JPH0447271B2 - - Google Patents
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- JPH0447271B2 JPH0447271B2 JP57146324A JP14632482A JPH0447271B2 JP H0447271 B2 JPH0447271 B2 JP H0447271B2 JP 57146324 A JP57146324 A JP 57146324A JP 14632482 A JP14632482 A JP 14632482A JP H0447271 B2 JPH0447271 B2 JP H0447271B2
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- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
- H01F38/20—Instruments transformers
- H01F38/22—Instruments transformers for single phase ac
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Transformers For Measuring Instruments (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、電力供給用の電線を流れる１次電流
I1の強さに依存する値を有する組合わされた測定
２次信号を発生するように、磁心CMに巻かれる
２次巻線をそなえる、電力供給用の電線中の交流
電流を制御するために電子的な測定と保護の少く
とも一方を行うための電流センサに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention is directed to
for controlling the alternating current in the power supply wire, with a secondary winding wound around the magnetic core CM so as to generate a combined measured secondary signal with a value dependent on the strength of I 1 The present invention relates to a current sensor for electronic measurement and/or protection.
（従来の技術およびその課題）
従来のこの種の装置によれば、センサは通常の
変流器を有する。この変流器の２次巻線は、電力
を発生する。電子装置に結合される変流器は、一
般に巻数が多いから、とくにその変流器の全体の
寸法が限られるものとすると、その変流器に近接
している電子装置の性能を乱すような温度上昇が
変流器に生ずる。(Prior art and its problems) According to a conventional device of this type, the sensor has a conventional current transformer. The secondary winding of this current transformer generates power. Current transformers coupled to electronic equipment typically have a large number of turns, so there is no risk of disrupting the performance of electronic equipment in close proximity to the current transformer, especially if the overall dimensions of the current transformer are limited. A temperature rise occurs in the current transformer.
しかも、そのような変流器は、製作コストが高
くかつ全体の寸法が大きいことが欠点である。 Moreover, such current transformers have the disadvantage of high production costs and large overall dimensions.
他の公知の磁気型電流センサすなわち空隙磁気
回路を有する電流センサは、１次電流の微分に比
例する出力電圧を誘起する２次巻線をそなえる。
この出力電圧は、高入力インピーダンス集積回路
へ与えられる。この種のセンサは、di／dtにおい
て温度上昇を生じることはないが、結合されてい
る能動集積回路を動作させるためには、一般に補
助電源を必要とする。 Other known magnetic type current sensors, ie current sensors with an air-gap magnetic circuit, have a secondary winding that induces an output voltage proportional to the derivative of the primary current.
This output voltage is applied to a high input impedance integrated circuit. Although this type of sensor does not produce a temperature increase in di/dt, it generally requires an auxiliary power supply to operate the active integrated circuit to which it is coupled.
本発明の目的は、それらの欠点を解消すること
であり、温度上昇が低く、電子装置へ電力を供給
するための補助電源を必要とせずに所定の２次電
力を発生できる、改良された誘導電流センサを得
ることである。 The object of the present invention is to eliminate these drawbacks and to provide an improved inductor with a low temperature rise and with the ability to generate a given secondary power without the need for an auxiliary power source for powering electronic equipment. The goal is to obtain a current sensor.
（課題を解決する手段）
本発明によれば、抵抗値R1を有する２次巻線
の出力端子に負荷抵抗R2が接続され、磁心CMに
は所定長さｅなる少くとも１つの空隙が設けら
れ、誘導センサはハイブリツド型であつて、その
２次時定数t2は、関係式n2／Re（R1＋R2）により
定められる。Reは磁心CMの磁気抵抗値であり、
ｎは２次巻線の巻数である。(Means for Solving the Problems) According to the present invention, a load resistor R 2 is connected to the output terminal of a secondary winding having a resistance value R 1 , and at least one air gap having a predetermined length e is formed in the magnetic core CM. The inductive sensor is of a hybrid type and its secondary time constant t 2 is determined by the relationship n 2 /Re(R 1 +R 2 ). R e is the magnetic resistance value of the magnetic core CM,
n is the number of turns of the secondary winding.
