JPH047669Y2 - - Google Patents
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- JPH047669Y2 JPH047669Y2 JP12581185U JP12581185U JPH047669Y2 JP H047669 Y2 JPH047669 Y2 JP H047669Y2 JP 12581185 U JP12581185 U JP 12581185U JP 12581185 U JP12581185 U JP 12581185U JP H047669 Y2 JPH047669 Y2 JP H047669Y2
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Description
【考案の詳細な説明】
[考案の技術分野]
本考案は直流電圧を入力し、所望の直流電圧を
得る、所謂自励式DC−DCコンバータに関するも
のである。[Detailed Description of the Invention] [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a so-called self-excited DC-DC converter that inputs a DC voltage and obtains a desired DC voltage.
[考案の技術的背景とその問題点]
従来のフライバツク型定電圧出力DC−DCコン
バータの回路構成を第6図に示す。同図において
Vinは直流入力電圧であり、Voは直流出力電圧
であり、Tは第1の巻線N1、第2の巻線N2を有
する変圧器であり、Q1は発振用トランジスタ
(以下単に「Q1」とも称する)、CNTは発振・制
御回路、Aは誤差アンプ、Eは基準電圧、D1は
整流用のダイオード、C1は平滑用のコンデンサ
である。[Technical background of the invention and its problems] The circuit configuration of a conventional flyback type constant voltage output DC-DC converter is shown in FIG. In the same figure
Vin is the DC input voltage, Vo is the DC output voltage, T is a transformer having a first winding N 1 and a second winding N 2 , and Q 1 is an oscillation transistor (hereinafter simply " CNT is an oscillation/control circuit, A is an error amplifier, E is a reference voltage, D 1 is a rectifying diode, and C 1 is a smoothing capacitor.
上記構成のDC−DCコンバータはいわゆる他励
式DC−DCコンバータであり、、このコレクタ電
圧波形は第8図aに示す波形となる。第8図aに
おいて、t1は発振用トランジスタQ1がONでダイ
オードD1がOFFのときであり、t2はQ1がOFFと
なりフライバツクが発生し、ダイオードD1がON
のときであり、t3はQ1、ダイオードD1ともに
OFFのときである。 The DC-DC converter having the above configuration is a so-called separately excited DC-DC converter, and its collector voltage waveform is as shown in FIG. 8a. In Figure 8a, t 1 is when the oscillation transistor Q 1 is ON and diode D 1 is OFF, and at t 2 , Q 1 is OFF, flyback occurs, and diode D 1 is ON.
, and t 3 is both Q 1 and diode D 1
This is when it is OFF.
また、t1とt2との関係は、
t2/t1=K1Vin/Vo …(1)
となる。(ただし、K1はN1とN2との巻線比で決
まる比例定数である。)
また出力電圧Po(=Vo・Iout)は、
Po=K2t1 2/t1+t2+t1 …(2)
となる。(ただし、K2はVin、N1のインダクタン
ス等で決まる比例定数である。)
次に、第7図を参照して自励式DC−DCコンバ
ータについて説明する。第7図において第6図と
同一の機能を有するものについては、同一の符号
を付して、その詳細な説明を省略する。自励発振
回路は、変圧器Tに設けた第3の巻線N3と、コ
ンデンサC2と、抵抗R2とからなる。制御回路は
制御回路用トランジスタQ2(以下単に「Q2」とも
称する)と、ツエナーダイオードZと、抵抗R3
とからなる。またR1はQ1の起動用抵抗である。 Further, the relationship between t 1 and t 2 is t 2 /t 1 =K 1 Vin/Vo (1). (However, K 1 is a proportional constant determined by the winding ratio of N 1 and N 2. ) Also, the output voltage Po (=Vo・Iout) is Po=K 2 t 1 2 /t 1 +t 2 +t 1 …(2) becomes. (However, K2 is a proportionality constant determined by Vin, the inductance of N1 , etc.) Next, the self-excited DC-DC converter will be explained with reference to FIG. Components in FIG. 7 having the same functions as those in FIG. 6 are designated by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted. The self-excited oscillation circuit consists of a third winding N3 provided on the transformer T, a capacitor C2 , and a resistor R2 . The control circuit includes a control circuit transistor Q 2 (hereinafter also simply referred to as "Q 2 "), a Zener diode Z, and a resistor R 3
It consists of. Furthermore, R 1 is a starting resistance for Q 1 .
