JPH0466878A - Apparatus and method for measuring electrostatic capacitance, resistance and inductance - Google Patents
Apparatus and method for measuring electrostatic capacitance, resistance and inductanceInfo
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 18
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 55
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 25
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 4
- 101100117775 Arabidopsis thaliana DUT gene Proteins 0.000 abstract 1
- 101150091805 DUT1 gene Proteins 0.000 abstract 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 5
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 101150020569 B3R gene Proteins 0.000 description 1
- 240000001973 Ficus microcarpa Species 0.000 description 1
- 101100540425 Vaccinia virus (strain Copenhagen) VGF gene Proteins 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、被テストデバイス(DUT)の2端子間のC
,R,L分を、高速かつ同時に測定できる静電容量、抵
抗及びインダクタンスの測定装置並びに測定方法に関す
る。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention provides a
, R, and L at high speed and simultaneously.
〔従来の技術]
従来、DUTの2端子間のC,R,Lを測定する方法と
して、測定用信号としてステップ関数を用いる、いわゆ
る瞬時値法が広く知られている。[Prior Art] Conventionally, as a method for measuring C, R, and L between two terminals of a DUT, the so-called instantaneous value method, which uses a step function as a measurement signal, is widely known.
この方法は、DUTの2端子間にステップ関数を入力し
、該2端子間電圧を測定するものである。In this method, a step function is input between two terminals of a DUT, and the voltage between the two terminals is measured.
例えば、静電容量CXをステップ電圧を用いて測定する
場合、第4図(A)に示す測定回路が使用される。For example, when measuring the capacitance CX using a step voltage, the measurement circuit shown in FIG. 4(A) is used.
同図では、電圧信号aVSは既知の抵抗Rを介して静電
容量CXの両端子に接続され、該両端子には電圧計■が
接続されている。In the figure, the voltage signal aVS is connected to both terminals of a capacitor CX via a known resistor R, and a voltmeter (2) is connected to both terminals.
この場合、第4図(B)に示すように、抵抗Rと静電容
量CXとの直列回路に、電圧信号源■5から振幅■。の
ステップ電圧が人力されると、静電容量Cつの端子電圧
v (t)は、
に基づき過渡的に変化する。In this case, as shown in FIG. 4(B), a voltage signal source (5) with an amplitude (2) is applied to a series circuit of a resistor R and a capacitor CX. When a step voltage is applied manually, the terminal voltage v (t) of the capacitance C changes transiently based on .
従って、過渡時間内の任意時刻(この時刻として、例え
ば時定数C11Rが採用される)T1における静電容量
CXの端子間電圧■、のサンプリングを行い、これを0
0について解くと、
となり、DUTの2端子間の静電容量cxを求めること
ができる。Therefore, the voltage between the terminals of the capacitance CX at T1 at an arbitrary time within the transient time (for example, a time constant C11R is adopted as this time) is sampled, and this is set to 0.
Solving for 0 gives the following equation, and the capacitance cx between the two terminals of the DUT can be found.
また、ステップ関数として電流信号を用いることもでき
る。この場合の静電容量CXの測定回路は、第5図(A
)に示すように、静電容量CXの両端子に電流信号源i
5及び電圧計■が接続されて構成されている。It is also possible to use a current signal as a step function. The measurement circuit for capacitance CX in this case is shown in Figure 5 (A
), a current signal source i is connected to both terminals of the capacitance CX.
5 and a voltmeter ■ are connected.
この場合、同図(B)に示すように、静電容量CXに、
電流信号源isから振幅I。のステップ電流が入力され
ると、静電容量CXの端子電圧v (t)は、
に基づき変化する。In this case, as shown in the same figure (B), the capacitance CX is
The amplitude I from the current signal source is. When a step current of is input, the terminal voltage v (t) of the capacitance CX changes based on.
従って、任意時刻T、における静電容量Cxの端子間電
圧V、のサンプリングを行い、これをCXについて解く
と、
■。Therefore, if we sample the voltage V between the terminals of the capacitance Cx at an arbitrary time T, and solve this for CX, we get (2).
となり、DUTの2端子間の静電容量Cつを求めること
かできる。Therefore, the capacitance C between the two terminals of the DUT can be obtained.
上記の従来方法は、DUTが純粋な静電容量(すなわち
、コンデンサ)である場合や、純粋な静電容量と等価で
あると見なすことができる場合には、高速かつ比較的高
精度の測定を可能とする。The conventional methods described above provide fast and relatively accurate measurements when the DUT is a pure capacitance (i.e., a capacitor) or can be considered equivalent to a pure capacitance. possible.
しかし、DUTが純粋な静電容量や静電容量と等価であ
る場合は少なく、実際上は、C−R−Lの直列又は並列
の等価回路で表される場合が多い。However, there are few cases in which the DUT is equivalent to pure capacitance or capacitance, and in reality, it is often represented by a C-R-L series or parallel equivalent circuit.