10マイクロ秒〜100ミリ秒である時定数t2の値
は、磁心の0.5〜20mmの１つまたは数個の空隙の
全長と、約10〜1000オームの負荷抵抗R2の抵抗
値とにより決定される。 The value of the time constant t 2 , which is between 10 microseconds and 100 milliseconds, is determined by the total length of one or several air gaps of 0.5 to 20 mm in the magnetic core and the resistance value of the load resistor R 2 , which is approximately 10 to 1000 ohms. be done.
本発明の特徴によれば、ハイブリツド・センサ
の２次巻線は、負荷抵抗R2の端子に接続されて
いる周波数補償回路と協働して測定出力信号を発
生する。この信号の振幅は、１次電流I1の周波数
ｆが所定の範囲内で補償中心周波数f0を中心とし
て構成される場合に、ほぼ一定である。 According to a feature of the invention, the secondary winding of the hybrid sensor cooperates with a frequency compensation circuit connected to the terminals of the load resistor R2 to generate the measurement output signal. The amplitude of this signal is approximately constant if the frequency f of the primary current I 1 is arranged around the compensation center frequency f 0 within a predetermined range.
周波数補償回路は、１次電流I1の周波数が中心
周波数f0に一致するときに、測定出力信号を１次
電流I1に対して移相させる移相器として構成され
ている。 The frequency compensation circuit is configured as a phase shifter that shifts the phase of the measurement output signal with respect to the primary current I 1 when the frequency of the primary current I 1 matches the center frequency f 0 .
本発明の別の特徴によれば、周波数補償回路の
測定出力信号は電子処理装置へ与えられる。この
電子処理装置は、出力信号が所定の閾値を越えた
ときに、遮断器の動作コイルへ引外し指令を与え
る。この処理装置へは負荷抵抗R2の端子間から
取り出された補償されていない電圧U2が供給さ
れる。 According to another feature of the invention, the measurement output signal of the frequency compensation circuit is provided to an electronic processing device. The electronic processing device provides a trip command to the operating coil of the circuit breaker when the output signal exceeds a predetermined threshold. This processing device is supplied with an uncompensated voltage U 2 taken across the terminals of a load resistor R 2 .
（実施例）
第１図に示されているハイブリツド電流センサ
１０は、円環体状の磁心CMを有する。この磁心
CMには、全長がｅの１つまたは数個の空隙１２
が設けられる。磁心CMの中には、交流を通電す
る電線１４が通される。この電線１４は、被制御
電流I1が流れる１次巻線として機能する。(Example) The hybrid current sensor 10 shown in FIG. 1 has a toroidal magnetic core CM. This magnetic core
The CM has one or several voids 12 with a total length e.
will be provided. An electric wire 14 that conducts alternating current is passed through the magnetic core CM. This electric wire 14 functions as a primary winding through which the controlled current I1 flows.
そして、磁心CMには２次巻線１６が巻かれ
る。この２次巻線の巻数はｎであつて、その電気
抵抗値はR1である。２次巻線１６の出力端子間
に負荷抵抗R2が接続される。このハイブリツ
ド・センサの２次回路の時定数すなわち２次時定
数t2は、関係式n2／Re（R1＋R2）により定められ
る。ここに、Reは磁心CMの全磁気抵抗値であ
る。 A secondary winding 16 is then wound around the magnetic core CM. The number of turns of this secondary winding is n, and its electrical resistance value is R1 . A load resistor R 2 is connected between the output terminals of the secondary winding 16 . The time constant of the secondary circuit of this hybrid sensor, that is, the secondary time constant t 2 is determined by the relation n 2 /Re(R 1 +R 2 ). Here, Re is the total magnetic resistance value of the magnetic core CM.
