JPH04297111A

JPH04297111A - 位相雑音を低減させたマイクロ波発振器

Info

Publication number: JPH04297111A
Application number: JP3163791A
Authority: JP
Inventors: Leonard D Cohen; レオナルド　ダニエル　コーヘン
Original assignee: AIL Systems Inc
Current assignee: AIL Systems Inc
Priority date: 1990-06-07
Filing date: 1991-06-07
Publication date: 1992-10-21
Also published as: EP0460958B1; CA2043977A1; CA2043977C; DE69101399T2; EP0460958A1; US5059927A; DE69101399D1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、米国特許第４９７３９
２１　号に係るミリメートル波集中素子バラクタ同調発
振器ＶＣＯに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電圧制御発振器ＶＣＯは、出力周波数が
電子的に制御された発振器である。ソリッドステートＶ
ＣＯでは、電子同調能力はＶＣＯ回路の一部に組み込ま
れている電圧制御された容量性素子であるバラクタダイ
オードによって与えられる。ＶＣＯで発生する周波数変
化の大きさは、バラクタの最大／最小静電容量比と、回
路及びダイオードパッケージ寄生成分を含む回路内の他
の容量性素子によってバラクタの静電容量比に与えられ
る望ましくないパディング効果（減少）との関数である
。理想的状態では、バラクタが回路内の唯一の容量性エ
ネルギ蓄積素子であり、従ってそれがＶＣＯの同調範囲
に対して最大の制御力を持っている。バラクタの静電容
量比に加えて、出力（抵抗）負荷もＶＣＯの同調範囲を
狭くする別の要因である。ＶＣＯ能動素子の端子へ変換
された時の抵抗負荷の影響によって、バラクタの有効静
電容量比が減少する。従って、最大の同調範囲が性能目
的である時、ＶＣＯに結合される負荷は軽くしなければ
ならない。ガンＶＣＯの広帯域同調に対してこれらの基
本的配慮を行うと、最大同調範囲は中心周波数の７％、
市販されている導波管（分散形回路）型ＶＣＯ（１９８
８年６月の米国、ミズリー州、メアリーランド・ハイツ
のセントラル・マイクロウエーブ社の「広帯域電子同調
ガン発振器ＣＭＷシリーズ」）では、５７．５ＧＨｚ　
の中心周波数で±２ＧＨｚ　（ギガヘルツ）の同調帯域
となる。

【０００３】上記特許では、超広帯域集中素子バラクタ
同調ミリメートル波ＶＣＯを提供している。一実施例で
は、ＶＣＯの同調帯域は５６ＧＨｚ　の中心周波数で±
１０ＧＨｚ　であり、この２０ＧＨｚ　の同調帯域（３
５．７％の範囲）は、同一周波数帯域において既存のガ
ンＶＣＯで得られる同調範囲の５倍である。

【０００４】通信の送信器及び受信器の局部発振器やレ
ーダシステムとして用いられる信号発生源の位相雑音は
、システムの感度及び選択度を低下させる原因となりや
すい。例えばデジタル通信システムの場合、搬送波に近
い位相雑音はシステムビット誤り率に影響する。

【０００５】アナログ通信システムでは、搬送波から少
なくとも数百ＫＨｚ　に変調情報が存在する。入力信号
は、幾つかの中継局を通過する時に一般的に周波数の上
下変換処理で連続的に増幅されるため、局部発振器の位
相雑音は集合的に信号へ伝達される。多数の中継局の受
信端部に加えられる位相雑音の影響によって信号対雑音
比が低下し、従ってシステム選択度が低下する。

【０００６】ドップラーレーダシステムにおける送信器
及び局部発振器の信号発生源の両方に加えられる位相雑
音は、周波数が目標戻りに近い大きなクラッタ戻り信号
が存在する場合にドップラーシフト目標戻りに対して検
出限界を設定する。このため、低位相雑音は、通信及び
レーダシステムに用いられている送信器及び局部発振器
の信号発生源の重要な性能特徴である。

【０００７】信号発生源での低位相雑音の重要性から、
位相雑音低下技術が最優先課題となっている。マイクロ
波またはミリメートル波電圧制御発振器（ＶＣＯ）の位
相雑音を減少させるために一般的に用いられている方法
は、水晶または表面弾性波（ＳＡＷ）発振器等の超安定
基準波発生源に発振器を位相同期するものである（１９
７９年のＦ．ガードナー（Ｇａｒｄｎｅｒ）　、ジョン
・ウイリー（Ｗｉｌｅｙ）　・アンド・サンズの「位相
同期技術」）。

【０００８】位相同期ループは、位相雑音フィルタとし
て事実上機能する。それは、基準信号の雑音に対しては
低域フィルタに、ＶＣＯの雑音に対しては高域フィルタ
になる。位相同期ループ帯域幅内では、ＶＣＯは基準波
発生源の低位相雑音特性を示す。ループ帯域幅の外では
、ＶＣＯは非安定ＶＣＯとしてのそれ本来の位相雑音を
生じる。位相同期は、基準信号の位相をＶＣＯ出力の位
相と比較することによって実施される。位相の差によっ
て発生したエラー信号を利用して、基準信号とＶＣＯと
の間の位相差（エラー信号）が最小となるようにＶＣＯ
を再調整する。

【０００９】マイクロ波またはミリメートル波発振器に
おいて位相雑音を低減させるために一般的に用いられて
いる別の方法は注入同期（ｉｎｊｅｃｔｉｏｎｌｏｃｋ
ｉｎｇ）である（１９７３年１０月のＩＥＥＥ第６１巻
第１０号１３８６〜１４１０ページ「マイクロ波ソリッ
ドステート発振器の注入同期」Ｋ．黒川）。

【００１０】注入同期では、発振器周波数または発振器
周波数の分数調波の安定高周波信号が超安定基準波発生
源から得られ、同期しようとする発振器の高周波ポート
へ注入される。十分なレベルの注入力によって、発振器
は注入安定信号の周波数に同期される。同期帯域幅内で
は、発振器は注入安定信号の低位相雑音特性を示す。同
期帯域幅の外では、発振器本来の非安定位相雑音特性を
示す。注入同期法及び位相同期法は両方とも、これらの
位相雑音低減方法を実施するためにはそれらに専用の信
号発生源と、相当に大きい相補形回路とを必要とする。

【００１１】発振器において位相雑音を低減させるため
に用いられている別の公知の方法として、発振器をＱの
高い狭帯域フィルタで安定させるものがある。この方法
は、有意味な位相雑音低減に必要な高いＱ及び狭いフィ
ルタ通過帯域を実現することが困難であるため、ミリメ
ートル波周波数では実用的に限界がある。

【００１２】例えば、誘電共振器（フィルタ）形発振器
（ＤＲＯ）は、Ｑの値を考えれば事実上約２６ＧＨｚ　
に制限される。６ＧＨｚ　誘電共振器の無負荷時のＱは
７０００である（米国空軍航空機研究所、ＬＣ分類＃８
３ー６００５６６　「マイクロ波受信器及び関連構成部
品」Ｊ．ツイ（Ｔｓｕｉ））のに対して、８６ＧＨｚ　
の誘電共振器の測定Ｑはわずかに４２０である（１９８
２年６月２４日のエレクトロニック・レターズ第１８巻
第１３号５５６　〜５５８ページ「誘電共振器によるＷ
帯域マイクロストリップ発振器の安定」Ｇ．モーガン（
Ｍｏｒｇａｎ））。

【００１３】周波数に応じてＱが減少することは、周波
数の増加に伴って共振器の容積／表面積比が減少するこ
とによるものである。８６ＧＨｚ　の共振器の大きさは
、わずかに０．０３２　ｘ０．０３２　ｘ０．００６８
インチであった。発振器に誘電共振器を用いることによ
る位相雑音の低減は、発振器内で中心的エネルギ蓄積素
子として機能する高いＱの共振器によるものである。誘
電共振器の安定化有効性は、共振器のＱ／非安定発振器
のＱの比に反映される。

【００１４】上記の８６ＧＨｚ　発振器（ＤＲＯ）　で
は、安定係数がわずかに６であって、これは有意味な位
相雑音低減を行うには不十分である（１９６８年９月の
ＩＥＥＥ　トランス（Ｔｒａｎｓ．）　ＭＴＴ、第ＭＴ
Ｔ−１６巻第９号７４３　〜７４８　ページ「伝送安定
化空胴によるマイクロ波発振器の雑音低減」Ｊ．Ｒ．ア
シュレイ（Ａｓｈｌｅｙ）及びＣ．シールズ（Ｓｅａｒ
ｌｅｓ）　）。

【００１５】狭帯域フィルタ法を用いた位相雑音低減の
別の例は、イットリウム・鉄・ガーネット（ＹＩＧ）球
体に基づいたものである（米国空軍航空機研究所、ＬＣ
分類＃８３ー６００５６６　「マイクロ波受信器及び関
連構成部品」Ｊ．ツイ（Ｔｓｕｉ））。適当な磁界に浸
漬した時、ＹＩＧ球体は電流調整帯域フィルタとして、
または調整可能なマイクロ波空胴として作用し、Ｑは１
０００〜８０００程度である。ＹＩＧ同調発振器及びフ
ィルタは、約４０ＧＨｚ　以上の高い周波数に用いられ
る。調整可能なＹＩＧフィルタは、発振器内に周波数決
定素子として使用された時、または発振器の外部のフィ
ルタとして使用された時、広い周波数範囲に渡って発振
器の位相雑音を低減させる。

【００１６】しかし、発振器の隣接位相雑音を低減させ
る有効性は、１０ＭＨｚ　〜数百ＭＨｚ　の広い帯域幅
に制限される。それの数ｄＢ〜１０ｄＢである高い挿入
損失、バラクタ同調発振器の高速同調速度（マイクロ秒
）に比べた場合の低速同調速度（ミリ秒）及び比較的広
い通過帯域は、位相雑音低減に利用する場合の欠点とな
る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】このような事情に鑑み
て、本発明の目的は、マイクロ波及びミリメートル波の
固定周波数発振器及び広帯域電圧同調発振器（ＶＣＯ）
の位相雑音を発振器またはＶＣＯ回路の一体状の一部と
して組み込まれている簡単な回路手段によって低減させ
る方法を提供するものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、６０ＧＨｚ　
以上の周波数を含むミリメートル波及びマイクロ波範囲
内で作動する、バラクタ同調発振器（ＶＣＯ）を含む発
振器に関し、特に位相雑音の低減に関するものである。

【００１９】本発明は、ミリメートル波及びマイクロ波
範囲で作動する発振器であって、負性抵抗の能動素子を
備えた能動回路と、前記能動回路に結合されてそれとと
もに共振回路を形成する共振器回路と、基本周波数の発
振を無効終端させる手段を設けて前記共振回路のＱを増
加させて、前記共振回路内の蓄積基本周波数エネルギを
増加させることによって位相雑音を低減させる手段とを
有していることを特徴とする。

