JPH0432585B2 - - Google Patents

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JPH0432585B2
JPH0432585B2 JP57076481A JP7648182A JPH0432585B2 JP H0432585 B2 JPH0432585 B2 JP H0432585B2 JP 57076481 A JP57076481 A JP 57076481A JP 7648182 A JP7648182 A JP 7648182A JP H0432585 B2 JPH0432585 B2 JP H0432585B2
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    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04NPICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

この発明は、伝送されるドキユメントを表わす
画像信号のAD変換ののちに、伝送用デジタル信
号から画像のアナログ信号を再生するための復元
再生処理に関するものである。 この発明は特に、AD変換回路とDA変換回路
と付加することにより、ベラン(Belin)型と呼
ばれる伝送方式によつて発信および受信される画
像情報をデジタル伝送する場合に応用されるが、
これに限定されるものではない。 今日まで使用されているベラン型の伝送方式に
おいては、伝送されるドキユメントは回転運動さ
せられる円筒体上にオーバラツプすることなしで
巻取られ、この円筒体の軸線に対して平行な軸線
上を移動するプレートに連結された読取り器(光
電管、光電子増倍管など)は、照明されたドキユ
メントの反射光をこの読取り器の焦点において検
出する。 同様に、受信部においては、回転円筒体の軸線
に対して平行な軸線上を移動し、伝送線の出力に
おいて検出されるアナログ信号によつて制御され
る書込み装置を用いて、前記回転円筒体によつて
駆動される感光支持体上ドキユメントが再生され
る。 更に詳しく述べれは、伝送線に沿つた信号の伝
送がデジタル経路で実施される場合、送信側にお
いて、伝送されるドキユメントを表わしている、
エミツタの出力信号であるアナログ信号は画像信
号であつて、この画像信号が搬送波を振幅変調ま
たは周波数変調する。このアナログ信号の伝送帯
域は、読取り器の光電管と、エミツタの解像力と
によつて制限される。この伝送帯域は重大な変質
を伴わないで800Hzに制限されることができる
(800Hzで処理される信号の慮波は受信イメージの
品質において顕著な劣化を生じない)。 画像信号は、復調ののち、周波数fで分析され
る。この周波数fは、使用される変調速度φと量
子化ビツト数nとの下記式による関数である。 f=φ/n 例えば、この式において、 φ=4800ボーまはた9600ボー n=4または5ビツト この周波数fはサンプリング周波数を表わし、
これはシヤノンの定理によれば、4800ボーとビッ
ト数>4で操作する場合に小さすぎる。この場合
に,再生された信号は強いひずみを示すにちがい
ないであろうが,これは画像信号に固有の特性を
忘れ,または考慮に入れないことである。 伝送される写真を考えるなら,この写真は平行
ラインから成り,これらのラインは実際上、ポイ
ントまたは画素の連続例である。 ポイントの数はエミッタの解像力によって制限
されるので伝送帯域の直接的関数である(この数
は伝送帯域の二倍に等しい)。 すなわち、エミッタ円筒体が1秒間に1回転す
る場合、約1600ポイントが決定され、1秒間に2
回転する場合は800ポイントに制限される。 処理方法(φとn)を選定したとき、サンプリ
ング周波数はf=φ/nによって定義される。問題 のデ−タは固定され、また画像信号が顕著な変質
なしに解析され、記憶され、伝送され、かつ再生
される様に、この画像信号を処理するのがよい。 写真が1秒間に1回転の速度で伝送されると
き、各ラインは1増分をもつて解析される。即
ち、960ポイントまたは画素の定義が得られる。
(ここに、φ=4800ボー及びn=5ビツト)。ポイ
ント数は円筒体の1回転当たりのサンプリング数
に対応する故に、周波数fを1秒間の回転数で割
つた数に等しい。ラインは一定長さを有するが故
に(例えばL=200mm)、ポイントの間隔を計算し
(この例においてL/ff=0.21mm)、このことから、 再生される写真についてこれ以下の微細度の細部
が存在しないこと(これは確率の問題である)を
結論することができる。更に、このようにして得
られる微細度はアナログ式の1秒間に2回転する
装置によつて得られる微細度よりもすぐれている
ことを注意しよう。 1秒間に2回転する速度で伝送される写真につ
いては問題ははるかに困難である。サンプリング
周波数が不変とすれば、960ポイントの微細度が
得られるが、この場合には2ラインの解析である
から、1ラインにつき480ポイントであり、これ
は、解析をまぬがれる細部が0.4mm以上の最大寸
法を有するが故にきわめて不十分である。 再生されたイメージは粗大な線から成るモザイ
ク状を成す。これは、各画素が結局のところ、一
定密度で、長さ約0.43mmの小さな長方形を占める
からである。 成すべき第1の方法は、サンプリング前におい
て、従つて2回の量子化操作(AD変換)の中間
において画素の積分を実施することである。出願
人名義の1981年5月8日付、フランス国特許出願
第8109240号明細書に記載のように、画素の平均
密度を計算する必要であり、(量子化ののちに)
デジタル方式で伝送されるのはこの平均値であ
る。 マイクロプロセサを使用する場合、このマイク
ロプロセサはシヤノンの定理と一致した基準周波
数(4800まはた9600Hz)を選定してこの周波数で
サンプリングを実施し、画素を形成するサンプル
の平均値を計算し、この平均値を量子化し、対
数/線形変換ののちにこれを伝送しなければなら
ないであろう。 この方法は、伝送される信号の中に暗黙のうち
に存在する最も微細な細部をも、その値が積分に
よつて圧縮されていてもこれを出現させるという
大きな利点を示すものである。このようにして、
確率及び偶然の概念が除去される。 この発明の第2の方法は、システムの受信部の
レベルに対して真の信号処理を応用するにある。
アナログ信号の伝送帯域は800Hzに減少すること
ができ、また最も望ましくない場合(1秒間に2
回転)でも、1ライン当り480サンプル、従つて
480画素が得られることを注意しなさければなら
ない。 故にモザイク効果を禁止するために、受信側に
おいて信号を処理しなければならない。この処理
は、DA変換器にアナログ方式で、またはこの変
換前えにデジタル方式で実施することができる。 前記のほかに修正すべき主な欠点は下記の4点
である。 1 大きな振幅差、従つて対照区域間の境界に対
応するアナログ信号の明確な遷移部の劣化。 2 発信処理に際して除外されるが暗黙的に存在
する微細部。 3 1つの量子化レベルから隣接の量子かレベル
に移行の際に見られるように、ぼかし区域の輪
郭効果。 4 望ましくないモザイク効果。 故にこの発明はこれらの欠点を取り除くことの
できる方法を提供することを目的としている。 このため、この発明は(発信部における)画像
アナログ信号の最重要特性は立上り時間tn(10%
〜90%)であつて、この立上り時間は円筒体の回
転速度が1秒間に2回転の場合、約550μsである
という事実に基づいている(1秒間に1回転する
場合、この立上り時間は700μs以上である)。 このような特性を考慮に入れて、アナログ信号
とそのデジタル化後の信号とを比較すれば、画素
の積分時間中において、アナログ信号とその平均
値との2回越える交わりが存在しないと結論する
ことができる。 この発明はこのような特性を利用するものであ
つて、これは、発信に先立つ他の処理法と異な
り、受信部における、即ち先見的処理ではなく復
元再生処理を可能とするものである。 この方法の利点は複雑で高価なメモリを使用す
ることなく、また各画素がユニツトとして量子化
され、これに伴つて伝送が同期的であるが故にノ
イズに対するほとんど完全な免疫性を保証するこ
とにある。 またこの装置の受信部は、先に述べた対数/線
形変換の逆機能を含むことを注意しなければなら
ない。 即ち、この発明による方法は、アナログ信号の
明確な遷移部を再生する目的で、受信部のDA変
換部の前または後において、また好ましくは受信
部の線形/対数変換回路の前において、隣接する
画素を考慮し、これら画素の相対振幅と絶対振幅
に対応して中央画素を処理して、この中央画素を
包囲する画素に対応する重み(従つて密度)を有
するm個の“下位画素”に分割するにある。 そのため、処理される最初の画素の平均密度値
が保存され、再生される対応の下位画素に対し
て、下記の式によつて再分配される。 本式において、 Cは処理される中央画素の絶対振幅、Cjは再生
される下位画素の振幅、mは下位画素の個数を示
す。 このようにして画素のサイズを細く成し、中間
の量子化レベルを作ることができる。故にこの方
法は同時に、モザイク問題と輪郭問題とを解決す
る。 さらに詳しく述べれば、この発明の第1実施態
様によれば、考慮される画素の数は少なくとも3
に等しく、即ち処理される画素Pと、この先行画
素P−1と後続画素P+1とが考慮され、画素P
は画素P−1に対して量子化階差xを成し、画素
P+1に対して量子化階差yを成す。 この場合、画素Pの処理のために作られる下位
画素の量子化は次のように実施される。 積xyが0に等しい場合、下位画素の振幅値Cj
は不変であつて、処理される絶対振幅Cに等しい
値に留まる。 積x・yが正の場合、下位画素の振幅Cjの値
は、画素P−1とP+1との間において段階的遷
移を保証するように計算され、この遷移のステツ
プは実験的に決定され、値xとyとの階差に対応
して変化する。 積x・yが負の場合、下位画素の振幅Cjの値
は、極大値または極小値を示す遷移部によつて微
細部の再生を保証するように計算され、この遷移
部の形状は実験的に決定され、値xとyとの階差
の関数として変化する。 本発明の第2実施態様によれば、考慮される画
素は5つの有意義画素に等しく、即ち処理される
画素Pと、先行の画素P−1及びP−2と、後続
の画素P+1とP+2であつて、画素Pは画素P
−1に対して量子化階差zを成し、または画素P
+1に対して量子化階差yを成し、これに対して
画素P−2はP−1に対して量子化階差αを成
し、また画素P+2は画素P+1に対して量子化
階差βを成す。 この場合、画素Pの処理のために作られる下位
画素の量子化は下記のように実施される。 量子化階差xが零に等しい場合、前記の実施様
態の場合と同じく、下位画素の振幅値Cjは不変で
あつて、処理される画素Pの絶対振幅に等しい値
に留まる。 量子化階差が零と異なる場合、多くの方法がと
られる。この場合、 a 積x・yが零に等しい時、 β・x=0ならば、量子化階差|x|が所定値
(例えば1)以下たまはこの所定値に等しい場合
を除き、不変であつて、処理される画素Pの絶対
振幅に等しい値に留まる。この場合、振幅Cjは下
記の線形式によつて変化する。 Cj=C−m+1−j/m+1x ここに、 Cは画素Pの絶対振幅、 jは下位画素の番号、 mは画素Pの下位画素の数。 β・x>0なら、下位画素の振幅Cjの値は不変
であつて、処理される画素Pの振幅に等しい値に
留まる。 β・x<0なら、下位画素の振幅Cjの値は、同
時に画素PとP+1とについて微細再生を保証す
るように計算される。なぜならばこの場合、ダブ
ルポイントが存在するからである。 b x・yが負の時、下位画素の振幅値Cjは、画
素Pについて、場合によつては画素PとP+に
ついて微細再生を保証するように計算される。 c x・yが正の場合、下位画素の振幅値Cj
は、先に述べたようにP−1とP+1との間
において段階的遷移を保証するように計算さ
れる。 クロツク装置の簡単化のため、下位画素の数m
は量子化ビツトの数nに等しく選ばれることが望
ましい。また高性能システムをうるため、数mは
3または3以上でなければならない(m>3)。 しかしながら、適当に処理することが不可能な
場合がある。これらの場合は高周波数(2回転す
る場合については480Hz以上、1回転する場合に
ついては960Hz以上)のアナログ信号の小変動の
場合に限定される。従来の画像処理においては、
これらの例外の場合はきわめてまれであつて、こ
のような処理は非処理信号と比較して追加ぼかし
を生じないことが確認された。 また本発明は、例えばベラン型解析器から出た
信号のようなアナログ信号をデジタル伝送後に再
生する装置に対して前記の方法を応用することを
目的とし、このシステムは下記のものを含む。 a 発信部において、 予め復調された前記アナログ信号を受ける対
数/線形変換器と、 前記変換器の出力に並列に取付けられて交互に
作動する2個の積分器から成り、各画素の出す輝
度信号全体を積分するユニツトと、 各画素についてAD変換に必要な時間、前記2
個の積分器のいずれか一方によつて与えられる信
号を記載するためのサンプルホールド回路を介し
て、前記ユニツトの出力に接続されたAD変換器
と、 各画素の値を代表するデジタル信号を直列化し
て、現行規格による伝送線に信号を送るマルチプ
レクサ及びモデムの一方又は双方に対してこのデ
ジタル信号を伝送することのできる並直列インタ
フエースとを備えている。 b 受信部において、 伝送線によつて送られた直列デジタル信号を受
ける直並列変換器と、 前記直並列変換器の出力に接続されるたA変換
器と、 前記DA変換器から得られた信号を処理し、出
力において、前記エミツタの入力に伝送された復
調アナログ信号と類似の指数関数信号をうるため
の線形/対数変換器と、この発明の方法を適用す
るため前記DA変換器の上流または下流に位置す
る計算/処理ユニツトとを備えている。 本発明の他の特性によれば、エミツタによつて
供給される変調された信号は復調/ホワイト信号
検出/平準化回路を介して、対数/線形変換器に
伝達され、この回路はエミツタと対数/線形変換
器との間において直列に、可変利得増幅器と、全
波整流器とを含み、この全波整流器と、対数/線
形変換器及び伝送線の一方又は双方との間にスイ
ツチング装置が備えられる。 この場合、この発明は、エミツタの発信が存在
しないときに、前記全波整流器と対数/線形変換
器との間の接続を中断するためのスイツチング装
置に作用する回路を備える。 また、発信開始に出されるホワイト信号の存在
を検出し、 可変利得増幅器がAD変換器の認めうる最大値
に等しい振幅の信号を出すようにこの増幅器利得
を調整し、 増幅器の利得が伝送中常に一定に留まるように
この増幅器利得を決定する信号を記憶し、 増幅器の利得のるロツキングが実施されるとき
に全波整流器と対数/線形変換器との間を接続す
る回路が備えられる。 更に発信部は、前記の利得ロツキング後に、
またドキユメントのダジタル処理の前に、 a 受信部画素を量子化する2進語の開始と終端
とを認識できるように受信部の同期信号として
使う冗長2進語を発生する回路と、 b 使用されるコードに従つて、受信部にメツセ
ージを受けさせたまたは受けさせない認識言語