このため、従来のDUTの静電容量CXの測定方法では
、抵抗RやインダクタンスLの影響が測定誤差として表
れてしまうという不都合がある。For this reason, the conventional method for measuring the capacitance CX of a DUT has the disadvantage that the influence of the resistance R and the inductance L appears as a measurement error.
この不都合を解消するためには、抵抗Rやインダクタン
スLを別途方法により測定し、これらの値RやLを補正
要素として電容量CXを求めなければならず、測定手順
の煩雑化を招くという問題が生じる。In order to eliminate this inconvenience, it is necessary to measure the resistance R and inductance L using a separate method and calculate the capacitance CX using these values R and L as correction factors, which leads to the problem of complicating the measurement procedure. occurs.
また、測定用信号として間欠正弦波を用い、抵抗やイン
ダクタンスによる影響を緩和して、静電容量のみを直接
測定する方法も知られている。Also known is a method of directly measuring only capacitance by using an intermittent sine wave as a measurement signal to alleviate the effects of resistance and inductance.
この方法は、間欠正弦波電流をDUTに入力し、この電
流に対する応答電圧をフーリエ解析し、該電圧の静電容
量成分のみに着目してDUTの静電容量を測定するもの
である。In this method, an intermittent sine wave current is input to a DUT, a response voltage to this current is subjected to Fourier analysis, and the capacitance of the DUT is measured by focusing only on the capacitance component of the voltage.
しかし、この測定方法によっても、抵抗やインダクタン
スの値が大きい場合には、測定精度が低下するという問
題がある。However, even with this measurement method, there is a problem that measurement accuracy decreases when the value of resistance or inductance is large.
本発明は、上記問題点解決するために提案されたもので
あって、DUTがC−R−L直列又は並列等価回路で表
される場合において、従来の瞬時値測定法の利点である
高速性を保ったうえで、高精度かつ簡易な測定を可能に
する、静電容量、抵抗及びインダクタンスの測定装置及
び測定方法を提供することを目的とする。The present invention has been proposed in order to solve the above-mentioned problems, and in the case where the DUT is represented by a C-R-L series or parallel equivalent circuit, the present invention has the advantage of high speed, which is an advantage of the conventional instantaneous value measurement method. It is an object of the present invention to provide a measuring device and a measuring method for capacitance, resistance, and inductance, which enable high-accuracy and simple measurement while maintaining the following.
本発明者は、静電容量の測定において、■測定誤差が生
じる理由は、電圧信号や電流信号としてステップ関数を
用いているため、必然的に抵抗やインダクタンスの影響
が表れるからであること、■一方、電気針?jIIIに
おいては、各種素子の電気的特性を計測するために、正
弦波が使用される場合も多いことに着目した。そして、
上記■、■に基づき、電圧信号、電流信号の波形を工夫
すると共に、DUTの2端子間のサンプリングを適切な
時点で行えば、極めて高精度かつ簡易に静電容量C1抵
抗R,インダクタンスLの測定ができるとの知見を得て
、本発明を完成するに至った。In measuring capacitance, the inventor believes that (1) measurement errors occur because step functions are used as voltage and current signals, and as a result, the effects of resistance and inductance inevitably appear; (1) On the other hand, an electric needle? In jIII, we focused on the fact that sine waves are often used to measure the electrical characteristics of various elements. and,
Based on the above (■) and (■), if you devise the waveforms of the voltage signal and current signal and perform sampling between the two terminals of the DUT at an appropriate time, you can easily adjust the capacitance C1 resistance R and inductance L with extremely high precision. The present invention was completed based on the knowledge that measurement can be performed.
即ち、本発明の静電容量、抵抗及びインダクタンスの測
定装置は、(1)時間積分がO以外の値を有し終点の値
及び勾配がOなる条件を満たす測定用信号、又はこれら
の条件に加え1ビ一ク点を有しかつ該ピーク点を基準と
する左右対称の測定用信号を被テストデバイスに供給す
る信号源、又は(2)時間積分の総和及び終点の値が0
であり、かつ終点の勾配がO以外の値を有する測定用信
号を被テストデバイスに供給する信号源と、前記測定用
信号による応答信号を検出する手段とを有してなること
を特徴とする。That is, the capacitance, resistance, and inductance measurement device of the present invention is capable of measuring (1) a measurement signal that satisfies the conditions that the time integral has a value other than O and the end point value and slope are O, or that satisfies these conditions. A signal source that supplies the device under test with a measurement signal that has one peak point and is symmetrical with respect to the peak point, or (2) the sum of time integrals and the value of the end point are 0.
and a signal source for supplying a measurement signal having an end point gradient other than O to the device under test, and means for detecting a response signal due to the measurement signal. .
上記本発明の測定装置は、上記の信号源の測定用信号が
、(3)振幅分が直流バイアスされた初期位相が90°
の正弦波信号の1周期分であること、(4)初期位相が
0°の正弦波信号の1周期分であることをも特徴とする
。In the measuring device of the present invention, the measurement signal of the signal source has an initial phase of (3) 90° with the amplitude being DC biased.
(4) One period of a sine wave signal with an initial phase of 0°.