次に、以上構成の作用について説明する。入力
電圧Vinが印加され、起動抵抗R1を介して発振用
トランジスタQ1のベースに電流が流れると、発
振用トランジスタQ1がオンし、第1の巻線N1に
電流が流れ始める。これにより、第3の巻線N3
に電圧が誘起され、抵抗R2、コンデンサC2を介
してベースに電流が流れこみ、Q1のオンはさら
に進みコレクタ電流は増えつづける。しかし、コ
ンデンサC2を介してQ1のベースに供給される電
流は、コンデンサC1が充電されるとともに減少
していき、ついにはQ1のONを充分に保つための
ベース電流を確保できなくなる。これによりQ1
のコレクタ電流の増加が進まなくなり、正帰還が
かかつているため第3の巻線に誘起される電圧は
急激に減少しさらには反転し、Q1をOFF状態に
もちこむ。 Next, the operation of the above configuration will be explained. When the input voltage Vin is applied and current flows to the base of the oscillation transistor Q 1 via the starting resistor R 1 , the oscillation transistor Q 1 is turned on and current begins to flow through the first winding N 1 . This makes the third winding N 3
A voltage is induced in , current flows into the base via resistor R 2 and capacitor C 2 , Q 1 turns on further, and the collector current continues to increase. However, the current supplied to the base of Q 1 via capacitor C 2 decreases as capacitor C 1 is charged, and eventually it becomes impossible to secure enough base current to keep Q 1 turned on. . This results in Q1
Since the collector current of Q1 stops increasing and positive feedback is applied, the voltage induced in the third winding rapidly decreases and is even reversed, bringing Q1 into the OFF state.
その直後、これまでにトランスに蓄えられたエ
ネルギーはフライバツク電圧とし、2次側に供給
されるのと同時に、第3の巻線には、Q1をOFF
するための電圧を発生させる。トランスにたくわ
えられたエネルギーが放出しきると、上記のQ1
をOFFするための電圧の発生もなくなり、R1に
よる再起動と、ベース巻線の正帰還作用により
Q1は急激にONとなる。 Immediately after that, the energy stored in the transformer so far becomes a flyback voltage and is supplied to the secondary side, and at the same time, Q1 is turned OFF to the third winding.
Generate the voltage to do this. When the energy stored in the transformer is completely released, the above Q1
There is no longer any voltage generated to turn OFF, and due to the restart by R1 and the positive feedback action of the base winding,
Q1 suddenly turns ON.
このようにして、Q1のON−OFFの動作が連続
して行われる。そして、第2の巻線N2に誘起さ
れた電圧が整流平滑回路2により整流平滑される
ことにより出力電圧Voがえられる。 In this way, the ON-OFF operation of Q1 is performed continuously. Then, the voltage induced in the second winding N 2 is rectified and smoothed by the rectification and smoothing circuit 2, thereby obtaining the output voltage Vo.
今、出力電圧Voが大きくなると、Q2のベース
に流れる電流が大きくなる。この時、電源電圧か
ら抵抗R1を介してQ1のベースに流れる電流及び
第3の巻線N3から抵抗R2、コンデンサC2を介し
てQ1のベースに流れる電流は、制御用トランジ
スタQ2に分流されるので、Q1のベースに流れ込
む電流は減少する。よつて、Q1がONした時に第
1の巻線N1に流れる電流は短時間で増加が進ま
なくなり、早期にOFF状態に遷移し、変圧器T
に蓄えられるエネルギーが減じられ、この結果、
第2の巻線により得られる出力電圧Voは低下す
る。 Now, as the output voltage Vo increases, the current flowing to the base of Q 2 increases. At this time, the current flowing from the power supply voltage to the base of Q 1 via resistor R 1 and the current flowing from the third winding N 3 to the base of Q 1 via resistor R 2 and capacitor C 2 are controlled by the control transistor. The current flowing into the base of Q 1 is reduced because it is shunted to Q 2 . Therefore, when Q1 turns ON, the current flowing through the first winding N1 stops increasing in a short period of time, quickly transitions to the OFF state, and transformer T
As a result, the energy stored in
The output voltage Vo obtained by the second winding decreases.