とを発生することのできる回路を含む。 この場合、受信部そのものは 使用されるコードに沿つて、伝送線によつて伝
送される信号を受けることを許しまたは許さない
認識言語を復号する回路と、 DA変換器を制御するクロツクのゼロ復帰信号
を伝送するための同期語デコーダと、 を含むことができる。 本発明による演繹的処理回路は、DA変換の後
またはその前に取付けられる。 以下本発明を図面に示す実施例について詳細に
説明する。 第1図について述べれば、エミツタ1から出た
信号(例えば、振幅変調1800Hz搬送波)が絶縁変
圧器3を通して可変利得増幅器2の入力に加えら
れる。 エミツタ1によつてホワイト信号が3秒間連続
的に送られたとき、ホワイト信号検出回路4が伝
送開始の存在を検出し、また増幅器2がAD変換
器5の許容最大値に等しい振幅の信号を出す様
に、この増幅器2の利得を調整する。これは、エ
ミツタ1によつて出された“ホワイト”に対応す
る最大振幅の信号がAD変換器5の供給できる最
高デジタル値に対するためである。しかし、ドキ
ユメントの読取り信号が、最初にホワイト信号に
よつて決定された振幅以上の振幅を示す場合に
は、この振幅を予設定されたホワイト信号の水準
に整合させるための振幅クリツパを備えることが
できる。増幅器2の利得を決定する信号は、この
利得がドキユメントの伝送中、常に同時に留るよ
うに記憶される。 この利得のロッキングが実現されるやいなや、
回路6が冗長2進語を発生し、この2進語は、受
信側(第2図)が画素を量子化した2進語の開始
と終端とを認識できるように、この受信側に対す
る同期信号として役立つ。増幅器2の出力におい
て、1800Hz搬送波の画像信号を復調するための低
域フイルタを備えた全波整流回路7が接続されて
いる。 整流回路7によつて供給される復調されたアナ
ログ信号はスイツチング装置9を介して対数/線
形変換器8に伝送される。 この変換器8は画像信号を線形化することを目
的としている。事実、この画像信号はドキユメン
トの黒から白までの各種灰色に対して指数関数的
に結合されている。この比率を線形化することに
より、各画素を5ビツトだけで量子化することが
できる。 変換器8はその出力において、複式積分器10
に接続される。そしてこの複式積分器の各々が交
互に作動して、各画素の出すすべての画像信号
を、あるサンプリング時から次のサンプリング時
まで積分してその期間の画像信号の平均値を求め
る。複式積分器を使用するこの方法は、単式積分
器が画素の輝度信号を新たに積分するたびにゼロ
復帰するために時間を必要とするこによる積分不
確実性を除去するものである。 この積分が終了するやいなや、信号がサンプル
ホールド回路11の中に転送され、次に接続され
たAD変換器5がその変換を終了する時間、この
サンプルホールド回路11の中に記憶される。次
に、画素値を代表するデジタル信号が直並列イン
タフエース12によつて直列化され、このシステ
ムの出力のマルチプレクサ及びモデム13の一方
又は双方に送られる。このモデムは現行規格に従
つてライン14に信号を送ることができる。 この実施例において、AD変換器5および並直
列インタフエース12とを制御するクロツク周波
数は、モデム13の出す周波数4800Hz同期的にN
で割つたものに等しい。Nは、画素を量子化する
2進語を構成する二進ビツトの数である。 このようにして、2進情報の同期的伝送、すな
わち開始と終端の追加ビツトを伴わない伝送が得
られる。 第2図に示す受信側において、ライン14によ
つて伝送される直列デジタル信号が5ビツトの直
並列変換器(循環レヂスタ16)の入力に加えら
れる。この変換器16から出る信号、は回路6
(第1図)から出された認識2進語のデコーダ1
7によつて受けられ、このデコーダは、使用され
るコード18に従つて、受信側に対してドキユメ
ントを受取ることを許可しまたわ許可しない。こ
れと並列に、同期語デコーダ18′が、この同期
語に際して、その妥当性検査19ののち、信号を
発生し、この信号は、モデム13のクロツク周波
数(4800Hz)を5で割るカウンタ20のゼロ復帰入
力に加えられる。このカウンタ20の出力は、AD
変換器21がその入力に存在する信号を取得する
ことを命令する。DA変換器21に加えられる2
進語は、エミツタによつて発生された2進語と同
期的に考慮されるであろう。 このようにし得られた信号は、デジタル再構成
の場合を除いて、発信された信号のアナログ画像
である。次にこの信号は、線形/体数変換器22
と、本発明による方法を応用する計算/処理ユニ
ツト23とによつて処理される。次にこの指数信
号は、例えば1800Hzの搬送波を変調器25の中で
変調し、その信号が絶縁変圧器26を介して再生
装置24に向つて送られる。故にこの信号はエミ
ツタ1から出された変調アナログ信号と同等であ
る。 装置24によつて再成されたドキユメント上に
モアレと成つて表われる干渉作用を防止するた
め、変調器25はモデム13のクロツク信号に従
属させられる。 発信装置がドキユメントの解析を終了した時、
1800Hzの信号が消える。この瞬間に、画像信号検
出回路27は、変調回路25の変調レベルが−
50dBとなるように変換器22の出力を短絡させ、
−37dB以上の信号しかとらない再生装置(ブロ
ツク27′)はその場合に伝送の終端を記録する。 前述の伝送システムにおいてドキユメントの毎
行読出しはベラン方式とは別の原理に従つて実施
されうることを注意しよう。 さらに、本発明によるシステムの他の重要な利
点は、システムの動作が乱れることなくクロツク
周波数を変動させうることにある。 また、この伝送システムの製作はマイクロプロ
セツサを用いて実施することができる。 この場合、信号に対して実施される処理の順序
は、受信側において、信号に対して実施されるす
べての処理はDA変換器21の上流において実施
され、発信側において信号に対して実施されるす
べての処理はアナログ−デジタル変換器5の下流
において実施されるように変更される。 まず、第3図のダイヤグラムは、先に述べたよ
うに、画素の積分時間中、アナログ信号(アナロ
グ原紙信号z(t))と、その平均値(デジタル信
号z(t))との2以上の交わりが存在しないこと
を示すためのものである。 この点について、これらの2信号は下記の式を
満足させることを想起しよう。 Z(ti)=∫ti+1 ti z(t)dt ここに、tiはサンプリングの瞬間を示し、 ti+1−ti=1/f ここにfはサンプリング周波数。 第4図と第5図において信号の処理のために考
慮される画素の数は7に等しく選ばれた。これ
は、処理算式の有効性と複雑さとの間の最良の妥
協点に対応するものと思われる。 しかし、7画素、P−3,P−2,P−1,
P,P+1,P+2,P+3のうちで、最有意義
な画素は中央の5画素、P−2,P−1,P,P
+1,P+2であつて、両端の2画素P−3,P
+3は限られた一定の場合にしか役立たない。 3画素(P−1,P,P+1)に限つた場合、
処理は弱くなるが、再構成される信号の品質と画
像の再生品質との著しい改良をもたらす。このよ
うな処理を下記に説明する。 第3図と第4図に図示のデジタル信号の処理に
介入する変数は下記の通りである。すなわち、 (1) 例えば4800Hzに選定されるベース周波数φ、 (2) 考慮される画素の数p、この場合は7、 (3) 中央画素Pの下位画素の数m、この場合は
5、 (4) 量子化ビツト数n、この場合は5 (5) 考慮される画素の絶対振幅(これはa0,a,
b,c,d,e,e0の順序で記載されるであろ
う)、 (6) 量子化レベルの階差、これはα0,α,x,
y,β,β0で示され、(これらの階差は下記の
式を満足する)、 α0=a−a0、a=b−a、x=c−b,y=d−
c、β=e−d、β0=e0−e、 (7) 絶対振幅Cの中央画素Pの処理のために作ら
れた5個の下位画素の振幅Cj(j=1,・・・
5)である。 受信処理の算法 A 一般原理 まず、階差x,yが実施される処理の型を決定
し、αとβはパラメータを示すことに注意しよ
う。α0とβ0は特定の場合しか使用されない。計算
値をフオトブラツクとフオトホワイトに対応する
レベルの間に保持するように、処理の有効性を考
慮するため画素Pの振幅Cを使用する。この処理
は反復的であるから、瞬間tにおいて考慮された
値は、次の瞬間t+1の画素に対応する処理のた
めに1画素分だけ位置がずれることを注意しなけ
ればならない。故に下記の式が得られる。 α(t+1)=α0(t)、x(t+1)=α(t)、 y(t+1)=x(t)、β(t+1)=y(t)、 B 階差値x,y,βによる処理の型 1 x=0の場合、変更は加えられない。すなわ
ち、範囲〔1,5〕の中に含まれるjがどうで
あれ、下記の等式がえられる。 Cj=C 2 xが零と異なる場合、処理の型は積x・yお
よび積β・xの値と符号に応じて変化するので
あろう。 a x・y=0の場合: β・x=0ならば、x=±1の場合にのみ
変更が加えら、その場合、範囲〔1,5〕の
中に含まれjがどのようであれ、Cjは次式 Cj=C−6−j/6・x を満足しなければならない。 β・x>0なら、変更は加えられない。す
わち、範囲〔1,5〕の中に含まれるjがど
のようであれ、等式Cj=Cが実現されるであ
ろう。 β・x<0なら、その場合には、2つの画
素PとP+1について同時に、第6図に関し
て下記に述べる“微細再生”処理が加えられ
る。なぜかなら、その場合、ダブルポイント
c=dが存在するからである。 b x・y<0の場合、画素Pについて、場合
によつては画素PとP+1とについて、“微
細再生”処理を実現する。 c x・y>0の場合、画素P−1とP+1と
の間の遷移を促進するため、第7図について
後述する“段階分解”処理を実施する。 そこで、下記の相異なる2種の処理法を定義す
れば十分であろう。 −“ 微細再生”処理(x・y<0およびタブル
ポイント) −“段階分解”(x・y>0) C 段階分解;(x・y>0) 再生された5段の下位画素はレベルbとレベル
dとの間の遷移の分解を示す。これらの下位レベ
ルは、階差x,y,α,βの関数としての係数に
よつて決定された値を有する。。α=0またはβ
=0なら、計算において、これらの代わりにα0
たはβ0を用いる。 処理が反復的でありまた同時に1画素にのみ係
るものであるから、画素間の段差は論理的遷移を
示さなければならない。 故に、隣接の2画素間の通過に対応する点を定
義しなければならない。画素Pの処理の場合、こ
の点Piは下記の座標をとる。 横座標にti、縦座標にP(bc)、すなわちPi=Pi
(ti,,P(bc))となる。 ここに
The present invention relates to restoration and reproduction processing for reproducing an analog signal of an image from a digital signal for transmission after AD conversion of an image signal representing a document to be transmitted. This invention is particularly applicable to the digital transmission of image information sent and received by a transmission method called Belin type by adding an AD conversion circuit and a DA conversion circuit.
It is not limited to this. In the Bellin-type transmission system used to date, the document to be transmitted is wound without overlapping onto a rotating cylinder and is moved on an axis parallel to the axis of this cylinder. A reader (phototube, photomultiplier tube, etc.) connected to the plate detects the reflected light of the illuminated document at the focal point of the reader. Similarly, in the receiving section, the rotary cylinder is A document is reproduced on a photosensitive support driven by. More specifically, if the transmission of the signal along the transmission line is carried out in a digital path, at the transmitting end the document to be transmitted is represented by:
The analog signal that is the output signal of the emitter is an image signal, and this image signal amplitude modulates or frequency modulates the carrier wave. The transmission band of this analog signal is limited by the phototube of the reader and the resolution of the emitter. This transmission band can be limited to 800 Hz without significant deterioration (decoupling of signals processed at 800 Hz does not result in significant degradation in the quality of the received image). After demodulation, the image signal is analyzed at frequency f. This frequency f is a function of the modulation rate φ used and the number n of quantization bits according to the following equation. f=φ/n For example, in this formula, φ=4800 baud or 9600 baud n=4 or 5 bits The frequency f represents the sampling frequency,
