って、上記目的を達成
するために、本発明は、交流電源を全波整流器にて整流
し、コンデンサによって平滑したものを直流電圧源とし
て、スイッチング素子から成るインバータ主回路により
任意の周波数を有する交流電源に変換する出力電圧基準
を基にパルス幅変調制御を行うインバータ装置におい
て、上記平滑コンデンサに印加される上記インバータ主
回路の直流リンク部電圧を検出する直流電圧検出手段
と、この直流電圧検出手段により検出された直流電圧を
用いて演算することにより、この演算結果に応じて上記
出力電圧基準の補正を行うか、或いは前記直流電圧を運
転周波数に乗算することにより周波数の補正を行う補正
手段と、この補正手段により補正された出力電圧基準及
び位相基準を基にインバータ出力をパルス幅変調制御す
る制御手段とを備えたインバータ装置を提供する。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, in order to achieve the above object, the present invention provides an inverter comprising a switching element, which is obtained by rectifying an AC power source with a full-wave rectifier and smoothing it with a capacitor as a DC voltage source. A DC voltage for detecting the DC link voltage of the inverter main circuit applied to the smoothing capacitor in an inverter device that performs pulse width modulation control based on an output voltage reference for converting to an AC power supply having an arbitrary frequency by the main circuit. By calculating using the detection means and the DC voltage detected by the DC voltage detection means, the output voltage reference is corrected according to the calculation result, or the operating frequency is multiplied by the DC frequency. The correction means for correcting the frequency by means of the correction means and the input means based on the output voltage reference and the phase reference corrected by this correction means. To provide an inverter and control means for pulse width modulation control over data output.
【００１２】[0012]
【作用】本発明においては、以上の構成により、電圧検
出手段により直流リンク部電圧が検出され、補正手段に
より検出された直流リンク部電圧に反比例するように出
力電圧基準を補正するか、或いは直流リンク部電圧に比
例するように周波数を補正することにより、インバータ
出力電圧或いは電動機磁束に現れる直流リンク部電圧の
変動の影響を打ち消すことができるため、出力電流や電
動機トルクに発生する脈動を防止することが可能とな
る。According to the present invention, the voltage detecting means detects the DC link voltage and the output voltage reference is corrected so as to be inversely proportional to the DC link voltage detected by the correcting means. By correcting the frequency so that it is proportional to the link voltage, it is possible to cancel the influence of fluctuations in the inverter output voltage or the DC link voltage that appears in the motor magnetic flux, and thus prevent pulsations that occur in the output current and motor torque. It becomes possible.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の第１実施例を図面により説明
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１４】図１は本発明が適用されるＰＷＭ制御イン
バータ装置における構成を示す。図中、１は三相交流電
源、２はコンバータ、３は直流平滑コンデンサ、４はＰ
ＷＭインバータ、５は交流電動機、６はＶ／Ｆ演算器、
７は積分器、８はＰＷＭ制御回路、９はベース駆動回
路、２０は直流電圧検出手段、２１は割算器である。ま
た、１０はリアクトルと抵抗より成るインバータ入力側
の電源インピーダンス、１１は電動機駆動周波数、１２
はＰＷＭ出力電圧基準、１３は位相基準、１４は直流リ
ンク部電流である。FIG. 1 shows the configuration of a PWM control inverter device to which the present invention is applied. In the figure, 1 is a three-phase AC power supply, 2 is a converter, 3 is a DC smoothing capacitor, 4 is P
WM inverter, 5 AC motor, 6 V / F calculator,
Reference numeral 7 is an integrator, 8 is a PWM control circuit, 9 is a base drive circuit, 20 is a DC voltage detecting means, and 21 is a divider. Further, 10 is a power supply impedance on the input side of the inverter composed of a reactor and a resistor, 11 is a motor driving frequency, 12
Is the PWM output voltage reference, 13 is the phase reference, and 14 is the DC link current.
【００１５】三相交流電源１は６個のダイオードから構
成されるコンバータ２で全波整流され、直流電圧検出手
段２０は平滑コンデンサ３に印加された直流リンク部電
圧を検出する。The three-phase AC power supply 1 is full-wave rectified by the converter 2 composed of six diodes, and the DC voltage detecting means 20 detects the DC link voltage applied to the smoothing capacitor 3.