また、本発明の静電容量及びインダクタンスの測定方法
は、(5)上記(1)又は(3)の測定用信号を、DU
TがC−R−L直列又は並列等価回路で表される被テス
トデバイスに入力し、該測定用信号の終点における応答
信号をサンプリングし、前記時間積分の値をサンプリン
グ値で除算することを特徴とし、(6)上記(2)又は
(4)の測定用信号を、前記デバイスに入力し、前記測
定用信号の終点における応答信号をサンプリングし、該
サンプリング信号を前記応答信号の終点における勾配で
除算することを特徴とし、(7)上記(1)又は(3)
の測定用信号を、前記デバイスに入力し、該測定用信号
のピーク点及び終点における応答信号をサンプリングし
、前記ピーク点におけるサンプリング値と前記終点にお
けるサンプリング値の1/2との差を、前記測定用信号
の波高値で除算することを特徴とする。Furthermore, the method for measuring capacitance and inductance of the present invention includes (5) transmitting the measurement signal of (1) or (3) above to the DU
T is input to a device under test represented by a C-R-L series or parallel equivalent circuit, a response signal at the end point of the measurement signal is sampled, and the value of the time integral is divided by the sampled value. (6) Input the measurement signal of (2) or (4) above into the device, sample the response signal at the end point of the measurement signal, and convert the sampling signal to the gradient at the end point of the response signal. (7) The above (1) or (3)
A measurement signal of is input to the device, a response signal at the peak point and an end point of the measurement signal is sampled, and the difference between the sampling value at the peak point and 1/2 of the sampling value at the end point is calculated as It is characterized by dividing by the peak value of the measurement signal.
以下、本発明の詳細な説明するが、DIJTの2端子間
の回路では、静電容量C8,抵抗RX、インダクタンス
L1の各成分は、それぞれ独立した電気素子ではない場
合も多いが、説明の便宜上、これらの各成分を単独素子
に置き換えて説明する。The present invention will be described in detail below. In the circuit between the two terminals of the DIJT, the capacitance C8, resistance RX, and inductance L1 are often not independent electric elements, but for the sake of explanation, , these components will be explained by replacing them with individual elements.
また、本発明は、I)UTの2端子間が(、−RL直列
又は並列等価回路で表される場合に使用されるものであ
るが、DUTの2端子間がC,、RxL、の全てを含ま
ない場合でも、その含まれていない素子の値を0又は(
1)と考えれば、C−R−Lの直列回路或いは並列回路
として扱うことができる。従って、以下、DUTの2端
子間をC−RL直列回路又は並列回路として説明する。In addition, the present invention is used when the two terminals of I) UT are represented by (, -RL series or parallel equivalent circuits, but the two terminals of DUT are C, , RxL, Even if it does not contain the element, set the value of the element that is not included to 0 or (
Considering 1), it can be treated as a C-R-L series circuit or a parallel circuit. Therefore, hereinafter, the connection between the two terminals of the DUT will be described as a C-RL series circuit or a parallel circuit.
本発明において、信号源の測定用信号は、D UTの2
#A子間が(、−R−L直列等価回路である場合には電
流信号とし、C−R−L並列等価回路である場合には電
圧信号とする。In the present invention, the measurement signal of the signal source is
If the #A terminal is a (, -R-L series equivalent circuit), it is a current signal, and if it is a C-R-L parallel equivalent circuit, it is a voltage signal.
先ず、上記測定用信号として、時間積分が0以外の値を
有し終点の値及び勾配が0なる条件を満たす信号、又は
これらの条件に加え1ピ一ク点を有しかつ該ピーク点を
基準とする左右対称の信号を使用して、静電容量、抵抗
及びインダクタンスを測定する場合について説明する。First, as the above measurement signal, a signal that satisfies the conditions that the time integral has a value other than 0 and the end point value and slope are 0, or in addition to these conditions, has one peak point and the peak point A case will be described in which capacitance, resistance, and inductance are measured using a left-right symmetrical signal as a reference.
DOTがC−R−L直列等価回路で表される場合におい
て、静電容量及び抵抗を測定する場合には、上記測定用
信号として電流信号1.、(t)が使用される。When DOT is represented by a C-R-L series equivalent circuit, when measuring capacitance and resistance, the current signal 1. , (t) are used.
電流信号1s(t)をDUTの2端子に入力したとする
と、DUTの2端子間には、応答信号としての電圧v
(t)が生じる。If a current signal 1s(t) is input to two terminals of the DUT, a voltage v as a response signal is generated between the two terminals of the DUT.
(t) occurs.
C,、R,、L、の電圧をvc、 ■1.vlとすれ
ば、y 、I= R、lI s
・・・(2)
t
が成立するので、v (t)は、
v(t)=vc十vR+Vl
となる。The voltage of C, , R, , L is vc, ■1. If vl, y, I=R, lIs...(2) t holds true, so v(t) becomes v(t)=vc+vR+Vl.
