JPH0450630B2 - - Google Patents

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JPH0450630B2
JPH0450630B2 JP58251876A JP25187683A JPH0450630B2 JP H0450630 B2 JPH0450630 B2 JP H0450630B2 JP 58251876 A JP58251876 A JP 58251876A JP 25187683 A JP25187683 A JP 25187683A JP H0450630 B2 JPH0450630 B2 JP H0450630B2
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transistors
transistor
voltage
supplied
current flowing
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Takeshi Hachimori
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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06G—ANALOGUE COMPUTERS
    • G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
    • G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
    • G06G7/16—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for multiplication or division

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  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Abstract

PURPOSE:To detect accurately the ratio between two input signals by connecting an additional circuit which keeps a fixed level for the current flowing to one of a pair of transistors constituting a differential amplifier and detecting a current flowing to the other transistor. CONSTITUTION:The input signal voltages VA and VB applied to input terminals 7A and 7B are supplied to transistors TR11A and 11B via amplifiers 10A and 10B respectively. The collectors of these transistors are connected to a power supply voltages VS via diodes 13A and 13B as well as to the bases of TR15A and 15B constituting a differential amplifier. The collectors of these transistors 15A and 15B are connected also to the voltage VS via resistances 16A and 16B. At the same time, a common emitter connection terminal is connected to the collector of a TR17 and grounded via the emitter of the TR17. Then an arithmetic circuit 18 which sets the current flowing to the TR15B at a fixed level is provided together with the TR17. Thus the voltage Vout corresponding to the ratio between signals VA and VB is delivered to an output terminal 7U.

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は第１及び第２の入力信号の比を検出す
る割算回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a divider circuit for detecting the ratio of first and second input signals.

背景技術とその問題点 例えば、送信装置、テープレコーダ等におい
て、入力音声信号を検出し、その検出出力で自動
的に作動するようになされたものが提案されてい
る。この場合、単純に音声信号のレベルが所定レ
ベル以上となつたとき動作するようになされたも
のにおいては、例えば周囲の雑音に対しても動作
してしまい、誤動作するおそれがあつた。BACKGROUND ART AND PROBLEMS There have been proposed transmitting devices, tape recorders, etc. that detect an input audio signal and automatically operate based on the detected output. In this case, in a device that is designed to operate simply when the level of the audio signal exceeds a predetermined level, it may also operate in response to ambient noise, for example, leading to a risk of malfunction.

ところで、母音の周波数分布を見てみると低減
のエネルギーが高く、これに対して子音の周波数
分布を見てみると高域のエネルギーが高いことが
わかる。即ち、第１図Ａは母音、例えば「ア」の
周波数分布を示し、一方同図Ｂは子音、例えば
「シ」の周波数分布を示すものであるが、これら
からも明らかである。尚、上述した雑音の周波数
分布は一般に子音の周波数分布と同様であること
が知られている。 By the way, when we look at the frequency distribution of vowels, we see that the reduction energy is high, while when we look at the frequency distribution of consonants, we see that the energy in the high range is high. That is, FIG. 1A shows the frequency distribution of a vowel, for example "a", while FIG. 1B shows the frequency distribution of a consonant, for example "shi", and it is clear from these figures. It is known that the frequency distribution of the above-mentioned noise is generally similar to the frequency distribution of consonants.

そこで、上述したように単純に音声信号のレベ
ルを検出するのでなく、母音を検出し、これによ
り動作が開始されるようにし、周囲の雑音による
誤動作を回避することが考えられる。この場合、
上述したように母音はその低域のエネルギーが高
いことに特徴を有するものであるから、母音の検
出は音声信号の低域（例えば240Hz〜900Hz）と高
域（例えば3kHz以上）とを検出し、その比を見
ることにより行なうことができる。即ち、低域と
高域との比が所定以上のとき母音と判断すればよ
い。 Therefore, instead of simply detecting the level of the audio signal as described above, it may be possible to detect a vowel and start the operation accordingly to avoid malfunctions caused by surrounding noise. in this case,
As mentioned above, vowels are characterized by high energy in the low range, so vowel detection involves detecting the low range (e.g. 240Hz to 900Hz) and high range (e.g. 3kHz or higher) of the audio signal. This can be done by looking at the ratio. That is, when the ratio of the low frequency range to the high frequency range is equal to or greater than a predetermined value, it may be determined that the sound is a vowel.

