JPH04506575A - 長時間予測子を有する適応変換コード化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 １　る　、コード ［産業上の利用分野］ 本発明は、スピーチコード化の分野に関し、特定すると、得られたディジタル信 号が最小ビットレートに維持されるスピーチ信号の適応変換コード化（コーディ ング）の分野における改良に関する。 ［発明の背景］ 最初のディジタル通信搬送装置一つは、１９６２年頃米国において紹介された２ ４ボイスチャンネル１．５４４Ｍｂ／ｓのＴ１システムであった。Ｔ１システム は、より高価なアナログシステムに優る利点のため広く配備されることになった 。Ｔ１システムにおける個々のボイスチャンネルは、ボイス信号を約３００−３ ４００Ｈｚの周波数範囲に帯域制限し、制限された信号を８ｋＨｚのレートでサ ンプルし、その後サンプルされた信号を８ビツト対数量子化装置でコード化する ことによって発生される。得られた信号は、６４ｋｂ／ｓのディジタル信号であ る。Ｔ１システムは、２４の個々のディジタル信号を単一のデータ列に多重化す る。 データ伝送速度は１．５４４Ｍｂ／ｓの固定されるから、Ｔ１システムは、８ｋ Ｈｚのサンプリング速度および８ビツト対数量子化体系を使用するとき、２４ボ イスチヤンネルに制限される。チャンネルの数を増し、なお約１．５４４Ｍｂ／ ｓのシステム伝送速度を維持するためには、個々の伝送速度は、６４ｋｂ／ｓか らあるより低い速度に減ぜられねばならない。この速度を減するのに使用される 一つの方法は、変換コード化として知られている。 スピーチ信号の変換コード化において、個々のスピーチ信号は、スピーチサンプ ルの逐次のブロックに分割される。各ブロックのサンプルは、その後ベクトルで 配列され、時間領域から周波数領域のような代わりの領域に変換される。サンプ ルのブロックを周波数領域に変換すると、種々の程度の振幅を有する１組の変換 係数が生ずる。各係数は、独立に量子化され伝送される。受信端において、サン プルは、逆（または説）量子化され、時間領域に再変換される。 変換コード化の重要性は、変換領域における信号表示で冗長情報の量を減する、 すなわちサンプル間の相関がより少ないということである。したがって、所与の 誤差値（例えば平均二乗歪）について所与のサンプルブロックを量子化するのに 、原時間領域でサンプルブロックを量子化するのに必要とするであろうビット数 よりも、少ないビット数しか必要としない、量子化のために少ないビット数しか 必要としないから、個々のチャンネルに対する伝送速度を減することができる。 変換コード化方式は、理論的には個々のＴ１チャンネルのビットレートを減する 必要性を満足させたが、履歴的に量子化プロセスは容認できない量のノイズや歪 を生じさせた。 一般に、量子化は、アナログ信号をディジタル形式に変化する手続きである＊　 ＩＲＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｉｎｆｏｒｍ−ａｔｉｏｎ　Ｔｈｅ ｏｒｙ、Ｖｏｌ、ＩＴ−６（１９６０年３月）のＪｏｅｌ　Ｍａｘの「Ｑｕａｎ ｔｉｚａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｄｆｓｔｏｒｔｉｏｎ」なる論文 は、この手続きを開示している。量子化においては、信号の振幅は、有限数の出 力レベルによって表示される。各レベルは、別個のディジタル表示を有する。各 レベルはそのレベル内にある全振幅を包含するから、得られたディジタル信号は 原アナログ信号を正確に反映しない、アナログ信号とディジタル信号間の差は量 子化雑音である６例えば、信号Ｘ、ここにＸは０．００と１０．００間の任意の 実数である、の一様な量子化を考慮すると、５つの出力レベルが１．００．３． ００．５．００．７．００および９．００で得られる。この例における第１のレ ベルを表わすディジタル信号は、０．００と２，００間の任意の実数を意味し得 る。所与の範囲の入力信号に対して、発生される量子化雑音は出力レベルの数に 逆比例することが分かる。さらに、早期の変換コード化の量子化の研究において 、低ビツトレートにおいてはすべての変換係数が量子化されず、伝送されないこ とが見出された。 変換コード化を改善しようとする試みは、動的ビット割当てプロセスおよび動的 ステップサイズ決定プロセスを使用して量子化プロセスを研究することを包含し た。 ビット割当ては、スピーチ信号の短時間統計値、すなわちブロック毎に起こる統 計値に適合せしめられ、ステップサイズは各ブロックに対する変換のスペクトル 情報に適合せしめられた。これらの技術は、適応変換コード化法として周知とな った。適応変換コード化においては、最適のビット割当ておよびステップサイズ が、各サンプルブロックに対して、各ブロックにおける変換係数の振幅のパリア ンスで動作する適合アルゴリズムにより決定される。スペクトルエンベロープは 、各サンプルブロックにおける変換係数のパリアンスにより形成されるエンベロ ープである。各ブロックにおけるスペクトルエンベロープを知ると、ステップサ イズおよびビット割当てのより最適の選択が可能となり、歪みおよびノイズの少 ないより精確に量子化された信号が得られる。 パリアンスまたはスペクトルエンベロープ情報が、伝送前に量子化プロセスを補 助するために発生されるから、この同じ情報が、受信において逆量子化プロセス に必要となる。したがって、適応変換コード化は、量子化された変換係数の伝送 に加えて、パリアンスまたはスペクトルエンベロープ情報の伝送をも用意してい る。これは、サイド情報と称せられる。 スペクトルエンベロープは、変換領域においては、スピーチの動的特性、すなわ ちホルマントを表わす、スピーチは、周期的（有声音）、非周期的（無声音）ま たは両者の混合（例えば有声摩擦音）のいずれかである励起信号を生成すること によって発生される。励起信号の周期的成分は、ピッチとして知られる０話し中 、励起信号は、口、顎、唇、鼻腔等の位置により決定される声帯フィルタによっ て濾波される。このフィルタは、発生されつつある音の性質を決定する共鳴周波 数すなわちホルマントを有する。声帯フィルタは、励起信号に対してエンベロー プを発生する。このエンベロープはフィルタホルマントを含むから、ホルマント またはスペクトルエンベロープとして知られている。したがって、スペクトルエ ンベロープの決定がより精確になればなるほど、変換されたスピーチ信号をコー ド化するに使用されるステップサイズおよびビット割当ての決定は、ますます最 適とな特定の適応変換コード化技術の開発は、’ＩｍｐｒｏｖｅｄＡｄａｐｔｉ ｖｅ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　Ｃｏｄｉｎｇ」と題する米国特許出願第１９９、３ ６０号に記述されている。この米国特許出願に記述される新規な方法および装置 は、単一のいわゆるＬＳＩ信号プロセッサにおいて＋６ｋｂ／ｓのビットレート での適応変換コード化が初めて可能になったから、技術上の進歩であった。