このように出力電圧Voの変化に応じてQ1をフ
イードバツク制御することにより、所望の出力電
圧Voが得られる(定電圧制御)。 By controlling Q1 in a feedback manner in accordance with changes in the output voltage Vo in this way, a desired output voltage Vo can be obtained (constant voltage control).
しかし、上記第7図に示す従来の自励式DC−
DCコンバータにおいては、コンデンサC2の充電
が完了しQ1のベース電流が流れなくなることで
Q1はOFFし、第3の巻線N3に誘起する電圧は反
転する。次に前述の如くリンキング動作で再び第
3の巻線に誘起する電圧が反転すると、Q1はた
だちにON状態となるため第8図aに示すt3の時
間は零となり、前記構成の自励式DC−DCコンバ
ータにおけるコレクタ電圧波形は第8図bに示す
波形となる。第8図においてt1はQ1がON状態
で、D1がOFF状態のときであり、t2はQ1がOFF
状態でD1がON状態のときである。 However, the conventional self-excited DC-
In a DC converter, the capacitor C 2 is fully charged and the base current of Q 1 stops flowing.
Q1 is turned off and the voltage induced in the third winding N3 is reversed. Next, as mentioned above, when the voltage induced in the third winding is reversed again by the linking operation, Q1 immediately turns on, so the time t3 shown in Figure 8a becomes zero, and the self-excited type with the above configuration The collector voltage waveform in the DC-DC converter becomes the waveform shown in FIG. 8b. In Fig. 8, t 1 is when Q 1 is ON and D 1 is OFF, and t 2 is when Q 1 is OFF.
This is when D1 is in the ON state.
また、この場合t1とt2との関係は前述の式(1)と
同じであるが、出力電圧Poは他励式DC−DCコ
ンバータにおける前記第8図aの波形のt3=0と
した場合と等価(つまりt3の期間が存在しない)
であるため
Po=K2t1 2/t1+t2=K′2t1 …(3)
となる。(ただし、K′2は比例定数である。)
この第(3)式は、出力電圧(定電圧出力であるか
ら、言いかえれば出力電流)が1/10に減少した場
合には、t1もそれに比例して1/10に減少すること
を示している。またこれにより発振周波数は10倍
になることになる。このため、第7図に示す従来
の自励式DC−DCコンバータには、出力電力が小
さいとき、つまり軽負荷時には以下に述べる欠点
があつた。 In addition, in this case, the relationship between t 1 and t 2 is the same as the above equation (1), but the output voltage Po is set to t 3 = 0 of the waveform shown in Figure 8a in the separately excited DC-DC converter. Equivalent to the case (i.e. there is no period of t 3 )
Therefore, Po=K 2 t 1 2 /t 1 +t 2 =K′ 2 t 1 …(3). (However, K′ 2 is a proportionality constant.) This equation (3) shows that when the output voltage (since it is a constant voltage output, in other words, the output current) decreases by 1/10, t 1 It also shows that the amount decreases to 1/10 proportionally. This also increases the oscillation frequency by 10 times. Therefore, the conventional self-excited DC-DC converter shown in FIG. 7 has the following drawbacks when the output power is small, that is, when the load is light.
すなわち、第7図に示す従来の自励式DC−DC
コンバータは、第6図の他励式コンバータにおけ
るt3の期間がないので、t1の長さに依存すること
になり、軽負荷時にQ1のON時間が短くなり周波
数が高くなるので、軽負荷時の動作の安定性を得
ることが非常に困難であつた。軽負荷時に安定し
た動作を得るには、Q1のスイツチングスピード
を含め、回路全体の周波数特性が高い周波数で対
応できるものでなければならない。しかしかかる
高い周波数に対応できる回路とするには、コスト
がアツプするだけでなく、仮りにこのような回路
が得られたとしても、その高い周波数のために
EMIノイズの問題が生ずる。 In other words, the conventional self-excited DC-DC shown in Figure 7
Since the converter does not have the period t 3 in the separately excited converter shown in Fig. 6, it depends on the length of t 1. At light loads, the ON time of Q 1 becomes shorter and the frequency becomes higher. It was very difficult to obtain stability in the operation during time. To achieve stable operation under light loads, the frequency characteristics of the entire circuit, including the switching speed of Q1 , must be able to handle high frequencies. However, creating a circuit that can handle such high frequencies not only increases costs, but even if such a circuit could be obtained, it would be difficult to create a circuit that can handle such high frequencies.