According to Shannon's theorem, this is too small when operating at 4800 baud and bit counts > 4. In this case, the reconstructed signal would have to exhibit strong distortions, but this is forgetting or not taking into account the inherent characteristics of the image signal. If we consider a photograph to be transmitted, this photograph consists of parallel lines, and these lines are in fact a series of points or pixels. The number of points is limited by the resolving power of the emitter and is therefore a direct function of the transmission band (this number is equal to twice the transmission band). That is, if the emitter cylinder rotates once per second, approximately 1600 points are determined, and 2 points are determined per second.
When rotating, it is limited to 800 points. When selecting a processing method (φ and n), the sampling frequency is defined by f=φ/n. The data in question is preferably fixed and the image signal processed in such a way that it can be analyzed, stored, transmitted and reproduced without significant alterations. When the picture is transmitted at a rate of one revolution per second, each line is analyzed with one increment. That is, a definition of 960 points or pixels is obtained.
(where φ=4800 baud and n=5 bits). Since the number of points corresponds to the number of samples per rotation of the cylinder, it is equal to the frequency f divided by the number of rotations per second. Since the line has a constant length (e.g. L = 200 mm), we calculate the spacing of the points (L/ff = 0.21 mm in this example) and from this we can determine the finer details than this for the reproduced photo. We can conclude that does not exist (this is a matter of probability). Furthermore, it should be noted that the fineness obtained in this manner is superior to that obtained with analog two-revolutions-per-second devices. The problem is much more difficult for photographs transmitted at a rate of two revolutions per second. If the sampling frequency remains unchanged, a fineness of 960 points can be obtained, but in this case, since two lines are analyzed, each line has 480 points, which means that the fineness that can be avoided is 0.4 mm or more. It is extremely inadequate due to its maximum dimensions. The reproduced image forms a mosaic of coarse lines. This is because each pixel ultimately occupies a small rectangle about 0.43mm long with constant density. The first thing to do is to carry out the pixel integration before sampling and thus between the two quantization operations (AD conversion). It is necessary to calculate the average density of the pixels (after quantization) as described in French Patent Application No. 8109240 of May 8, 1981 in the name of the applicant.
It is this average value that is transmitted digitally. When using a microprocessor, this microprocessor selects a reference frequency (4800 or 9600Hz) consistent with Shannon's theorem, performs sampling at this frequency, calculates the average value of the samples forming a pixel, and This average value would have to be quantized and transmitted after a log/linear transformation. This method exhibits the great advantage of allowing even the most minute details implicit in the transmitted signal to appear, even if their values are compressed by integration. In this way,
The concepts of probability and chance are removed. A second method of the invention consists in applying true signal processing to the level of the receiving section of the system.
The transmission band of analog signals can be reduced to 800Hz, and in the most undesirable cases (2
rotation), but 480 samples per line, so
It should be noted that 480 pixels are obtained. Therefore, the signal must be processed at the receiving end to prevent mosaic effects. This processing can be performed in an analog manner in a DA converter or in a digital manner prior to this conversion. In addition to the above, there are four main drawbacks that should be corrected: 1. Deterioration of the sharp transitions of the analog signal corresponding to large amplitude differences and thus boundaries between control areas. 2 Minute parts that are excluded during transmission processing but implicitly exist. 3 Contouring effects of blurred areas, as seen in the transition from one quantization level to an adjacent quantization level. 4 Undesirable mosaic effect. The invention therefore aims to provide a method by which these drawbacks can be eliminated. Therefore, in this invention, the most important characteristic of the image analog signal (at the transmitter) is the rise time t n (10%
~90%), and this rise time is based on the fact that if the rotation speed of the cylinder is 2 revolutions per second, this rise time is about 550 μs (if the rotation speed of the cylinder is 1 revolution per second, this rise time is 700 μs). That's all). If we take these characteristics into account and compare the analog signal and its digitized signal, we conclude that there is no intersection between the analog signal and its average value more than twice during the pixel integration time. be able to. The present invention takes advantage of this characteristic, which, unlike other processing methods prior to transmission, enables restoration and reproduction processing at the receiver, ie, rather than proactive processing. The advantage of this method is that it does not require complex and expensive memories, and that it guarantees almost complete immunity to noise since each pixel is quantized as a unit and the transmission is therefore synchronous. be. It should also be noted that the receiver section of this device includes the inverse function of the logarithmic/linear transformation described above. That is, the method according to the invention provides for the purpose of reproducing a clear transition part of an analog signal by using an adjacent Considering the pixels and processing the center pixel according to the relative and absolute amplitudes of these pixels into m "sub-pixels" with weights (and hence densities) corresponding to the pixels surrounding this center pixel. It is in the division. Therefore, the average density value of the first pixel processed is saved and redistributed to the corresponding sub-pixels to be reconstructed according to the following equation: In this equation, C is the absolute amplitude of the central pixel to be processed, C j is the amplitude of the lower pixels to be reproduced, and m is the number of lower pixels. In this way, the pixel size can be reduced to create an intermediate quantization level. Therefore, this method solves the mosaic problem and the contour problem at the same time. More particularly, according to a first embodiment of the invention, the number of pixels considered is at least 3.