この ような結果は、時間領域サンプルの各ブロックの偶拡張を生成し、かかる拡張か ら自己相関関数を生成し、自己相関関数から直線的予測係数を誘導し、そして各 変換係数のバリアスまたはホルマント情報が各ＦＦＴ係数の利得の平方に等しく なるようにかかる直線的予測係数について高速フーリエ変換を遂行することによ って達成された。また、各変換係数に割当てられるべきビット数は、変換係数の ホルマント情報の予定された基数の対数を決定し、ついで各変換係数に割り当て られることになる最小ビット数を決定し、ついで最小ピット数を対数値に加える ことによって得られることも開示された。このデバイスでの問題は、伝送速度が １６ｋｂ／ｓ以下に減するとき、信号のすべての部分は量子化されず、伝送され ないことであった。 早期の適合変換コーダーにおいて必須のスピーチ要素を失う理由は、この種のコ ーダーが非スピーチに特有であったからである。スピーチに特有の技術において は、特定の情報がビットに割り当てられ、量子化されることを保証するために、 ビット割当て中、ピッチおよびホルマント（すなわちスペクトルエンベロープ） 情報の両者が考慮される。　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ａｃ ｏｕｓｔｉｃｓ。 ５ｐｅｅｃｈ、　ａｎｄ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、　Ｖｏｌ、　 ＡＳＳＰ−２７，Ｎｏ、３（Ｏｃｔｏｂｅｒ、　１９７７）、　ｐｐ、　５１２ −５３０のＪ、　Ｔｒｉｂｏｌａｔ等の’Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｏｍａｉｎ　 Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆ　５ｐｅｅｃｈ」なる論文に記述される１つの従来のスピー チに特有の技術は、ピッチ周期およびピッチ利得からピッチモデルを生成するこ とによって、ピッチ情報、すなわちピッチ縞を考慮した。これらの２つのファク タを決定するために、擬似ＡＣＦを捜索して、ピッチ周期となる最大値を決定し た。ついで、ピッチ利得が、最大値が決定された点における擬似ＡＣＦの値とそ の原点における擬似ＡＣＦの値との間の比として定義された。この情報で、ピッ チ縞、すなわち周波数領域におけるピッチパターンを発生し得た。 この従来技術を使用して周波数領域におけるピッチパターンを発生されるために 、時間領域インパルス系列が画定されよう、この系列は、長さ２Ｎの有限の列を 生成するために、台形のウィンドで窓掛けされた。Ｎのポイントのみに対するス ペクトルレスポンスを生成するために、２Ｎポイントの複合ＦＦＴが系列から取 り出された。 結果の大きさは、単位利得に対して標準化されるとき、必要とされるレスポンス を生じた。最終のスペクトル評価値を生成するために、ピッチ縞およびスペクト ルエンベロープは乗算され、標準化された。結合されたピッチ縞およびスペクト ル情報をグラフ化する際、ピッチ縞は一連のＵ字状の曲線として現われ、そして ２Ｎポイントのウィンドに多数の反復が存在する。 この全プロセスは、各サンプルブロックに対して適応的に生成された。この従来 技術に関する問題点は、その実施の複雑性であった。スピーチに特有の適応変換 コーダー（米国特許出願第１９９，０１５号）においては、ピッチ縞がずっと簡 単な実施形態で考慮に入れられた。前述のＴｒｉｂｏｌｅｔ等の技術に鑑みて、 ピッチ周期が１であり、有限の系列を生成するために使用されるウィンドが方形 である場合を考えよう、ピッチの得られたスペクトルレスポンスは、単一のＵ字 状である。前記特許出願においては、ｌ以外の異なる数のピッチ周期に対しては 、スペクトルレスポンスは、ピッチ周期が１の場合のピッチスペクトルレスポン スの単なるサンプル形態であると記載ささらに、同じピッチ周期を維持しながら エネルギおよび大きさをスケール（係数倍）したときの、具なる値のピッチ利得 に対するピッチ綿量の差は、主としてＵ字状の幅に関係づけられると記述されて いる。上の記述に基づくと、各サンプルブロックに対してピッチスペクトルを適 応的にに決定することは必要でなく、むしろかかる情報は予め発生された情報を 使って生成されたと判断される。ピッチスペクトルレスポンスは、予め形成され メモリに記憶されたルックアップテーブルから適応的に生成された。ルックアッ プテーブルは、ピッチ情報を生成するためにルックアップテーブルがサンプルさ れる前に、各サンプルブロックごとに、ピッチ周期およびピッチ利得との関係に おいて先ず適応的にスケールされた。 一度スケールファクタが決定されると、ルックアップテーブルはスケールファク タにより乗算され、得られたスケールされたテーブルが、ピッチ縞を決定するた めにモジュロ２Ｎでサンプルされた。 米国特許出願第１９９．３６０号と同様に、この技術に関する問題点は、１８ｋ ｂ／ｓにて良好な特性を示すが、従来のシステムにより示されたのと同じ問題、 すなわち特定のスピーチ要素が非量子化に起因して失われるという問題が、約９ ．６ｋｂ／ａのビットレートにて現われた。この損失は、’ｓｈハ’ｔｈＪ、’ ｐｈＪ、　’ｓｃ」オヨＵ　’ｐｔｈ」（Ｄ　Ｊ：　’）　ｔ　音ニ対してとく に明瞭である。 ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、 　ｖｏｌ、　Ｃ０Ｍ−３０、Ｎｏ、４　（１９８２年４月）、ｐｐ、６００−６ １４．　のＢ、Ｓ、Ａｔ１ａｓの’Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆ 　５ｐｅｅｃｈ　ａｔ　Ｌｏｗ　Ｂｉｔ　Ｒａｔｅｓ」なる論文には、スピーチ 信号のいわゆる適応予測コード化の使用で１０ｋｂ／ｓまたはそれ以下の伝送速 度を達成し得ることが示唆されている。予測コード化においては、時間領域信号 から冗長構造が除去され、その後肢信号が量子化され、伝送される。このような 構造は、予測予備を評価し、現在信号値からその値を減することによって除去さ れる。予測子は、別個に伝送され、受信機により時間領域信号に再加算される。 予測子は、２つの成分を含み、その一方はスピーチ信号の短時間スペクトルエン ベロープに基づくものであり、他方は短時間スペクトル微細構造に基づくもので あり、そしてこれはピッチ周期とボイスの周期性の程度により主として決定され ると記述されている。　Ａｔａｌの特許はまた、量子化用ノイズのスペクトルを 制御するために、予測コード化におけるノイズ成形の使用を示唆している。詳述 すると、Ａｔ１ａｓの文献は、ノイズ成形予測モデルスペクトルを生ずるための 前置フィルタ／後置フィルタの手法を利用している。　Ａｔａｌの文献の手法に 関する問題点は、その実施の難しさである。 本発明まで、変換コード化と予測コード化は分離した別個の技術であったことも 注目されるであろう。 