発明の目的 本発明は、例えばこのような母音検出回路にお
いて低域と高域との比を検出するのに使用して好
適な割算回路を提供するものである。OBJECTS OF THE INVENTION The present invention provides a division circuit suitable for use, for example, in detecting the ratio between low and high frequencies in such a vowel detection circuit.

発明の概要 本発明の割算回路は、第１及び第２の入力信号
を１対のダイオードに流し、夫々のダイオードの
両端電圧を差動増幅器を構成する１対のトランジ
スタの夫々のベースに供給し、上記１対のトラン
ジスタのうち一方のトランジスタを流れる電流を
一定とする付加回路を接続し、他方のトランジス
タを流れる電流を検出することにより上記第１及
び第２の入力信号の比を検出するものである。Summary of the Invention The divider circuit of the present invention passes first and second input signals through a pair of diodes, and supplies the voltage across each diode to the bases of a pair of transistors constituting a differential amplifier. The ratio of the first and second input signals is detected by connecting an additional circuit that makes the current flowing through one of the pair of transistors constant and detecting the current flowing through the other transistor. It is something.

実施例 以下、第２図、第３図を参照しながら本発明の
一実施例について説明しよう。本例は母音を検出
し、この検出出力で受信モードから送信モードと
なり、音声信号を送出できるようにされたパーソ
ナル無線の母音検出回路に使用された例である。Embodiment Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3. This example is an example in which a vowel detection circuit is used in a personal radio, which detects a vowel, changes from reception mode to transmission mode based on the detection output, and is capable of transmitting an audio signal.

第２図において、１はマイクロホンを示し、こ
れからの音声信号SAはマイクアンプ２を介して
母音検出回路３を構成するプリアンプ４に供給さ
れる。このプリアンプ４からの音声信号SAは低
域（例えば240Hz〜900Hz）を通過させるバンドパ
スフイルタ５に供給され、これにより低域成分SL
が得られる。尚、ローパスフイルタを用いない理
由は、車載ノイズ（50Hz程度）等の影響を回避す
るためである。このバンドパスフイルタ５からの
低域成分SLは整流回路６に供給され、これより低
域成分SLのレベルを表す信号VAが得られ、割算
回路７の一方の入力端子７Ａに供給される。 In FIG. 2, reference numeral 1 indicates a microphone, from which an audio signal S A is supplied via a microphone amplifier 2 to a preamplifier 4 constituting a vowel detection circuit 3 . The audio signal S A from the preamplifier 4 is supplied to a band pass filter 5 that passes low frequencies (for example, 240Hz to 900Hz), and thereby the low frequency components S L
is obtained. Note that the reason why a low-pass filter is not used is to avoid the influence of in-vehicle noise (approximately 50 Hz). The low frequency component S L from the band pass filter 5 is supplied to a rectifier circuit 6, from which a signal V A representing the level of the low frequency component S L is obtained and supplied to one input terminal 7A of the divider circuit 7. be done.

またプリアンプ４からの音声信号SAは高域
（例えば3kHz以上）を通過させるハイパスフイル
タ８に供給され、これより高域成分SHが得られ
る。そして、この高域成分SHは整流回路９に供給
され、これにより高域成分SHのレベルを表す信号
VBが得られ、割算回路７の他方の入力端子７Ｂ
に供給される。 Furthermore, the audio signal S A from the preamplifier 4 is supplied to a high pass filter 8 that passes high frequencies (for example, 3 kHz or higher), from which a high frequency component S H is obtained. This high frequency component S H is then supplied to the rectifier circuit 9, which generates a signal representing the level of the high frequency component S H.
V B is obtained, and the other input terminal 7B of the divider circuit 7
is supplied to

この割算回路７は、例えば第３図に示すように
構成される。 This division circuit 7 is configured as shown in FIG. 3, for example.