, i.e. the pixel P to be processed, its preceding pixel P-1 and its successor pixel P+1 are considered, and the pixel P
forms a quantization difference x for the pixel P-1 and a quantization difference y for the pixel P+1. In this case, quantization of lower pixels created for processing pixel P is performed as follows. If the product xy is equal to 0, the amplitude value of the lower pixel C j
remains unchanged and remains equal to the absolute amplitude C being processed. If the product x・y is positive, the value of the amplitude C j of the lower pixel is calculated to ensure a stepwise transition between pixels P-1 and P+1, and the steps of this transition are determined experimentally. , changes depending on the difference between the values x and y. When the product x・y is negative, the value of the amplitude C j of the lower pixel is calculated so as to ensure the reproduction of the minute part by a transition part showing a maximum value or a minimum value, and the shape of this transition part is determined by experiment. , and varies as a function of the difference between the values x and y. According to a second embodiment of the invention, the pixels considered are equal to five significant pixels, namely the pixel P to be processed, the preceding pixels P-1 and P-2, and the following pixels P+1 and P+2. Then, pixel P is pixel P
−1, or the pixel P
Pixel P-2 has a quantization difference y with respect to +1, pixel P-2 has a quantization difference α with respect to P-1, and pixel P+2 has a quantization difference α with respect to pixel P+1. Forms β. In this case, quantization of the lower pixels created for processing pixel P is performed as follows. If the quantization difference x is equal to zero, as in the previous embodiment, the amplitude value C j of the lower pixel remains unchanged and remains equal to the absolute amplitude of the pixel P being processed. If the quantization difference is different from zero, many methods can be used. In this case, when the product x・y is equal to zero, if β・x=0, it remains unchanged unless the quantization difference |x| is less than or equal to a predetermined value (for example, 1) or equal to this predetermined value. It remains at a value equal to the absolute amplitude of the pixel P being processed. In this case, the amplitude C j changes according to the following linear form. C j = C-m+1-j/m+1x where, C is the absolute amplitude of pixel P, j is the number of the lower pixel, and m is the number of lower pixels of pixel P. If β·x>0, the value of the amplitude C j of the lower pixel remains unchanged and remains equal to the amplitude of the pixel P being processed. If β·x<0, the value of the amplitude C j of the lower pixel is calculated to ensure fine reproduction for pixels P and P+1 at the same time. This is because in this case there is a double point. When b x·y is negative, the amplitude values C j of the lower pixels are calculated in such a way as to guarantee a fine reproduction for the pixel P and possibly for the pixels P and P+. c If x・y is positive, the amplitude value Cj of the lower pixel
is calculated to ensure a stepwise transition between P-1 and P+1 as described above. To simplify the clock device, the number of lower pixels m
is preferably chosen equal to the number n of quantization bits. Moreover, in order to obtain a high-performance system, the number m must be 3 or more than 3 (m>3). However, there are cases where it is not possible to treat it properly. These cases are limited to small fluctuations in high-frequency analog signals (480 Hz or higher for two rotations, 960 Hz or higher for one rotation). In conventional image processing,
It has been determined that these exceptional cases are extremely rare and that such processing does not result in additional blur compared to the unprocessed signal. Another object of the present invention is to apply the above-mentioned method to a device for reproducing an analog signal, such as a signal output from a Beran type analyzer, after digital transmission, and this system includes the following: a. In the transmitting section, it consists of a logarithmic/linear converter that receives the analog signal demodulated in advance, and two integrators that are installed in parallel to the output of the converter and operate alternately, and the luminance signal output from each pixel is The unit that integrates the whole and the time required for AD conversion for each pixel,
A digital signal representing the value of each pixel is serially connected to an AD converter connected to the output of the unit via a sample-and-hold circuit for recording the signal given by either one of the integrators. and a parallel-serial interface capable of transmitting this digital signal to one or both of a multiplexer and a modem for sending the signal to a transmission line according to current standards. b. In the receiving section, a serial-to-parallel converter that receives a serial digital signal sent through a transmission line, an A converter connected to the output of the serial-to-parallel converter, and a signal obtained from the DA converter. a linear/logarithmic converter for processing and obtaining at its output an exponential signal similar to the demodulated analog signal transmitted to the input of said emitter, and for applying the method of the invention upstream of said DA converter or and a downstream calculation/processing unit. According to another characteristic of the invention, the modulated signal provided by the emitter is transmitted via a demodulation/white signal detection/leveling circuit to a log/linear converter, which circuit is connected to the emitter and the logarithm. /includes a variable gain amplifier and a full-wave rectifier in series with the linear converter, and a switching device is provided between the full-wave rectifier and one or both of the logarithmic/linear converter and the transmission line. . In this case, the invention comprises a circuit acting on a switching device for interrupting the connection between the full-wave rectifier and the log/linear converter when there is no emitter transmission. It also detects the presence of a white signal issued at the start of transmission, and adjusts the gain of this amplifier so that the variable gain amplifier outputs a signal with an amplitude equal to the maximum value allowed by the AD converter, so that the gain of the amplifier remains constant during transmission. A circuit is provided to store a signal determining this amplifier gain so that it remains constant and to connect between the full wave rectifier and the log/linear converter when locking of the amplifier gain is performed. Furthermore, after the gain locking, the transmitting section
In addition, before the digital processing of the document, a circuit for generating a redundant binary word to be used as a synchronization signal of the receiving section so that the start and end of the binary word for quantizing the pixels of the receiving section can be recognized, and b. The receiver includes a circuit capable of generating a recognition language that causes the receiver to accept or not accept the message according to the code. In this case, the receiver itself consists of a circuit for decoding the recognition language, which allows or disallows the reception of the signal transmitted by the transmission line, along with the code used, and a return-to-zero circuit for the clock that controls the DA converter. and a synchronization word decoder for transmitting signals. The deductive processing circuit according to the invention is installed after or before the DA conversion. DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described in detail below with reference to embodiments shown in the drawings. Referring to FIG. 1, the signal from emitter 1 (eg, an amplitude modulated 1800 Hz carrier) is applied to the input of variable gain amplifier 2 through isolation transformer 3. When the white signal is continuously sent by the emitter 1 for 3 seconds, the white signal detection circuit 4 detects the presence of the start of transmission, and the amplifier 2 outputs a signal with an amplitude equal to the maximum allowable value of the AD converter 5. Adjust the gain of this amplifier 2 so that the This is because the signal of maximum amplitude corresponding to "white" produced by the emitter 1 corresponds to the highest digital value that the AD converter 5 can supply. However, if the document read signal exhibits an amplitude greater than the amplitude originally determined by the white signal, an amplitude clipper may be provided to match this amplitude to a preset white signal level. can. The signal determining the gain of amplifier 2 is stored in such a way that this gain always remains the same during the transmission of the document. As soon as this gain locking is achieved,
A circuit 6 generates a redundant binary word, which is provided with a synchronization signal to the receiver (FIG. 2) so that the receiver (FIG. 2) can recognize the beginning and end of the binary word that quantized the pixels. useful as. A full-wave rectifier circuit 7 equipped with a low-pass filter for demodulating the image signal of the 1800 Hz carrier wave is connected to the output of the amplifier 2. The demodulated analog signal provided by the rectifier circuit 7 is transmitted via a switching device 9 to a log/linear converter 8 . This converter 8 is intended to linearize the image signal. In fact, this image signal is exponentially combined with the various grays of the document from black to white. By linearizing this ratio, each pixel can be quantized with only 5 bits. At its output, the converter 8 is connected to a double integrator 10
connected to. Each of the multiple integrators operates alternately to integrate all the image signals output from each pixel from one sampling time to the next sampling time to obtain the average value of the image signals during that period. This method of using a double integrator eliminates the integration uncertainty caused by the single integrator requiring time to return to zero each time it integrates a pixel's luminance signal anew. As soon as this integration is finished, the signal is transferred into the sample and hold circuit 11 and stored therein for the time when the next connected AD converter 5 finishes its conversion. The digital signals representative of the pixel values are then serialized by the serial-parallel interface 12 and sent to one or both of the multiplexer and modem 13 at the output of the system. This modem is capable of sending signals on line 14 according to current standards. In this embodiment, the clock frequency that controls the AD converter 5 and the parallel-serial interface 12 is 4800 Hz, which is output by the modem 13, synchronously with N.
It's equal to divided by. N is the number of binary bits that make up the binary word that quantizes the pixel. In this way, a synchronous transmission of binary information is obtained, ie without additional bits at the beginning and end. On the receiving side, shown in FIG. 2, the serial digital signal transmitted by line 14 is applied to the input of a 5-bit serial-to-parallel converter (circular register 16). The signal output from this converter 16 is the circuit 6