したがって、より低ビツトレートで効率的に動作し得、低ノイズレベルを有し、 妥当な価額と処理時間で実施できる適応変換コード化装置の必要性がなお存在す る。 ［発明の概要］ 本発明の目的および利点は、情報サンプルより成るサンプルされた時間領域スピ ーチ信号から、該スピーチ信号の量子化に先立ち、該スピーチ信号を情報サンプ ルのブロックに逐次的に分離する変換コード化装置において周期性を除去する装 置および方法で達成されるが、本発明は、サンプルブロックの各々においてピッ チを決定し、各ブロックに対して決定されたピッチに基づいてブロックの各々に 対する長時間予測パラメータを決定し、ピッチおよび長時間予測子パラメータに 基づいて、ブロックの各サンプルに対する周期性を計算し、対応サンプルから周 期性の値を減することによって修正された差サンプルブロックを生成し、そして 差ブロックの各々について適応変換コード化を遂行するための装置および方法を 含むものとして示されている。 本発明のこれらおよびその他の目的および利点は、下記の図面を参照して行った 以下の詳細な説明から明らかとなろう。 ［図面の簡単な説明］ 第１図は、本発明に従う適応変換コード化装置の概略図である。 第２図は伝送前に第１図に示される適応変換コード化装置で遂行される動作のフ ローチャートである。 第３図は、長時間予測子（ＬＴＰ）動作を遂行するときの、第２図に示される動 作の部分的なより詳細なフローチャートである。 第４図は、長時間予測子（ＬＴＰ）動作を遂行するときの、第２図に示される動 作の部分的なより詳細なフローチャートである。 第５図は、長時間予測子（ＬＴＰ）動作を遂行するときの、第２図に示される動 作の部分的なより詳細なフローチャートである。 第６図は、第２〜９図に示されるＬＰＧ動作のより詳細なフローチャートである 。 第７図は、第２〜９図に示されるエンベロープ生成動作のより詳細なフローチャ ートである。 第８図は、第２〜９図に示される整数ビット割当て動作のより詳細なフローチャ ートである。 第９図は、受信に続き第１図に示される適応変換コード化装置において遂行され る動作のフローチャートである。 ［実施例］ 図面に関してより完全に説明されるように、本発明は、伝送速度が十分に減ぜら れた適応変換コード化のための新規な装置および方法で具体化される。一般的に 言うと、本発明は、量子化されるべき信号を減することによって伝送速度を低減 した。換言すると、本発明に従う変換コード化装置は、量子化動作前に、ボイス 信号に含まれる情報を最小に減じた０本発明に従うと、伝送速度は、妥当な価額 および処理時間で実施できる装置において初めて８ｋｂ／ａ程度に減することが できる。 伝送速度の主たる低減は、ノイズ信号から周期性を除去することからもたらされ る。周期性情報は、−皮除去されると、サイド情報として伝送され、受信機によ りボイス信号に再加算される。技術を適応性にするために、追って詳述されるよ うに、周期性はブロックごとに決定され除去される。この出願に使用されるよう に、周期性の決定および除去は、長時間予測子技術（ＬＴＰ）と称される。 本発明に従う適応変換コード化装置が、第１図に図示されており、総括的にｌＯ として言及されている。コード化装置１０の心臓部はディジタル信号プロセッサ であり、そしてこれは、好ましい具体例においては、テキサス所在のＴｅｘａ＠ 、Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓ、　Ｉｎｃにより製造販売されるＴＭＳ３２０Ｃ２５ ディジタル信号プロセッサである。この種のプロセッサは、１６ビツトのワード 長を有するパルスコード変調信号を処理し得る。 プロセッサ１２は、３本の主バス網、すなわち直列ボートパス１４、アドレスバ ス１６およびデータバスヱ８に接続されるものとして示されている。プログラム メモリ２０が、本発明に従う適応変換コード化を遂行するために、プロセッサに より利用されるべきプログラミングを記憶するために設けられている。このプロ グラミングについては、第２〜９図を参照して詳細に説明される。 プログラムメモリ２０は、プロセッサ１２の規格要件を満足させるに十分の速度 を有するならば、任意の従来設計とし得る。好ましい具体例のプロセッサ（７Ｍ Ｓ３２０Ｃ２５１は内部メモリを備えることを認められたい、まだ合体されてい ないけれども、この内部メモリに適応変換コード化プログラミングを記憶するこ とが好ましい、データメモリ２２が、プロセッサ１２の動作中必要とされ得るデ ータ、例えば対数表を記憶するために設けられている。 対数メモリの使用は、追って一層明らかとなろう。 クロック信号が、従来形式のクロック信号発生回路（図示せず）によりクロック 人力２４に供給される。好ましい、実施例において、入力２４に供給されるクロ ック信号は、４０ＭＨｚクロック信号である。リセット人力２６も、プロセッサ １２が最初に賦活されるときのように、適時にプロセッサ１２をリセットするた めに設けられている。従来形式の回路が入力２６に信号を供給するために設ける ことができるが、これは、信号が選ばれたプロセッサにより要求される規格に適 合する限り任意のものでよい。 プロセッサ１２は、２つの方法で通信信号を送信し、受信するように接続されて いる。第１に、プロセッサ１２は、本発明に従って構成される適応変換コード化 装置と通信するとき、直列ポートバス１４を介して信号を受信し、送信するよう に接続されている。バス１４を圧縮ボイスデータ列と結合するために、チャンネ ルインターフェース２８が設けられている。インターフェース２８は、特定され た伝送速度にて動作するデータ列との関連においてデータを送信し、受信するこ とができる任意の形式のものとし得る。 既存の６４ｋｂ／ｓチヤンネルまたはアナログデバイスと通信するとき、プロセ ッサ１２は、データバス１８を介して信号を受信し、送信するように接続される 。コンパレータ３０が、入力３２に現われる個々の６４ｋｂ／ｓチヤンネルを、 バス１８に供給のため直列形式から並列形式に変換するために提供するために設 けられたいる。認められるように、この変換は、プロセッサ１２により利用され る信号形式と使用できる周知のコードおよび直列／並列デバイスを利用して遂行 できる。好ましい実施例において、プロセッサ１２は、バス１８上に並列１６ビ ツトの信号を受信し、送信する。バス１８に供給されるデータをさらに同期させ るため、プロセッサ１２の入力３４に割込み信号が供給される。アナログ信号を 受信するとき、アナログインターフェース３６は、コンバータ３゜に提示のため この信号を予定された速度でサンプルすることによってアナログ信号を変換する 働きをする。インターフェース３６は、送信するときは、コンバータ３０からの サンプルされた信号を連続信号に変換する。 次に、第２〜９図を参照してプログラミングについて説明するが、これは第１図 に示される諸要素と関連して利用されるとき、新規な適応変換コード化装置を提 供する０本発明に従って通信信号を伝送するための適応変換コード化が、第２図 に示されている。