・・・(4)
ここで、isの終点(時刻T、)におけるv (t)の
サンプリングが、所望の検出手段により行われる。(4) Here, sampling of v (t) at the end point (time T, ) of is is performed by a desired detection means.
ところが、isの終点の値及び勾配はOであるので上記
(2)式の■ア及び(3)式のvlはそれぞれ0となる
。However, since the value and slope of the end point of is are O, ①a in the above equation (2) and vl in the equation (3) are respectively 0.
従って、終点でのサンプリング電圧v z (v (T
−) )はvcと等しくなり、
となる。Therefore, the sampling voltage v z (v (T
−) ) becomes equal to vc, and becomes .
上式の積分が既知であれば、静電容量C,は、 1sd
t
Cx−・・・(5)
■2
として、R,やり、に影響されることなく容易に求める
ことができる。If the integral of the above equation is known, the capacitance C, is 1sd
t Cx-...(5) 2 can be easily obtained without being influenced by R, spear, etc.
isとして、特に、時間積分が0以外の値を有し終点の
値及び勾配が0であり、かつ1ビ一ク点を有しかつ該ピ
ーク点を基準とする左右対称である信号を使用する場合
には、CXと共にR,をも同一のi sで測定すること
ができる。In particular, as is, a signal is used in which the time integral has a value other than 0, the value and slope of the end point are 0, and the signal has one peak point and is symmetrical with respect to the peak point. In some cases, R, as well as CX can be measured at the same is.
この場合には、時刻T、におけるv (t)のサンプリ
ングに先行して、時刻T、<’2 (即ち、電流信号i
5(t)のピーク点)においてもv (t)のサンプ
リングを行う。In this case, prior to sampling v (t) at time T, time T, <'2 (i.e., current signal i
Sampling of v (t) is also performed at the peak point of 5 (t)).
ピーク点では電流信号isの勾配は0であるので、上記
(3)式のvlは0となり、ピーク点でのサンプリング
電圧v + (v (T−/2) )は、の1/2とな
る。Since the slope of the current signal is is 0 at the peak point, vl in the above equation (3) is 0, and the sampling voltage v + (v (T-/2)) at the peak point is 1/2 of .
ここで、ピーク点におけるサンプリング電圧■。Here, the sampling voltage at the peak point ■.
と、終点におけるサンプリング電圧v2の172との差
、すなわち(6) −(7)/2を演算すると、vl−
−v2=R,Ii、、(T、/2)となる。i 、(T
、/2)は波高値(1,)であることを考慮すると、上
式から、
となる。and the sampling voltage v2 at the end point of 172, which is (6) - (7)/2, is calculated as vl-
−v2=R,Ii, , (T,/2). i, (T
, /2) is the peak value (1,), from the above equation, we get:
また、電流信号i 、の終点の値及び勾配は0であるの
で、上記(2)式のvl及び(3)式の■1はそれぞれ
0となり、終点でのサンプリング電圧vz(v(T−)
)は、
となる。Also, since the value and slope of the current signal i at the end point are 0, vl in the above equation (2) and (1) in the equation (3) are respectively 0, and the sampling voltage vz(v(T-)
) becomes .
ところで、i、はピーク点を基準として左右対象である
ので、(6)式の右辺第1項は、(7)式の右辺を求め
ることができる。Incidentally, since i is symmetrical with respect to the peak point, the first term on the right side of equation (6) can be used to obtain the right side of equation (7).
DUTが(、−R−L並列等価回路で表される場合にお
いて、インダクタンス及び抵抗を測定する場合には、測
定用信号として上記1s(t)と同一形状の電圧信号V
よ(1)を使用する。When measuring inductance and resistance in a case where the DUT is represented by a (,-R-L parallel equivalent circuit), a voltage signal V having the same shape as the above 1s(t) is used as the measurement signal.
Use yo (1).
そして、この■5に対するDUTの応答信号(回路電流
1(t))を、時刻T、(抵抗も測定するときは、時刻
T、及びT、/2)においてサンプリングする。Then, the response signal (circuit current 1(t)) of the DUT to this 5 is sampled at time T (when resistance is also measured, at time T and T,/2).
この場合には、「回路の双対性」に基づき、5vsdt
L、=
・・・(5)′
が容易に導かれる。ここで、i+、izは時刻T、5T
、/2におけるi (t)のサンプリング値、■8はV
。In this case, based on "circuit duality", 5vsdt L,=...(5)' can be easily derived. Here, i+, iz are time T, 5T
, the sampling value of i (t) at /2, ■8 is V
.
の波高値である。is the wave height value.
また、本発明においては、上記測定用信号jS+v、と
じて、振幅分が直流バイアスされた初期位相が90°の
正弦波信号、
i s= I o (1−cosa+、t )Vs=
V6 (I C03(1111t )の1周期分も使
用される。In addition, in the present invention, the measurement signal jS+v is a sine wave signal whose initial phase is 90° and whose amplitude is DC biased, i s = I o (1-cosa +, t ) Vs =
One cycle of V6 (I C03 (1111t)) is also used.
この場合、(5)式は、 (5)′式は、 ■。T。In this case, equation (5) is (5)′ formula is ■. T.