EMI noise problem arises.
[考案の目的]
本考案は上記事情に鑑みてなされたものであ
り、自励式DC−DCコンバータでありながら軽負
荷時においても周波数変動を抑えて安定した動作
を得ることができ、しかも安価なDC−DCコンバ
ータの提供を目的とする。[Purpose of the invention] The present invention was developed in view of the above circumstances, and is a self-excited DC-DC converter that can suppress frequency fluctuations and obtain stable operation even under light loads, and is inexpensive. The purpose is to provide DC-DC converters.
[考案の概要]
上記目的を達成するために本考案の概要は、第
1、第2、第3の巻線を有する変圧器と、この変
圧器の第1の巻線を介して入力に接続した発振用
トランジスタと、前記第2の巻線に生ずる電圧に
より前記発振用トランジスタをON・OFFするス
イツチング回路と、前記発振用トランジスタの
OFF動作時に前記第3の巻線からフライバツク
出力電圧を得ると共に、この出力電圧に応じて前
記発振用トランジスタを制御することにより出力
電圧を一定に保つ制御回路とを有する自励式DC
−DCコンバータにおいて、前記発振用トランジ
スタのベースと接地端子間にトランジスタを設
け、このトランジスタのバイアス電圧を前記変圧
器の巻線からダイオードを介して得るように接続
したことを特徴とするものである。[Summary of the invention] In order to achieve the above object, the outline of the invention is as follows: a switching circuit that turns on and off the oscillation transistor by a voltage generated in the second winding;
A self-excited DC that has a control circuit that obtains a flyback output voltage from the third winding during OFF operation and keeps the output voltage constant by controlling the oscillation transistor according to this output voltage.
- In the DC converter, a transistor is provided between the base of the oscillation transistor and the ground terminal, and the transistor is connected so that the bias voltage of the transistor is obtained from the winding of the transformer via a diode. .
[考案の実施例]
以下、本考案の実施例について図面を参照しな
がら説明する。[Embodiments of the invention] Hereinafter, embodiments of the invention will be described with reference to the drawings.
第1図は、本考案であるDC−DCコンバータの
第1の実施例を示す回路図である。尚、第1図に
おいて従来のDC−DCコンバータと同一機能を有
するものには同一の符号を付すことにより、その
詳細な説明を省略することとする。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the DC-DC converter of the present invention. In FIG. 1, components having the same functions as those of the conventional DC-DC converter are designated by the same reference numerals, and detailed explanation thereof will be omitted.
第1図に示すDC−DCコンバータが従来のDC
−DCコンバータと異なるのは、発振用トランジ
スタのベースにこの発振用トランジスタのターン
オンを遅延させる回路を設けた点である。このタ
ーンオン遅延回路は変圧器Tに設けた第4の巻線
N4と、この第4の巻線に一端を接続したダイオ
ードDaと、Q1のベースにコレクタを、Q1のエミ
ツタにエミツタを接続したトランジスタQaと、
分圧用抵抗Ra,Rbとから成る。第4の巻線N4の
極性はフライバツク発生時(つまり、発振用トラ
ンジスタQ1がオフになつた時)t2にダイオード
Da及びトランジスタQaがONするようになつて
おり、また第4の巻線N4の巻数、分圧用抵抗
Ra,Rbの値はトランジスタQaがONしたとき
に、そのトランジスタQaが飽和するように設定
してある。尚、トランジスタQ2は従来例で説明
したように自励式コンバータに必須の制御用トラ
ンジスタであり迅速な制御動作を行なわせるため
リニア領域で動作するように設定されている(飽
和領域ではない)。 The DC-DC converter shown in Figure 1 is a conventional DC converter.
-The difference from a DC converter is that a circuit is provided at the base of the oscillating transistor to delay the turn-on of the oscillating transistor. This turn-on delay circuit is connected to the fourth winding of the transformer T.