【００２０】１つの望ましい特徴によれば、本発明は、
ＶＣＯの広い同調周波数範囲、すなわちＷＲ−１９　導
波管の帯域である４０〜６０ＧＨｚ　全体に渡って連続
的に位相雑音を低減させることができる。位相雑音低減
回路は固定しており、ＶＣＯの連続的に同調可能な広い
周波数範囲に渡って調整する必要がない。この特徴は、
基本的に狭帯域法であってＶＣＯの周波数が変化する毎
に注入信号の周波数を変化させる必要がある注入同期法
とは対照的である。また、基本的に狭帯域法であってＶ
ＣＯの同調範囲の各周波数に合わせるために位相同期回
路（すなわちデジタル分割器及び逓倍器）を電子的に調
整する必要がある位相同期ループ法とも対照的である。また、広帯域周波数同調ＶＣＯのための位相同期ループ
システムは、ＶＣＯの同調範囲で区分的に連続している
だけである。本発明の方法では、位相雑音を低減させた
ＶＣＯ出力は、ＶＣＯ同調範囲で完全に連続している。

【００２１】別の望ましい特徴によれば、本発明の位相
雑音低減法は、従来のフィルタ形位相雑音低減法で必要
とされた帯域フィルタよりも高域フィルタを用いている
。従って、本発明の方法に用いられている周波数範囲は
、位相雑音抑圧に用いられている公知の狭帯域フィルタ
法の場合の周波数の上限よりも相当に高いミリメートル
波の周波数で実現することができる。位相雑音抑圧に用
いられるフィルタ法は、誘電共振器フィルタの場合には
２６ＧＨｚ　、ＹＩＧフィルタの場合には４０ＧＨｚ　
まで可能であるが、本発明の方法では６１ＧＨｚで実験
され、１００ＧＨｚ以上まで使用可能である。本方法で
高い周波数範囲を用いることができるのは、高いＱの共
振器または帯域フィルタではなく高域フィルタ、例えば
適当な遮断周波数を備えた導波管の一部を用いているか
らである。フィルタ位相雑音低減法では、フィルタが中
心的エネルギ蓄積及び周波数決定素子として機能するた
め、高いＱが最も必要とされる。狭帯域フィルタまたは
共振器のＱの値が、発振器を安定化させる度合いを決定
する。本発明の方法では、高域フィルタは別の機能で作
用する、すなわち遮断周波数以下の大きな広帯域リアク
タンスを与えると共に、その帯域で所望の出力を伝送す
る。それは、中心的エネルギ蓄積及び周波数決定素子と
して使用されていない。従来の帯域フィルタ位相雑音低
減法は、フィルタまたは共振器の大きさ及びＱに対する
周波数の減少効果のためにミリメートル波長では実行で
きず、無効となる。例えば、８６ＧＨｚ　の誘電共振器（１９８２年６月２
４日のエレクトロニック・レターズ第１８巻第１３号５
５６　〜５５８　ページ「誘電共振器によるＷ帯域マイ
クロストリップ発振器の安定」Ｇ．モーガン（Ｍｏｒｇ
ａｎ））は、わずかに０．０３２　ｘ０．０３２　ｘ０
．００６８インチである。それとは対照的に、本発明に
用いられている８６ＧＨｚ　の出力に対する高域フィル
タははるかに大きく、市販のＷＲ−１２　導波管（外径
寸法０．２０２ｘ０．１４１　インチ）の一部にすぎな
い。市販の導波管は３００ＧＨｚまで得られる。

【００２２】別の望ましい特徴によれば、本発明の雑音
低減法によって、位相同期または注入同期式の雑音低減
法で実現できるよりも簡単で、大幅に小型化し、また低
コストの低雑音発振器が得られる。実験的なＶ帯域（５
０〜７５ＧＨｚ　）雑音低減ガンＶＣＯは体積が０．７
５立方インチであるのに対して、同じ周波数の市販の位
相同期形ガン発振器の体積は８２立方インチである。

【００２３】別の望ましい特徴によれば、位相雑音低減
法を用いることによってＶＣＯの同調速度（マイクロ秒
）が低下することはない。これは、位相または注入同期
を行うために時間間隔（ミリ秒）が必要である位相また
は注入同期法とは対照的である。これはまた、同調速度
が本発明の位相雑音低減法を用いたＶＣＯよりも少なく
とも１等級遅いＹＩＧ同調フィルタとも対照的である。

【００２４】別の望ましい特徴によれば、本発明の雑音
低減法は、発振器またはＶＣＯの外部のＱを高める回路
に基づいている。発振器またはＶＣＯの位相雑音は、外
部のＱの二乗に反比例して変化する（１９７８年６月の
マイクロウエーブジャーナルの１０５　〜１０９　ペー
ジ「マイクロ波発振器におけるＦＭ及びＡＭ雑音」Ｓ．
ハミルトン（Ｈａｍｉｌｔｏｎ））。外部のＱ（Ｑｅｘ
ｔ　）は、共振器回路内に蓄積されるエネルギ／負荷内
で消散するエネルギ比である。本発明の方法では、高域
フィルタがＶＣＯまたは発振器の基本同調回路を負荷へ
送られた出力である発振の２次調波から分離する。高域
フィルタは、基本同調回路を無効終端させ、これによっ
て基本波共振器回路内の蓄積エネルギが高レベルになる
。共振器回路は、中心的エネルギ蓄積及び周波数決定回
路である。高域フィルタは、十分に高いリアクタンスレ
ベルにあるため、それは発振周波数決定素子でも中心的
エネルギ蓄積素子でもない。それとは対照的に、誘電ま
たはＹＩＧ共振器形発振器回路（または外部フィルタ）
を用いて位相雑音を低減させる発振器では、誘電または
ＹＩＧ共振器が中心的エネルギ蓄積及び周波数決定素子
である。位相雑音低減機能は、主に別個の誘電またはＹ
ＩＧ共振器（または外部フィルタ）の特性によって決定
される。本発明の方法では、別個の共振器は用いられな
い。位相雑音低減は、基本発振を無効終端してＶＣＯま
たは発振器の既存の共振器回路のＱを高めることによっ
て達成される。無効終端は広帯域であるので、Ｑの増加
およびそれに付随した位相雑音低減は、バラクタ同調Ｖ
ＣＯの同調範囲全体に渡る。これとは対照的に、誘電共
振器形の発振器は、それの周波数決定誘電共振器が固定
周波数であるために幅広い同調ができない。

【００２５】

【作用】発振器またはＶＣＯの外部にある構成部品また
は基本波発生源はまったく必要としない。本発明の方法
で安定化したガンＶＣＯの実験的性能は、搬送波から５
０ＫＨｚ　〜１ＭＨｚ　以上の周波数で位相同期ループ
法によって安定化した市販のガンＶＣＯと位相雑音レベ
ルが同じであった。これは、位相同期または注入同期法
よりも簡単で小型であると共に、低コストである。それ
は、基本的に狭帯域で低速かつ相当に複雑な位相同期法
よりも本来的に広帯域であり、同調速度も速い。また、
公知のように狭帯域フィルタまたは空胴を用いた位相雑
音低減で実現されるものよりもはるかに高い周波数で使
用することができる。

【００２６】

【実施例】（親出願）図１は、本発明に従って３０ＧＨ
ｚ　以上の周波数を含むミリメートル波の範囲で作動す
るバラクタ同調発振器ＶＣＯを示す回路図であり、図２
は、０．０７４　平方インチのパッケージに入ったパッ
ケージ形を示している。発振器１０には、ガンまたはイ
ンパット（Ｉｍｐａｔｔ）ダイオード、電界効果トラン
ジスタ等の能動素子１４を含む集中素子能動回路１２が
設けられている。

【００２７】発振器にはさらに、能動回路１２に結合さ
れてそれと共に共振回路を形成する集中素子同調回路１
６が設けられている。同調回路１６にはバラクタダイオ
ード１８と誘導素子２０とが設けられている。集中素子
回路の概念は、（電気的に）十分小さく、集中素子とし
て機能的に特徴付けられる回路素子を使用することに基
づいている。誘導素子２０は、別個の部材間を電気的に
接続する短い電線である。第１バイヤスポート２２がバ
ラクタの同調用に設けられ、第２バイヤスポート２４が
能動素子１４にバイヤスをかけるために設けられている
。ＶＣＯの出力部２６は発振の基本周波数の負荷２８に
よって無効終端させられ、第２調波またはそれよりも高
次の高調波の負荷３０によって抵抗負荷が加えられる。

【００２８】第２高調波またはそれよりも高次の高調波
の第１の四分の一波長チョーク３２が設けられ、その第
１端子３４は接続点３６でバイヤスポート２２に接続し
、第２端子３８は接続点４０で同調回路１６の第１端子
４２に接続している。低域高周波バイパスフィルタがチ
ップコンデンサ４４によって形成されており、その第１
端子４６は接続点３６に接続し、第２端子４８は、同調
回路１６の第２端子５２にも接続している戻り導体５０
で接地している。

【００２９】第１端子５６が接続点４０で同調回路１６
の第１端子４２に接続し、第２端子５８が接続点６０で
能動回路１２の第１端子６２に接続している直流阻止コ
ンデンサ５４によって同調回路１６が能動回路１２に接
続している。能動回路１２の第２端子６４は接地戻り導
体５０を介して同調回路１６の第２端子５２に接続して
いる。第２高調波またはそれよりも高次の高調波の四分
の一波長チョーク６８が設けられ、その第１端子７０は
接続点７２でバイヤスポート２４に接続し、第２端子７
４は接続点６０で能動回路１２の第１端子６２に接続し
ている。

【００３０】第１端子７８がチョーク６８の端子７４と
能動回路１２の端子６２との間の接続点６０に接続し、
第２端子８２が導体８４を介して負荷回路８６に接続し
ているコンデンサ７６によってＶＣＯの出力部２６が能
動素子１４に容量的に接続している。低域高周波バイパ
スフィルタがチップコンデンサ８８によって形成されて
おり、その第１端子９０は接続点７２に接続し、第２端
子９２は、接地戻り導体５０を介して能動回路１２の第
２端子６４に接続している。

【００３１】負荷回路８６は、図３の出力導波管９４で
あり、例えば基本周波数を遮断して、第二高調波を伝播
するＷＲ−１５　導波管である。出力導体８４は、ＶＣ
Ｏの能動素子を負荷回路８６に接続する。導体８４は、
能動回路１２の第１端子６２に図２の第１端部９６を、
負荷回路８６に第２端部２６を備えている。端部２６は
導波管９４内に位置している。コンデンサ７６は、導体８４の端部９６と能動回路１２
の端子６２との間に接続している。

【００３２】１つの実施例では、導体端部９６は端子６
２から離れており、その間のエアギャップによってコン
デンサ７６が設けられている。ＶＣＯ回路は、導波管９
４に取り付けられたハウジングカバー１００　内に収容
されて、ハウジングにねじ１０１ａで取り付けられたカ
バー１０１　で閉鎖されている。導波管は標準部品であ
り、円形の端部フランジ１０２　及び１０４　からドエ
ルピン１０６　が延出している。