同図において、信号VAが供給される端子７Ａ
は電圧電流変換回路を構成する演算増幅器１０Ａ
の非反転入力端子に接続される。この増幅器１０
Ａの出力端子はnpn形トランジスタ１１Ａのベー
スに接続され、このトランジスタ１１Ａのエミツ
タは抵抗器１２Ａを介して接地されると共に増幅
器１０Ａの反転入力端子に接続される。また、ト
ランジスタ１１Ａのコレクタはダイオード１３Ａ
のカソード・アノードを介して電圧VSの電源１
４の正側に接続されると共に差動増幅器を構成す
るnpn形トランジスタ１５Ａのベースに接続され
る。このトランジスタ１５Ａのコレクタは抵抗器
１６Ａを介して電源１４の正側に接続される。 In the same figure, the terminal 7A to which the signal V A is supplied
is an operational amplifier 10A that constitutes a voltage-current conversion circuit.
is connected to the non-inverting input terminal of This amplifier 10
The output terminal of A is connected to the base of an npn transistor 11A, and the emitter of this transistor 11A is grounded through a resistor 12A and connected to the inverting input terminal of an amplifier 10A. In addition, the collector of the transistor 11A is a diode 13A.
The voltage V S across the cathode-anode of the power supply 1
4 and to the base of an npn transistor 15A constituting a differential amplifier. The collector of this transistor 15A is connected to the positive side of the power supply 14 via a resistor 16A.

また、信号VBが供給される端子７Ｂは電圧電
流変換回路を構成する演算増幅器１０Ｂの非反転
入力端子に接続される。この増幅器１０Ｂの出力
端子はnpn形トランジスタ１１Ｂのベースに接続
され、このトランジスタ１１Ｂのエミツタは抵抗
器１２Ｂを介して接地されると共に増幅器１０Ｂ
の反転入力端子に接続される。また、このトラン
ジスタ１１Ｂのコレクタはダイオード１３Ｂのカ
ソード・アノードを介して電源１４の正側に接続
されると共に差動増幅器を構成するnpn形トラン
ジスタ１５Ｂのベースに接続される。このトラン
ジスタ１５Ｂのコレクタは抵抗器１６Ｂを介して
電源１４の正側に接続される。 Further, the terminal 7B to which the signal V B is supplied is connected to a non-inverting input terminal of an operational amplifier 10B constituting a voltage-current conversion circuit. The output terminal of this amplifier 10B is connected to the base of an npn transistor 11B, and the emitter of this transistor 11B is grounded via a resistor 12B.
is connected to the inverting input terminal of Further, the collector of this transistor 11B is connected to the positive side of a power supply 14 via the cathode and anode of a diode 13B, and is also connected to the base of an npn type transistor 15B constituting a differential amplifier. The collector of this transistor 15B is connected to the positive side of the power supply 14 via a resistor 16B.

また、トランジスタ１５Ａ及び１５Ｂのエミツ
タは互いに接続され、その接続点はnpn形トラン
ジスタ１７のコレクタ・エミツタを介して接地さ
れる。また、トランジスタ１５Ｂのコレクタは演
算増幅器１８の非反転入力端子に接続され、この
増幅器１８の出力端子はトランジスタ１７のベー
スに接続される。また、この増幅器１８の反転入
力端子は電源１４の負側に接続される。 Further, the emitters of the transistors 15A and 15B are connected to each other, and the connection point thereof is grounded via the collector and emitter of the npn transistor 17. Further, the collector of the transistor 15B is connected to a non-inverting input terminal of an operational amplifier 18, and the output terminal of this amplifier 18 is connected to the base of the transistor 17. Further, the inverting input terminal of this amplifier 18 is connected to the negative side of the power supply 14.

また、トランジスタ１５Ａのコレクタより出力
端子７Ｕが導出される。 Further, an output terminal 7U is led out from the collector of the transistor 15A.

割算回路７は以上のように構成され、次にその
動作を説明する。 The division circuit 7 is constructed as described above, and its operation will be explained next.