L、=
のように簡単になる(但し、1.、V。は正弦波信号の
振幅、ω、は2π/T、)。It becomes simple as L, = (where 1., V. is the amplitude of the sine wave signal, and ω is 2π/T).
次に、測定用信号として、時間積分の総和及び終点の値
が0であり、かつ終点の勾配が0以外の値を有する信号
を使用して、静電容量及びインダクタンスを測定する場
合について説明する。Next, a case will be described in which capacitance and inductance are measured using a signal in which the sum of time integrals and the value of the end point are 0, and the slope of the end point has a value other than 0. .
DUTがC−R−L直列等価回路で表される場合におい
て、インダクタンスを測定する場合には、上記測定用信
号として電流信号1s(t)が使用される。In the case where the DUT is represented by a C-R-L series equivalent circuit, when measuring inductance, the current signal 1s(t) is used as the measurement signal.
電流信号1Jt)をDUTの2端子に入力したとすると
、DUTの2端子間には、応答信号としての電圧v (
t)が生しる。If a current signal (1 Jt) is input to two terminals of the DUT, a voltage v (
t) occurs.
そして、電流信号の終点(時刻T、)でサンプリングを
行う。Then, sampling is performed at the end point (time T,) of the current signal.
終点では、電流信号isの時間積分の総和及び終点の値
は0であるので、上記(1)式の■。及び(2)式の■
、はOとなり、終点でのサンプリング電圧v z (v
(T−) )は、
となり、
となる。At the end point, the sum of the time integrals of the current signal is and the value at the end point are 0, so the equation (1) is ``■''. and ■ in equation (2)
, becomes O, and the sampling voltage v z (v
(T-) ) becomes , and becomes .
DUTがC−R−L並列等価回路で表される場合におい
て、静電容量を測定する場合には、測定用信号として上
記1Jt)と同一形状の電圧信号vS(t)を使用する
。When measuring capacitance in a case where the DUT is represented by a C-R-L parallel equivalent circuit, a voltage signal vS(t) having the same shape as the above-mentioned 1Jt) is used as the measurement signal.
この場合にも、「回路の双対性」に基づき、Cxが、
として導出される。但し、12は電圧信号の終点におけ
るサンプリング電流である。Also in this case, Cx is derived as follows based on "circuit duality". However, 12 is a sampling current at the end point of the voltage signal.
また、上記測定用信号is、vsとして、初期位相がO
oの正弦波信号、
i s= I osinω1It
vs0Vos+nω*t
の1周期分が使用される。Furthermore, as the measurement signals is and vs, the initial phase is O.
One period of the sine wave signal of o, i s=I osinω1It vs0Vos+nω*t is used.
これらの正弦波関数を使用する場合には、(9)。When using these sinusoidal functions, (9).
(9)′式は以下のように簡単になる。Equation (9)′ is simplified as follows.
すなわち、(9)式は、 (9)′式は、 となる。That is, equation (9) is (9)′ formula is becomes.
(実施例〕 以下、本発明の詳細な説明する。(Example〕 The present invention will be explained in detail below.
第1図は、DUTIの2端子間の回路の静電容量CX、
抵抗RX、インダクタンスL、の測定回路の一例を簡略
化して示す回路図である。Figure 1 shows the capacitance CX of the circuit between the two terminals of DUTI,
FIG. 2 is a simplified circuit diagram illustrating an example of a circuit for measuring resistance RX and inductance L. FIG.
同図において、0UTIの2端子a、a’間には、Cx
−RX−L、の直列等価回路が形成され、a、a’には
、振幅分が直流バイアスされた初期位相が90°の正弦
波信号の1周期分の測定用信号を出力できる電流信号源
2及びDUTの応答信号(この場合には、a、a’間の
電圧)を検出する電圧計3が並列に接続されている。In the same figure, between the two terminals a and a' of 0UTI, Cx
A series equivalent circuit of -RX-L is formed, and a and a' are current signal sources capable of outputting a measurement signal for one cycle of a sine wave signal whose initial phase is 90° and whose amplitude is DC biased. 2 and a voltmeter 3 that detects the response signal of the DUT (in this case, the voltage between a and a') are connected in parallel.
以下、第2図の波形図を参照しながら説明する。This will be explained below with reference to the waveform diagram in FIG.
先ず、電流信号源2から、測定用電流信号i 5(t)
−] o (1−CO5(+3. t )(但し、0≦
t≦T1.ω、−2π/T、、Ioは振幅、1<0.む
>T、でi、=o)をDUTIに入力する(第2図のi
sの波形図参照)。First, from the current signal source 2, a current signal for measurement i 5 (t)
-] o (1-CO5(+3.t) (however, 0≦
t≦T1. ω, -2π/T, , Io is the amplitude, 1<0. Input i,=o) to DUTI (i in Figure 2).
(See the waveform diagram of s).