N4 , a diode Da with one end connected to this fourth winding, a transistor Qa with its collector connected to the base of Q1 , and its emitter connected to the emitter of Q1 ,
Consists of voltage dividing resistors Ra and Rb. The polarity of the fourth winding N4 is changed to the diode at t2 when flyback occurs (that is, when the oscillation transistor Q1 turns off).
Da and transistor Qa are turned on, and the number of turns of the fourth winding N4 and the voltage dividing resistor are
The values of Ra and Rb are set so that when the transistor Qa is turned on, the transistor Qa is saturated. Note that, as explained in the conventional example, the transistor Q2 is a control transistor essential to the self-commutated converter, and is set to operate in a linear region (not in a saturation region) in order to perform quick control operations.
次に、このように構成したDC−DCコンバータ
の作用について説明する。 Next, the operation of the DC-DC converter configured as described above will be explained.
今、Q1が発振を開始してそのオフ時点でフラ
イバツクが発生し、そのフライバツクが終了した
時点を考える。この時点では前述の如く第2の制
御回路を除く他の回路はQ1がただちにONする方
向に動こうとしている。しかしフライバツク発生
時に飽和状態となりON状態となつていたトラン
ジスタQaは、フライバツクが終了し、ベース電
流の供給が無くなつた後も、余剰キヤリアがある
ためすぐにOFF状態とはならず、余剰キヤリア
が消滅するまでON状態がしばらく継続する。こ
の余剰キヤリアが消滅するまでの間、トランジス
タQaはON状態を維持するので、Q1はベースと
エミツタが短絡された状態となつている。このた
め、Q1はフライバツクが終了時、ただちにON状
態となることはできず、暫時OFF状態が継続す
る。この状態はまさしく前述の第8図aにおける
t3の状態である。またこの余剰キヤリアが消滅す
るまでの時間はトランジスタQa及び分圧用抵抗
Ra,Rbを変えることにより、調整可能である。
ダイオードDaは余剰キヤリアが分圧用抵抗Ra、
第4の巻線N4を介して必要以上に速く引き抜か
れてしまうのを阻止するためのものである。そし
て、余剰キヤリアが消滅して、トランジスタQa
がOFF状態となると、起動抵抗R1及び第3の巻
線N3からの正帰還によりQ1は急速にON状態と
なる。以後上記の動作をくり返すことになる。 Now, consider the point at which Q1 starts oscillating, flyback occurs when it turns off, and the flyback ends. At this point, as described above, the other circuits except the second control circuit are trying to move in the direction of turning on Q1 immediately. However, the transistor Qa, which was in the saturated state and in the ON state when the flyback occurred, does not immediately turn OFF because there is a surplus carrier even after the flyback ends and the base current is no longer supplied. The ON state continues for a while until it disappears. Until this surplus carrier disappears, the transistor Qa remains in the ON state, so the base and emitter of Q1 are short-circuited. Therefore, when the flyback ends, Q1 cannot immediately turn on, but remains off for a while. This state is exactly as shown in Figure 8a above.
This is the state of t3 . Also, the time it takes for this surplus carrier to disappear is determined by the transistor Qa and the voltage dividing resistor.
It can be adjusted by changing Ra and Rb.
The surplus carrier of the diode Da is the voltage dividing resistor Ra,
This is to prevent the wire from being pulled out faster than necessary via the fourth winding N4 . Then, the surplus carrier disappears and the transistor Qa
When Q 1 becomes OFF, Q 1 rapidly becomes ON due to positive feedback from the starting resistor R 1 and the third winding N 3 . From now on, the above operation will be repeated.
このように上記構成によれば、ターンオン遅延
回路により、Q1のコレクタ電圧波形において、
第8図aに示したt3の状態を暫時確保することが
できるので、軽負荷時においても周波数が高くな
ることはなく、したがつて軽負荷時も動作の安定
したDC−DCコンバータとなる。またQ1のスイ
ツチングスピードを含め、回路全体の周波数特性
を高い周波数に対応したものに比較して、安価で
ありまたEMIノイズが生ずることもない。 As described above, according to the above configuration, the turn-on delay circuit causes the collector voltage waveform of Q1 to
Since the state of t 3 shown in Figure 8a can be maintained for a while, the frequency will not increase even under light loads, and therefore the DC-DC converter will operate stably even under light loads. . In addition, the frequency characteristics of the entire circuit, including the switching speed of Q1 , are cheaper than those that support high frequencies, and they do not generate EMI noise.