Decoder 1 of the recognized binary word output from (Fig. 1)
7, which decoder either allows or disallows the recipient to receive the document, depending on the code 18 used. In parallel thereto, the synchronization word decoder 18' generates a signal upon this synchronization word after its plausibility check 19, which signals the zero of the counter 20 which divides the clock frequency of the modem 13 (4800 Hz) by five. Added to return input. The output of this counter 20 is AD
Commands the converter 21 to acquire the signal present at its input. 2 added to the DA converter 21
The binary word will be considered synchronously with the binary word generated by the emitter. The signal thus obtained is, except in the case of digital reconstruction, an analog image of the emitted signal. This signal is then passed to the linear/field number converter 22
and a calculation/processing unit 23 applying the method according to the invention. This exponential signal is then modulated in a modulator 25 with a carrier wave of, for example, 1800 Hz, and the signal is sent to the reproducing device 24 via an isolation transformer 26. This signal is therefore equivalent to the modulated analog signal output from emitter 1. To prevent interference effects appearing as moiré on the document reproduced by device 24, modulator 25 is slaved to the clock signal of modem 13. When the sending device finishes parsing the document,
1800Hz signal disappears. At this moment, the image signal detection circuit 27 detects that the modulation level of the modulation circuit 25 is -
Short-circuit the output of the converter 22 so that it becomes 50 dB,
The reproducing device (block 27'), which only takes signals above -37 dB, records the end of the transmission in that case. It should be noted that line-by-line reading of a document in the transmission system described above can be carried out according to principles other than the Verin method. Furthermore, another important advantage of the system according to the invention is that the clock frequency can be varied without disrupting the operation of the system. Further, the production of this transmission system can be implemented using a microprocessor. In this case, the order of processing performed on the signal is that on the receiving side, all processing performed on the signal is performed upstream of the DA converter 21, and on the transmitting side, all processing performed on the signal is performed on the signal. All processing is modified to be performed downstream of the analog-to-digital converter 5. First, as mentioned above, the diagram in Figure 3 shows that during the integration time of a pixel, the analog signal (analog base paper signal z(t)) and its average value (digital signal z(t)) This is to show that there is no communion. In this regard, recall that these two signals satisfy the following equation. Z(t i )=∫ ti+1 ti z(t)dt where t i indicates the sampling instant and t i+1 −t i =1/f where f is the sampling frequency. In FIGS. 4 and 5 the number of pixels considered for signal processing was chosen equal to seven. This appears to correspond to the best compromise between effectiveness and complexity of the processing formula. However, 7 pixels, P-3, P-2, P-1,
Among P, P+1, P+2, P+3, the most significant pixels are the central five pixels, P-2, P-1, P, P
+1, P+2, and the two pixels at both ends P-3, P
+3 is only useful in certain limited cases. When limited to 3 pixels (P-1, P, P+1),
Although the processing is weaker, it results in a significant improvement in the quality of the reconstructed signal and the quality of the image reproduction. Such processing will be explained below. The variables that intervene in the processing of the digital signals illustrated in FIGS. 3 and 4 are as follows. That is, (1) the base frequency φ, which is chosen to be, for example, 4800 Hz, (2) the number p of pixels considered, in this case 7, (3) the number m of lower pixels of the central pixel P, in this case 5, ( 4) the number of quantization bits n, in this case 5; (5) the absolute amplitude of the considered pixel (which is a 0 , a,
b, c, d, e, e 0 ), (6) quantization level difference, which is α 0 , α, x,
y, β, β 0 (these differences satisfy the following formula), α 0 =a-a 0 , a=ba-a, x=c-b, y=d-
c, β = e - d, β 0 = e 0 - e, (7) Amplitudes C j (j = 1,...・
5). Receiving Processing Algorithm A General Principle First, note that the differences x and y determine the type of processing to be performed, and α and β indicate parameters. α 0 and β 0 are used only in specific cases. The amplitude C of pixel P is used to account for the effectiveness of the processing so that the calculated value remains between the levels corresponding to photoblack and photowhite. It must be noted that since this process is iterative, the value considered at instant t is shifted by one pixel due to the processing corresponding to the pixel at the next instant t+1. Therefore, the following formula is obtained. α (t+1) = α 0(t) , x (t+1) = α (t) , y (t+1) = x (t) , β (t+1) = y (t) , B Type 1 of processing with difference values x, y, β If x=0, no changes are made. That is, no matter what j is included in the range [1, 5], the following equation can be obtained. C j =C 2 If x is different from zero, the type of treatment will vary depending on the value and sign of the products x·y and β·x. a When x・y=0: If β・x=0, the change is made only when x=±1, in which case it is included in the range [1, 5] and no matter what j is. , C j must satisfy the following equation: C j =C-6-j/6.x. If β·x>0, no changes are made. That is, whatever j is included in the range [1,5], the equation C j =C will be realized. If β.x<0, then the "fine regeneration" process described below with respect to FIG. 6 is applied to the two pixels P and P+1 simultaneously. This is because in that case, a double point c=d exists. b When x·y<0, “fine reproduction” processing is realized for pixel P, and possibly for pixels P and P+1. If c x·y>0, a "step decomposition" process described below with respect to FIG. 7 is performed to facilitate the transition between pixels P-1 and P+1. Therefore, it may be sufficient to define the following two different processing methods. - “Fine reproduction” processing (x・y<0 and double points) −“Stepwise decomposition” (x・y>0) C Stepwise decomposition; (x・y>0) Regenerated lower pixels of the 5th stage are at level b and shows the decomposition of the transition between and level d. These sublevels have values determined by coefficients as a function of the differences x, y, α, β. . α=0 or β
= 0, use α 0 or β 0 instead of these in the calculation. Since the processing is iterative and concerns only one pixel at a time, steps between pixels must represent logical transitions. Therefore, a point must be defined that corresponds to the passage between two adjacent pixels. In the case of processing pixel P, this point P i takes the following coordinates. t i on the abscissa and P (bc) on the ordinate, i.e. P i = P i
(t i ,,P (bc) ). Here

【式】 である。 この点Piは、画素P−1と画素Pとの間の最適
グラフ通過点に対応している。 同様にして、画素cとd間の遷移部について最
適通過点を定義することができる。dに対して、
この最適通過点点Pi+iは下記の座標を有するもの
であろう。 横座標はti+1、縦座標はP(cd)となる。 ここに
[Formula] is. This point P i corresponds to the optimal graph passing point between pixel P-1 and pixel P. Similarly, an optimal passing point can be defined for the transition between pixels c and d. For d,
This optimal passing point P i+i will have the following coordinates. The abscissa is t i +1 and the ordinate is P (cd) . Here

【式】 である。 画素Pの処理のためには、画素Pに対するこの
点Pi+1の座標を知る必要がある。この簡単な原点
移動はd=c+yとおくことによつて限られ、こ
れから、Pi+1(ti+1,P(cd)), ここに、
[Formula] is. For processing pixel P, it is necessary to know the coordinates of this point P i+1 with respect to pixel P. This simple movement of the origin is limited by setting d=c+y, and from this, P i+1 (t i+1 , P (cd) ), where,

【式】 この様に2値ε(bc)とε′(cd)が知られたのであるか
ら、両端の下位画素の変動が限定されたのであ
り、比ε(bc)/ε′(cd)の関数として、再生されるべき
すべての下位画素の振幅を決定することができ
る。しかしながら、C1またはC5の値がε(bc)とε′(cd)
とによつて限定される限界を越える特殊な2ケー
スが存在する。 これらのケースは下記の2テストによつて決定
されたが、これらの場合、αまたはβが零であつ
ても、これをα0またはβ0で代替できないことを強
調しなければならない。 α・x<0であれば、比ε(ab)/ε′(bc)が1.4以上

とき、ε(bc)の代りにxを用いる。 y・β<0であれば、比ε′(de)/ε(cd)が1.4以上

とき、ε′(cd)の代りにyを用いる。 下記の計算および式等においてこれらの置き代
えが行われることは明白である。 便宜上、すべてのj(j=1,・・・5)に対し
て、Cj=C+εjとおく。 |ε′(cd)/ε(bc)|≧4の場合は ε1=ε(bc)、ε5=−4ε(bc)、ε2=ε(bc)、ε
3
ε(bc)、ε4=ε(bc)となり、 4≧|ε′(cd)/ε(bc)|≧3/2の場合は
、 ε1=ε(bc)、ε5=ε′(cd)とすると ε2=1/10(6ε1−ε5)、 ε3=−1/10(2ε1−3ε5)、 ε4=−1/5(7ε1−3ε5)となり、 3/2≧|ε′(cd)/ε(bc)|≧2/3の場合は
、 ε1ε(bc)、ε5=ε′(cd)とすると、 ε2=−1/2ε5、ε3=−1/2(ε1+ε5)、 ε4=−1/2ε1となり、 2/3≧|ε′(cd)/ε(bc)|≧1/4の場合は ε1=ε(bc)、ε5=ε′(cd)とすると ε2=−1/5(3ε1+7ε5)、 ε3=−1/5(3/1ε1+ε5)、 ε4=−1/5(1/2ε1−3ε5)となり、 1/4>|ε′(cd)/ε(bc)|の場合は、 ε1=−4ε′(cd)、ε5=ε′(cd)とすると、 ε2=ε′(cd)、ε3=ε′(cd)、 ε4=ε′(cd)となる。 C 微細再生処理(x・y<0) この処理のため、前記の同一の原理を採用す
る。 すなわち、最適通過点:PiおよびPi+1の座標を
計算する。 Pi(ti,P(bc),ここに
[Formula] Since the binary values ε (bc) and ε′ (cd) are known in this way, the fluctuations of the lower pixels at both ends are limited, and the ratio ε (bc) /ε′ (cd) As a function of , the amplitudes of all subpixels to be reproduced can be determined. However, if the values of C 1 or C 5 are ε (bc) and ε′ (cd)
There are two special cases in which the limit defined by is exceeded. These cases were determined by the following two tests, but it must be emphasized that in these cases, even if α or β is zero, it cannot be replaced by α 0 or β 0 . If α·x<0, and the ratio ε (ab) /ε′ (bc) is 1.4 or more, x is used instead of ε (bc) . If y·β<0, and the ratio ε' (de)(cd) is 1.4 or more, y is used instead of ε' (cd) . It is clear that these substitutions are made in the calculations, formulas, etc. below. For convenience, let C j =C+ε j for all j (j=1, . . . 5). |ε′(cd)/ε(bc)|If ≥4, ε 1 = ε (bc) , ε 5 = −4ε (bc) , ε 2 = ε (bc) , ε
3 =
ε (bc) , ε4=ε (bc) , and if 4≧|ε′(cd)/ε(bc)|≧3/2, ε 1 = ε (bc) , ε 5 = ε′ (cd ) , then ε 2 = 1/10 (6ε 1 − ε 5 ), ε 3 = −1/10 (2ε 1 −3ε 5 ), ε 4 = −1/5 (7ε 1 −3ε 5 ), and 3/ If 2≧|ε′ (cd)(bc) |≧2/3, then ε 1 ε (bc) , ε 5 = ε′ (cd) , then ε 2 = −1/2ε 5 , ε 3 = -1/2 (ε 1 + ε 5 ), ε 4 = -1/2ε 1 , and if 2/3≧|ε' (cd)(bc) |≧1/4, ε 1 = ε (bc) , ε 5 = ε′ (cd) , ε 2 = −1/5 (3ε 1 +7ε 5 ), ε 3 = −1/5 (3/1ε 15 ), ε 4 = −1/ 5 (1/2ε 1 −3ε 5 ), and if 1/4>|ε′ (cd)(bc) |, then ε 1 = −4ε′ (cd) , ε 5 = ε′ (cd) Then, ε 2 = ε′ (cd) , ε 3 = ε′ (cd) , and ε 4 = ε′ (cd) . C. Fine regeneration treatment (x·y<0) For this treatment, the same principle as described above is adopted. That is, the coordinates of the optimal passing points: P i and P i+1 are calculated. P i (t i , P (bc) , here

【式】 Pi+1(ti,P(cd)),ここに
[Formula] P i+1 (t i , P (cd) ), where

【式】 同様に、下位画素の振幅は値ε(bc)及びε′(bc)に直
接に依存するのであるが、再生される下位画素の
値を、それぞれフオトブラツクとフオトホワイト
に対応する電圧の間に保持する様に処理を制限す
るため、画素Pの絶対振幅Cを考慮に入れなけれ
ばならない(△は平衡係数とする)。先に述べた
様に、(y・β)及び(x・α)についてテスト
を付加しなければならず、またもしαとβが零で
あれば、計算においてこれらの代りに、それぞれ
α0とβ0とを用いることを注意しよう。 y・β<0であれば、これはP+1画素につい
て、“微細再生型”の処理に対応するが、再生さ
れるピークの極大値を位置づけるために比 ε′(de)/ε(cd)を研究しなければならない。もしこの
比が1.4以上なら、下記の計算において、ε′(cd)
代りにyを用いなければならない。 x・α<0であれば、同じく比ε(ad)/ε′(bc)が1.