端子７Ａには信号VAが供給されるので、トラ
ンジスタ１１Ａには、 iA＝VA／R12A ……(1) なる電流が流れる。また、端子７Ｂには信号VB
が供給されるので、トランジスタ１１Ｂには、 iB＝VB／R12B ……(2) なる電流が流れる。ここで、R12A及びR12Bは抵抗
器１２Ａ及び１２Ｂの抵抗値である。 Since the signal V A is supplied to the terminal 7A, a current of i A =V A /R 12A (1) flows through the transistor 11A. In addition, the signal V B is connected to terminal 7B.
is supplied, so a current flows through the transistor 11B as follows: i B =V B /R 12B (2). Here, R 12A and R 12B are the resistance values of resistors 12A and 12B.

この電流iA及びiBは夫々ダイオード１３Ａ及び
１３Ｂを介して流れ、このとき夫々の両端電圧
VFA及びVFBは、 VFA＝VTlniA／iSA ……(3) VFB＝VTlniB／iSB ……(4) 〔VT；熱電圧KT／ｑ Ｋはボルツマン定数 Ｔは絶対温度 ｑは電子の電荷 iSA；iSB夫々ダイオード１３Ａ，１３Ｂの逆方向
暗電流〕 と表せる。 These currents i A and i B flow through diodes 13A and 13B, respectively, and at this time, the voltage across each
V FA and V FB are, V FA = V T lni A /i SA ...(3) V FB = V T lni B /i SB ...(4) [V T ;thermal voltage KT/q K is Boltzmann's constant T is the absolute temperature, q is the electron charge i SA ; i SB is the reverse dark current of the diodes 13A and 13B, respectively].

そして、これらの電圧VFA及びVFBの差がトラ
ンジスタ１５Ａ及び１５Ｂよりなる差動増幅器の
入力となる。電圧差VCは、 VC＝VFA−VFB＝VBE1−VBE2 ……(5) 〔VBE1、VBE2；トランジスタ１５Ａ，１５Ｂのベ
ース・エミツタ間電圧〕 となる。 The difference between these voltages V FA and V FB becomes an input to a differential amplifier made up of transistors 15A and 15B. The voltage difference V C is as follows: V C = V FA - V FB = V BE1 - V BE2 (5) [V BE1 , V BE2 ; base-emitter voltage of transistors 15A and 15B].

ところで、この電圧VBE1及びVBE2に関しても、
上述ダイオード１３Ａ及び１３Ｂの両端電圧VFA
及びVFBと同様の関係が成りたち、電圧VBE1及び
VBE2は、夫々 VBE1＝VTlniE1／iS1 ……(6) VBE2＝VTlniE2／iS2 ……(7) 〔iE1・iE2：夫々トランジスタ１５Ａ，１５Ｂの
エミツタ電流 iS1・iS2：夫々トランジスタ１５Ａ，１５Ｂの逆
方向暗電流〕 と表せる。 By the way, regarding these voltages V BE1 and V BE2 ,
Voltage across the above diodes 13A and 13B V FA
and V FB have similar relationships, and the voltages V BE1 and
V BE2 is the emitter current of transistors 15A and 15B , respectively . i S1 and i S2 : Reverse dark current of transistors 15A and 15B, respectively].

この(6)、(7)式を(5)式に代入すると、 VC＝VTlniA／iSA−VTlniB／iSB ＝VTlniE1／iS1−VTlniE2／iS2 ＝VTlniA／iB・iSB／iSA ＝VTlniE1／iE2・iS2／iS1 ……(8) となり、このときiSA＝iSB、iS1＝iS2とすると、 VC＝VTlniA／iB＝VTlniE1／iE2 ……(9) となる、そして、トランジスタ１５Ａ及び１５Ｂ
の電流増幅率hfeが等しいとすると、(9)式より、 iA／iB＝iC1／iC2 ……(10) 〔iC1、iC2；夫々トランジスタ１５Ａ，１５Ｂの
コレクタ電流〕 となる。従つて、 iC1＝iA／ibiC2 ……（11） となる。 Substituting equations (6) and (7) into equation (5), V C = V T lni A /i SA −V T lni B /i SB = V T lni E1 /i S1 −V T lni E2 / i S2 = V T lni A /i B・i SB /i SA =V T lni E1 /i E2・i S2 /i S1 ...(8) In this case, i SA = i SB , i S1 = i S2 Then, V C =V T lni A /i B =V T lni E1 /i E2 ...(9) Then, transistors 15A and 15B
Assuming that the current amplification factors h fe are equal, from equation (9), i A /i B = i C1 /i C2 ...(10) [i C1 , i C2 ; collector currents of transistors 15A and 15B, respectively] and Become. Therefore, i C1 = i A / i b i C2 (11).