コード化され送信されるべき通信信号は、大力バッファ４０に 提供される。この通信信号は、サンプリングが８ｋＨｚの周波数で行われる場合 、各サンプルの１６ビツトＰＣＭ表示より成るサンプル信号である６本記述の目 的のため、８ｋＨｚにてサンプルされたボイス信号が伝送のためにコード化され るべきものと仮定する。バッファ４ｏは、予定数のサンプルをサンプルブロック に累積する。好ましい実施例においては、各ブロックに１２０のサンプルが存在 する。ＬＰＴは、４１にて各ブロックについて遂行される。　ＬＰＴ動作につい ては、第３〜５図との関連においてより詳細に記述される。　ＬＰＴは量子化前 にボイス信号を低減するから、ＬＰＴプロセスは４１にて行われる。 周期性ないしピッチに基づく情報の除去／再導入プロセスは、ディジタルフィル タ技術の使用により遂行されるが、この操作は本明細書にＬＰＴと称される。　 ＬＰＴフィルタを誘導するための基本的必須条件は、精確なピッチまたは基本周 波数評価値を計算することである。ピッチを決定すること自体は新しいことでは ない、従来、ピッチは、サンプルブロックの自己相関関数（ＡＣＦ）をまず誘導 し、ついで特定の範囲にわたりＡＦＣを最大値について捜索することによって決 定された。この最大値はピッチと称される。　（Ｔｒｉｂｏｌｅｔ等の文献参照 ）、都合の悪いことに、ピッチ以外の他の成分も存在することが発見された。し たがって、サンプルブロックから誘導されるＡＣＦは、スプリアスビークを示す ことがあり、そしてこれは不正確なピッチ評価値をもたらすことがある０本発明 に従えば、バッファ４０により供給されるサンプルブロックは、まずローパスフ ィルタ４２を介して濾波される。 好ましい実施例において、ローパスフィルタ４２は、１８００Ｈｚおよび２４０ ０Ｈｚにて３ｄＢのカットオフ周波数を有する８タツプ有限インパル応答フイル タである。関係のある周波数範囲は約５０Ｈｚないし１６５０Ｈｚである。この 範囲は、デュアルトーンマルチ周波数（ＤＴＭＦ）を包含を許容する０本発明の コード化装置の特性の１つは、ＤＴＭＦ情報を通すことができることである。 したがって、フィルタは、ｆｉ９７−１６３３Ｈｚの周波数範囲を含むのが好ま しい。濾波された信号は、ついで４４にて３レベル中心クリツプ技術を使用して 処理される。第４図を簡単に参照して、３レベル中心クリツプ・技術について詳 細に説明する。スピーチ信号のピッチを決定することに関連して中心レベルクリ ップを使用することは新しいことではないことに留意されたい、　ＩＥＥＥ　Ｔ ｒａｎｓａｃｔ〜ｆａｎｓ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ、５ｐｅｅｃｈ　ａｎｄ 　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ。 Ｖｏｌ、　ＡＳＳＰ−２４，Ｎｏ、１　（１９８７年２月）のＯｕｂｎｏｗｓｋ ｉ等の’Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅロ゛１ｇ１ｔａｌ　Ｈａｒｄｗａｒｅ　Ｐｉｔｃｈ 　Ｄｅｔｅｃｔｏｒｊ　と題する論文は、この種の技術を開示している。しかし ながら、ＬＴＰ操作に関連して中心レベルクリップを使用することは新しい。 ローパスフィルタ４２からのサンプルブロックは、まず４６にて２つの等しいセ グメントに分割される。これらのセグメントは、本明細書においては×１および ×２で指示されている。サンプルブロックの第１の半分Ｘ１は、その中に含まれ る絶対最大値を決定するために、４８で評価される。この絶対最大値は、スレッ ショルドを誘導するのに使用されるが、このスレッショルドは、好ましい実施例 においては最大値の５７％である０時間領域信号を半分に分割する理由は、ブロ ック間の振幅のふらつきから保護するためである。このようなふらつきは、続い て発生される自己相関関数の完全性、したがって最終のピッチの決定に影響を及 ぼすことがあり得る。このような事象を防ぐために、時間領域信号は、半分に分 割される。 ３レベル中心クリップ操作は、下式にしたがい５０にて遂行される。 ｃ　（ｎ）　＝＋１　ｓ　（ｎ）≧Ｔｃ　（＋）＝−ｊｓ（ｎ）≦−Ｔｃ ＝　０　他の場合 ここで、Ｔｃ＝振幅スレッショルド 上のことから、スレッショルド（４８で決定される最大の５７％）を越える値の みが保埼されることが分かろう、したがって、最大値が強調されたが、この強調 は、第３図に記載される後の処理との関連において明らかとなろう、サンプルブ ロックの第１の半分ｘ１に関して３レベル中心クリップ操作を遂行したから、サ ンプルブロックの第２の半分Ｘ、に対する絶対最大値は、５２で決定される。３ レベル中心クリップ操作は、５４にてｘ２に関して遂行される。ステップ５４に て利用されるスレッショルド値は、５２で決定された絶対最大値に基づく、５４ にて３レベル中心クリップ操作を遂行した後、中心でクリップされた結果は、５ ６にて全処理ブロックに結合される。全サンプルブロックに関して３レベル中心 クリップ操作を遂行したから、サンプルブロックの自己相関関数が５８で誘導さ れ、ＡＣＦ（Ｍ）で記される最大自己相関関数値を決定するために捜索される。 最大値はピッチとして定義される。５８にてピッチを効率的に決定したから、こ こでピッチ利得が６０にて計算される。ピッチ利得は、下式にしたがって計算さ れる。すなわち、ここで、Ｒ（Ｍ）は、ピッチ値（Ｍ）における自己相関関数の 値である。 Ｒ（０）は、その原点における自己相関関数の値である。 ６０にてピッチ利得を決定したから、６２にてピッチ利得がスレッショルド値よ りも大きいか否かがここで決定される。ピッチ利得は比であり、したがって、無 名数であることが認められよう。好ましい実施例において、ステップ６２にて使 用されるスレッショルドは値０．２５である。ピッチ利得がこのスレッショルド 値より大きいと、サンプルブロックは有声ブロックと称される。ピッチ利得がこ のスレッショルド値より小さいと、サンプルブロックは無声ブロックと称される 。サンプルブロックが有声であるか無声であるかの意味は、本発明の好ましい実 施例に関してのみ重要である。　ＬＴＰ操作を各サンプルブロックについて遂行 することは、本発明の技術思想内にある。しかしながら、ＬＴＰ操作は各サンプ ルブロックについて遂行されることをを要しないことが分かった。　ＬＴＰ操作 が必要とされないブロックは、無声ブロックである。無声ブロックにおいては、 周期性は小さい。 したがって、その除去は不必要であり、時間の浪費である０本発明の好ましい実 施例においては、ＬＴＰ操作は、有声サンプルブロックであると決定されたサン プルブロックに関してのみ完成される。 この点において、適応変換コード化装置１０は、特定のサンプルブロックに関し て適応的にピッチおよびピッチ利得を決定した。　ＬＴＰ操作は、ここで、第５ 図に示される動作との関係においてピッチに基づく情報を除去する。　ＬＴＰ操 作は、サンプルブロックにおける所与のサンプルと先行のピッチ周期からの対応 するサンプルの差を抽出することによって、ピッチに基づく情報を除去する。