このとき、Cxの電圧VCX(t)は、=R*−1o(
1−cosω、1)
t
−L 、l’ I o’ωa−sin (ω、1)とな
る(第2図のv+tx(t)、vい(1)の波形図参照
)。At this time, the voltage VCX(t) of Cx is =R*-1o(
1-cosω, 1) t -L , l' I o'ωa-sin (ω, 1) (see the waveform diagram of v+tx(t), v(1) in FIG. 2).
次に、時刻T、/2 (すなわち、電流信号1sのピー
ク点)におけるa、a’端子間電圧v+(すなわち、
v (T、/2) )をサンプリングする。Next, the voltage v+ (i.e.,
v (T,/2) ).
時刻T、/2においては、isの微分係数(すなわち、
勾配)は0なのでVLXは0となる。At time T, /2, the differential coefficient of is (i.e.,
Since the slope) is 0, VLX is 0.
従って、vlはv c、(T、/2)とVIIX(T@
/2)との加算値、
v l=v c−(T−/2) + v wiX(T−
72)となる(第2図のvcx(t)の波形図参照)。Therefore, vl is v c, (T, /2) and VIIX (T@
/2), v l=v c-(T-/2) + v wiX(T-
72) (see the waveform diagram of vcx(t) in FIG. 2).
また、R,の電圧v、1W(t)、L、の電圧vlXは
、それぞれ、
v、1x(t)−R,1,1s(t)
2 C1l
となる。Further, the voltage v, 1W(t) of R, and the voltage vlX of L, respectively, are v, 1x(t) - R, 1, 1s(t) 2 C1l.
なお、第1図では、説明の便宜上、電圧v (t)を測
定するために電圧計3を使用した場合を示しているが、
実際には、図示はしないが、電圧v (t)はサンプル
ホールド回路、A/D変換器等を用いて、該電圧v (
t)のサンプリングがなされ、このサンプリング電圧を
レジスタ等に記憶している。Note that in FIG. 1, for convenience of explanation, a case is shown in which a voltmeter 3 is used to measure the voltage v (t), but
In reality, although not shown, the voltage v (t) is measured using a sample-and-hold circuit, an A/D converter, etc.
t) is sampled, and this sampling voltage is stored in a register or the like.
更に、時刻T、(すなわち、電流信号iよの終点)にお
けるa、a’端子間電圧vz(すなわち、v (T、)
)をサンプリングする。Furthermore, the voltage between terminals a and a' at time T, (i.e., the end point of current signal i) vz (i.e., v (T,)
) to sample.
時刻T、においては、i、、の値及び微分係数は0であ
るので、VIIX及びvt+iは0となる。At time T, the value and differential coefficient of i, , are 0, so VIIX and vt+i are 0.
従って、サンプリング電圧は、 となり、静電容量C8が 1 、T。Therefore, the sampling voltage is So, the capacitance C8 becomes 1, T.
z として求められる。z It is required as.
このCXの演算は、前記レジスタ等を介して図示しない
演算装置により行われる。This calculation of CX is performed by an arithmetic device (not shown) via the registers and the like.
このように、静電容量CXは、isの終点のサンプリン
グ電圧v2のみから極めて容易に求めることができる。In this way, the capacitance CX can be extremely easily determined only from the sampling voltage v2 at the end point of is.
一方、抵抗RXも、00)式で表されるピーク点のサン
プリング電圧■、及び終点のサンプリング電圧Vzを用
いて、
v 、−v 、/ 2 −02)を求め
ることにより、R1やり、に影響されずに、極めて容易
に求めることができる。On the other hand, the resistance RX also has an influence on R1 by calculating v, -v, /2 -02) using the peak point sampling voltage ■ expressed by the equation 00) and the sampling voltage Vz at the end point. It can be found very easily without being
co)、00式から、
となり、C1を測定するための電流信号isを用いて、
抵抗R8をC8やL8に影響されることなく求めること
ができる。co), from formula 00, and using the current signal is to measure C1,
Resistance R8 can be determined without being influenced by C8 or L8.
なお、第2図のv (t)の波形図では、■、と■2の
1/2との差が2Rx−1゜となった様子が示されてい
る。Note that the waveform diagram of v (t) in FIG. 2 shows that the difference between ■ and ■ 1/2 of 2 is 2Rx-1°.
実用上は、静電容量Cつ、抵抗R8を求めるだけで十分
である場合が多いが、本発明の測定方法によれば、イン
ダクタンスL、をも求めることができる。In practice, it is often sufficient to simply find the capacitance C and the resistance R8, but according to the measuring method of the present invention, the inductance L can also be found.
L、の値は、上記00)、 (10式から求めることは
せずに、電流信号の波形を変更し、正弦波信号の1周期
の電流信号isを用いる。The value of L is not determined from Equation 10 (00), but the waveform of the current signal is changed, and the current signal is of one cycle of the sine wave signal is used.