２次巻線１６は、ベクトル量を表す出力電流I2
を生ずる。そのベクトルの大きさと、１次電流I1
に対する移相角ψとを第２図に示す。第２図は、
ベクトルの大きさおよび１次電流I1に対するこの
ベクトルの移相角ψと、２次時定数t2および１次
電流I1の周波数との関係を示すグラフである。 The secondary winding 16 has an output current I 2 representing a vector quantity.
will occur. The magnitude of the vector and the primary current I 1
FIG. 2 shows the phase shift angle ψ with respect to Figure 2 shows
2 is a graph showing the relationship between the magnitude of the vector and the phase shift angle ψ of this vector with respect to the primary current I 1 and the secondary time constant t 2 and the frequency of the primary current I 1 ;
比nI2／I1により表される大きさは、時定数t2が
大きくなるに連れて０と１の間で変化する。時定
数t2が100ミリ秒より大きいとき、このセンサは
通常の変流器である。また、時定数t2が10マイク
ロ秒以下のとき、このセンサは非磁気型センサで
ある。 The magnitude represented by the ratio nI 2 /I 1 varies between 0 and 1 as the time constant t 2 increases. When the time constant t 2 is greater than 100 milliseconds, this sensor is a regular current transformer. Further, when the time constant t 2 is 10 microseconds or less, the sensor is a non-magnetic sensor.
本発明のハイブリツド・センサは、上記した両
者の中間型である。そして、誘導型センサの２次
巻線の横断面は積nI2に比例するnI2がI1にほぼ等
しいとき、このセンサは変流器であることを第２
図の特性において注意すべきである。この場合に
は、体積が最大となつてコストが最も高くなる。 The hybrid sensor of the present invention is an intermediate type between the two described above. The cross section of the secondary winding of an inductive sensor is proportional to the product nI 2. When nI 2 is approximately equal to I 1 , the sensor is a current transformer.
Care should be taken in the characteristics of the figure. In this case, the volume is the largest and the cost is the highest.
時定数t2が10マイクロ秒〜100ミリ秒であるハ
イブリツド・センサの２次巻線の巻回数は、同等
の通常の変流器の２次巻線数よりかなり少い。１
次定格電流が等しく所定の全体寸法を有する通常
の変流器とハイブリツド・センサとを比例する
と、温度上昇の少いのは後者である。 The number of turns of the secondary winding of a hybrid sensor with a time constant t2 of 10 microseconds to 100 milliseconds is considerably less than the number of secondary turns of a comparable conventional current transformer. 1
If a normal current transformer and a hybrid sensor having the same rated current and given overall dimensions are compared, the latter will have a smaller temperature rise.
時定数t2の値は、負荷抵抗の抵抗値R2と、磁心
CMの横断面面積Ｓと、空隙の長さｅとによつて
決定される。ある試験によれば、ハイブリツド・
センサは、空隙の全長ｅを0.5〜20mmの範囲で、
負荷抵抗値R2を10〜1000オームの範囲で、それ
ぞれ１次電流I1の強さにしたがつて定めればよい
ことが分つている。 The value of time constant t 2 is determined by the resistance value R 2 of the load resistor and the magnetic core
It is determined by the cross-sectional area S of the CM and the length e of the void. According to some tests, hybrid
The sensor measures the total length e of the void in the range of 0.5 to 20 mm.
It has been found that the load resistance value R 2 can be determined in the range of 10 to 1000 ohms, depending on the strength of the primary current I 1 .
第３図には、第１図の空隙１２を有する円環体
状の磁心を有する磁気回路の代りに、２つの空隙
１２ａ，１２ｂを有する長方形の磁心CMによる
磁気回路が示されている。この磁心CMは、電線
１４が交差する窓を形成するように、互いに向い
合わされる２つのＵ形基本部分で構成される。こ
の磁心CMに１つの２次巻線１６が巻かれる。 FIG. 3 shows a magnetic circuit having a rectangular magnetic core CM having two air gaps 12a and 12b instead of the magnetic circuit having a toroidal magnetic core having the air gap 12 of FIG. 1. This magnetic core CM is composed of two U-shaped basic parts facing each other so as to form a window through which the wires 14 intersect. One secondary winding 16 is wound around this magnetic core CM.
第４図に示すセンサでは、２次巻線が直列また
は並列に接続された２つのコイル１６ａ，１６ｂ
を含むことを除き、第３図に示すセンサと同じで
ある。空隙に対するコイル１６ａ，１６ｂの相対
的な位置は可変である。第１図および第３図に示
すハイブリツド・センサの特性は、電流I1の周波
数に依存する。 In the sensor shown in FIG. 4, the secondary windings are two coils 16a and 16b connected in series or in parallel.