【００３３】フランジ１０２　に設けられたディスク１
０７　には、図４に示されている円形の孔１０８　が設
けられており、これを通って高周波出力が導波管９４か
ら伝播する。標準通りに、ディスク１０７　にはドエルピン収容孔１
０７ａとねじ孔１０７ｂとが設けられている。孔１０８
ａを設けたディスク１０７　の場合、エネルギの一部の
サンプリングが可能となる。さらなる実施例では、ディ
スク１０７　は、導体８４から公称四分の一波長であっ
てエネルギを図３の右方向へ、右の出力ポートへ構造的
に反射する中実の無孔ディスクに交換される。

【００３４】本発明は、３５．７％の実験的同調範囲、
すなわち５６ＧＨｚ　の中心周波数で±１０ＧＨｚのＶ
ＣＯを提供しており、これは同じ周波数帯域において既
存のガンＶＣＯで得られる同調範囲の５倍である。本発
明のＶＣＯで高められた同調能力は、その構造の以下の
特徴から得られるものである。

【００３５】（１）　　分散形回路よりも本来的に広帯
域である集中素子回路形式を用いている。

【００３６】（２）　　本来的に回路寄生を最小に抑え
、従って寄生によるバラクタ静電容量比に対する減少効
果を最小に抑えることができる集中素子回路形式を用い
ている。

【００３７】（３）　　ＶＣＯ回路は基本周波数で同調
され、出力は能動素子、例えばガンダイオード、インパ
ットダイオード等の現場発生の第二またはそれよりも高
次の高調波から得られる。現場第二高調波発生により、
別体の広帯域二倍器回路が必要でなくなる。

【００３８】（４）　　ＶＣＯ回路は基本周波数でバラ
クタ同調され、基本波発振器回路は無効終端する。同調
基本波発振帯域の無効終端は、抵抗負荷によってＶＣＯ
の同調範囲に与えられる減少効果をなくす望ましい効果
を備えている。この同調構造は、ＶＣＯの出力（抵抗）
負荷がバラクタの有効静電容量比の減少として同調回路
内に直接的に現れる基本波ＶＣＯの構造と対照的である
。ここに示されている第二高調波ＶＣＯでは、出力負荷
は回路の第二高調波部分に顕著であり、同調は無効終端
基本波回路部分で実施される。第二高調波出力は負荷を
透過するが、同調基本波は、ＶＣＯの能動素子１４内の
高調波発生機構の変換損失によって負荷から隔離される
と共に、基本周波数を遮断する出力導波管９４からも隔
離される。図示の第二高調波ＶＣＯに用いられているよ
うな能動素子としてのガンダイオードの場合、第二高調
波出力は一般的に１５〜２０ｄＢで、基本出力発生能力
よりも低く、基本同調及び第二高調波出力負荷間の隔離
レベルを表している。

【００３９】（５）　　　同調基本発振に広帯域無効終
端を与えるＶＣＯ回路が用いられており、無効終端はガ
ンダイオードに近接している。同調特性にホールやジャ
ンプのない連続した同調性能を確保できるように、無効
終端はガンダイオードに近接させる。中間線が長い（四
分の一波長以上）場合には多数の共振状態が生じて同調
の不連続が発生する可能性があるので、このことは超広
帯域ＶＣＯには特に重要である。回路素子のサイズが本
来的に小さい集中素子回路は、短い線の問題を満足させ
るのに適している。

【００４０】（６）　　第二高調波回路は同調されない
ので、本来的に広帯域の第二高調波出力が与えられる。第二高調波はガンダイオードの基本波同調で現場発生し
、出力ポートに容量的に結合している。これは、ラジア
ルモード共振器ディスク形ＶＣＯ分散形回路（１９８５
年のＩＥＥＥ　ＭＴＴ−Ｓシンポジウムダイジェスト３
７５　〜３７８　ページ「Ｗ帯域（７５〜１１０ＧＨｚ
）での広帯域電子同調ＧａＡｓガンＶＣＯ」Ｊ．オンド
リア（Ｏｎｄｒｉａ））とは対照的である。分散形回路
では、ラジアルディスクのサイズ及び接地面上方位置が
高いＱの第二高調波同調回路の周波数を制御する中心的
要因である。

【００４１】（７）　集中素子ＶＣＯ形式が用いられて
おり、回路素子の値を適当に選択することによって直列
同調ＶＣＯにも並列同調ＶＣＯにもすることができる。この基本的融通性によって、最適性能特性を得るために
直列または並列形式のいずれでも最も適した能動素子に
用いることができる。例えば、直列同調回路には電子な
だれダイオードが最適であるのに対して、並列同調回路
にはガンダイオードが最適である（１９７８年４月のマ
イクロウエーブジャーナル６３〜６６ページ及び８４ペ
ージ「マイクロ波発振器回路」Ｓ．ハミルトン）。集中
素子回路の基本的融通性は、並列同調ＶＣＯ形式ではバ
ラクタ同調が困難である一般的に使用されているラジア
ルモード共振器ディスク形第二高調波分散形ガン発振器
回路（１９８１年のＩＥＥＥ　　ＭＩＴＴ−Ｓシンポジ
ウムダイジェストの３３４　〜３３７　ページ「広帯域
バックショート同調第二高調波Ｗ帯域ガン発振器」Ｈ．
バース（Ｂａｒｔｈ））の基本的融通性と対照的である
。分散ディスク形回路は、第二高調波を伝播するが基本
波を遮断して無効終端させる導波管内に埋め込まれてい
る。導波管は基本周波数のエネルギ伝播を遮断するので
、分路同調素子を効果的に接続して基本波を同調させる
ことは困難である。それとは対照的に、集中素子回路の
基本的性質はすべての周波数の存在を認める。導波管モードは存在しない。集中素子回路の基本波部分
及び第二高調波部分の両方にアクセスが可能であり、能
動素子の直列または並列同調に合わせて回路素子を選択
することができる。基本波を遮断して第二高調波を伝播
する別体の導波管部分が、基本波の無効終端に用いられ
る。この導波管部分は、集中素子ＶＣＯ回路に非常に接
近した位置に設けられ、同軸伝送線８４のショート部分
でそれに接合している。それとは対照的に、ラジアルモ
ード共振器ディスク形ＶＣＯ回路（上記オンドリアの参
考文献）では、回路の完全な分散性のために遮断出力導
波管はＶＣＯ回路から分離していない。

【００４２】（８）　　ＶＣＯ性能に対する負荷プリン
グの望ましくない既知の効果に対する免疫を与える広帯
域ＶＣＯ回路が用いられている。この効果は、不適合出
力負荷を正常なＶＣＯに用いた時にしばしば発生する状
態によってＶＣＯ周波数の変化として現れる。この状態
は、ＶＣＯと負荷との間に外部隔離部材（フェライト分
離器、バッファ増幅器、減衰器）を用いることによって
軽減できる。現場高調波発生機構によって第二高調波出
力を基本波同調回路から本来的に隔離されていることと
、（基本波が遮断された）出力導波管内を基本周波数で
エネルギが伝播しないこととによって、負荷プリングに
対する免疫を与えることができる。この免疫性は、ほと
んどの用例で外部分離素子をなくすことができることを
意味している。

【００４３】（９）　　第二高調波ＶＣＯには２つの出
力導波管ポート１０２　及び１０４　が設けられている
。出力導波管９４は第二高調波周波数を伝播するが、基
本波を遮断する。出力電力レベルを最適化するため、２
つの出力ポートの一方に調整式または固定式のショート
が用いられている。出力導波管は基本波を遮断するので
、ショートは同調基本波発振に影響しない。２つの出力
ポートを設けたＶＣＯ出力部形状により、２つの出力ポ
ートにおける出力電力レベルを同一にも個別にも設定で
きるという特徴が得られる。固定ショートが一方のポー
トに設けられている場合、発生するＶＣＯ出力はすべて
他方のポートで得られる。固定ショートが取り除かれた
場合、２つの出力ポートに等分に分割された出力が生じ
る。図４の中央に円形孔１０８　を備えたアイリスプレ
ートまたはディスクを一方のポートに適切に配置した場
合、２つのポート間で出力は不均等に分割され、孔を設
けたポートの方が少なくなる。円形孔から伝送されるエ
ネルギの量は、孔の直径に応じて増加する。この一体状
の出力分割構造によって、位相同期電子機器への低レベ
ル出力と幹線路への高レベル出力との両方が必要となる
ＶＣＯの位相同期等の用途において、サイズ、重量及び
コストを増加させる外的な方向性結合器が不必要となる
。別の用途として、受信器内のジュアルミキサ用の干渉
性局部発振器駆動部へ２つの（同一または不同の）出力
を送ることができる。

【００４４】前述したように、従来形の広帯域ミリメー
トル波ＶＣＯ法では、中心が５７．５ＧＨｚ　の周波数
帯域で±２ＧＨｚ　の同調範囲のバラクタ同調分布素子
回路（導波管）型ガンＶＣＯが市販されている（１９８
８年６月の米国、ミズリー州、メアリーランド・ハイツ
のセントラル・マイクロウエーブ社の「広帯域電子同調
ガン発振器ＣＭＷシリーズ」）。本発明の集中素子ＶＣ
Ｏで示された性能は±１０ＧＨｚ　であり、同じ周波数
帯域の従来形のものの５倍である。

【００４５】直列同調第二高調波ディスク形ラジアル共
振器を用いた分布素子（導波管）ガンＶＣＯ回路（上記
オンドリアの参考文献）では、９４ＧＨｚ　の１０％の
バラクタ同調周波数範囲も報告されている。これとは対
照的に、本発明の並列同調集中素子ＶＣＯで示された性
能は中心が５６ＧＨｚ　の周波数帯域の３５．７％であ
り、報告されている第二高調波ＶＣＯの３．６倍である
。

【００４６】本発明の並列同調ＶＣＯの性能利点は、ラ
ジアルディスク共振器ＶＣＯ（上記オンドリアの参考文
献）のようにＶＣＯが直列同調である場合には３．６　
倍以上になる。直列同調は、並列同調よりも広い帯域の
同調を与えることがわかっている（１９７０年４月のＩ
ＥＥＥのソリッドステート回路ジャーナル８２〜８４ペ
ージ「ソリッドステートマイクロ波発振器の広範囲同調
」Ｄ．コージー（Ｃａｗｓｅｙ））。上記に引用されて
いる比較結果から、本発明の集中素子ＶＣＯ回路が従来
のＶＣＯ技術よりも優れていることは明らかである。

【００４７】従来技術には、「広帯域ミリメートル波周
波数ガン発振器」と題する米国特許第４，２４６，５５
０　号も含まれている。この特許に開示されている集中
素子回路によって得られる実験的性能は、５５ＧＨｚ　
を中心にした１０ＧＨｚ　の同調範囲であり、同調帯域
全体の平均出力電力は０．６５ｍｗ（ミリワット）であ
った。また、同調帯域全体の平均出力電力が０．２４ｍ
ｗである６４．５ＧＨｚ　を中心にした１３ＧＨｚ　の
同調範囲も示されている。本発明の集中素子ＶＣＯで示
された性能は、５６ＧＨｚを中心にした２０ＧＨｚ　の
同調範囲であり、同調帯域全体の平均出力電力が１．９
ｍｗ　であった。後者の結果は、従来の集中素子ＶＣＯ
よりも同調能力及び出力電力が相当に増加していること
を示す。