第2図は本考案であるDC−DCコンバータの第
2の実施例を示す回路図である。第2の実施例が
第1の実施例と異なるのは、第1の実施例の変圧
器Tに設けた第4の巻線N4の代りに、第2の巻
線N2を利用し、その出力をダイオードDaを介し
てバイアス用とした点である。これにより第1の
実施例よりも安価で構造が簡単なDC−DCコンバ
ータとすることができる。他の作用効果は第1の
実施例と同様である。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the DC-DC converter of the present invention. The second embodiment differs from the first embodiment in that a second winding N 2 is used instead of the fourth winding N 4 provided in the transformer T of the first embodiment, The point is that the output is used for bias via the diode Da. This makes it possible to provide a DC-DC converter that is cheaper and has a simpler structure than the first embodiment. Other effects are similar to those of the first embodiment.
第3図は本考案であるDC−DCコンバータの第
3の実施例を示す回路図である。第3の実施例が
第1の実施例と異なるのは、トランジスタQaの
バイアス回路部にバツフアを設けた点にある。こ
のバツフアは変圧器Tの第1の巻線N1に巻き足
して設けたN1aと、ダイオードDbと、分圧用抵抗
Rc,Rdと、トランジスタQb,Qaの起動用抵抗
Raとから成る。これによりターンオン遅延回路
を接続したことによる他の回路への影響を防ぎ、
安定した発振を行うことができる。その他の作
用、効果は第1の実施例と同様である。 FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the DC-DC converter of the present invention. The third embodiment differs from the first embodiment in that a buffer is provided in the bias circuit section of the transistor Qa. This buffer consists of N1a added to the first winding N1 of transformer T, diode Db, and voltage dividing resistor.
Rc, Rd and starting resistance of transistors Qb, Qa
It consists of Ra. This prevents the connection of the turn-on delay circuit from affecting other circuits.
Stable oscillation can be performed. Other functions and effects are similar to those of the first embodiment.
第4図は本考案であるDC−DCコンバータの第
4の実施例を示す回路図である。第4の実施例が
第1の実施例と異なるのは、ターンオン遅延回路
のトランジスタQaの代りに制御回路に使用して
いるトランジスタQ2を共用し、第2の巻線N2の
出力点と、ツエナーダイオードZとトランジスタ
Q2のベースの接続点の間にダイオードDaと抵抗
Raを直列接続した点である。これにより使用す
るトランジスタの数が少なくてすむので、第1の
実施例よりも安価なDC−DCコンバータとするこ
とができる。他の作用、効果は第1の実施例と同
様である。 FIG. 4 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the DC-DC converter according to the present invention. The fourth embodiment differs from the first embodiment in that the transistor Q 2 used in the control circuit is used in place of the transistor Qa in the turn-on delay circuit, and the output point of the second winding N 2 , Zener diode Z and transistor
A diode Da and a resistor between the connection point of the base of Q 2
This is the point where Ra is connected in series. As a result, the number of transistors used can be reduced, resulting in a DC-DC converter that is cheaper than the first embodiment. Other functions and effects are similar to those of the first embodiment.
尚、本考案の前述の実施例に限定されるもので
はなく、たとえば第5図に示す如くQaはNPN型
トランジスタだけでなくPNP型トランジスタと
することも可能である。 It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiments; for example, as shown in FIG. 5, Qa can be not only an NPN type transistor but also a PNP type transistor.
[考案の効果]
以上説明したように本考案によれば、軽負荷時
においても動作の安定性が高く、しかも安価な自
励式DC−DCコンバータを提供することができ
る。[Effects of the invention] As described above, according to the invention, it is possible to provide a self-excited DC-DC converter that has high operational stability even under light loads and is inexpensive.