4
以上のとき、ε(bc)の代りに−xを用いる。 下記のすべての計算において、すべてのj(j
=1,・・・5)に対して定義されたCjを用いる。 Cj=C+△・εjをうる。 そこで、本来の処理は下記の様に実施される。 |ε′(cd)/ε(bc)|>1.4の場合は、 ε1=2ε(bc)−4ε′(cd)、ε2=−2ε(bc)+ε′(cd)
′ ε3=ε4=ε5=ε′(cd)となる。 1.4≧|ε′(cd)/ε(bc)|>1.1の場合は、 ε1=2ε(bc)−4ε′(cd)、ε2=−3ε(bc)+2ε′(cd)
、ε3=ε(bc)
ε4=ε5=ε′(cd)となる。 1.1≧|ε′(cd)/ε(bc)|>1の場合は、 ε1=1/3ε′(bc)、ε2=−2ε′(bc)、ε3=0、 ε4=2/3ε′(bc)、ε5=ε′(bc)となる。 |ε(cd)/ε(bc)|=1の場合は、 ε1=ε′(cd)、ε2=0、ε3=−2ε′(cd)、ε4=0
、ε5
ε′(cd)となる。 1>|ε′(cd)/ε(bc)|≧0.9の場合は、 ε1=ε(bc)、ε2=2/3ε(bc)、ε3=0、ε4=−2
ε(bc)、ε5 =1/3ε(bc)となる。 0.9>|ε′(cd)/ε(bc)|≧0.7の場合は、 ε1=ε(bc)、ε2=ε(bc)、ε3=ε′(cd)、ε4=2ε(
bc)
−3ε′(cd)
ε5=−4ε(bc)+2ε′(cd)となる。 0.7>|ε′(cd)/ε(bc)|の場合、 この場合、下記の2つの場合が考えらる。 y・β<0であれば、 ε1=ε(bc)、ε2=ε(bc)、ε3=ε(bc)、 ε4=1/3ε(bc)−2ε′(cd)、ε5=−10/3ε(bc)
+2ε′(cd) y・β>0であれば、2画素PとP+1をブロ
ツクとして処理する。画素P+1はすでに前回に
処理されており(反復処理)、またこの場合、計
算データを変更するのであるから、データの出力
の前に、画素P+1の処理の結果に対応する5個
の下記画素の値を含む緩衝器(即ちバツフア)が
必要であり、これらの値をPの処理中に消すこと
ができる。 この処理を2つの画素について同時に実施する
場合を下記に説明する。 E ダブルポイントの場合に2つの画素に対して
同時に実施された“微細再生”処理 (1) (y≠0) この処理は、条件y・β>0に対応する前記の
場合を補完するものである。画素(d)について
再生された5下位画素は下記の様に書かれる。 dj=d+△・εdj,ここにjは1から5までの
値をとる。 計算を完成するため、 ε′(de)=β・|y|/|β0|+|y|を計算し、
下記の比較 を実施する。 |ε′(de)|≦|y|であれば、εdjは下記の値を
とる。すなわち、 εd1=−3ε′(de)、εd2=0、εd3=εd4=εd5=ε
(de)とな
る。 |ε′(de)|>|y|であれば、下記の2つの場合
が考えられる。 (a) |ε′(de)|+|y|≦ε(bc)であれば、εdj
は前
記と同一の値をとる。すなわち、εd1=−3ε′(de)
εd2=0、εd3=εd4=εd5=ε′(de)となる。 (b) |ε′(de)|+|y|>|ε(bc)|であれば、
εdj
は同じく下記の様に変更される。すなわち、 εd1=−3(ε(bc)−y)、εd2=0、εd3=εd4=ε
d5
ε(bc)−y となる。 (2) (y=0) この場合、有効基準点は下記の通り。 Pi(ti,P(bcd))およびPi+2(ti+2,P(cde))ここに
[Equation] Similarly, since the amplitude of the lower pixel directly depends on the values ε (bc) and ε' (bc) , we can set the reproduced lower pixel value to the voltage corresponding to photoblack and photowhite, respectively. In order to limit the processing to hold between 1 and 2, the absolute amplitude C of the pixel P must be taken into account (Δ is the balance factor). As mentioned earlier, we have to add tests for (y・β) and (x・α), and if α and β are zero, we can replace them in the calculation with α 0 and α, respectively. Note that β 0 is used. If y β < 0, this corresponds to “fine reproduction type” processing for the P+1 pixel, but in order to locate the maximum value of the reproduced peak, the ratio ε′ (de)(cd) is Must be researched. If this ratio is greater than or equal to 1.4, y must be used instead of ε′ (cd) in the calculations below. Similarly, if x・α<0, the ratio ε (ad) /ε′ (bc) is 1.
Four
In the above case, -x is used instead of ε (bc) . In all calculations below, all j(j
=1,... 5 ) is used. Obtain C j = C + △・ε j . Therefore, the original processing is performed as follows. |ε′ (cd)(bc) | If >1.4, ε 1 =2ε (bc) −4ε′ (cd) , ε 2 =−2ε (bc) +ε′ (cd)
′ ε 3 = ε 4 = ε 5 = ε′ (cd) . 1.4≧|ε′ (cd)(bc) | If >1.1, ε 1 = 2ε (bc) −4ε′ (cd) , ε 2 = −3ε (bc) +2ε′ (cd)
, ε 3 = ε (bc) ,
ε 4 = ε 5 = ε′ (cd) . 1.1≧|ε′ (cd)(bc) | If >1, ε 1 = 1/3ε′ (bc) , ε 2 = −2ε′ (bc) , ε 3 = 0, ε 4 = 2 /3ε′ (bc) , ε 5 =ε′ (bc) . |ε (cd)(bc) | If = 1, ε 1 = ε′ (cd) , ε 2 = 0, ε 3 = −2ε′ (cd) , ε 4 = 0
, ε 5 =
ε′ (cd) . 1>|ε′ (cd)(bc) |≧0.9, ε 1 = ε (bc) , ε 2 = 2/3ε (bc) , ε 3 = 0, ε 4 = −2
ε (bc) , ε 5 =1/3ε (bc) . 0.9>|ε′ (cd)(bc) |≧0.7, ε 1 = ε (bc) , ε 2 = ε (bc) , ε 3 = ε′ (cd) , ε 4 = 2ε (
bc)
−3ε′ (cd) ,
ε 5 = −4ε (bc) +2ε′ (cd) . If 0.7>|ε′ (cd)(bc) |, then the following two cases are possible. If y・β<0, ε 1 = ε (bc) , ε 2 = ε (bc) , ε 3 = ε (bc) , ε 4 = 1/3ε (bc) −2ε′ (cd) , ε 5 = −10/3ε (bc)
+2ε' (cd) If y·β>0, the two pixels P and P+1 are processed as a block. Pixel P+1 has already been processed previously (iterative processing), and in this case, the calculation data is to be changed, so before outputting the data, the following five pixels corresponding to the result of processing pixel P+1 are A buffer containing the values is required, and these values can be erased during processing of P. A case in which this process is performed simultaneously for two pixels will be described below. E “Fine reproduction” processing performed simultaneously on two pixels in the case of double points (1) (y≠0) This processing complements the above case corresponding to the condition y・β>0. be. The five sub-pixels reconstructed for pixel (d) are written as follows. dj=d+Δ·ε dj , where j takes a value from 1 to 5. To complete the calculation, calculate ε′ (de) = β・|y|/|β 0 |+|y|,
Perform the comparison below. If |ε′ (de) |≦|y|, ε dj takes the following value. That is, ε d1 = −3ε′ (de) , ε d2 = 0, ε d3 = ε d4 = ε d5 = ε
(de) . If |ε′ (de) |>|y|, the following two cases are possible. (a) |ε′ (de) |+|y|≦ε (bc) , then ε dj
takes the same value as above. That is, ε d1 = −3ε′ (de) ,
ε d2 = 0, ε d3 = ε d4 = ε d5 = ε′ (de) . (b) |ε′ (de) |+|y|>|ε (bc) |, then
ε dj
is also changed as follows. That is, ε d1 = −3(ε (bc) −y), ε d2 = 0, ε d3 = ε d4 = ε
d5 =
ε (bc) −y. (2) (y=0) In this case, the effective reference point is as follows. P i (t i , P (bcd) ) and P i+2 (t i+2 , P (cde) ) where

【式】および[expression] and

【式】 なぜならば、yが零であつて、点Pi+1は存在理
由がないからである。このポイントは重なつてい
るから、再生されるべきピークの極大値は、Pと
P+1から成るこの大画素の中央にあると仮定す
る。10個の下位画素は下記の様に書かれる: c1,c2,c3,c4,c5,d1,d2,d3,d4,d5。 ここに、εjとεdjはjε〔1,5〕に対応。 ε=inf(ε(bcd),ε′(cde)とする。その場合、 ε1c=ε、ε2c=ε、ε3c=ε、ε4c=0,ε5c=−3
ε、
ε1d=−3ε、ε2d=0、ε3d=ε、ε4d=ε、ε5d
ε 註:この処理部全体において、10個の下記画素
に対して平衡係数△を計算しなければならない。
故にこれはPとP+1について同一となる。 平衡係数△の計算 Mをフオトホワイトに対応する値とすれば、Cj
の値を平衡させるために、平衡係数△を計算しな
ければならない。 x>0ならば、最大階差εjを差M−Cと比較す
る。 sup(ε1,・・・ε5)<M−Cの場合、△=1 sup(ε1,・・・ε5)>M−Cの場合、△=
M−C/sup(ε1,・・・ε5)−x<0ならば、最大
階差− εjをCと比較する。 sup(−ε1,・・・−ε5)>Cの場合、△=1 sup(−ε,・・・−ε5)>Cの場合、△=
C/sup(−ε1,・・・−ε5) 結論として、下記の三点を注意しなければなら
ない。 ――下位画素の振幅変動の研究のための限界と
して役立つた応用分野は、肖像画ドキユメントの
基礎的特性を考慮に入れた実験と予備的計算の結
果である。各下位画素の振幅変動は団鬼的に一次
関数に近似させられた。これは、アナログであれ
デジタルであれ、処理を容易にするためである。
これらの関数の一次導関数を変更することによ
り、同一平均密度値を保持しながら、簡単に処理
の有効性を操作することができる。 第2の注意事項はノイズに対する免疫性に関す
るものである。アナログ信号の伝送帯域は約800
Hzに制限されるから、一部の遷移が禁止され、ま
た受信に際してデジタル信号を観察することによ
り、例えば明るい地の上の濃い点などの異常な遷
移を示す有害なノイズの大部分を除去することが
できると言えよう。所定の伝送帯域について、
x・y<0がのときに和|x|+|y|越えるこ
とのできないしきい値が存在する。 経験的に、n=5の場合に、このしきい値は、
15に等しくとることができることが分かる。 最後の注意事項として、この処理システムの出
力において得られる信号は、従来の光受信器を接
続できるように1800Hzの信号の振幅変調に使用さ
れるであろう。この1800Hzは、干渉を避けるため
に、モデムから出た母周波数φに従属させられ、
変調信号の自然慮波を成す。 F 3画素のみを考慮する場合の処理 この場合は考慮される値はxとyのみであつ
て、これらの値は対称的役割を成す。なぜかな
ら、xとyを逆転しても、Cjの順序を変更すれば
よいからである。 x・y=0の場合、Cの値は不変、すなわちCj
=0 x・y>0の場合、表(1)参照−“遷移” x・y<0の場合、表(2)参照−“遷移”
[Formula] This is because y is zero and the point P i+1 has no reason to exist. Since these points overlap, it is assumed that the maximum value of the peak to be reproduced is in the center of this large pixel consisting of P and P+1. The 10 subpixels are written as follows: c 1 , c 2 , c 3 , c 4 , c 5 , d 1 , d 2 , d 3 , d 4 , d 5 . Here, ε j and ε dj correspond to jε[1,5]. Let ε=inf(ε (bcd) , ε′ (cde) . In that case, ε 1c = ε, ε 2c = ε, ε 3c = ε, ε 4c = 0, ε 5c = −3
ε,
ε 1d = −3ε, ε 2d = 0, ε 3d = ε, ε 4d = ε, ε 5d =
ε Note: In this entire processing section, the balance coefficient △ must be calculated for the following 10 pixels.