【００４８】米国特許第４，２４６，５５０　号よりも
相当に性能が向上している本発明のＶＣＯの発明的特徴
は以下の通りである。

【００４９】本発明では、バラクタ同調基本波発振がガ
ンダイオードに近接した位置で無効終端する。このため
、基本周波数でのエネルギ循環は回路の小領域に制限さ
れ、これによって回路損失は小さく、第二高調波出力は
高くなる。測定された性能は、基本波を無効終端させて
いない第二高調波ＶＣＯ（米国特許第４，２４６，５５
０　号）の場合よりも平均出力電力が８倍まで増加する
。これとは対照的に、米国特許第４，２４６，５５０　
号では、バラクタ同調基本波発振は無効終端せず、出力
導波管部分へ循環する。出力導波管は基本周波数を遮断
しない。

【００５０】本発明では、回路のバラクタ同調基本波部
分から隔離されているＶＣＯ回路の第二高調波部分から
出力電力が得られる。同調回路から出力（抵抗）負荷効
果を取り除くことによってＶＣＯの同調範囲が増加する
。（同調回路内の抵抗負荷効果は、バラクタ静電容量比
の減少、従って同調範囲の減少として現れる。）基本波
を無効終端させた測定同調範囲性能は、抵抗負荷効果を
受けたＶＣＯの性能の１．５　倍である。これとは対照
的に、米国特許第４，２４６，５５０　号では、出力導
波管は基本波長を遮断しないので、出力負荷効果がバラ
クタ同調基本波回路内に存在する。これによってバラク
タの有効静電容量比が減少し、同調範囲が減少する。

【００５１】本発明では、出力導波管は基本波長のエネ
ルギの伝播を遮断する。第二高調波だけが伝播する。こ
の構造によって基本波が出力負荷から隔離され、負荷を
第二高調波だけが透過できるようになる。これによって
基本波における回路調整と第二高調波における回路調整
とを別にすることができるので、最適同調及び出力電力
性能を実現できる。これとは対照的に、米国特許第４，
２４６，５５０　号では、例えば第二高調波の最大出力
を得るための出力回路調整は、同時にバラクタ同調基本
波の同調特徴及び出力発生特性にも影響するので、最適
性能を得ることは困難である。出力導波管内の基本波エ
ネルギ伝播による消散損失は、第二高調波出力の減少及
び同調範囲の減少として現れる。

【００５２】本発明では、出力が始めに発生した第二高
調波から得られるので、バラクタ高調波基本波発振回路
は不適合出力負荷効果の影響を受けない。この負荷効果
はプリングとして知られており、これによって負荷状態
の変化に伴ってＶＣＯ周波数が目的値から偏移してしま
う。出力負荷に対する電磁適合性は、能動素子内の高調
波発生機構に本来からある隔離性と、出力導波管内を基
本波エネルギが伝播しないようにした回路を用いたこと
によるものである。第二高調波ＶＣＯにおけるこの負荷
の電磁適合性から、多くの用途においてＶＣＯ出力部に
外的なフェライト分離器、バッファ増幅器または減衰器
を用いる必要がなくなる。基本波ＶＣＯを用いる場合、
分離器、バッファ増幅器または減衰器で負荷隔離を行う
ことは不可避である。これとは対照的に、米国特許第４
，２４６，５５０　号では、バラクタ同調基本波発振回
路は直接的に負荷の影響を受け、ＶＣＯは負荷プリング
効果を受ける。同調回路は負荷を透過する。

【００５３】本発明では、ガン及びバラクタダイオード
は独立的にバイヤスがかけられるので、最適ＶＣＯ性能
特性を得るための回路設計の自由度を高めることができ
る。バイヤスをかける順序は不問である。上記のオンド
リアの参考文献に示されているような従来技術では、使
用されている回路構造からガン及びバラクタダイオード
に独立的にバイヤスをかけることができない。バラクタ
バイヤスはガンバイヤスと相関性がある。これとは対照
的に、米国特許第４，２４６，５５０　号では、ガン及
びバラクタダイオードは共通のバイヤスに接続しており
、独立的にバイヤスをかけることはできない。バラクタ
バイヤスはガンバイヤスと相関性がある。バラクタダイ
オードの損傷を避けるため、ガンバイヤスをかける前に
バラクタバイヤスをかけなければならないので、バイヤ
スをかける順序が必要である。順序を変えると不都合が
生じる。

【００５４】本発明のＶＣＯは、１９８９年６月１３〜
１５日の１９８９年　ＩＥＥＥ−ＭＴＴ−Ｓ　国際マイ
クロ波シンポジウム１９２７〜１９３０ページのＣ．コ
ーエン（Ｃｏｈｅｎ）　及びＥ．サード（Ｓａｒｄ）の
「超広帯域（２０ＧＨｚ　）同調のミリメートル波集中
素子ガンＶＣＯ」と題する技術論文にも記載されており
、それについて以下に説明する。

【００５５】超広帯域同調の新しいミリメートル波ガン
ＶＣＯが開発され、モデル化されている。このＶＣＯは
、その無効終端基準周波数で同調し、出力は始めに発生
したガンダイオード第二高調波から得られる。測定性能
では、４６〜６６ＧＨｚ　の連続同調が得られ、同調範
囲は２０ＧＨｚ　で、最大出力電力は＋６ｄＢｍ　であ
る。

【００５６】従来技術の報告結果から、集中素子回路形
式の固有の利点は、実際にミリメートル波長において発
振器及びＶＣＯ（１９８７年のＩＥＥＥ−ＭＴＴ−Ｓ　
国際マイクロ波シンポジウムダイジェスト４２７　〜４
３２　ページの「ミリメートル波ＩｎＰ　及びＧａＡｓ
ガンＶＣＯ及び発振器のモデリング及び性能における最
近の進歩」Ｌ．Ｄ．コーエン及びＥ．サード）とミキサ
（１９８８年のＩＥＥＥ−ＭＴＴ−Ｓ　国際マイクロ波
シンポジウムダイジェスト６９５　〜６９８　ページの
「４〜４０ＧＨｚ　の偶数高調波ショットキーミキサ」
Ｊ．Ｌ．メレンダ（Ｍｅｒｅｎｄａ）　、Ｄ．ヌーフ（
Ｎｅｕｆ）、Ｐ．ピロ（Ｐｉｒｏ））とで実現できるこ
とがわかる。

【００５７】これらの利点には、広帯域で連続し、スプ
リアスのない性能、導波管回路と同程度の回路損失、小
型回路サイズ、簡単な回路トポロジー、及び一般的に使
用されている分布素子回路に比べて回路モデリング及び
性能分析の分解能及び正確度が高いことが含まれる。集
中素子回路技術の利点が、４６〜６６ＧＨｚ　に渡って
バラクタ同調が行われ、同調範囲が２０ＧＨｚ　である
この超広帯域ガンＶＣＯの開発の基礎として利用されて
いる。この同調能力は、この周波数帯において従来形Ｖ
ＣＯの５倍を超えている。ここに示されている超広帯域
ＶＣＯは、全導波管帯域高速同調ドライバとして、広帯
域掃引局部発振器受信器として、また計測器として使用
することができる。

【００５８】これによって与えられた新しいＶＣＯの結
果及び技術は以下の通りである。

【００５９】（ａ）　超広帯域第二高調波バラクタ同調
ガンＶＣＯのための新しい集中素子回路（ｂ）　Ｖ帯域（５０〜７５ＧＨｚ　）ＶＣＯにおいて
２０ＧＨｚ　の測定連続同調範囲。これはこの導波管帯
域での既存のガンＶＣＯの同調能力の５倍である。

【００６０】（ｃ）　９ＧＨｚ　の線形同調範囲。これ
は全同調範囲の４５％である。

【００６１】（ｄ）　ガンダイオード内での本来的な第
二高調波発生。これによって別体の広帯域二倍器回路を
なくすことができる。

【００６２】（ｅ）　ガンダイオードに近接してバラク
タ同調基本波発振を無効終端させることによる有効で広
帯域のガンダイオード第二高調波発生。

【００６３】（ｆ）　モデル素子の数量化を含めた集中
素子第二高調波ガンＶＣＯのモデリング及び分析結果。測定及び計算同調特性間に見事な一致が得られた。

【００６４】（ｇ）　基本波出力ＶＣＯに比べて高い負
荷の引込み対する電磁適合性。これによって多くの用途
では出力分離器をなくすことができる。

【００６５】第二高調波ガンＶＣＯは、基本周波数でガ
ンダイオードをバラクタ同調させ、出力として始めに発
生したガン第二高調波を用いる構造になっている。基本
波発振は、ガンダイオードの近くで無効終端する。抵抗
負荷の同調範囲に対する固有の減少効果がなくなるので
、これはＶＣＯの同調能力を高める望ましい効果を持っ
ている。　　Ｖ帯域（５０〜７５ＧＨｚ　）ＶＣＯのた
めの第二高調波集中素子ガンＶＣＯの回路図及び構造が
図１及び２に示されている。集中素子の概念は、十分小
さく、集中素子として特徴付けられる回路素子を使用す
ることに基づいている。集中素子回路を組み付ける０．
０７４　インチｘ０．０７４　インチの溝は、問題の出
力周波数範囲で導波管モードを遮断する大きさであるた
め、集中素子回路形式に保全性を与えることができる。個々の回路素子には、パッケージガンダイオード１４と
、超段階接合ＧａＡｓチップバラクタ１８と、３つのＭ
ＩＳ　チップコンデンサ４４、５４、８８とが含まれて
いる。２０等の誘導素子は、個々の素子間を電気接続す
る短い線である。ガン及びバラクタダイオードバイヤス
チョーク３２、６８は、出力周波数帯の中心の公称四分
の一波長である。第二高調波出力は回路から７６に容量
的に結合されて、同軸（外径０．０３４　インチ）中心
導体８４で出力導波管９４のＷＲ−１５　部分へ送られ
る。同軸中心導体８４は図３の導波管側の端部２６でＶ
ＣＯ回路の公称５０オームから導波管の公称４００　オ
ームインピーダンスへ広帯域遷移させる。出力導波管は
基本周波数を遮断するので、ガンダイオードをこの周波
数範囲で無効終端させることができる。