第1図は本考案に係る自励式DC−DCコンバー
タの第1の実施例を示す回路図であり、第2図は
同様に第2の実施例を示す回路図であり、第3図
は同様に第3の実施例を示す回路図であり、第4
図は同様に第4の実施例を示す回路図であり、第
5図は第5の実施例を示す回路図であり、第6図
は従来の他励式DC−DCコンバータの構成を示す
回路図であり、第7図は従来の自励式DC−DCコ
ンバータの構成を示す回路図であり、第8図a、
同図bは従来のDC−DCコンバータにおける発振
用トランジスタのコレクタ電圧波形を示す図であ
る。
T……変圧器、N1……第1の巻線、N2……第
2の巻線、N3……第3の巻線、N4……第4の巻
線、Vin……直流入力電圧、Vo……直流出力電
圧、Q1……発振用トランジスタ、Q2……制御回
路用トランジスタ、Qa……ターンオン遅延用ト
ランジスタ、Qb……バツフアー用トランジスタ、
R1,R2,R3,R4,Ra,Rb,Rc,Rd……抵抗、
C1,C2,C3……コンデンサ、D1,Da,Db……ダ
イオード、Z……ツエナー・ダイオード。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a self-excited DC-DC converter according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram similarly showing a second embodiment, and FIG. 3 is a circuit diagram similarly showing a second embodiment. 3 is a circuit diagram showing the third embodiment, and the fourth embodiment is a circuit diagram showing the third embodiment.
The figure is a circuit diagram showing the fourth embodiment, FIG. 5 is a circuit diagram showing the fifth embodiment, and FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional separately excited DC-DC converter. FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional self-excited DC-DC converter, and FIG. 8a,
FIG. 1B is a diagram showing a collector voltage waveform of an oscillation transistor in a conventional DC-DC converter. T...Transformer, N1 ...First winding, N2 ...Second winding, N3 ...Third winding, N4 ...Fourth winding, Vin...DC Input voltage, Vo...DC output voltage, Q1 ...Oscillation transistor, Q2 ...Control circuit transistor, Qa...Turn-on delay transistor, Qb...Buffer transistor,
R 1 , R 2 , R 3 , R 4 , Ra, Rb, Rc, Rd...Resistance,
C 1 , C 2 , C 3 ... Capacitor, D 1 , Da, Db ... Diode, Z ... Zener diode.
Claims (1)
の変圧器の第1の巻線を介して入力に接続した発
振用トランジスタと、前記第2の巻線に生ずる電
圧により前記発振用トランジスタをON・OFFす
るスイツチング回路と、前記発振用トランジスタ
のOFF動作時に前記第3の巻線からフライバツ
ク出力電圧を得ると共に、この出力電圧に応じて
前記発振用トランジスタを制御することにより出
力電圧を一定に保つ制御回路とを有する自励式
DC−DCコンバータにおいて、前記発振用トラン
ジスタのベースと接地端子間にトランジスタを設
け、このトランジスタのバイアス電圧を前記変圧
器の巻線からダイオードを介して得るように接続
したことを特徴とする自励式DC−DCコンバー
タ。 A transformer having first, second, and third windings; an oscillation transistor connected to the input via the first winding of the transformer; and a voltage generated in the second winding to generate the oscillation. A switching circuit turns on and off the oscillation transistor, and obtains a flyback output voltage from the third winding when the oscillation transistor turns OFF, and controls the oscillation transistor according to this output voltage to control the output voltage. Self-excited type with a control circuit that keeps the
A self-excited DC-DC converter, characterized in that a transistor is provided between the base of the oscillation transistor and the ground terminal, and the transistor is connected so that the bias voltage of the transistor is obtained from the winding of the transformer via a diode. DC-DC converter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12581185U JPH047669Y2 (en) | 1985-08-16 | 1985-08-16 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12581185U JPH047669Y2 (en) | 1985-08-16 | 1985-08-16 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6233687U JPS6233687U (en) | 1987-02-27 |
JPH047669Y2 true JPH047669Y2 (en) | 1992-02-27 |
Family
ID=31019032
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12581185U Expired JPH047669Y2 (en) | 1985-08-16 | 1985-08-16 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH047669Y2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0628512B2 (en) * | 1987-09-22 | 1994-04-13 | 株式会社村田製作所 | Flyback ringing choke converter |
JPH01128507U (en) * | 1988-02-24 | 1989-09-01 |
-
1985
- 1985-08-16 JP JP12581185U patent/JPH047669Y2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6233687U (en) | 1987-02-27 |
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