Therefore, this is the same for P and P+1. Calculation of equilibrium coefficient △ If M is the value corresponding to photowhite, C j
In order to balance the values of , the balance factor Δ must be calculated. If x>0, the maximum floor difference εj is compared with the difference MC. If sup(ε 1 ,...ε 5 )<MC, Δ=1 If sup(ε 1 ,...ε 5 )>MC, Δ=
If MC/sup(ε 1 , . . . ε 5 )−x<0, the maximum floor difference −ε j is compared with C. If sup(-ε 1 ,...-ε 5 )>C, △=1 If sup(-ε,...-ε 5 )>C, △=
C/sup (-ε 1 ,...-ε 5 ) In conclusion, the following three points must be noted. --A field of application that serves as a limit for the study of amplitude variations of subpixels is the result of experiments and preliminary calculations taking into account the basic characteristics of portrait documents. The amplitude fluctuation of each lower pixel was roughly approximated to a linear function. This is to facilitate processing, whether analog or digital.
By changing the first derivatives of these functions, the effectiveness of the process can be easily manipulated while maintaining the same average density value. The second consideration concerns immunity to noise. The analog signal transmission band is approximately 800
Hz, so some transitions are prohibited, and by observing the digital signal as it is received, most of the harmful noise that shows unusual transitions, such as dark dots on bright ground, is removed. I can say that it is possible. For a given transmission band,
When x·y<0, there is a threshold value that cannot be exceeded by the sum |x|+|y|. Empirically, for n=5, this threshold is
It turns out that it can be taken equal to 15. As a final note, the signal obtained at the output of this processing system will be used for amplitude modulation of the 1800 Hz signal so that a conventional optical receiver can be connected. This 1800Hz is subordinated to the mother frequency φ from the modem to avoid interference,
It forms a natural wave of the modulated signal. F Processing when only 3 pixels are considered In this case, the only values considered are x and y, and these values play a symmetrical role. This is because even if x and y are reversed, the order of C j can be changed. When x・y=0, the value of C remains unchanged, i.e. C j
= 0 If x・y>0, refer to table (1) - “Transition” If x・y<0, refer to table (2) – “Transition”

【表】【table】

【表】 ばよい。出力信号は、それぞれフオトブラツ
クとフオトホワイトに対応するレベル
によつて限定される。
[Table] Bye. The output signals are limited by levels corresponding to photoblack and photowhite, respectively.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図と第2図はベラン型伝送方式によつて発
信および受信される肖像画ドキユメントのデジタ
ル伝送システムのそぞれ発信部および受信部のブ
ロツクダイヤグラム、第3図はアナログ原子信号
と対応のデジタル信号の時間関数電圧ダイヤグラ
ム、第4図はデジタル信号の時間関数電圧ダイヤ
グラムであつて変数を表示するダイヤグラム、第
5図は中央画素を下位画素に分解したデジタル信
号の時間関数電圧ダイヤグラム、第6図は微細再
生原理を示すための時間関数ダイヤグラム、また
第7図は段階分解を説明するための時間関数時間
ダイヤグラムである。 1……エミツタ、2……可変利得増幅器、3…
…絶縁変圧器、4……ホワイト信号検出回路、5
……A/D変換器、6……冗長2進語発生回路、
6′……認識語発生回路、7……全波整流器、8
……対数/線形変換器、9……スイツチング装
置、10……積分回路、11……サンプルホール
ド回路、12……並直インタフエース、13……
モデム、14……伝送線、16……直並列変換
器、17……認識2進語デコーダ、18……コー
ド、18′……同期語デコーダ、19……妥当性
検査回路、20……クロツク、21……D/A変
換器、22……線形/対数変換器、23……計
算/処理ユニツト、24……再生装置、25……
変調器、27……イメージ検出回路。
Figures 1 and 2 are block diagrams of the transmitter and receiver, respectively, of a digital transmission system for portrait documents transmitted and received by the Bellin type transmission method, and Figure 3 is a block diagram of the analog atomic signal and the corresponding digital transmission system. Figure 4 is a time function voltage diagram of a digital signal that displays variables. Figure 5 is a time function voltage diagram of a digital signal in which the central pixel is broken down into lower pixels. Figure 6 is a time function voltage diagram of a digital signal. is a time function diagram for showing the fine regeneration principle, and FIG. 7 is a time function time diagram for explaining step decomposition. 1... Emitter, 2... Variable gain amplifier, 3...
...Isolation transformer, 4...White signal detection circuit, 5
...A/D converter, 6...Redundant binary word generation circuit,
6'... Recognition word generation circuit, 7... Full wave rectifier, 8
... Logarithmic/linear converter, 9 ... Switching device, 10 ... Integrating circuit, 11 ... Sample hold circuit, 12 ... Parallel-to-serial interface, 13 ...
Modem, 14...Transmission line, 16...Serial to parallel converter, 17...Recognition binary word decoder, 18...Code, 18'...Synchronization word decoder, 19...Validity check circuit, 20...Clock , 21...D/A converter, 22...Linear/logarithmic converter, 23...Calculation/processing unit, 24...Reproduction device, 25...
Modulator, 27... image detection circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 受信信号を連続するp個の画素の相対振幅及
び絶対振幅の関数として処理し、前記連続する画
素の中央画素を、各々の密度が周囲画素の密度の
関数となるm個の下位画素に分解することを特徴
とする、伝送される書類を表わす輝度信号のAD
変換ののちに伝送に使用されるデジタル信号から
画像信号の再生方法。 2 発信部において対数/線形変換によつてデー
タの圧縮を実施し、受信部において線形/対数変
換を実施し、前記受信信号の処理は受信部の線
形/対数変換の前において実施されることを特徴
とする特許請求の範囲第1項に記載の画像信号の
再生方法。 3 処理される原画素の密度の平均値を保存し、
これを対応する再生された下位画素に対して 式【式】によつて再配分させる ことを特徴とする特許請求の範囲第1項または第
2項のいずれかに記載の画像信号の再生方法。 ただし、Cは再生される中央画素の絶対振幅、
Cjは再生された下位画素の振幅、mは下位画素の
個数である。 4 前記画素の数は少なくとも3に等しく、即ち
処理される画素Pと先行画素P−1と、後続画素
P+1であつて、画素Pは、画素P−1に対して
量子化階差xを成し、画素P+1に対して量子化
階差yを成し、また画素Pの処理のために作られ
た下位画素の量子化は、 積x・yがゼロに等しい場合、下位画素の振幅
値Cjは不変であつて、処理される画素Pの絶対振
幅に等しい値に留まり、 積x・yが正の場合、下位画素の振幅値Cjは画
素P−1とP+1の間において、値xとyの階差
の関数として変動する傾斜となる段階的遷移を保
証するように計算され、 積x・yが負の場合、下位画素の振幅値Cjは、
極大値または極小値を示す遷移部によつて微細再
生を保証するように計算され、前記極大値または
極小値の形状は実験的に決定され、値xとyとの
偏差の関数として変動する、 ように行われることを特徴とする特許請求の範
囲第1項乃至第3項のいずれかに記載の画像信号
の再生方法。 5 前記画素の数は5に等しく、即ち処理される
画素Pと、先行の画素P−1及びP−2と、後続
の画素P+1及びP+2であつて、画素Pは、画
素P−1に対して量子化階差xを成し、また画素
P+1に対して量子化階差yを成し、これに対し
て画素P−2は画素P−1に対して量子化階差α
を成し、また画素P+2は画素P+1に対して量
子化階差βを成し、また画素Pの処理のために作
られる下位画素の量子化は、 量子化階差xが零に等しい場合には、下位画素
の振幅値Cjは不変であつて、処理される画素Pの
絶対振幅に等しい値に留まり、 量子化階差が零と異なる場合で a 積x・yが零に等しい場合は、 () β・x=0ならば、量子化階差|x|
が所定値(例えば1)以下またはこれに等し
い場合を除き、不変であつて、処理される画
素Pの絶対振幅に等しい値に留まり、この場
合、振幅Cjは下記の線形式によつて変動し、 Cj=C−m+1−j/m+1x ここに、Cは画素Pの絶対振幅、jは下位画
素の番号、mは画素Pの下位画素の数とし、 () β・x>0ならば、下位画素の振幅値
Cjは不変であつて、処理される画素Pの振幅
に等しい値に留まり、 () β・x<0ならば、下位画素の振幅値
Cjは、その場合にはダブルポイントが存在す
るが故に、画素PとP+1とについて同時に
微細再生を保証するように計算され、 b x・yが負の場合は、下位画素の振幅値Cj
画素Pについて、また場合により画素PとP+
1とについて微細再生を行うように計算され、 c x・yが正の場合は、下位画素の振幅値Cj
は、P−1とP+1との間に段階的遷移を保証
するように計算されることを特徴とする、 特許請求の範囲第1項乃至第3項のいずれかに記
載の画像信号の再生方法。 6 画素P−1と画素P+1との間の段階的遷移
を実施するため、遷移P−1→P及び遷移P→P
+1に対する各々の最適通過点 P(bc)=C+ε(bc)及びP(cd)=C+ε′(cd)をそれぞれ
、 ε(bc)=−x・|y|/|y|+|α|及び ε′(cd)=−y・|x|/|x|+|β| によつて決定し、また作られるすべての下位画素
の振幅を比ε(bc)/ε′(cd)の関数として決定すること
を特徴とする特記請求の範囲第5項に記載の画像
信号の再生方法。 7 前記微細再生の処理は、再生される下位画素
の値をそれぞれフオトブラツク及びフオトホワイ
トに対応する電圧の下位画素の振幅を値 ε(bc)及びε′(cd)の関数として、画素Pの絶対振幅を
考慮して決定することを特徴とする特許請求の範
囲第5項または第6項のいずれかに記載の画像信
号の再生方法。 8 a 発信部において、 予め変調されたアナログ信号を受ける対数/線
形変換器8と、 前記変換器8の出力に対して並列に取付けられ
交互に作用する2個の積分器10から成り、各画
素の出す輝度信号全体を積分することのできるユ
ニツトと、 前記2個の積分器10のいずれかによつて供給
された信号を各画素についてAD変換するのに必
要な時間、記憶するためのサンプルホールド回路
11を介して、前記ユニツトの出力に接続された
AD変換器5と、 各画素の値を代表するデジタル信号を直列化
し、現行規格による伝送線14に信号を送るマル
チプレクサ13及びモデムの一方又は双方に対し
てこの直列化信号を伝送する直並列インタフエー
ス12とを備え、 b 受信部において、 伝送線14から出るデジタル/直列信号を受け
る直並列変換器16と、 前記の直並列変換器16の出力に接続された
DA変換器21と、 前記DA変換器21によつて得られた信号を処
理し、発信部の入力に伝送され復調されたアナロ
グ信号と同等の指数関数信号を出力としてうるこ
とのできる線形/対数変換器22と、 を備えていることを特徴とする、例えばベラン
型解析器から出た信号などのアナログ信号のデジ
タルタル伝送のうちに得られるようにした画像信
号の再生装置。 9 再生されたドキユメントにモアレとなつて表
われる干渉を防止するため、変調器25はモデム
13のクロツクに従属させられることを特徴とす
る特許請求の範囲第8項記載の画像信号の再生装
置。 10 エミツタ1によつて発信された変調信号
は、復調/ホワイト信号検出4/平準化回路を介
して対数/線形変換器8に伝送され、この回路は
エミツタ1と対数/線形変換器8との間において
直列に、可変利得増幅器2と全波整流器7とを含
み、全波整流器7と、対数/線形変換器8及び伝
送線14の一方又は双方との間にスイツチング装
置9が備えられることを特徴とする特許請求の範
囲第8項記載の画像信号の再生装置。 11 発信部は、エミツタの発信の存在しないと
きに全波整流器7と対数/線形変換器8との間の
接続を中断するためのスイツチング装置9に作用
する回路を含むことを特徴とする特許請求の範囲
第8項記載の画像信号の再生装置。 12 発信部は、発信開始に発信されるホワイト
信号の存在を検出し、 可変利得増幅器2がAD変換器5の認めうる極
大値に等しい振幅の信号を出すように、この増幅
器2の利得を調整し、 増幅器2の利得が送伝中、常に同時に留まるよ
うに、この利得を決定する信号を記憶し、 増幅器2の利得のロツキングが実施されるとき
に、全波整流器7と対数/線形変換器8との間を
接続する回路を含むことを特徴とする特許請求の
範囲第8項記載の画像信号の再生装置。 13 読取り信号のホワイトレベルの振幅が予め
定められたホワイトレベルの振幅よりも高い場合
に、前記読取り信号のホワイトレベルの振幅を前
記の予め定められたホワイトレベルに整列させる
クリツパを含むことを特徴とする特許請求の範囲
第8項記載の画像信号の再生装置。 14 発信部は、前記利得ロツキングののちに、
ドキユメントのデジタル処理の前に、 a 受信部が画素を量子化する2進語の開始と終
端を認識するようにこの受信部に対して同期信
号として作用する冗長2進語を発生する冗長2
進語発生回路6と、 b 使用されるコードに従つて、受信器にメツセ
ージを受けることを許しまたは許さない認識語
6′を発生する認識語発生回路と、 を備えていることを特徴とする特許請求の範囲
第8項記載の画像信号の再生装置。 15 受信部は使用されるコードに従つて、伝送
線によつて伝送される信号を受けることを受信器
に許しまたは許さない認識語を復号する回路17
と、 DA変換器21を制御するロツクのゼロ復帰信
号を伝送するための同期語デコーダ18と、 を備えていることを特徴とする特許請求の範囲
第8項記載の画像信号の再生装置。 16 受信部は更に、変換器22の出力を短絡す
るイメージ検出回路27を備えていることを特徴
とする特許請求の範囲第8項記載の画像信号の再
生装置。 17 マイクロプロセツサを用いて実施される場
合、信号に対する処理順序は受信部においては、
信号処理はDA変換器21の上流において実施さ
れ、 発信部においては、信号処理はAD変換器5の
下流において実施されるように変更されることを
特徴とする特許請求の範囲第8項記載の画像信号
の再生装置。
[Scope of Claims] 1. A received signal is processed as a function of the relative amplitude and absolute amplitude of p consecutive pixels, and the central pixel of the successive pixels is processed so that the density of each pixel is a function of the density of surrounding pixels. AD of the luminance signal representing the transmitted document, characterized by its resolution into subpixels of
A method of reproducing an image signal from a digital signal that is used for transmission after conversion. 2 Compression of data is performed by logarithmic/linear conversion in the transmitting unit, linear/logarithmic conversion is performed in the receiving unit, and processing of the received signal is performed before the linear/logarithmic conversion in the receiving unit. A method for reproducing an image signal according to claim 1. 3 Save the average value of the density of the original pixels to be processed,