ここで、演算増幅器１８、トランジスタ１７に
よつて、抵抗器１６Ｂの両端電圧VC2が電源電圧
VSとなるように制御される。即ち、トランジス
タ１５Ｂのコレクタ電流iC2は、 iC2＝VS／R16B ……（12） となる。ここで、R16Bは抵抗器１６Ｂの抵抗値で
ある。 Here, the voltage V C2 across the resistor 16B is set to the power supply voltage by the operational amplifier 18 and the transistor 17.
It is controlled so that V S. That is, the collector current i C2 of the transistor 15B is i C2 =V S /R 16B (12). Here, R 16B is the resistance value of resistor 16B.

この（12）式を（11）式に代入すると、 iC1＝iA／iB・VS／R16B ……（13） となる。 Substituting this equation (12) into equation (11) yields i C1 = i A /i B・V S /R 16B (13).

従つて、電源１４の正側を基準とするとトラン
ジスタ１５Ａのコレクタには、 Vput＝R16A・iC1＝iA／iB・R16A／R16BVs……（14
） る電圧Vputが得られる。そして、これが出力端
子７Ｕに供給される。尚、R16A＝R16Bのとき、 Vput＝iA／iBVS ……（15） となる。 Therefore, with the positive side of the power supply 14 as a reference, the collector of the transistor 15A has V put = R 16A・i C1 = i A /i B・R 16A / R 16B Vs... (14
) The voltage V put can be obtained. This is then supplied to the output terminal 7U. Furthermore, when R 16A = R 16B , V put = i A /i B V S (15).

このように、第３図例の割算回路７において
は、出力端子１９に電流iAとiBの比に対応した電
圧、従つて(1)式及び(2)式より端子７Ａと７Ｂに供
給される信号VAとVBとの比に対応した電圧Vput
が得られる。 In this way, in the divider circuit 7 of the example in FIG . A voltage V put corresponding to the ratio of the supplied signals V A and V B
is obtained.

第２図に戻つて、割算回路７の出力端子７Ｕに
得られる電圧Vputはレベル判定回路１９に供給さ
れる。この場合、信号VAとVBの比が所定以上で
電圧Vputのレベルが所定レベル以上のとき母音と
判定され、この判定回路１９より判定信号SCが出
力される。そして、この判定信号SCはパーソナル
無線本体２０の制御端子２０ａに母音検出信号と
して供給される。この判定信号SCが供給されると
パーソナル無線本体２０は受信モードから送信モ
ードとされる。 Returning to FIG. 2, the voltage Vput obtained at the output terminal 7U of the divider circuit 7 is supplied to the level determination circuit 19. In this case, when the ratio of the signals V A and V B is equal to or higher than a predetermined level and the level of the voltage V put is equal to or higher than a predetermined level, it is determined that it is a vowel, and the determination circuit 19 outputs a determination signal SC . This determination signal S C is then supplied to the control terminal 20a of the personal radio main body 20 as a vowel detection signal. When this determination signal S C is supplied, the personal radio main body 20 is changed from the reception mode to the transmission mode.