The sensor is the same as the sensor shown in FIG. 3, except that it includes. The relative position of coils 16a, 16b with respect to the air gap is variable. The characteristics of the hybrid sensor shown in FIGS. 1 and 3 depend on the frequency of the current I 1 .
実際に、２次巻線１６の端子間の出力電圧U2
の振幅と位相は、周波数とともに変化する。した
がつて、このハイブリツド・センサには周波数補
償回路１８（第５図、第６図に例示）が接続され
る。 In fact, the output voltage U 2 across the terminals of the secondary winding 16
The amplitude and phase of vary with frequency. Therefore, a frequency compensation circuit 18 (illustrated in FIGS. 5 and 6) is connected to this hybrid sensor.
第５図の周波数補償回路１８は、負荷抵抗R2
に並列接続される直列RC回路を有する。測定す
べき電流I1の信号は、コンデンサＣの端子間に現
われる電圧Ucである。周波数補償回路１８のRC
の値は、次式に求められる。 The frequency compensation circuit 18 in FIG. 5 has a load resistance R 2
It has a series RC circuit connected in parallel to the The signal of the current I 1 to be measured is the voltage U c appearing across the terminals of the capacitor C. RC of frequency compensation circuit 18
The value of is determined by the following formula.
RC＝１／（2πf0）2t2
ここに、f0は補償中心周波数（例えば55Hz）で
ある。 RC=1/(2πf 0 ) 2 t 2 where f 0 is the compensation center frequency (eg 55Hz).
第６図には、負荷抵抗R2に並列接続された直
列LR回路よりなる周波数補償回路１８が例示さ
れている。この場合には、電流I1を表わす信号は
抵抗Ｒの端子間に現われる電圧URである。 FIG. 6 illustrates a frequency compensation circuit 18 consisting of a series LR circuit connected in parallel to a load resistor R2 . In this case, the signal representing the current I 1 is the voltage U R appearing across the terminals of the resistor R.
第７図は、時定数t2と電流I1の強さが与えられ
ているときに、周波数補償を行わないときの出力
電圧U2、ならびに第５図および第６図に示すよ
うな回路により周波数補償を行つたときの出力電
圧Ucと電流I1の周波数ｆとの関係を示すグラフで
ある。 FIG. 7 shows the output voltage U 2 without frequency compensation, given the time constant t 2 and the strength of the current I 1 , and by the circuits as shown in FIGS. 5 and 6. 7 is a graph showing the relationship between the output voltage U c and the frequency f of the current I 1 when frequency compensation is performed.
Ucの振幅は、電流I1の周波数ｆが補償中心周波
数f0を中心とする所定の範囲内にあるときはほぼ
一定であることが第７図から分るであろう。電流
I1の周波数が中心周波数f0に等しいときは、電流
I1と電圧Ucは同相である。 It will be seen from FIG. 7 that the amplitude of U c is approximately constant when the frequency f of current I 1 is within a predetermined range around the compensation center frequency f 0 . current
When the frequency of I 1 is equal to the center frequency f 0 , the current
I 1 and voltage U c are in phase.
第８図は、第５図に示す周波数補償回路が設け
られたハイブリツド・センサの応用を示す結線図
である。このハイブリツド・センサは、測定信号
および電源電流の組合わされた２次信号を電子制
御装置すなわち１つの接点２０が電線１４に挿入
されている保護遮断器の引外しユニツトへ与え
る。 FIG. 8 is a wiring diagram showing an application of the hybrid sensor provided with the frequency compensation circuit shown in FIG. This hybrid sensor provides a combined secondary signal of the measurement signal and the supply current to the electronic control unit, ie to the tripping unit of the protective circuit breaker, in which one contact 20 is inserted into the wire 14.
その抵抗ＲとコンデンサＣとからなる周波数補
償回路１８より与えられた電圧信号Ucは、第１
の接続線２４を介して電子処理装置２２へ与えら
れる。２次巻線１６の補償されていない電圧U2
は、第２の接続線２６を介して電子処理装置２２
へ与えられ、電子処理装置２２の電源として用い
られる。 The voltage signal U c given by the frequency compensation circuit 18 consisting of the resistor R and the capacitor C is
to the electronic processing device 22 via a connecting line 24 . Uncompensated voltage U 2 of the secondary winding 16
is connected to the electronic processing device 22 via the second connection line 26.
and is used as a power source for the electronic processing device 22.