すなわち、
i、−1osinω*t
(但し、0≦t≦T、、ω、=2π/TII、Ioは振
幅、t<O,t>T、でi s= O)なる信号電流を
第1図のDUTIに入力する。In other words, the signal current of i, -1osinω*t (where 0≦t≦T, ω, = 2π/TII, Io is the amplitude, t<O, t>T, and i s=O) is shown in Figure 1. Enter the DUTI of
そして、時刻T、(すなわち、isの終点)で、a、a
’の端子間電圧v2′をサンプリングする。Then, at time T, (i.e., the end point of is), a, a
The voltage v2' between the terminals of ' is sampled.
正弦波信号は、i 、の時間積分値の総和及び終点が0
であるので、静電容量C8の電圧費及び抵抗R,の電圧
VいはOとなり、■2′はインダクタンスの電圧V、に
等しくなる。The sine wave signal has a sum of time integral values of i and an end point of 0.
Therefore, the voltage cost of the capacitance C8 and the voltage V of the resistor R are O, and 2' becomes equal to the voltage V of the inductance.
= L x’ I o−o) @
となり、インダクタンスL、も静電容量CXや抵抗RX
に影響されることなく、極めて簡単に求めることができ
る(第3図のVIN参照)。= L x' I o-o)
It can be determined very easily without being influenced by the above (see VIN in Figure 3).
また、上記実施例では、静電容量Cつの電圧VCXの初
期値が0である場合を前捉として説明したが、静電容量
CXの電圧■。の初期値が0でない場合には、1=0に
おける電圧v (o)もサンプリングしておき、補正計
算(即ち、測定電圧から■(0)を減算する)を行えば
本発明が適用できる。Further, in the above embodiment, the case where the initial value of the voltage VCX of the capacitance C is 0 is described as a pre-capture, but the voltage VCX of the capacitance CX. If the initial value of is not 0, the present invention can be applied by sampling the voltage v (o) at 1=0 and performing a correction calculation (that is, subtracting ■(0) from the measured voltage).
上記実施例では、電流信号を用いて、C−RL直列回路
を形成するDUTの2端子間の静電容量CX、抵抗Rx
、インダクタンスLXを求める場合について説明したが
、「回路の双対性」を考慮すれば、L−R−C並列回路
を形成するDtJTの2端子間のCX、R,、LXを求
めることができる。In the above embodiment, a current signal is used to determine the capacitance CX and resistance Rx between two terminals of the DUT forming the C-RL series circuit.
, the inductance LX has been described, but if "circuit duality" is considered, CX, R, , LX between the two terminals of the DtJT forming the L-R-C parallel circuit can be found.
(発明の効果〕
本発明の測定方法によれば、信号源がDUTに供給する
測定用信号の波形を工夫すると共に、応答信号のサンプ
リングを適切な時点で行うことにしたため、次のような
効果を奏することができる。(Effects of the Invention) According to the measurement method of the present invention, the waveform of the measurement signal that the signal source supplies to the DUT is devised, and the response signal is sampled at an appropriate time, resulting in the following effects. can be played.
すなわち、静電容量、抵抗及びインダクタンスが混在す
る場合であっても、DUTがC−R−L直列又は並列等
価回路で表される場合には、各素子が相互に影響し合う
ことのない瞬時値法による測定が可能となる。In other words, even if capacitance, resistance, and inductance coexist, if the DUT is represented by a C-R-L series or parallel equivalent circuit, the instantaneous values of each element do not affect each other. Measurement using the value method becomes possible.
この結果、例えば静電容量の測定に際し、抵抗やインダ
クタンスの値を別途方法により測定し、該測定値を元に
補正計算するという煩雑さから開放される。As a result, when measuring capacitance, for example, it is no longer necessary to measure the values of resistance or inductance by a separate method and perform correction calculations based on the measured values.
また、瞬時値法の高速性を担保したまま、極めて高精度
かつ簡易な静電容量、抵抗、インダクタンスの測定を行
うことができる。Furthermore, capacitance, resistance, and inductance can be measured with extremely high precision and in a simple manner while maintaining the high speed of the instantaneous value method.