こ の動作は、サンプルブロック内の各サンプルに関して遂行される。実際に、ピッ チに基づく成分により惹起されるサンプルブロックの基本的周期性は、ＬＴＰ操 作により減ぜられつつある。　ＬＴＰ操作の結果は、下記のように、入力スピー チ波形またはサンプルブロックｓ　（ｎ）に関して差信号である。 ｅ　（ｎ）　＝ｓ　（ｎ）　−ａｓ　（ｎ−Ｍ）　（３）ここで、α＝ピッチ利 得にほぼ等しい定数。 ｓ　（ｎ）　＝時点ｎにおけるスピーチ信号ｅ　（ｎ）　−差信号 Ｍ　＝ピッチ 都合の悪いことに、式（３）は、ピッチ（Ｍ）のみを考慮に入れた１タツプ予測 子であるから、ピッチ（Ｍ）の正数値のみが許容される。しかしながら、大変頻 繁に、関係のある値、すなわち最大の周期性を除く値は非整数値である。好まし い実施例において、差信号ｅ　（ｎ）は、下式に従い２タツプ予測子に従って決 定される。 ｅ　（ｎ）　＝ｓ　（ｎ）−βｒ　−ｓ　（ｎ−Ｍ）−βｉ・ｓ（ｎ−Ｍ−１） 　（４）修正係数β１およびβ２は下式に従って計算される。 β寡およびβ、　ＬＴＰパラメータと称される。上の式から、差信号ｅ　（ｎ） は５８にて計算されたピッチに関係する時間遅れを有するサンプルの直線的組合 せにより構成されることか分かろう。 第５図を再度参照すると、式（４）　、　（５）および（６）の使用が記述され ている６種々の相関関数値が、バッファ４０により生成される原サンプルブロッ クとの関連において６４で決定される。計算された値は、下記の如くである。す なわち、 Ｒ（０）　＝原点におけるＡＣＦ値、 Ｒ（１）冨１におけるＡＣＦ値、 Ｒ（Ｍ−＋１鴬ピッチ−１におけるＡＣＦ値、Ｒ（Ｍ）・ピッチにおけるＡＣＦ 値、そしてＲ（Ｍ＋＋＋１鴬ピツチ＋１けるＡＣＦイ直　。 上述の動作に関連して、作用されつつあるサンプルブロックのいずれかの側、す なわち前側または後側のブロックに含まれるサンプルを利用することが必要とな り得ることが注目されよう、したがって、ある数の逐次のサンプルブロックを記 憶することが必要となるが、これは例えばバッファ４０により遂行され得る。 上式は、現在サンプルの評価値を形成するものとしてＭおよびＭｌ１の時間遅れ で起こるサンプルに依存することも注目されよう。しかしながら、Ｍ−１および Ｍの時間遅れを有するサンプルを利用して、代わりの評価値を利用するのが好ま しいかもしれない、このような動作は本発明の原理を実施するために必須ではな いが、本発明の好ましい実施例において利用される。したがって、６６にて、Ｍ ｌ１におけるＡＣＦ値がＭ−１におけるＡＣＦ値より大きいか否かが決定される 。もしもＭ◆１におけるＡＣＦ値が大きければ、ＬＴＰパラメータβ１およびβ ２が式５および６にしたがって計算される。 もしもＭｌＩＡにおけるＣＦ値が大きくなければ、適応変換コード化装置は、７ ０．７１および７２に書かれた動作に従ってＬＴＰパラメータを計算する。７０ にて、Ｒ（Ｍｌ１）の値は値Ｒ（Ｍ−１）に等しくなる。そのとき、β寡および β２が、７１にて式５および６を使用して計算される。 β１およびβ２について計算された値は７２にて交換され、β１がβ２について ７１で計算された値でありかっβ２がβ１について７１で計算された値であるよ うになされる。ピッチ（Ｍｌは１減算され、サイド情報として伝送される。７２ にて、結果を交換した後、β１およびβ２はＬＴＰパラメータとして利用される 。 不安定性を防ぐため、本発明の適応変換コード化装置は、ｎｌおよびβ２の和を 制限する。これは、第５図において、７４にて、β、＋β暑の絶対値が８７９よ り小さいか否かをまず決定することによって達成される。もしもβ工◆β２の絶 対値が８７９よりも小さいと、差信号ｅ　（ｎｌが、式（４）に従い７６にて生 成される。β【÷β２の絶対値が８７９より小さければ、ＬＴＰパラメータは、 ７７にてβ１◆β、ｌＩ８／９となるようにスケールされる。７７にてＬＴＰパ ラメータが８７９に等しくなると、差信号ａ　（ｎ）が、式４を使って７６にて 発生される。先に言及したが、信号ｓ　（ｎｌを再構成するためには、β１、β ２およびピッチ（Ｍ）の値をサイド情報として伝送することが必要となることが 再度注目されよう、７６にて発生される差信号は、その後、７８にて行われる窓 掛は動作のために提供される。 ＬＴＰにより変更された各サンプルブロックは、７８にて窓掛けされる。好まし い実施例において、使用される窓掛は技術は台形の窓［ｈ　（３Ｒ−Ｎ）　ｌで あるが、ここでＮのスピーチサンプルの各ブロックは、Ｒのサンプルだけ重畳さ れる。 主題のブロックは、８０にて離散余弦変換を利用して時間領域から周波数領域に 変換されるにの変換は変換係数のブロックをもたらすが、この変換係数は８２に て量子化される。量子化は、ガウスの信号について最適化された量子化装置によ って各変換係数について遂行される。しかして、この量子化装置は周知である（ ＭＡＸ参照）０個々の係数について割り当てられる利得（ステップサイズ）およ びビット数の選択は、本発明の適応変換コード化機能にとって重要である。この 情報がないと、量子化は適応的とならない。 ブロック当たりの単位サンプルについて利得およびビット割当てを展開するため 、まずビット割当てに対して既知の式を考える。すなわち、 Ｒ＋　＝Ｉ　ＲＩＩＶｌｌ　＋　０．５　＄　ｌｏｇｓ　［Ｖ＋”／Ｖｂ＋ｏｃ ％］　（７）ここで、Ｖｓｒｏｃｋ”　”　［ｒＴ　１１１１．１１　Ｖ＋”］ のｎ乗根　（８）Ｒｔｏｔｍｌ・　Σ１□、ｓ　［Ｒ１］　（９）ここで、 Ｒ，はｉ番目のＯＣＴ係数に割り当てられたビット数。 ＲＴ６ｔ□はブロック当たりに利用され得る総ビット数。 ＲＩＩＶ＠は各ＯＣＴに割り当てられた平均ビット数。 ｖ　、　２はｉ番目のＯＣＴ係数のパリアンス。 ｖｏ。ｃｋ”はＯＣＴ係数に対するＶｌの幾何平均。 式（７）はビット割当て式であり、この式から、得られるＲ、は、総計されると き、単位ブロックに割り当てられた総ビット数に等しくなるはずである。下記の 誘導は実施のための必須要件を減じ、好ましい実施例のプロセッサを利用すると き必要とされるような、１６ビツト固定点演算を使用して計算を遂行することと 関連して起こるダイナミックレンジの問題を解決する０式（７）は下記のように 再構成できよう、すなわち、 Ｒ１冨［ＲＩＩＶ＠　−ｌｏｇｓ　（Ｖ１＋ａｃｍ”）］　”　０．５　＄　ｌ ｏｇｓ（ｖｔ”）角括弧内の項は予め計算でき、かつ係数指数（ｉ）に依存しな いから、かかる項は一定であり、γと記すことができる。したがって、式（１０ ）は下記のように書き変えることができる。Ｒ１・　γ　◆０．５　＊　Ｓｒ　 （１１）Ｓｒ　−Ｕｏｇｘ　（ｖｔ　”）　（１２）項ｖ　、　２は、ｉ番目の ［ｌＶＴ係数のパリアンス、すなわち、ｉ番目の係数がスペクトルエンベロープ 内に有する値である。したがって、スペクトルエンベロープを知ると、上式に対 する解が得られる。すなわち、ｚ＊　ｅＪ２ｅｌｉｌ／ＩＮＩ　（ｉｎ、Ｎ−１ ｌテ評価されて、Ｈ（ｚｌ　・　利得／（１＋Σ１ｌｌ１１．