【００６６】図１及び図２の第二高調波ガンＶＣＯ１０
の等価回路モデルが図５に示されている。但し、ＺＬ　
　　＝　　出力同軸伝送線インピーダンス（公称５０オ
ーム）ＰＬ　　＝　出力同軸伝送線（ＶＣＯ回路から出力導波
管まで）の長さＫＬ　　＝　出力同軸伝送線誘電体（一般的にテフロン
）の誘電率ＺＢ　　＝　バラクタダイオード及びガンダイオードバ
イヤス線のインピーダンス（空気誘電率ＫＢ　＝１）Ｐ
Ｂ　　＝　バラクタダイオード及びガンダイオードバイ
ヤス線の長さＣＰＲＯ　＝　プローブ（同軸中心導体端部２６）の静
電容量ＬＷＧ　＝　基本周波数での出力導波管（９４）
の等価インダクタンス（出力導波管は基本周波数を遮断
する）ＣＬ　　＝　出力結合静電容量ＣＤ　　＝　ガンダイオードの領域静電容量Ｒ０　　＝
　ガンダイオードの低電界（放散）抵抗ＬＰ　　＝　ガ
ンダイオードパッケージインダクタンスＣＰ　　＝　ガ
ンダイオードパッケージ静電容量ＣＴＦ　＝　直流阻止
及びバラクタ減結合静電容量ＬＴ　　＝　同調インダク
タンスＲＴ　　＝　同調回路抵抗（バラクタ抵抗を含む）ＣＴ
　　＝　バラクタ静電容量このモデルは、ガンダイオード１４から出力導波管部分
までの同軸線８４（ＺＬ　、ＰＬ　、ＫＬ　）と、ガン
及びバラクタバイヤス線２４、２２（ＺＢ　、ＰＢ　、
１）とを含む。各バイヤスチョークは細い地上線（空気
誘電率ＫＢ　＝１）である。モデル内の回路素子は、１
９８７年のＩＥＥＥ−ＭＴＴ−Ｓ　国際マイクロ波シン
ポジウムダイジェスト４２７　〜４３２　ページの「ミ
リメートル波ＩｎＰ　及びＧａＡｓＶＣＯ及び発振器の
モデリング及び性能における最近の進歩」（Ｌ．Ｄ．コ
ーエン及びＥ．サード）に記載されているようにして数
量化された。

【００６７】数量化されたモデルに基づいたＩｎＰ　ガ
ンＶＣＯの計算同調特性が図６に測定特性と比較して示
されており、ＶＧ　はガンダイオードバイヤス電圧、Ｉ
Ｇ　はガンダイオードバイヤス電流である。同調特性は
ほぼ一致しており、最大周波数差は０．６　％である。ＶＣＯの同調及び出力特性が図７に示されている。

【００６８】これらの測定を行うため、出力ポートの一
方に固定ショートを用いて、最大同調範囲に設定した。フランジ１２側の他方のポートをＶＣＯの出力ポートに
した。ＶＣＯは４６．４〜６４．７ＧＨｚ　で同調し、
同調範囲は１８．３ＧＨｚ　であり、最大同調電圧はー
３０ボルトであった。４８．７ＧＨｚ　から５７．７Ｇ
Ｈｚ　までの９ＧＨｚ　の同調範囲に渡って線形同調が
示され、それに対応した同調範囲電圧はー４〜ー１２ボ
ルトであった。同調電圧をー４６ボルトまで増加するこ
とによってさらに１．２ＧＨｚの同調が得られた。ゼロ
バラクタ電流が全同調範囲に渡って見られた。

【００６９】帯域の高周波数端部での出力傾斜は、この
同調帯域領域で導波管モードが遮断されていない拡大回
路カットアウトによるものであった。帯域の下側端部の
出力傾斜は、ＶＣＯ回路とそれの導波管出力部との間の
同軸線８４の長さを短くすることによってなくすことが
できると予想される。使用されている１．５ｐＦ　（ピ
コファラド）コンデンサよりも高い値の直流阻止コンデ
ンサ５４を用いれば、帯域の下側端部側でさらに２ＧＨ
ｚ　までの同調が予想される。１．５ｐＦ　阻止コンデ
ンサは超段階接合同調バラクタの１．９５ｐＦゼロバイ
ヤス静電容量に相当する。従って、図７に示されている
データの帯域の下側端部での同調範囲及び線形性は、コ
ンデンサ５４のバラクタ静電容量のパディングによって
減少した。

【００７０】以上に超広帯域ミリメートル波ＶＣＯにつ
いて説明してきた。ＶＣＯは基本波長でバラクタ同調さ
れ、出力は始めに発生したガンダイオード第二高調波か
ら得られる。バラクタ同調基本波発振帯域を無効終端さ
せる集中素子回路形式を用い、また始めに発生したガン
ダイオード第二高調波を出力として用いることによって
、本来的に広帯域の同調能力が得られる。性能測定値に
は、４６ＧＨｚ　から６６ＧＨｚまでの２０ＧＨｚ　の
同調範囲で、最高出力電力が＋６ｄＢｍ　の連続ＶＣＯ
同調が含まれる。この同調能力は従来形のガンＶＣＯよ
りも優れ、この周波数帯は５倍である。これによって、
ＶＣＯ技術を少なくともＶ帯域（５０〜７５ＧＨｚ　）
の全導波管帯域ＶＣＯを提供できるように発展させるこ
とができる。

【００７１】従来形ＶＣＯは、マイクロ波帯域（１８Ｇ
Ｈｚ　まで）においてオクターブ範囲同調能力までを示
す。例えば、マイクロ波帯域の周波数有効範囲は、同調
範囲が１〜２ＧＨｚ　、２〜４ＧＨｚ　、４〜８ＧＨｚ
　、８〜１２ＧＨｚ　及び１２．４〜１８ＧＨｚ　の市
販のＶＣＯ（１８９７年アバンテック（Ａｖａｎｔｅｋ
）　・プロダクト・ガイド・カタログ　　６７ページ）
で得られる。このため、１〜１８ＧＨｚ　のマイクロ波
帯域をカバーするためには５このＶＣＯが必要である。また、これらのＶＣＯでは、複合マイクロ波帯域範囲を
得るには切り換え構造が必要であろう。

【００７２】本超広帯域ミリメートル波ＶＣＯを用いた
場合、１〜１８ＧＨｚよりも大きい周波数範囲を１つの
ＶＣＯと幾つかの補助部材とによって得ることができる
。従って、この構造によれば、従来では複数のＶＣＯを
用いてやっと得られるものよりも少ない部品で、低コス
トで、小型で、低消費電力で、また短い同調時間で全マ
イクロ波帯域をカバーすることができる。同調時間が短
縮されるのは、多数のＶＣＯを用いた構造に伴ったスイ
ッチ及びそれらの切り換え時間をなくすことができるか
らである。

【００７３】新しい多オクターブマイクロ波ＶＣＯシス
テム１２０　のブロック図が図８に示されており、上記
の４０〜６０ＧＨｚ　の超広帯域第二高調波形ＶＣＯ１
０が用いられている。ＶＣＯ１０の４０〜６０ＧＨｚ　
の出力は安定３９ＧＨｚ　局部発振器１２４　によって
ミキサ１２２で下向き変換され、ＶＣＯの２０ＧＨｚ　
の同調範囲が１〜２１ＧＨｚ　出力に変換される。安定
局部発振器はＤＲＯ（誘電共振器発振器）か、または米
国特許第４，７２８，９０７号に記載されている温度補
償発振器である。出力増幅器１２６　は任意であって、
出力電力レベルを増加させる必要がある場合に用いられ
る。

【００７４】図８に示されている構造では、４０〜６０
ＧＨｚ　ＶＣＯの電圧同調の結果、ＶＣＯの同調に従っ
て１〜２１ＧＨｚ　に下向き変換された出力が得られる
。前述したように、第二高調波ＶＣＯでは従来のように
ＶＣＯとミキサとの間に分離器を設ける必要がなく、そ
れはＶＣＯの同調回路が負荷（ミキサ）から本来的に隔
離されるためである。局部発振器の周波数を適当に選択
することによって、４０〜６０ＧＨｚ　ＶＣＯの２０Ｇ
Ｈｚ　の同調範囲はミキサによって図８に示されている
１〜２１ＧＨｚ　以外の２０ＧＨｚ　幅の出力周波数帯
に変換することができる。例えば、３４ＧＨｚ局部発振
器では、変換出力周波数は６〜２６ＧＨｚ　になる。

【００７５】図８に示されているマイクロ波多オクター
ブ（１〜１９ＧＨｚ　）ＶＣＯの測定同調特性が図１０
に示されている。下向き変換されたミリメートル波ＶＣ
Ｏは、同調範囲が４６．６ＧＨｚ　から６４．６ＧＨｚ
　までの１８ＧＨｚ　の同調帯域であった。４５．６９
ＧＨＺ集中素子発振器によってミキサの局部発振器駆動
が行われた。その結果として得られた下向き変換ミキサ
出力は、図１０に示されているように１〜１９ＧＨｚ　
であった。

【００７６】上記第二高調波ＶＣＯ１０の別の用例が図
９に示されている。この用例では、局部発振器周波数が
相当に低い１０ＧＨｚ　である局部発振器１２８　がミ
キサ１３０　での下向き変換に用いられている。ＶＣＯ
の４０〜６０ＧＨｚ　出力は３０〜５０ＧＨｚ　帯域に
下向き変換される。下向きに変換された２０ＧＨｚ　幅
出力は増幅器１３２　で増幅され、逓倍器１３４　で周
波数が二倍になことによって、６０〜１００ＧＨｚ出力
が発生する。４０〜６０ＧＨｚ　ＶＣＯの２０ＧＨｚ　
幅の同調帯域は、６０〜１００ＧＨｚ範囲の４０ＧＨｚ
　幅の帯域に増加する。この範囲は、この周波数領域で
使用される標準形であってこのＶＣＯシステムの最大同
調範囲を示すＷＲ−１２　導波管の６０〜９０ＧＨｚ　
の帯域範囲を超えている。

【００７７】図９のＶＣＯ構造は、基本的超広帯域ＶＣ
Ｏ１０の周波数同調能力を高める手段を示している。周
波数逓倍器及び増幅器は公知の技術であるが、駆動源と
して単一の超広帯域ＶＣＯを用いることは、そのような
超広帯域ＶＣＯシステムの実現に実際性を与える。短い
ミリメートル波長で全導波管帯域以上の同調周波数範囲
を提供することは、多数の駆動源を用いた場合の複雑さ
のためにこれまでは実現不可能であった。図９のさらな
る実施例では、局部発振器１２８　及びミキサ１３０　
が省略され、ＶＣＯ１０の出力は直接的に増幅器１３２
　へ送られ、４０〜６０ＧＨｚ　ＶＣＯの２０ＧＨｚ　
幅の同調帯域は、逓倍器１３４　の出力部では８０〜１
２０ＧＨｚの４０ＧＨｚ　幅の帯域範囲に増加する。

【００７８】（本発明）本発明は、上記主題に関して位
相雑音を低減するための継続的開発努力から生まれたも
のである。固定周波数発振器または広い範囲で同調可能
な発振器（ＶＣＯ）の位相雑音を低減させるための新し
い技術、分析的考慮及びその技術をうまく実施するため
に用いられた回路例について以下に説明する。この技術
は、２つの周波数モードで作動させることによって発振
器またはＶＣＯの外部のＱを増加させることに基づいて
いる。