第1図は本発明測定方法を実施するための測定回路の一
例を示す回路図である。
第2図は第1図の測定回路の電流信号の電流波形、該電
流信号波形によるC−R−L直列回路の両端子電圧及び
各部の電圧の波形を示す波形図である。
第3図は第2図に示す電流波形とは異なる電流信号及び
C−R−L直列回路のインダクタンスの電圧波形を示す
波形図である。
第4図(A)はステップ電圧信号源を用いた従来の測定
方法に適用される測定回路を示す回路図、同図(B)は
同図(A)の回路におけるステップ電圧信号及びその応
答を示す波形図である。
第5図(A)はステップ電流信号源を用いた従来の測定
方法に適用される測定回路を示す図、同図(B)は同図
(A)の回路におけるステップ電流信号及びその応答を
示す波形図である。
■・・・DUT (被テストデバイス)2・・・電流信
号源
3・・・電圧計FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a measuring circuit for carrying out the measuring method of the present invention. FIG. 2 is a waveform diagram showing the current waveform of the current signal of the measuring circuit of FIG. 1, the voltages at both terminals of the C-R-L series circuit, and the waveforms of the voltages at various parts due to the current signal waveforms. FIG. 3 is a waveform diagram showing a current signal and a voltage waveform of the inductance of the C-R-L series circuit, which are different from the current waveform shown in FIG. 2. Figure 4 (A) is a circuit diagram showing a measurement circuit applied to the conventional measurement method using a step voltage signal source, and Figure 4 (B) shows the step voltage signal and its response in the circuit of Figure 4 (A). FIG. FIG. 5(A) is a diagram showing a measurement circuit applied to a conventional measurement method using a step current signal source, and FIG. 5(B) is a diagram showing a step current signal and its response in the circuit of FIG. 5(A). FIG. ■...DUT (device under test) 2...Current signal source 3...Voltmeter
Claims (7)
0なる条件を満たす測定用信号、又はこれらの条件に加
え1ピーク点を有しかつ該ピーク点を基準とする左右対
称の測定用信号を、被テストデバイスに供給する信号源
と、前記測定用信号による前記デバイスの応答信号を検
出する手段とを有してなることを特徴とする静電容量、
抵抗及びインダクタンスの測定装置。(1) A measurement signal that satisfies the conditions that the time integral has a value other than 0 and the end point value and slope are 0, or that has one peak point in addition to these conditions and is symmetrical with respect to the peak point. A capacitor comprising: a signal source that supplies a measurement signal to a device under test; and means for detecting a response signal of the device due to the measurement signal.
Resistance and inductance measurement equipment.
点の勾配が0以外の値を有する測定用信号を、被テスト
デバイスに供給する信号源と、前記測定用信号による前
記デバイスの応答信号を検出する手段とを有してなるこ
とを特徴とする静電容量及びインダクタンスの測定装置
。(2) a signal source that supplies a measurement signal to a device under test in which the sum of time integrals and the value of the end point are 0 and the gradient of the end point is a value other than 0; and A device for measuring capacitance and inductance, comprising means for detecting a response signal.
直流バイアスされた初期位相が90゜の正弦波信号の1
周期分であることを特徴とする静電容量、抵抗及びイン
ダクタンスの測定装置。(3) The measurement signal of the signal source according to claim (1) is a sine wave signal whose initial phase is 90° and whose amplitude is DC biased.
A device for measuring capacitance, resistance and inductance, characterized in that it measures periodicity.
が0゜の正弦波信号の1周期分であることを特徴とする
静電容量及びインダクタンスの測定装置。(4) An apparatus for measuring capacitance and inductance, wherein the measurement signal of the signal source according to claim (2) is one cycle of a sine wave signal with an initial phase of 0°.
−L直列又は並列等価回路で表される被テストデバイス
に入力し、該測定用信号の終点における前記デバイスの
応答信号をサンプリングし、前記測定用信号の時間積分
の値を前記サンプリング値で除算することを特徴とする
静電容量及びインダクタンスの測定方法。(5) The measurement signal of claim (1) or (3) is
-L input to a device under test represented by a series or parallel equivalent circuit, sample the response signal of the device at the end point of the measurement signal, and divide the value of the time integral of the measurement signal by the sampling value. A method for measuring capacitance and inductance, characterized by:
−R−L直列又は並列等価回路で表される被テストデバ
スに入力し、該測定用信号の終点における前記デバイス
の応答信号をサンプリングし、該サンプリング値を前記
測定用信号の終点の勾配で除算することを特徴とする静
電容量及びインダクタンスの測定方法。(6) The measurement signal according to claim (2) or (4) is
-R-L input to the device under test represented by a series or parallel equivalent circuit, sample the response signal of the device at the end point of the measurement signal, and divide the sampled value by the slope of the end point of the measurement signal; A method for measuring capacitance and inductance, characterized by:
−R−L直列又は並列等価回路で表される被テストデバ
イスに入力し、該測定用信号のピーク点及び終点におけ
る前記デバイスの応答信号をサンプリングし、前記ピー
ク点におけるサンプリング値と前記終点におけるサンプ
リング値の1/2との差を、前記測定用信号の波高値で
除算することを特徴とする抵抗の測定方法。(7) The measurement signal according to claim (1) or (3) is
- R-L input to the device under test represented by a series or parallel equivalent circuit, sample the response signal of the device at the peak point and end point of the measurement signal, and sample the sampling value at the peak point and the sampling at the end point. A method for measuring resistance, characterized in that the difference between the value and 1/2 is divided by the peak value of the measurement signal.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17869890A JPH0466878A (en) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | Apparatus and method for measuring electrostatic capacitance, resistance and inductance |
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JPH0466878A true JPH0466878A (en) | 1992-03-03 |
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ID=16052995
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JP17869890A Pending JPH0466878A (en) | 1990-07-06 | 1990-07-06 | Apparatus and method for measuring electrostatic capacitance, resistance and inductance |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JPH0466878A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001264398A (en) * | 1999-11-22 | 2001-09-26 | Fujitsu Ten Ltd | Inspection device and method for electronic component |
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-
1990
- 1990-07-06 JP JP17869890A patent/JPH0466878A/en active Pending
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