Ｆ［ａｋ傘Ｚ−” ］）　（１３）ここで、Ｈ（ｚ）はＯＣＴのスペクトルエンベロープであり、ａ ｋは線形予測係数である９式（１３）は、１組のＬＰＧ係数のスペクトルエンベ ロープを定める。　ＯＣＴ領域におけるスペクトルエンベロープは、ＬＰＧ係数 を変更し、ついで（１３）を評価することによって誘導できる。 第２図に示されるように、窓掛けされた係数は、８４にて１組の係数を決定する ように作用せしめられる。 ＬＴＰ係数を決定するための技術は、第６図に詳細に示されている。窓掛けされ たサンプルブロックは、８６にてｘ　ｆｎ）で指示されている。　ｘ（ｎ）の偶 拡張が８８にて生成されるが、この偶拡張はｙ　（ｎ）で指示されている。　ｙ （ｎ）の他の定義は、下記のごとくである。 ｙ（ｎ）　ｗ　ｘ（ｎ）　ｎＭＯ，Ｎ−１−ｘ（２Ｎ−１−ｎ）　ｎ−Ｎ、　２ Ｎ−１（１４）式（１４）の自己相関関数（ＡＣＦ）が９０にて生成される。 ｙ　（ｎ）の八ＣＦは疑似ＡＣＦとして利用され、そしてこれからＬＰＧが９２ にて周知の態様で誘導される。　ＬＰＧ　（ａ、）を生成したから、式（１３） は、ここでスペクトルエンベロープを決定するように評価できる。第２図におい て、好ましい実施例においては、ＬＰＧがエンベロープ生成に先立ち、９４にて 量子化されることが注目されよう。この点における量子化は、９６にてサイド情 報としてＬＰＧの伝送を許容する目的を果たす、第２図に示されるように、スペ クトルエンベロープは９８にて決定される。これらの決定についての詳細な記述 は、第７図に示されている。１００にて、式（１３）の分母を表わす信号ブロッ クｚ　（ｎ）が形成される。ブロックｚ（ｎ）は、さらに下記のように定義され る。すなわち、 ｚ（ｎ）　＝１．ＯｎＭＯ ＝　ａｎｎｓｌ、Ｐ 諺　０．Ｏｎ＝Ｐ＋１．２Ｎ−１（１５）ブロックｚ　（ｎ）は、しかる後、高 速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して評価される。さらに詳述すると、ｚ（ｎ） は、ｚ（ｎ）が０−Ｎ−１の値のみを有する場合、ＮポイントＦＦＴを使用する ことによって、１０２にて評価される。このような動作は、１ｌＩＯ，２，４， ６−−−−、　Ｎ−２に対して結果ｖ　、　２を生ずる０式（１４）はｖ　、　 ２のＬｏｇ、を必要とするから、各パリアンスの対数が１０４にて決定される。 奇数の順番の値を得るため、幾何的内挿が、１０６にてｖ　、　２の対数領域に おいて遂行される。 好ましくはないが、２ＮポイントＦＦＴを利用してｚ　（ｎ）を評価することも 可能である。かかる状況においては、内挿を遂行することは必要とされないであ ろう、　２ＮポイントＦＦＴを使用することに関する問題点は、ＦＦＴがサイズ の２倍であるから、好ましい方法よりも処理時間を要することである。 パリアンス（ｖ、”）は、８０にて決定される各ＯＣＴ係数に対して、１０８に て決定される。パリアンスｖ　、　２は、Ｈ（ｚ）が下式、すなわち、 Ｚ　！　６ＪＺａｌ　ｌ／２Ｎｌ　、　ｉ＊０．ｎ−１に対して　（１６）で評 価される場合の式（１３）の大きさであるとして定められる。 より簡単にするため、下記の式を考える。すなわち、ｖ　、　２　、　［利得／ ＦＦＴ１１の大きさの二乗　（１７）項ｖ　、　２は決定するのが比較的容易で ある。これは、ＦＦＴ、の分母が１０６にて決定されるｉ番目のＦＦＴ係数であ るからである。スペクトルエンベロープを決定したから、ビット割当てが１１０ で遂行される。 式　（７）〜（９）はビット割当てを決定するための周知の技術を記述している ことが思い起こされよう、ついで、式（１１）および（１２）が誘導された。簡 単化されたビット割当てを遂行するために一片の式のみが残る０式（１１）を式 （９）に代入することにより、下式が得られる。すなわち、 ＲＴ。ｔａｌ　寓　０．５　傘　Σ　ｌ−１，８［Ｓｌｌ　◆　Ｎ　傘　γ　（ １８）式（１８）を整理すると、下式のようになる、すなわち、γ　・　［ＲＴ 。、、、　−０，５傘　Σ　ｌ−１，Ｎ　（Ｓｔ）］／Ｎ　（１９）ここで、Ｎ はブロック当たりのサンプルの数であり、ＲＴ＋１ｔｌｌｌは単位ブロックにつ いて得られるビット数である。 １１０で遂行されるビット割当ては、第８図に詳細に示されている０式（１２） を利用すると、各Ｓｌは１１２で決定される。これは比較的簡単な演算である。 各Ｓｔを決定したから、式（１８）を使用してγが１１４で決定される。 これも比較的簡単な演算である。好ましい実施例において、ブロック当たりのサ ンプルの数は１２８である。したがって、Ｎは始めから既知である。 ブロック当たりに利用可能なビット数も始めから既知である。好ましい実施例に おいて各ブロックが台形のウィンドを使して窓掛けされつつあり、１６のサンプ ル、ウィンドの各側に８ずつ、が一部重量されつつあることを考慮に入れると、 フレームサイズは１２０サンプルである、もしも伝送が、例えば９．６　ｋｂ／ ｓの固定の周波数で行われていると、１２０のサンプルは約１５ｍ５かかるから （サンプル１２０を８ｋ）Ｉｚのサンプリング周波数で割った数）単位ブロック 当たり利用可能なビットの総数は１４４である、　ＬＰＴ情報＋ピッチ情報を伝 送するには、１４ビツトが必要とされる。　ＬＰＧ係数のサイド情報を伝送する に必要とされるビット数も既知である。したがって、Ｒｙａｔａｌも下式から分 かる。すなわち、 ＲＴ、ｔ１１１＠１４４−サイド情報で使用されるビット数。 各Ｓ１、ＲｙａｔａｌおよびＮはいまやすべて分かっているから、１１４にてγ を決定することは、式（１８）を使用して比較的簡単である。 各８１およびγを知ると、各Ｒ，は、式（１１）を使用して１１６で決定される 。やはり比較的簡単な演算である。この手続きは、もはや式（１０）により要求 されるような幾何平均Ｖｂｌ。ａｋ”を計算することが必要でないから、各８１ の計算をかなり簡単化する。この手続きを利用することにおける他の利点は、式 （１１）に対する入力値としてｓｌを使用すると、実時間実施のための固定点演 算において式（２）のようなアルゴリズムを実施することに関連して起こるダイ ナミックレンジの問題が低減されることである。 る。 ９８にて量子化利得ファクタを決定し、１１０にてビット割当てを決定したから 、８２にて量子化を完了し得る。　ＤＣＴ係数は、量子化されてしまうと、１１ ８にてサイド情報とともに伝送のためフォーマット化される。得られたフォーマ ット化信号は、１２０にてバッファ記憶され、予定された周波数にて直列に伝送 される。ここで、本発明の原理に従って適応コード化されたボイス信号が受信さ れたとき利用される適応変換コード化手続きにいて考える。かかる信号は、イン ターフェース２８により直列ポートバス１４に提示されることが思い起こされよ う。第９図を参照すると、単一のブロックと関連するビットの全ビットがほぼ同 時に作用せしめられることを保証するために、信号はまず１２１にてバッファ記 憶される。バッファ記憶された信号は、ついで１２２にて逆（または脱）フォー マット化される。ブロックと関連しサイド情報として伝送されたＬＰＧ係数、Ｌ ＴＰパラメータ、ピッチ周期およびピッチ利得は、１２２にて集められる。