【００１６】割算器２１は、ＰＷＭ出力電圧基準を決定
する際に用いられる変調率を直流リンク部電圧検出値で
除算する。すなわち電動機駆動周波数ｆｄ及び基底周波
数ｆｂによって定まる初期変調率：ｍｌ* 、直流電圧基
準値（電源電圧実効値）：２1/2 ・Ｖｓ、直流リンク部
電圧検出値：Ｖを用いて補正変調率：ｍｌC は次の式
（１）により計算される。 ｍｌC ＝ｍｌ* ×２1/2 ・Ｖｓ／Ｖ ……（１）The divider 21 divides the modulation factor used in determining the PWM output voltage reference by the DC link unit voltage detection value. That is, the initial modulation rate determined by the motor drive frequency fd and the base frequency fb: ml * , DC voltage reference value (power supply voltage effective value): 2 1/2 The corrected modulation rate: ml C is calculated by the following equation (1) using Vs and the DC link voltage detection value: V. ml C = ml * × 2 1/2 ・ Vs / V …… (1)
【００１７】上式に従い補正した変調率を用い、Ｖ／Ｆ
演算器６によりＰＷＭ出力電圧基準Ｖ* が得られること
で、直流リンク部電圧が基準電圧（電源電圧実効値）よ
り大きくなった場合には変調率が下がるためインバータ
出力電圧を下げる方向に、逆に直流リンク部電圧が小さ
くなった場合には変調率が上がるためインバータ出力電
圧を上げる方向に作用するため、結果としてはビート現
象を抑制することができるのである。Using the modulation factor corrected according to the above equation, V / F
The PWM output voltage reference V * is calculated by the calculator 6 . When the DC link voltage becomes higher than the reference voltage (effective value of the power supply voltage), the modulation factor decreases and the inverter output voltage decreases. Conversely, when the DC link voltage decreases. Since the modulation factor increases, it acts to increase the inverter output voltage, and as a result, the beat phenomenon can be suppressed.
【００１８】ここでＶ／Ｆ演算器６は周波数に相応する
電圧が出力されるものであり、周波数が増大するとそれ
に従い出力電圧も比例的に増大する。ただし、低周波数
領域においては比例的に出力電圧が小さくなるとトルク
か十分に発生しないため、例えば図２の実線で示すよう
に、かさ上げ分を付加する。また、基底周波数より大き
な周波数に対しては、電圧が緩和状態となり一定電圧し
か出力されない。従って、変調率を変更しＰＷＭ出力電
圧基準を補正してもそれが反映されなくなる。結果本実
施例における制御は基底周波数より小さな周波数領域に
おいてのみ適応できるものとする。Here, the V / F calculator 6 outputs a voltage corresponding to the frequency, and as the frequency increases, the output voltage also increases proportionally. However, in the low frequency region, torque is not sufficiently generated when the output voltage is proportionally reduced, and therefore, as shown by the solid line in FIG. For frequencies higher than the base frequency, the voltage is relaxed and only a constant voltage is output. Therefore, even if the modulation rate is changed and the PWM output voltage reference is corrected, it will not be reflected. Results It is assumed that the control in this embodiment can be applied only in the frequency region smaller than the base frequency.
【００１９】上述のようにしてＰＷＭ出力電圧基準が決
定されるが、他方位相基準θ* は電動機駆動周波数指令
値ｆｄを積分器７で積分することにより定まる。そして
出力電圧基準Ｖ* 及び位相基準θ* に応じてＰＷＭ制御
回路８により、あらかじめリードオンリーメモリー（Ｒ
ＯＭ）等に記憶されたＰＷＭ制御パターンが読みださ
れ、そのＰＷＭ制御パターンに従い、ベース駆動回路９
でベース信号が作られてＰＷＭインバータ４のトランジ
スタがスイッチング制御され交流電動機５を駆動する。While the PWM output voltage reference is determined as described above, the other phase reference θ * Is determined by integrating the motor drive frequency command value fd by the integrator 7. And the output voltage reference V * And phase reference θ * The read only memory (R
The PWM control pattern stored in the OM) is read out, and the base drive circuit 9 is read according to the PWM control pattern.
A base signal is generated by the switching control of the transistor of the PWM inverter 4 to drive the AC motor 5.