また、アンプ２からの音声信号SAは遅延回路
２１を介してパーソナル無線本体２０の音声信号
入力端子２０ｂに供給される。この場合、遅延回
路２１の遅延時間は、例えば上述した母音検出回
路３における検出時間、機器の立上り時間、そし
てパーソナル無線において送信モードとなるとき
自動的に送出さる制御信号の時間等を考慮して定
められ、パーソナル無線本体２０が送信モードと
なつた後で制御信号の送出後に音声信号SAが供
給され、音声信号SAに頭切れが生じないように
される。 Further, the audio signal S A from the amplifier 2 is supplied to the audio signal input terminal 20b of the personal wireless main body 20 via the delay circuit 21. In this case, the delay time of the delay circuit 21 is determined by taking into account, for example, the detection time in the vowel detection circuit 3 mentioned above, the rise time of the device, and the time of the control signal automatically sent when the personal radio enters the transmission mode. After the personal wireless main unit 20 enters the transmission mode and the control signal is sent out, the audio signal S A is supplied, so that the audio signal S A does not have any truncations.

また、第２図において２２は送信アンテナであ
る。 Further, in FIG. 2, 22 is a transmitting antenna.

このように本例においては母音検出回路３によ
り母音が検出され、これによりパーソナル無線本
体２０が自動的に送信モードとされると共にマイ
クロホン１からの音声信号SAが送信アンテナ２
２より頭切れなく送出される。 As described above, in this example, a vowel is detected by the vowel detection circuit 3, and as a result, the personal radio main unit 20 is automatically set to the transmission mode, and the audio signal S A from the microphone 1 is transmitted to the transmission antenna 2.
2, the beginning is sent out without interruption.

斯る本例によれば、割算回路７より音声信号
SAの低減成分SLのレベルを表す信号VAと高域成
分SHのレベルを表す信号VBとの比に対応した電
圧Vputを得ることができ、母音検出を正確に行な
うことができる。そして、この母音検出によりパ
ーソナル無線本体２０を送信モードとするもので
あるから、例えば周囲の雑音による誤動作を防止
することができる。 According to this example, the audio signal is output from the divider circuit 7.
It is possible to obtain the voltage V put corresponding to the ratio of the signal V A representing the level of the reduced component S L of S A and the signal V B representing the level of the high frequency component S H , and it is possible to perform vowel detection accurately. can. Since the personal radio main unit 20 is placed in the transmission mode by detecting the vowel, malfunctions caused by, for example, surrounding noise can be prevented.

発明の効果 以上述べた実施例からも明らかなように本発明
の割算回路によれば、第１及び第２の入力信号の
比を正確に検出することができる。従つて、例え
ば上述したように母音検出回路に使用して好適で
ある。Effects of the Invention As is clear from the embodiments described above, according to the division circuit of the present invention, it is possible to accurately detect the ratio of the first and second input signals. Therefore, it is suitable for use in, for example, a vowel detection circuit as described above.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は母音及び子音の周波数分布の例を示す
図、第２図及び第３図は夫々は本発明の一実施例
を示す構成図及び接続図である。 ３は母音検出回路、７は割算回路、１３Ａ及び
１３Ｂは夫々ダイオード、１５Ａ及び１５Ｂは夫
夫差動増幅器を構成するトランジスタである。 FIG. 1 is a diagram showing an example of the frequency distribution of vowels and consonants, and FIGS. 2 and 3 are a configuration diagram and a connection diagram, respectively, showing an embodiment of the present invention. 3 is a vowel detection circuit, 7 is a division circuit, 13A and 13B are diodes, and 15A and 15B are transistors forming a differential amplifier.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 第１及び第２の入力信号を１対のダイオード
に流し、夫々のダイオードの両端電圧を差動増幅
器を構成する１対のトランジスタの夫々のベース
に供給し、上記１対のトランジスタのうち一方の
トランジスタを流れる電流を一定とする付加回路
を接続し、他方のトランジスタを流れる電流を検
出することにより上記第１及び第２の入力信号の
比を検出することを特徴とする割算回路。1. The first and second input signals are passed through a pair of diodes, and the voltage across each diode is supplied to each base of a pair of transistors constituting a differential amplifier. A division circuit, characterized in that the ratio of the first and second input signals is detected by connecting an additional circuit that makes the current flowing through the other transistor constant and detecting the current flowing through the other transistor.
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JPS60138683A (en) 1985-07-23

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