電線１４に過負荷または短絡状態が起ると、電
子処理装置２２は引外し指令を発生して、その指
令を引外しコイル２８へ与える。そうすると、引
外しコイル２８は、引外し機構３０を作動させて
保護遮断器の接点２０を開く。 When an overload or short circuit condition occurs on wire 14 , electronic processing unit 22 generates a trip command and provides the command to trip coil 28 . The trip coil 28 then activates the trip mechanism 30 to open the contacts 20 of the protective circuit breaker.
このハイブリツド・センサの周波数補償回路１
８は、第６図の構成あるいは他の構成とすること
も勿論できる。 Frequency compensation circuit 1 of this hybrid sensor
8 can of course have the configuration shown in FIG. 6 or other configurations.
第１図は本発明の円環体状ハイブリツド電流セ
ンサの概略構成を示す図、第２図は一次電流の周
波数を50Hzとしたときの、出力電流の大きさ（実
線）および移相角（破線）と第１図に示すセンサ
の２次時定数との関係を示すグラフ、第３図およ
び第４図は第１図に示す電流センサの異なる実施
例を示す結線図、第５図は第１，３および４図に
示すセンサの、周波数補償回路を設けた状態を示
す回路図、第６図は周波数補償回路の別の例を示
す回路図、第７図は周波数補償を行わないときと
行なつたときの電流センサの出力電圧と１次電流
の周波数との関係を示すグラフ、第８図は補償さ
れたハイブリツド・センサを本発明に従つて動作
する保護遮断器の電子装置に応用した例を示す結
線図である。
１０……電流センサ、１６……２次巻線、１８
……周波数補償回路、CM……磁気回路。
Fig. 1 is a diagram showing a schematic configuration of the toroidal hybrid current sensor of the present invention, and Fig. 2 shows the magnitude of the output current (solid line) and the phase shift angle (dashed line) when the frequency of the primary current is 50Hz. ) and the secondary time constant of the sensor shown in FIG. 1, FIGS. 3 and 4 are wiring diagrams showing different embodiments of the current sensor shown in FIG. 1, and FIG. , 3 and 4 are circuit diagrams showing the state in which a frequency compensation circuit is provided, FIG. 6 is a circuit diagram showing another example of the frequency compensation circuit, and FIG. 7 is a circuit diagram showing the sensor shown in FIG. FIG. 8 is a graph showing the relationship between the output voltage of a current sensor and the frequency of the primary current when FIG. 10...Current sensor, 16...Secondary winding, 18
...Frequency compensation circuit, CM...Magnetic circuit.
Claims (1)
電流を制御する回路遮断器のための、誘導型で前
記電線に接続されるハイブリツド電流センサにお
いて、 前記電線に接続され、磁気抵抗Reと少なくと
も一つの所定長さの空隙とを有する磁心と、 出力端子を有し、前記磁心にｎ回巻かれ抵抗値
がR1である２次巻線とをそなえ、 前記２次巻線の出力端子に抵抗値がR2である
負荷抵抗器が接続されて構成される前記ハイブリ
ツド電流センサの２次回路の時定数が10マイクロ
秒と100ミリ秒との間で式n2／Re（R1＋R2）で与
えられ、 前記磁心の空隙が全長0.5〜20mmで、前記抵抗
値R2が10〜1000オームであり、 前記電線に流れる一次電流の周波数が補償中心
周波数を中心とする所定の範囲内にあるとき、前
記負荷抵抗器の端子間に接続され、ほぼ一定な振
幅を有する測定出力信号を発生するような周波数
補償回路をそなえ、 前記周波数補償回路の前記測定出力信号が所定
の閾値を超えたとき、前記引外し器が回路遮断器
の引外しコイルに引外し指令を与え、該回路遮断
器の接点を開放させることを特徴とするハイブリ
ツド電流センサ。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の電流センサにお
いて、 前記周波数補償回路は、直列接続される抵抗と
コンデンサとを有し、該コンデンサの端子間に前
記周波数補償回路の前記測定出力信号が生ずるこ
とを特徴とするハイブリツド電流センサ。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の電流センサにお
いて、 前記周波数補償回路は、直列接続されるインダ
クタンスと抵抗とを有し、該抵抗の端子間に前記
周波数補償回路の前記測定出力信号が生ずること
を特徴とするハイブリツド電流センサ。[Claims] 1. A hybrid current sensor having an inductive type and connected to the electric wire for a circuit breaker that has a trip device and controls the current flowing through the electric wire for power supply, comprising: a magnetic core having a magnetic resistance Re and at least one air gap of a predetermined length; and a secondary winding having an output terminal and wound n times around the magnetic core and having a resistance value R 1 ; If the time constant of the secondary circuit of the hybrid current sensor, which is configured by connecting a load resistor with a resistance value R 2 to the output terminal of the secondary winding, is between 10 microseconds and 100 milliseconds, then the formula n 2 /Re (R 1 + R 2 ), the air gap