これ らの係数はすでに量子化されていることが認められよう、その後、１２６にて、 第７図を参照して記述したのと同じ手続きを使用して、スペクトルエンベロープ が生成される。得られた情報は、その後、逆量子化動作セクション１２８（情報 はやはり量子化を表わしているから）およびビット割当て動作セクション１３０ の両者に提供される。ビット割当ての決定が、第８図に関連して記述した手続き に従って遂行される。 ビット割当て情報は、逆量子化動作セクション１２８に供給され、したがって適 正数のビットが適当な量子化装置に提示される１割り当てられた利得およびビッ ト数も既知であるから、適正数のビットで、各逆量子化装置は、ＯＣＴ係数を逆 量子化する。逆量子化されたＤＣＴ係数は、１３２にて時間領域に再変換される 。 ＬＴＰ操作が４１にて時間領域信号について遂行されるから、ピッチに基づく成 分を時間領域信号に再加算することがここで必要となる。　ＬＴＰ係数は、下式 にしたがって加えられる。すなわち、 ５（ｎ）　□　ｅ（ｎ）＋βＩ　−（ｎ−Ｍ）＋β＝・Ｓ　（ｎ−Ｍ−１）　（ ２２）ここで、ｅ　（ｎ）は、１３２にて発生される時間領域信号である。 β、およびβ２はＬＴＰパラメータである。 Ｍはピッチである。 β５、β３およびピッチはサイド情報として伝送されたことが思い起こされるで あろう、かかるパラメータは、逆フォーマット化ステップ１２２からステップ１ ３４に供給される０時間領域信号に周期性情報を再加算したから、１３８にて信 号に鋭意掛けすることがここで必要となる０本発明は、好ましい実施例において は、逐次のサンプルブロック間の信号の不連続性の影響を最小にする用意がなさ れている。これらの不連続性は、重み付はオーバーラツプ技術の使用により回避 できされる。この技術は、オーバーラツプまたはウィンド領域の開始時に先行の ブロックからのサンプルに強い強調を、そしてオーバーラツプセグメントまたは ウィンドの終端領の近傍に現在ブロックに強い強調を配することを目的とする。 このような重み付はオーバーラツプ技術は、下式に従い実施される。 ここで、Ｓ、は現在のサンプルブロックに等しい。 鋭意掛けされたブロックは、１４０にてバッファ記憶され、バス１８に提供前に 逐次形式に整列される。このようにしてバス１８上に供給された信号は、コンバ ータ３０（第１図）により並列から直列に変換され、３２に出力されるか、アナ ログインターフェース３２に供給される。 以上本発明を特定の実施例について説明したが、技術に精通したものであれば、 本発明の原理から逸脱することなく修正、変更をなし得ることが認められるであ ろう。 ＦＩＧ、８ ＦＩＧ、９ 国際調査報告

Claims (31)

【特許請求の範囲】
1. （１）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域スピーチ信号から、該スピ ーチ信号の量子化に先立ち、該スピーチ信号を情報サンプルブロックに逐次的に 分割する変換コード化装置において周期性を除去するための装置において、 スプリアスピークを除去するため、前記サンプルブロックの各々を濾波するため の手段と、 ビッチを決定するに必要な前記ブロック内に含まれる特定のサンプルを増強する ためのクリップ手段と、前記クリップ手段により操作した後、前記サンプルブロ ックの各々の自己相関関数を生成するための関数手段と、 前記自己相関関数における最大値を決定するためのピッチ手段と、 前記自己相関関数に含まれる前記最大値およびその他の値に関連して長時間予測 子（ＬＴＰ）パラメータを決定するためのＬＴＰ手段と、 前記最大値および前記長時間予測子パラメータに基づいて、前記ブロック内の各 サンプルに対する周期性値を計算し、対応するサンプルから前記周期性値を減算 することによって修正された差サンプルブロックを生成するための差生成手段と を備えることを特徴とするスピーチ信号から周期性を除去する装置。
2. （２）前記フィルタ手段が、約ＯＨｚ〜約１６５０Ｈｚの周波数範囲を有するロ ーパスフィルタより成る請求の範囲第１項記載の周期性除去装置。
3. （３）前記フィルタが、１８００Ｈｚおよび２４００Ｈｚにて３ｄＢのカットオ フ周波数を有する８タップ有限インパルスレスポンスフィルタより成る請求の範 囲第１項記載の周期性除去装置。
4. （４）前記自己相関関数に関してビッチ利得を計算するための計算手段と、該前 記ビッチ利得が基準値を越える時点を決定するためのスレッショルド手段を備え る請求の範囲第１項記載の周期性除去装置。
5. （５）前記基準値が０．２５である請求の範囲第４項記載の周期性除去装置。
6. （６）前記クリップ手段が、前記ブロックを複数のより小さいブロックに分割す るための手段と、前記小ブロックを、該小ブロックの各々内の最大値について捜 索するための捜索手段と、前記小ブロックの各々内の、スレッショルド値を越え るサンプルを識別づけるための増強手段と、該増強手段により識別づけられる全 サンプルを単一のブロックに結合するための結合手段を備える請求の範囲第１項 記載の周期性除去装置。
7. （７）前記分割手段が前記ブロックを２つのより小さなブロックに分割する請求 の範囲第６項記載の周期性除去装置。
8. （８）前記増強手段が、下式、すなわち、ｃ（ｎ）＝＋１ｓ（ｎ）≧Ｔｃ ＝−１ｓ（ｎ）≦−Ｔｃ ＝０他の場合 ここで、Ｔｃ＝振幅スレッショルド 従ってサンプルを識別づける請求の範囲第７項記載の周期性除去装置。
9. （９）前記差信号が、下式、すなわち ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、Ｍ＝ビッチ β１およびβ２＝長時間予測子パラメータにしたがって生成され、前記長時間予 測子パラメータが、下式、すなわち、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、Ｒ（０）＝原点におけるＡＣＦ値、Ｒ（１）＝１におけるＡＣＦ値、 Ｒ（Ｍ−１）＝ビッチ−１におけるＡＣＦ値、Ｒ（Ｍ）＝ビッチ０におけるＡＣ Ｆ値、そしてＲ（Ｍ＋１）＝ビッチ＋１におけるＡＣＦ値に従って決定される請 求の範囲第１項記載の周期性除去装置。
10. （１０）β１およびβ２の和を基準値に比較するためのコンパレータを備える請 求の範囲第９項記載の周期性除去装置。
11. （１１）前記基準値が８／９である請求の範囲第１０項記載の周期性除去装置。
12. （１２）β１＋β２＝前記基準値であるようにβ１およびβ２をスケールするた めのスケール手段を備える請求の範囲第１０項記載の周期性除去装置。
13. （１３）Ｒ（Ｍ＋１）がＲ（Ｍ−１）より大きいか否かを決定するためのコンパ レータを備える請求の範囲第９項記載の周期性除去装置。
14. （１４）β１およびβ２の計算に先立ちＲ（Ｍ＋１）に対してＲ（Ｍ−１）を置 換するための手段と、β１およびβ２に対して計算された値を交換するための交 換手段と、伝送前にビッチ（Ｍ）を１だけ減ずるためのデクリメント手段を備え る請求の範囲第１３記載の周期性除去装置。