【００２０】図３は、第１実施例の構成におけるシミュ
レーション結果を示すものである。グラフは上から順
に、インバータ出力電流（相電流）Ｉ、直流リンク部電
圧Ｖ及びトルク波形Ｔを示す。シミュレーション条件は
従来例における図８の場合と同様であり、電源周波数：
ｆｓ＝５０Ｈｚ、電動機駆動周波数：ｆｄ＝１２０Ｈ
ｚ、基底周波数：ｆｂ＝１３５Ｈｚ、キャリア周波数：
ｆｃ＝１５００Ｈｚである。図３と図８とを比較する
と、第１実施例の構成においては、相電流に現れるビー
ト現象が緩和されトルク波形の脈動も大幅に低減されて
いることがわかる。次に、本発明の第２実施例について
図４を用いて説明する。FIG. 3 shows a simulation result in the configuration of the first embodiment. The graph shows the inverter output current (phase current) I, the DC link voltage V, and the torque waveform T in order from the top. The simulation conditions are the same as in the case of FIG. 8 in the conventional example.
fs = 50 Hz, electric motor drive frequency: fd = 120 H
z, base frequency: fb = 135 Hz, carrier frequency:
fc = 1500 Hz. Comparing FIG. 3 and FIG. 8, it can be seen that in the configuration of the first embodiment, the beat phenomenon appearing in the phase current is alleviated and the pulsation of the torque waveform is significantly reduced. Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
【００２１】上記第１実施例において直流電圧検出値を
用いて変調率を除算することによりＰＷＭ出力電圧基準
を補正していたのに対し、本実施例は同じ直流電圧検出
値を用いて、電動機駆動周波数を乗算することにより周
波数を補正するものである。すなわち、上記第１実施例
において直流電圧に反比例するようにＰＷＭ出力電圧基
準の補正を行っていたことに対し、第２実施例において
は直流電圧に比例するように周波数を補正するものであ
る。これらは直流電圧の変動に対して、補正の対称が違
うだけであり結果的には同じ効果が得られるものであ
る。また、本実施例においては周波数を制御するため、
上記第１実施例で述べたような電圧緩和点においても補
正したことが反映される。さらに本発明の第３実施例を
図５に示す。In the first embodiment, the PWM output voltage reference is corrected by dividing the modulation factor using the DC voltage detection value, whereas the present embodiment uses the same DC voltage detection value to drive the motor. The frequency is corrected by multiplying the driving frequency. That is, the PWM output voltage reference is corrected so as to be inversely proportional to the DC voltage in the first embodiment, whereas the frequency is corrected so as to be proportional to the DC voltage in the second embodiment. These differ only in the correction symmetry with respect to changes in the DC voltage, and as a result, the same effect is obtained. Further, in this embodiment, to control the frequency,
The correction is reflected in the voltage relaxation point as described in the first embodiment. Furthermore, a third embodiment of the present invention is shown in FIG.
【００２２】本実施例は、上記第１及び第２実施例にお
ける補正方法を両方併せ持つものであり周波数に応じて
補正方法を切換えるものである。すなわち図２に示した
Ｖ／Ｆパターンにおける電圧緩和点（基底周波数）より
小さい場合にはＰＷＭ出力電圧基準を補正する第１実施
例の方法を、それより大きい場合には周波数を補正する
第２実施例の方法を採用するものとする。これにより両
方の欠点を補い合うことが可能となる。また、以上述べ
た第１から第３実施例をマイコン等のソフトウエアにて
実施しても良いのは勿論である。The present embodiment has both the correction methods in the first and second embodiments, and switches the correction method according to the frequency. That is, if it is smaller than the voltage relaxation point (base frequency) in the V / F pattern shown in FIG. 2, the PWM output voltage reference is corrected by the method of the first embodiment, and if it is larger, the frequency is corrected by the second method. The method of the embodiment shall be adopted. This makes it possible to compensate for both drawbacks. Further, it goes without saying that the first to third embodiments described above may be implemented by software such as a microcomputer.