of the magnetic core has a total length of 0.5 to 20 mm, the resistance value R 2 is 10 to 1000 ohms, and the frequency of the primary current flowing through the wire is centered around the compensation center frequency. a frequency compensation circuit that is connected between terminals of the load resistor and generates a measurement output signal having a substantially constant amplitude when the measurement output signal of the frequency compensation circuit is within a predetermined range; 1. A hybrid current sensor characterized in that, when the current exceeds a predetermined threshold value, the trip device gives a trip command to a trip coil of a circuit breaker to open a contact of the circuit breaker. 2. The current sensor according to claim 1, wherein the frequency compensation circuit includes a resistor and a capacitor connected in series, and the measurement output signal of the frequency compensation circuit is generated between terminals of the capacitor. A hybrid current sensor featuring: 3. In the current sensor according to claim 1, the frequency compensation circuit includes an inductance and a resistor connected in series, and the measurement output signal of the frequency compensation circuit is generated between terminals of the resistor. A hybrid current sensor featuring:
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
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| FR8116416 | 1981-08-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5895266A JPS5895266A (en) | 1983-06-06 |
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Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57146324A Granted JPS5895266A (en) | 1981-08-26 | 1982-08-25 | Hybrid current sensor for measuring intensity of alternating current current flowing through electric wire |
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Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5495169A (en) * | 1984-10-12 | 1996-02-27 | Smith; Dayle | Clamp-on current sensor |
| FR2603992B1 (en) * | 1986-09-16 | 1988-10-28 | Alsthom | DEVICE FOR THE DIGITAL ACQUISITION OF AN ALTERNATIVE ELECTRIC CURRENT FROM A CURRENT TRANSFORMER WITH SATURABLE MAGNETIC CORE |
| DE3701779A1 (en) * | 1987-02-13 | 1988-08-04 | Budapesti Mueszaki Egyetem | AS A CURRENT TRANSFORMER, LINEAR TRANSMITTER |
| JPH01122735A (en) * | 1987-11-06 | 1989-05-16 | Nissan Motor Co Ltd | Constant speed running device |
| FR2752996B1 (en) * | 1996-09-05 | 1998-10-02 | Schneider Electric Sa | CURRENT TRANSFORMER AND PROTECTION RELAY COMPRISING SUCH A TRANSFORMER |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR514999A (en) * | 1916-01-10 | 1921-03-22 | Siemens Schuckertwerke Gmbh | Current transformer whose load includes a capacitor in order to compensate for the wattage current |
| DE535000C (en) * | 1928-08-11 | 1931-10-05 | Elek Zitaets Act Ges Vorm W La | Resonance circuit |
| FR833139A (en) * | 1937-03-02 | 1938-10-12 | Siemens Ag | Ring-core current transformer for measuring high frequency currents |
| FR1142618A (en) * | 1956-02-09 | 1957-09-20 | Telemecanique Electrique | Method and device for measuring high intensities |
| CH350710A (en) * | 1956-11-09 | 1960-12-15 | Bbc Brown Boveri & Cie | Current transformer system for high voltage systems |
| DE1281545B (en) * | 1963-05-29 | 1968-10-31 | Siemens Ag | Iron core converter with air gap for current measurement |
-
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