15. （１５）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域スピーチ信号から、該ス ピーチ信号の量子化に先立ち、該スピーチ信号を情報サンプルブロックに逐次敵 に分割する変換コード化装置において周期性を除去するための装置において、 前記各サンプルブロック内のビッチを決定するための手段と、 各ブロックに対して決定されるビッチに基づいて前記各ブロックに対する長時間 予測パラメータを決定するためのＬＴＰ手段と、 前記ビッチおよび前記長時間予測子パラメータに基づいて、前記ブロック内の各 サンプルに対する周期性値を計算し、対応するサンプルから前記周期性値を減算 することによって修正された差サンプルブロックを生成するための差生成手段と 、 前記差サンプルブロックの各々について適応変換コード化を遂行するための適応 変換コード化手段とを備えることを特徴とするスピーチ信号から周期性を除去す るための装置。
16. （１６）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域スピーチ信号から、該ス ピーチ信号の量子化に先立ち、該スピーチ信号を情報サンプルブロックに逐次敵 に分割する変換コード化装置において周期性を除去するための方法において、 スプリアスピークを除去するため、前記サンプルブロックの各々を濾波し、 ビッチを決定するに必要な前記ブロック内に含まれる特定のサンプルを増強し、 クリップ手段により操作した後、前記サンプルブロックの各々の自己相関関数を 生成し、 前記自己相関関数における最大値を決定することによってビッチを決定し、 前記自己相関関数に含まれる前記最大値およびその他の値に関して長時間予測子 （ＬＴＰ）パラメータを決定し、 前記最大値および前記長時間予測子パラメータに基づいて、前記ブロック内の各 サンプルに対する周期性値を計算し、 対応するサンプルから前記周期性値を減算することによって修正された差サンプ ルブロックを生成する諸段階を含むことを特徴とするスピーチ信号から周期性を 除去する方法。
17. （１７）前記濾波段階が、約ＯＨｚ〜約１６５０の周波数範囲を有するローパス フィルタを提供することより成る請求の範囲第１６項記載の周期性除去方法
18. （１８）前記濾波段階が、１８００Ｈｚおよび２４００Ｈｚにて３ｄＢのカット オフ周波数を有する８タップ有限インパルスレスポンスフィルタを提供すること より成る請求の範囲第１６項記載の周期性除去方法。
19. （１９）前記自己相関関数に関してビッチ利得を計算するし、該ビッチ利得が基 準値を越える時点を決定することを含む請求の範囲第１６項記載の周期性除去方 法。
20. （２０）前記基準値が０．２５である請求の範囲第１９項記載の周期性除去方法 。
21. （２１）前記増強段階が、前記ブロックを複数のより小さいブロックに分別し、 該小ブロックを、該小ブロックの各々内の最大値について捜索し、前記小ブロッ クの各々内の、スレッショルドを越えるサンプルを識別づけ、そして増強手段に より識別づけられた全サンプルを単一のブロックに結合することを含む請求の範 囲第１６項記載の周期性除去方法。
22. （２２）前記分割段階が、前記ブロックを２つのより小さなブロックに分割する ことを含む請求の範囲第２１項記載の周期性除去方法。
23. （２３）前記増強段階が、下式、すなわち、ｃ（ｎ）＝≠１ｓ（ｎ）≧Ｔｃ ＝−１ｓ（ｎ）≦−Ｔｃ ＝０他の場合 ここで、Ｔｃ＝振幅スレッショルド に従ってサンプルを識別づける請求の範囲第２２項記載の周期性除去方法。
24. （２４）前記差信号生成段階が、下式、すなわち▲数式、化学式、表等がありま す▼ ここで、Ｍ＝ビッチ β１およびβ２＝長時間予測子パラメータに従って遂行され、前記長時間予測子 パラメータが、下式、すなわち、 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ここで、Ｒ（０）＝原点におけるＡＣＦ値、Ｒ（１）＝１におけるＡＣＦ値、 Ｒ（Ｍ−１）＝ビッチ−１におけるＡＣＦ値、Ｒ（Ｍ）＝ビッチにおけるＡＣＦ 値、そしてＲ（Ｍ＋１）＝ビッチ＋１におけるＡＣＦ値に従って決定される請求 の範囲第１６項記載の周期性除去装置。
25. （２５）β１およびβ２の和を基準値に比較することを含む請求の範囲第２４項 記載の周期性除去装置。
26. （２６）前記基準値が８／９である請求の範囲第２５項記載の周期性除去方法。
27. （２７）β１＋β２＝前記基準値であるようにβ１およびβ２をスケールするこ とを含む請求の範囲第２５項記載の周期性除去方法。
28. （２８）Ｒ（Ｍ＋１）がＲ（Ｍ−１）より大きいか否かを決定することを含む請 求の範囲第２４項記載の周期性除去方法。
29. （２９）β１およびβ２の計算に先立ちＲ（Ｍ＋１）に対してＲ（Ｍ−１）を置 換し、β１およびβ２に対して計算された値を交換し、そして伝送前にビッチ（ Ｍ）を１だけ減ずることを含む請求の範囲第２８記載の周期性除去方法。
30. （３０）情報サンプルより成るサンプルされた時間領域スピーチ信号から、該ス ピーチ信号の量子化に先立ち、該スピーチ信号をサンプルブロックに逐次敵に分 割する変換コード化装置において周期性を除去するための方法において、 前記各サンプルブロック内のビッチを決定し、各ブロックに対して決定されるビ ッチに基づいて前記各ブロックに対する長時間予測子パラメータを決定し、前記 ビッチおよび前記長時間予測子パラメータに基づいて、前記ブロック内の各サン プルに対する周期性値を計算し、 対応するサンブルから前記周期性値を減算することによって修正された差サンプ ルブロックを生成し、前記差サンプルブロックの各々について適応変換コード化 を遂行する 諸段階を含むことを特徴とするスピーチ信号から周期性を除去する方法。
31. （３１）スケールされたスペクトルエンベロープ情報に関して生成されたヒット 割当信号に関して量子化さた逐次の変換係数ブロック、ならびにビッチ、長時間 予測子パラメータおよび線形予測係数を含み前記量子化された変換係数のバリア ンスを表すサイド情報を含むコード化スピーチ信号をデコード装置において、 前記線形予測係数に基づいて前記情報サンプルブロックの各々のスペクトルエン ベロープを生成するためのエンベロープ生成手段と、 前記スペクトルエンベロープに関してビット割当信号を発生するためのビット割 当手段と、 前記ビット割当信号に応答して前記変換係数を逆（または脱）量子化し、かつ逆 量子化された変換係数ブロックを生成するための逆（または脱）量子化手段と、 該逆量子化変換係数を前記変換領域から前記時間領域に変換するための逆変換手 段と、 前記ビッチおよび前記長時間予測子パラメータに基づいて前記ブロック内の各サ ンプルに対する周期性を計算し、対応するサンプルに前記の周期性値を加えるこ とによって修正された差サンプルブロックを生成するための集計手段と を備えることを特徴とするコード化スピーチ信号デコード装置。