【００２３】[0023]
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、コ
ンデンサ容量を増大することなく、直流リンク部電圧検
出値を用いてＰＷＭ波形形成における変調率を変更しＰ
ＷＭ制御電圧指令を補正するか、あるいは周波数を補正
することにより、インバータ出力或いは電動機磁束に直
流リンク部電圧の変動の影響が現れないようにすること
ができ、インバータの出力電流の変動が緩和できるた
め、ビート現象を防止することができる。さらにビート
現象によるスイッチング素子保護のためのインバータ出
力容量の低下も防止することができるという優れた効果
を奏するものである。As described above, according to the present invention, the modulation factor in PWM waveform formation can be changed by using the detected value of the DC link voltage without increasing the capacitance of the capacitor.
By correcting the WM control voltage command or correcting the frequency, it is possible to prevent the output of the inverter or the magnetic flux of the motor from being affected by the fluctuation of the DC link voltage, and to reduce the fluctuation of the output current of the inverter. Therefore, the beat phenomenon can be prevented. Further, it has an excellent effect that it is possible to prevent a decrease in the output capacity of the inverter for protecting the switching element due to the beat phenomenon.
【図１】本発明の第１実施例を示す概略構成図。FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１実施例におけるＶ／Ｆパターンを
示す図。FIG. 2 is a diagram showing a V / F pattern in the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第１実施例における計算機シミュレー
ション結果を示す図。FIG. 3 is a diagram showing a computer simulation result in the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２実施例を示す概略構成図。FIG. 4 is a schematic configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第３実施例を示す概要構成図。FIG. 5 is a schematic configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図６】従来のインバータ装置を示す概略構成図。FIG. 6 is a schematic configuration diagram showing a conventional inverter device.
【図７】従来例における非対称三相交流電源を６個のダ
イオードからなるコンバータで全波整流した波形を示す
図。FIG. 7 is a diagram showing a waveform obtained by full-wave rectifying an asymmetric three-phase AC power supply in a conventional example by a converter composed of six diodes.
【図８】従来例における計算機シミュレーション結果を
示す図。FIG. 8 is a diagram showing a computer simulation result in a conventional example.
１…三相交流電源、 ２…コンバータ、 ３…直流
平滑コンデンサ、４…ＰＷＭインバータ、 ８…ＰＷ
Ｍ制御回路、２０…直流電圧検出手段、 ２１…割算
器、 ２２…乗算器。1 ... Three-phase AC power supply, 2 ... Converter, 3 ... DC smoothing capacitor, 4 ... PWM inverter, 8 ... PW
M control circuit, 20 ... DC voltage detecting means, 21 ... Divider, 22 ... Multiplier.
Claims (1)
デンサによって平滑したものを直流電圧源として、スイ
ッチング素子から成るインバータ主回路により任意の周
波数を有する交流電源に変換するよう出力電圧基準を基
にパルス幅変調制御を行うインバータ装置において、前
記コンデンサに印加される前記インバータ主回路の直流
リンク部電圧を検出する直流電圧検出手段と、この直流
電圧検出手段により検出された直流電圧を用いて演算す
ることによりこの演算結果に応じて、前記出力電圧基準
の補正を行うか、或いは前記直流電圧を運転周波数に乗
算することにより周波数の補正を行う補正手段と、この
補正手段により補正された出力電圧基準及び位相基準を
基にインバータ出力をパルス幅変調制御する制御手段と
を具備したことを特徴とするインバータ装置。1. An output voltage reference for rectifying an AC power supply with a full-wave rectifier and smoothing it with a capacitor as a DC voltage source and converting it into an AC power supply having an arbitrary frequency by an inverter main circuit composed of switching elements. In an inverter device that performs pulse width modulation control based on the DC voltage detection means for detecting the DC link voltage of the inverter main circuit applied to the capacitor, and using the DC voltage detected by the DC voltage detection means. According to the result of the calculation, the output voltage reference is corrected or the operating frequency is multiplied by the operating frequency to correct the frequency, and the output corrected by the correcting means. And a control means for controlling the pulse width modulation of the inverter output based on the voltage reference and the phase reference. Inverter device to collect.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3256175A JPH05103494A (en) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3256175A JPH05103494A (en) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | Inverter device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05103494A true JPH05103494A (en) | 1993-04-23 |
Family
ID=17288954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3256175A Pending JPH05103494A (en) | 1991-10-03 | 1991-10-03 | Inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05103494A (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1991
- 1991-10-03 JP JP3256175A patent/JPH05103494A/en active Pending
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