【００７９】例えば第二高調波モードでは、基本波発振
は高域フィルタによって無効終端されて負荷から隔離さ
れる。出力電力は、基本波の本来的な発生第二高調波か
ら得られる。基本波発振回路は、ガンダイオード等の能
動素子内の本来的な第二高調波発生機構に伴った固有の
分離性によって第二高調波負荷から隔離される。基本波
発振回路は発振器回路内の能動（負性抵抗）素子に近接
した位置で大きなリアクタンスで無効終端するので、発
振器回路内に蓄積されるエネルギは、第二高調波で負荷
に送られるエネルギレベルに比べて大きい。

【００８０】このため、基本波発振回路の外部のＱは、
直接的に基本周波数で負荷が加えられる従来の基本波発
振器よりも１等級以上大きくなる。例えば、測定性能か
ら、第二高調波発振器の外部のＱが約６００　であるの
に対して、基本周波数で負荷が加えられた発振器の外部
のＱは約２５であることがわかる。このため、第二高調
波モードを用いることによって、外部のＱは２４倍にな
り、これによって位相雑音が２５ｄＢに低減する。Ｑを
増加させる技術は、３次またはそれよりも高次の高調波
を出力に用いる場合にも適用できる。無効終端（高域フ
ィルタ）が広帯域であるので、この技術も広帯域である
。この技術によって、回路調整を行わずにＶＣＯの全同
調範囲に渡って連続的に雑音を低減させることができる
。

【００８１】周波数変調（位相）雑音及びそれの振幅変
調雑音を定める負性抵抗発振器のパラメータは、１９７
８年６月のマイクロウエーブジャーナル　１０５　〜１
０９　ページ「マイクロ波発振器におけるＦＭ及びＡＭ
雑音」Ｓ．ハミルトンに記載されているように、次式で
表される。

【００８２】ＦＭの場合：　　　　Ｎ／Ｃ　　＝（１／２）（　ＭｋＴ０　Ｂ／Ｐ
０　）（ｆ０　／Ｑｅｘｔ　ｆｍ）２　　　　　（１）
ＡＭの場合：　　　　Ｎ／Ｃ　　＝（１／２）（　ＭｋＴ０　Ｂ／Ｐ
０　）｛１／（Ｓ／２）２　＋（　Ｑｅｘｔ　ｆｍ／ｆ
０　）２｝　これらの式は、ＦＭ及びＡＭ雑音出力を単
側波帯雑音対搬送波電力比Ｎ／Ｃとして与えている。雑
音出力は、搬送波ｆ０　から搬送波の一方側へ離れた周
波数ｆｍ　である周波数帯Ｂ（Ｈｚ）に渡って総和が出
される。係数Ｍは装置の雑音測度であって、ガンダイオ
ード及び電子なだれダイオードの一般値はそれぞれ２５
及び３５ｄＢである。項ｋＴ０　Ｂは帯域幅Ｂでの熱雑
音出力であり、Ｐ０　は出力電力であり、ＡＭの場合の
係数Ｓは装置の作動状態に関するもので、最大出力電力
時に値が２となる。これらの式は、ここに開示されてい
る雑音抑圧技術を量的及び質的に理解できるようにする
ものである。ここに示されている雑音低減技術は、発振
器またはＶＣＯのＦＭ及びＡＭ雑音の両方に適用するこ
とができる。以下の説明では、システム応用のための該
当のほとんどすべてのマイクロ波及びミリメートル波発
振器及びＶＣＯにおいてはＡＭ雑音出力よりも相当に高
い（１９７８年６月のマイクロウエーブジャーナル　１
０５　〜１０９　ページ「マイクロ波発振器におけるＦ
Ｍ及びＡＭ雑音」Ｓ．ハミルトン）ＦＭ雑音出力に重点
をおいて述べる。例えば、ＫＡ　帯域（２６〜４０ＧＨ
ｚ　）のガン発振器は１ＭＨｚ　オフセット周波数にお
いてＡＭ雑音対搬送波電力比が−１３０　〜−１６０ｄ
Ｂｃ／Ｈｚ　であるのに対して、ＦＭ雑音出力は−１２
０ｄＢｃ／Ｈｚ　である。

【００８３】等式（１）で与えられた周波数変調（位相
）雑音の式からわかるように、発振器またはＶＣＯの外
部のＱの制御は、発振器またはＶＣＯの位相雑音に強い
影響を与えることができる重要な手段である。ＦＭ雑音
及び位相雑音はθｄ　＝△ｆｐｅａｋ／ｆｍ　（但しθ
ｄ　はピ−ク位相偏移、△ｆｐｅａｋはピ−ク周波数偏
移）の関係にあるので、ＦＭ雑音及び位相雑音は互いに
取り替えて論じることができる。単側波帯対搬送波比（
ｄＢ）は次式で表される。Ｎ／Ｃ　　＝　１０　ｌｏｇ１０（θｄ　／２）２また
はＮ／Ｃ　　＝　１０　ｌｏｇ１０（△ｆｐｅａｋ／２ｆ
ｍ　）２本発明の方法では、ＶＣＯの外部のＱは測定値
が５８５　まで増加したのに対して、増加していないＶ
ＣＯでは測定値が２４．７であった。増加は２３．６倍
の改善度になる。等式（１）から、位相雑音低減は１０
　ｌｏｇ１０（２３．６）＝２７．４ｄＢ　　となる。位相雑音低減方法は、集中素子回路形式に組み込まれた
ガンＶＣＯで実現された。Ｑｅｘｔ　増加を行った場合
と行わない場合の６１ＧＨｚ　でのガンＶＣＯの雑音測
定値が図１１に示されている。８０ＫＨｚ　〜１ＭＨｚ
　のオフセット周波数範囲でのＱｅｘｔ　増加ガンＶＣ
Ｏの位相雑音測定値は２６〜２８ｄＢであって、Ｑｅｘ
ｔ　増加を行わない６１ＧＨｚ　ガンＶＣＯの測定値よ
りも低い。測定改善度は、それぞれのＶＣＯのＱｅｘｔ
　の値に基づいた計算改善度２７．４とほぼ一致してお
り、雑音低減方法の根拠が妥当であることを実証してい
る。

【００８４】Ｑｅｘｔ　増加ガンＶＣＯの雑音測度Ｍの
計算によって、使用したガンダイオ−ドにおいてその値
が正常であることの決定が行われた。等式（１）から次
式が得られる。　　　　Ｍ　＝　｛（２Ｐ０　×　Ｎ／Ｃ）／ｋＴ０　
Ｂ｝｛　Ｑｅｘｔ　ｆｍ　／ｆ０　｝Ｑｅｘｔ　を増加
したＶＣＯの測定パラメ−タは、以下の通りである。

【００８５】Ｑｅｘｔ　　＝　５８４Ｐ０　　　＝　＋６ｄＢｍｆ０　　　＝　６１ＧＨｚｆｍ　　　＝　１ＭＨｚＮ／Ｓ　＝−１１８ｄＢｃ／ＨｚｋＴ０　Ｂ＝−１７４ｄＢｍ／ＨｚＭの計算値は、ガンダイオ−ドに一般的な２４．７ｄＢ
である。これからも、ＶＣＯに用いられたガンダイオ−
ドが異常に低い値の位相雑音を示さなかったことがわか
るので、本発明の雑音低減法の有効性が確証される。Ｑ
増加による雑音低減の有効性は、Ｑ増加を行ったＶＣＯ
と行わないＶＣＯとで測定プッシング係数（△ｆ／△Ｖ
）ガンバイヤスを比較することによっても確証される。プッシング係数とＱ増加ＶＣＯのＱｅｘｔ　の測定値５
８４　との比から、Ｑ増加を行わないＶＣＯのＱｅｘｔ
　が計算され、その計算値は２４であった。これは、こ
のＶＣＯの値２４．７に非常に近い。

【００８６】固定周波数または電圧制御発振器（ＶＣＯ
）における本発明の位相雑音低減法は、従来のものとは
異なって発振器またはＶＣＯのＱ係数を増加させること
に基づいており、広帯域高周波特性を備えた、すなわち
ＶＣＯの同調範囲が広い技術を提供している。適用され
る周波数範囲は主に、発振器及びＶＣＯで高いＱ係数を
得ることが困難であるマイクロ波及びミリメ−トル波周
波数範囲に入っている。Ｑ係数は、発振器またはＶＣＯ
の雑音特徴の主要な決定因子である。

【００８７】既存の位相及び振幅雑音を取り除くことが
できる十分に狭い帯域のフィルタを用いることによって
発振器のスペクトルを改善できることは知られている。基本波発振器のＱ係数に対するフィルタのＱ係数は重要
なパラメ−タであって、発振器に対するそれの安定効力
を決定する。安定係数（Ｓ）は次式で得られる。Ｓ＝１＋Ｑｃａｖｉｔｙ／Ｑｏｓｃ補助フィルタまたは空胴のＱが高い場合、狭帯域性能と
なるので、ＶＣＯの幅広い同調周波数範囲で使用するこ
とは不適当である。それは、それを付け加える発振器の
大きさ、コスト及び重量を増大させる。また、それは挿
入損失を招き、安定係数に応じた量だけ発振器出力が減
少する。挿入損失は安定係数と共にを増大する。

【００８８】位相または注入ロッキングを用いることに
よって発振器の隣接位相雑音が低減するが、搬送波から
離れた位相雑音は、非安定発振器の位相雑音となる。位
相または注入ロッキングは複雑で、発振器のコスト、大
きさ及び重量を増大させる。ロッキングシステムを調整
可能にする場合、複雑さ及びコストがさらに増大する。調整可能なロッキングシステムは完全に連続したもので
はなく区分的なものである。

【００８９】本発明の雑音低減法は、空胴または帯域フ
ィルタや位相または注入ロッキングの原理をまったく用
いていない。それは、同調させた基本波及び出力として
用いられる高次の高調波の２周波数システムである。Ｑ
増加方法は、従来の雑音抑制に用いられていた帯域フィ
ルタまたは空胴を用いず、ミリメ−トル波周波数での実
現及び実用が容易である高域フィルタを用いている。従
来のフィルタまたは空胴方法とは対照的に、それは広帯
域特性を備えており、安定化した発振器の周波数決定素
子ではない。

【００９０】高域フィルタには２つの機能がある。第１
として、それは同調可能な基本波発振に対する大きい無
効負荷として作用し、構造的に基本周波数のエネルギを
反射するので、発振回路の外部のＱが増加する。第２に
、高域フィルタには基本周波数で発生したエネルギを出
力負荷から隔離する機能がある。負荷への出力は、同調
可能な基本波の始めに発生したＮ次の高調波から得られ
、高調波出力は能動素子内の高調波発生機構によって本
来的に基本波から隔離されている（すなわちガンダイオ
−ドでは第二高調波で１０〜１５ｄＢ）。