3. The method for reproducing an image signal according to claim 1, wherein the signal is redistributed to the corresponding reproduced lower-order pixel according to the following formula. However, C is the absolute amplitude of the central pixel to be reproduced,
C j is the amplitude of the reproduced lower pixel, and m is the number of lower pixels. 4 said number of pixels is at least equal to 3, i.e. the pixel P to be processed, the preceding pixel P-1 and the following pixel P+1, the pixel P forming a quantization difference x with respect to the pixel P-1; However, the quantization difference y is formed for pixel P+1, and the quantization of the lower pixel created for the processing of pixel P is as follows: When the product x・y is equal to zero, the amplitude value C of the lower pixel j remains constant and remains equal to the absolute amplitude of the pixel P to be processed, and if the product x・y is positive, the amplitude value C j of the lower pixel is equal to the value x between pixels P-1 and P+1. If the product x y is negative, the amplitude value C j of the lower pixel is
calculated to ensure fine regeneration by means of transitions exhibiting local maxima or local minima, the shape of said local maxima or local minima being determined experimentally and varying as a function of the deviation between the values x and y; A method for reproducing an image signal according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the method is performed as follows. 5 The number of said pixels is equal to 5, i.e. the pixel P to be processed, the preceding pixels P-1 and P-2, and the following pixels P+1 and P+2, where pixel P is equal to pixel P-1. The pixel P+1 has a quantization difference x, and the pixel P-2 has a quantization difference α with respect to the pixel P-1.
The pixel P+2 has a quantization difference β with respect to the pixel P+1, and the quantization of the lower pixels created for processing the pixel P is as follows: When the quantization difference x is equal to zero, The amplitude value C j of the lower pixel remains unchanged and remains equal to the absolute amplitude of the pixel P to be processed, and if the quantization difference is different from zero, a, and if the product x・y is equal to zero, then , () If β x = 0, quantization difference |x|
remains constant and equal to the absolute amplitude of the pixel P being processed, unless C j is less than or equal to a predetermined value (e.g. 1), in which case the amplitude C j varies according to the following linear formula: Then, C j = C-m+1-j/m+1x where C is the absolute amplitude of pixel P, j is the number of lower-order pixels, m is the number of lower-order pixels of pixel P, and () If β・x>0 , amplitude value of lower pixel
C j remains unchanged and remains equal to the amplitude of the pixel P being processed; () If β x < 0, the amplitude value of the lower pixel
Since there is a double point in that case, C j is calculated to ensure fine reproduction for pixels P and P+1 at the same time, and if b x・y is negative, the amplitude value of the lower pixel C j is for pixel P, and possibly for pixels P and P+
1, and if c x・y is positive, the amplitude value of the lower pixel C j
is calculated to ensure a stepwise transition between P-1 and P+1. . 6 To perform a stepwise transition between pixel P-1 and pixel P+1, transition P-1→P and transition P→P
The optimal passing points P (bc) = C + ε (bc) and P (cd) = C + ε' (cd) for +1 are respectively expressed as ε (bc) = -x・|y|/|y|+|α| and Determine by ε′ ( cd ) = −y | 6. The method for reproducing an image signal according to claim 5, characterized in that the image signal is determined. 7 The above-mentioned fine reproduction processing is performed by calculating the value of the lower pixel to be reproduced by using the amplitude of the lower pixel of the voltage corresponding to photo black and photo white as a function of the values ε (bc) and ε' (cd) of the pixel P. 7. The method for reproducing an image signal according to claim 5, wherein the determination is made taking absolute amplitude into consideration. 8a In the transmitting section, it consists of a logarithmic/linear converter 8 receiving a pre-modulated analog signal, and two integrators 10 installed in parallel and acting alternately on the output of said converter 8, each pixel a unit capable of integrating the entire luminance signal output by the integrator 10, and a sample hold for storing the time required to AD convert the signal supplied by either of the two integrators 10 for each pixel. connected to the output of said unit via a circuit 11
An AD converter 5 and a serial/parallel interface that serializes a digital signal representing the value of each pixel and transmits the serialized signal to one or both of a multiplexer 13 and a modem that sends the signal to a transmission line 14 according to current standards. ace 12; b. in the receiving section, a serial-to-parallel converter 16 that receives the digital/serial signal output from the transmission line 14;
a DA converter 21; a linear/logarithmic signal capable of processing the signal obtained by the DA converter 21 and outputting an exponential signal equivalent to the demodulated analog signal transmitted to the input of the transmitting section; 1. A reproducing device for an image signal obtained during digital transmission of an analog signal, such as a signal output from a Beran type analyzer, characterized in that it comprises a converter 22. 9. The image signal reproducing apparatus according to claim 8, wherein the modulator 25 is made dependent on the clock of the modem 13 in order to prevent interference that appears as moiré in the reproduced document. 10 The modulated signal emitted by the emitter 1 is transmitted via the demodulation/white signal detection 4/leveling circuit to the log/linear converter 8, which circuit connects the emitter 1 and the log/linear converter 8. A switching device 9 is provided between the full-wave rectifier 7 and one or both of the logarithmic/linear converter 8 and the transmission line 14. An image signal reproducing device as claimed in claim 8. 11. Claim characterized in that the transmitter comprises a circuit acting on a switching device 9 for interrupting the connection between the full-wave rectifier 7 and the logarithmic/linear converter 8 in the absence of an emitter transmitter. The image signal reproducing device according to item 8. 12 The transmitter detects the presence of a white signal transmitted at the start of transmission, and adjusts the gain of variable gain amplifier 2 so that it outputs a signal with an amplitude equal to the maximum value that can be recognized by AD converter 5. and store the signal determining this gain so that the gain of amplifier 2 always remains the same during transmission, and when the locking of the gain of amplifier 2 is carried out, the full-wave rectifier 7 and the log/linear converter 9. The image signal reproducing apparatus according to claim 8, further comprising a circuit for connecting between the image signal and the image signal. 13, comprising a clipper that aligns the amplitude of the white level of the read signal to the predetermined white level when the amplitude of the white level of the read signal is higher than the predetermined white level amplitude. An image signal reproducing device according to claim 8. 14 After the gain locking, the transmitting unit:
Before the digital processing of the document, a redundant binary word is generated which generates a redundant binary word which acts as a synchronization signal for the receiving part so that the receiving part recognizes the beginning and end of the binary word which quantizes the pixels.
b) a recognition word generation circuit that generates a recognition word 6' that allows or disallows the receiver to receive the message according to the code used; An image signal reproducing device according to claim 8. 15. The receiving section has a circuit 17 for decoding the recognition word, which allows or disallows the receiver to receive the signal transmitted by the transmission line, depending on the code used.
9. The image signal reproducing apparatus according to claim 8, further comprising: a synchronization word decoder 18 for transmitting a lock return-to-zero signal for controlling the DA converter 21. 16. The image signal reproducing apparatus according to claim 8, wherein the receiving section further includes an image detection circuit 27 that short-circuits the output of the converter 22. 17 When implemented using a microprocessor, the processing order for signals is as follows in the receiving section:
The signal processing is performed upstream of the DA converter 21, and in the transmitting section, the signal processing is changed to be performed downstream of the AD converter 5. Image signal reproducing device.
JP57076481A 1981-05-08 1982-05-07 Method and device for genenerating video signal Granted JPS5830277A (en)

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