【００９１】本雑音低減法は、Ｖ帯域（５０〜７５ＧＨ
ｚ　）広帯域バラクタ同調集中素子ガンＶＣＯで実施さ
れる。このＶＣＯの以下の記載は、実施の詳細を説明す
ると共に位相雑音低減についてのそれの効力を示すもの
である。本技術の実施は、ここに示されている集中素子回路に限
定されることなく、印刷マイクロストリップ、懸垂スト
リップライン基板等の他の様々な回路形式に用いること
ができる。また、能動素子としてガンダイオ−ドを使用
することに限定されることなく、インパットダイオ−ド
またはトランジスタ（電界効果トランジスタ、複極トラ
ンジスタ、電子移動度トランジスタ等）等の他の能動装
置を用いることもできる。

【００９２】ＶＣＯは２周波数発振器として設計されて
いた。それは基本周波数でバラクタ同調されており、本
来的な発生第二高調波から出力を得た。基本波発振は、
ガンダイオ−ド付近において高域フィルタ（基本波を遮
断するＷＲ−１５　導波管の一部）によってそれに与え
られた大きなリアクタンスによって負荷が加えられた。フィルタの効果は、構造的にエネルギを基本波発振回路
へ反射することによってそれの外部のＱを増加させるこ
とであった。

【００９３】同調可能な基本波は、基本波を遮断するが
第二高調波を負荷へ通過させる高域フィルタによって、
またガンダイオ−ド内の第二高調波発生機構の固有分離
性（１０〜１５ｄＢ）によって負荷から隔離された。集
中素子回路では、高域フィルタは、公知の設計手順から
適当な値の別個のコンデンサ及び誘導器で実現すること
もできるであろう。マイクロストリップまたは懸垂スト
リップライン等の印刷回路形式では、公知の設計手順に
よって印刷高域フィルタを実現することができる。

【００９４】Ｖ帯域（５０〜７５ＧＨｚ　）における第
二高調波集中素子ガンＶＣＯの回路図及び構成が図１及
び２に示されている。集中素子の概念は、十分小さく、
集中素子として特徴付けられる回路素子を使用すること
に基づいている。集中素子回路を組み付ける０．０７４
　インチｘ０．０７４　インチの溝は、問題の出力周波
数範囲で導波管モ−ドを遮断する大きさであるため、集
中素子回路形式に保全性を与えることができる。

【００９５】個々の回路素子は、パッケ−ジガンダイオ
−ドと、超段階接合ＧａＡｓチップバラクタと、３つの
ＭＩＳ　チップコンデンサとで構成されている。誘導素
子は、個々の素子間を電気接続する短い線である。ガン
及びバラクタダイオ−ドバイヤスチョ−クは、出力周波
数帯の中心の公称四分の一波長である。第二高調波出力
は回路から容量的に結合されて、図２及び図３に示され
ている小径の同軸線（外径０．０３４　インチ）によっ
て出力導波管のＷＲ−１５　部分へ送られる。導波管側
の端部の同軸線の中心導体は、ＶＣＯ回路の公称５０オ
−ムから導波管の公称４００　オ−ムインピ−ダンスへ
広帯域遷移させる構造になっている。出力導波管は基本
周波数帯域を遮断するので、ガンダイオ−ドをこの周波
数範囲で無効終端させることができる。出力導波管は高
域フィルタとして機能する。導波管遷移のための同軸線及び出力導波管の構造の詳細
は、図３のＶＣＯの組み付け図に示されている。

【００９６】第二高調波ガンＶＣＯの回路モデルが図５
に示されており、ガンダイオ−ドから出力導波管部分ま
での同軸線（ＺＬ　、ＰＬ　、ＫＬ　）と、ガン及びバ
ラクタバイヤス線（ＺＢ　、ＰＢ　、１）とを含む。各
バイヤスチョ−クは細い地上線（ＫＢ　＝１）である。Ｚは回線インピ−ダンス、Ｐは線の長さ、Ｋは回線媒体
の誘電率である。

【００９７】ＶＣＯの同調及び出力電力特性が図７に示
されている。これらの測定に対しては、出力ポ−トの一
方に固定ショ−トが用いられ、最大ＶＣＯ同調範囲に設
定した。ＶＣＯは４６．４ＧＨｚ　から６４．７ＧＨｚ
　までの１８．３ＧＨｚ　の同調範囲で同調し、最大同
調電圧は−３０ボルトであった。全同調範囲に渡ってゼ
ロバラクタ電流が見られた。

【００９８】Ｑ増加ＶＣＯの外部のＱは公知のプリング
方法で測定した（１９７０年２月のマイクロウエ−ブジ
ャ−ナル「ガン発振器における負荷Ｑ係数測定」ワ−ナ
（Ｗａｒｎｅｒ）＆ホブソン（Ｈｏｂｓｏｎ））。６１
ＧＨｚ　で、Ｑの測定値は５８４　であった。これは、
Ｑ増加を行っていないＶＣＯの場合の値２４．７と対照
的である。増加法によってＶＣＯの外部のＱが２３．６
倍増加した。

【００９９】６１ＧＨｚ　での位相雑音は、公知の直接
スペクトル分析方法で測定したが、ガン発振器のＡＭ雑
音はその位相雑音よりも少なくとも１０ｄＢ低いことが
わかっているので、これは有効である。位相雑音測定値
は、図１１にＱ増加を行っていない集中素子ガンＶＣＯ
の位相雑音と比較してグラフで示されている。Ｑ増加を
行った場合、ＶＣＯの位相雑音は、８０ＫＨｚ〜１ＭＨ
ｚ　のオフセット周波数範囲に渡ってＱ増加を行ってい
ないＶＣＯの位相雑音よりも低く、２６〜２８ｄＢであ
った。

【０１００】本発明の範囲内において様々な変更や変化
を加えることができることは理解されるであろう。共振
回路１６は固定共振回路にすれば、固定周波数発振器が
得られ、バラクタ１８等の同調回路にすれば、ＶＣＯが
得られる。

【０１０１】

【発明の効果】本発明は、基本周波数の発振を無効終端
させる手段を設けて前記共振回路のＱを増加させて、前
記共振回路内の蓄積基本周波数エネルギを増加させるこ
とによって位相雑音を低減させることができる。

【０１０２】本発明の位相雑音低減法は、基本的に狭帯
域で低速かつ相当に複雑な位相同期法よりも本来的に広
帯域であり、同調速度も速い。また構成が簡単であるか
ら小型で低コストの低雑音発振器となり、しかも高域フ
ィルタを用いているので、位相雑音抑圧に用いられてい
る公知の狭帯域フィルタ法の場合の周波数の上限よりも
相当に高い６０ＧＨｚ　以上の周波数を含むミリメート
ル波及びマイクロ波範囲内での使用が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に従って構成されたＶＣＯ回路を示す回
路図である。

【図２】図１の回路の物理的配置を示している。

【図３】出力導波管に結合した図２の回路を示している
。

【図４】図３の一部の端面図である。

【図５】図１及び２の第二高調波バラクタ同調集中素子
ガン発振器の等価回路モデルを示す図である。

【図６】本発明によるＶＣＯの同調特性を示すグラフで
ある。

【図７】本発明によるＶＣＯの性能を示すグラフである
。

【図８】多オクタ−ブマイクロ波ＶＣＯシステムを示す
図である。

【図９】周波数増加超広帯域ミリメ−トル波ＶＣＯシス
テムを示す図である。

【図１０】図８に従った多オクタ−ブＶＣＯシステムの
同調特性を示すグラフである。

【図１１】本発明による位相雑音低減度を示すグラフで
ある。

【符号の説明】

１２　能動回路１４　能動素子１６　同調回路１８　バラクタダイオ−ド２６　ＶＣＯ出力部３２、６８　四分の一波長チョ−ク４４、５４、７６、８８　コンデンサ８６　負荷回路９４　導波管

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】　　ミリメートル波及びマイクロ波範囲で
作動する発振器において位相雑音を低減させる方法であ
って、負性抵抗の能動素子を備えた能動回路を設ける段
階と、前記能動回路に結合されてそれとともに共振回路
を形成する共振器回路を設ける段階と、基本周波数の発
振を無効終端させることによって前記共振回路のＱを増
加して前記共振回路内の蓄積基本周波数エネルギを増加
することにより位相雑音を低減させる段階とを有してい
ることを特徴とする方法。
【請求項２】　　十分に高いリアクタンスで基本周波数
の発振を無効終端させることによって、前記共振回路が
中心的エネルギ蓄積及び周波数決定回路となるようした
段階を有していることを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】前記共振回路が中心的エネルギ蓄積及び周
波数決定回路であるように十分に高いリアクタンスで基
本周波数の発振を無効終端させる手段を設け、また基本
周波数の発振を無効終端させる前記手段は発振周波数決
定素子でも大きなエネルギ蓄積素子でもないようにした
段階を有していることを特徴とする請求項１の方法。
【請求項４】　　前記共振器回路に同調回路を設ける段
階と、基本周波数の発振を広帯域に無効終端させる段階
と、前記発振器の全同調範囲に渡ってＱを増加させて位
相雑音を低減させる段階とを有していることを特徴とす
る請求項２の方法。
【請求項５】　　高域フィルタにより基本周波数の発振
を無効終端させることによって基本周波数を少なくとも
二次の高調波から分離させる段階と、前記二次以上の高
調波を通過させて発振器出力部を形成する段階とを有し
ていることを特徴とする請求項１の方法。
【請求項６】　　ミリメートル波及びマイクロ波範囲で
作動する発振器において位相雑音を低減させる方法であ
って、負性抵抗の能動素子を備えた能動回路を設ける段
階と、前記能動回路に結合されてそれとともに共振回路
を形成する共振器回路を設ける段階と、前記能動回路に
密結合された高域フィルタを設けることによって前記発
振器を２周波数モードで作動させ、基本周波数の発振を
無効終端させて周波数エネルギが前記能動回路から伝播
しないようにすることによって前記共振回路のＱを増加
させて位相雑音を低減させる段階と、少なくとも二次以
上の出力高調波を出力負荷へ通過させて基本周波数エネ
ルギを前記負荷から隔離する段階とを有していることを
特徴とする方法。
【請求項７】　　前記高調波を前記能動素子内で現場発
生させる段階と、前記能動素子内で現場発生した前記高
調波から出力電力を得る段階と、前記能動素子内で現場
発生して前記負荷へ送られた前記高調波出力から基本周
波数エネルギを隔離する段階と、基本周波数に対して十
分に大きいリアクタンスを前記高域フィルタに与えるこ
とによって、前記共振回路内に蓄積されるエネルギが前
記高調波で前記負荷に送られるエネルギに比べて大きく
なるようにして、基本周波数での前記共振回路のＱが基
本周波数で負荷がかけられた発振器のＱよりも１等級以
上大きくなるようにする段階と、基本周波数で負荷にエ
ネルギを送る段階とを有していることを特徴とする請求
項６の方法。
【請求項８】　　前記共振器回路に同調回路を設ける段
階と、前記高域フィルタで広帯域に無効終端させ、回路
調整を行わずに発振器の全同調範囲に渡って継続的に位
相雑音を低減させる段階とを有していることを特徴とす
る請求項６の方法。
【請求項９】　　ミリメートル波及びマイクロ波範囲で
作動する発振器において位相雑音を低減させる方法であ
って、負性抵抗の能動素子を備えた能動回路を設ける段
階と、前記能動回路に結合されてそれとともに共振回路
を形成する共振器回路を設ける段階と、前記能動回路に
密結合されて、基本周波数エネルギが前記能動回路から
出力負荷へ伝播しないようにし、また少なくとも二次以
上の出力高調波を通過させる発振器出力部を形成する高
域フィルタを設ける段階と、前記密結合された高域フィ
ルタを利用して前記能動回路部分への基本周波数でのエ
ネルギ循環を制限することによって基本周波数エネルギ
を前記能動素子へ戻すように循環させ、さらに高次の調
波エネルギを発生するようにして、基本周波数と発振器
出力部における高調波とを含む２周波数システムを形成
する段階と、前記高域フィルタを利用して、（ａ）　基
本波発振に対して大きい無効負荷を与えて基本周波数の
エネルギを構造的に反射することによって、さらに高次
の調波エネルギを発生し、前記共振回路のＱを増加させ
、位相雑音を低減させると共に、（ｂ）　基本周波数で
発生したエネルギを出力負荷から隔離するという二重の
機能を実施する段階とを有していることを特徴とする方
法。
【請求項１０】　　同調回路を備える前記共振器回路を
設ける段階と、前記基本周波数を同調する段階とを有し
ていることを特徴とする請求項９の方法。
【請求項１１】　　ミリメートル波及びマイクロ波範囲
で作動する発振器において位相雑音を低減させる方法で
あって、負性抵抗の能動素子を備えた能動回路を設ける
段階と、前記能動回路に結合されてそれとともに共振回
路を形成する共振器回路を設ける段階と、前記共振回路
に結合されて基本周波数の発振を遮断することによって
、エネルギを前記共振回路へ構造的に反射してＱを増加
させると共に位相雑音を低減させ、また少なくとも二次
以上の高調波を通過させることによって前記高調波の抵
抗負荷発振器出力部を形成する出力導波管を設ける段階
とを有していることを特徴とする方法。
【請求項１２】　　前記高調波を前記能動素子内で本来
的に発生させる段階と、前記能動素子内での高調波の発
生によって前記基本周波数を前記出力導波管の前記抵抗
負荷から隔離する段階と、基本周波数エネルギの前記無
効終端させることによって前記共振回路内の蓄積基本周
波数エネルギを増加させ、前記基本周波数と前記導波管
を通る出力である前記高調波とを含む２周波数システム
を形成する段階とを有していることを特徴とする請求項
１１の方法。
【請求項１３】　　前記共振器回路に同調回路を設ける
段階と、前記基本周波数を同調する段階とを有している
ことを特徴とする請求項１２の方法。
【請求項１４】　　ミリメートル波及びマイクロ波範囲
で作動する発振器であって、負性抵抗の能動素子を備え
た能動回路と、前記能動回路に結合されてそれとともに
共振回路を形成する共振器回路と、基本周波数の発振を
無効終端させる手段を設けて前記共振回路のＱを増加さ
せて、前記共振回路内の蓄積基本周波数エネルギを増加
させることによって位相雑音を低減させる手段とを有し
ていることを特徴とする発振器。
【請求項１５】　　基本周波数を無効終端させる前記手
段のリアクタンスを十分に高くすることによって、前記
共振回路が中心的エネルギ蓄積及び周波数決定回路とな
るようにし、基本周波数の発振を無効終端させる前記手
段は発振周波数決定素子でも大きなエネルギ蓄積素子で
もないこと特徴とする請求項１の発振器。
【請求項１６】　　前記共振器回路は同調回路を有して
おり、基本周波数の発振の無効分ならしめる終端は広帯
域であり、Ｑの増加及び位相雑音の低減が前記発振器の
全同調範囲に渡ることを特徴とする請求項１４の発振器
。
【請求項１７】　　基本周波数の発振を無効終端させる
前記手段は、基本周波数を少なくとも二次の高調波から
分離させて、前記高調波を通過させて発振器出力部を形
成する高域フィルタであることを特徴とする請求項１４
の発振器。
【請求項１８】　ミリメートル波及びマイクロ波範囲で
作動する発振器であって、負性抵抗の能動素子を備えた
能動回路と、前記能動回路に結合されてそれとともに共
振回路を形成する共振器回路と、前記能動回路に密結合
され、基本周波数の発振を無効終端させて基本周波数エ
ネルギが前記能動回路から伝播しないようにし、少なく
とも二次以上の出力高調波を出力負荷へ通過させて基本
周波数エネルギを前記負荷から隔離する高域フィルタを
備えて前記発振器を２つの周波数モードで作動させる手
段を設けた、前記共振回路のＱを増加させることによっ
て位相雑音を低減させる手段とを有していることを特徴
とする発振器。
【請求項１９】　　前記高調波は前記能動素子内で本来
的に発生され、前記能動素子内で本来的に発生した前記
高調波から出力電力が得られ、前記能動素子内での前記
高調波発生によって前記負荷へ送られる前記高調波出力
から前記基本周波数エネルギが隔離され、前記基本周波
数に対する前記高域フィルタのリアクタンスを十分に大
きくすることによって、前記共振回路内に蓄積されたエ
ネルギが前記高調波で前記負荷に送られるエネルギに比
べて大きくなり、基本周波数での前記共振回路のＱが基
本周波数の負荷が加えられて基本周波数で負荷にエネル
ギを送る発振器のＱよりも１等級以上大きくなるように
したことを特徴とする請求項１８の発振器。
【請求項２０】　　前記共振器回路は同調回路を有して
おり、無効終端を与える前記高域フィルタは広帯域であ
って、回路の調節を行わずに発振器の全同調範囲に渡っ
て継続的に位相雑音を低減させることを特徴とする請求
項１８の発振器。
【請求項２１】　ミリメートル波及びマイクロ波範囲で
作動する発振器であって、負性抵抗の能動素子を備えた
能動回路と、前記能動回路に結合されてそれとともに共
振回路を形成する共振器回路と、前記能動回路に密結合
され、基本周波数エネルギが前記能動回路から出力負荷
へ伝播しないようにし、また少なくとも二次以上の出力
高調波を通過させる発振器出力部を形成するた高域フィ
ルタとを有しており、前記密結合された高域フィルタが
前記能動回路部分への基本周波数のエネルギ循環を制限
することによって基本周波数エネルギを前記能動素子へ
反射してさらに高次の高調波エネルギを発生するように
し、また前記高域フィルタは基本周波数と発振器出力部
における高調波とを含む２周波数システムを形成し、さ
らに前記高域フィルタは、（ａ）　基本波発振に対して
大きい無効負荷を与えて基本周波数のエネルギを構造的
に反射することによって、さらに高次の調波エネルギを
発生し、前記共振回路のＱを増加させ、位相雑音を低減
させると共に、（ｂ）　基本周波数で発生したエネルギ
を出力負荷から隔離するという二重の機能を実施するこ
とを特徴とする発振器。
【請求項２２】　　前記共振器は同調回路を有しており
、前記基本周波数を同調させることを特徴とする請求項
２１の発振器。
【請求項２３】　　ミリメートル波及びマイクロ波範囲
で作動する発振器であって、負性抵抗の能動素子を備え
た能動回路と、前記能動回路に結合されてそれとともに
共振回路を形成する共振器回路と、前記共振回路に結合
されて基本周波数の発振を遮断することによって、エネ
ルギを前記共振回路へ構造的に反射してＱを増加させる
と共に位相雑音を低減させ出力導波管とを有しており、
前記導波管は少なくとも二次以上の高調波を通過させる
ことによって前記高調波の抵抗負荷発振器出力部を形成
することを特徴とする発振器。
【請求項２４】　　前記高調波は前記能動素子内で現場
発生され、前記基本周波数は前記能動素子内での高調波
の発生によって前記出力導波管の前記抵抗負荷から隔離
され、基本周波数エネルギの前記によって、前記共振回
路内の蓄積基本周波数エネルギが増加し、前記基本周波
数と前記導波管を通る出力である前記高調波とを含む２
周波数システムが形成されることを特徴とする請求項２
３の発振器。
【請求項２５】　　前記共振器は同調回路を有しており
、前記基本周波数を同調させることを特徴とする請求項
２４の発振器。
【請求項２６】　ミリメートル波及びマイクロ波範囲で
作動するバラクタ同調発振器ＶＣＯであって、負性抵抗
の能動素子を備えた集中素子能動回路と、前記能動回路
に結合されてそれとともに共振回路を形成する集中素子
同調回路と、前記能動回路に密結合されて、基本周波数
エネルギが前記能動回路から伝播しないようにし、基本
周波数の発振でして少なくとも二次以上の出力高調波で
抵抗負荷が加えられたＶＣＯ出力部を形成する高域フィ
ルタを設けて、前記高域フィルタによって基本周波数エ
ネルギを前記共振回路に構造的に反射させて前記共振回
路内の蓄積基本周波数エネルギを増加させることによっ
てさらに高次の調波エネルギを発生させ、また基本周波
数エネルギをＶＣＯ出力部から隔離することができるよ
うにして、前記共振回路のＱを増加させることによって
位相雑音を低減させる手段とバラクタ同調用の第１バイ
ヤスポートと、前記能動素子にバイヤスをかけるための
第２バイヤスポートと、前記第１バイヤスポートに結合
された第１端子と第２端子を有する前記二次以上の出力
高調波の第１四分の一波長チョークと、前記第２バイヤ
スポートに結合された第１端子と第２端子を有する前記
二次以上の高調波の第２四分の一波長チョークとを備え
ており、前記同調回路は、前記第１チョークの第２端子
に結合された第１端子と第２端子を有し、前記能動回路
は、前記第２チョークの第２端子，前記同調回路の前記
第１端子，および前記ＶＣＯ出力部に結合された第１端
子と、前記同調回路の前記第２端子に結合された第２端
子を備え、前記高域フィルタは、前記能動回路の前記第
１端子で前記ＶＣＯ出力部に結合された負荷回路を形成
しており、前記負荷回路は前記基本周波数で前記ＶＣＯ
出力部をさせ、前記高調波で前記ＶＣＯ出力部に抵抗負
荷を加えて前記高調波を通過させており、さらに、前記
第１バイヤスポートと前記第１チョークの前記第１端子
との間の接続点に接続された第１端子と、前記同調回路
の前記第２端子に接続された第２端子とを備えた第１コ
ンデンサと、前記１チョークの前記第２端子と前記同調
回路の前記第１端子との間の接続点に接続された第１端
子と、前記２チョークの前記第２端子と前記能動回路の
前記第１端子との間の接続点に接続された第２端子とを
備えた第２コンデンサと、前記第２チョークの第２端子
と前記能動回路の前記第１端子との間の接続点に接続さ
れた第１端子と、前記負荷回路に接続された第２端子と
を備えた第３コンデンサと、前記第２バイヤスポートと
前記第２チョークの前記第１端子との間の接続点に接続
された第１端子と、前記能動回路の前記第２端子に接続
された第２端子とを備えた第４コンデンサとを有するこ
とを特徴とする発振器。